CN103004164A - 接收装置、集成电路、接收方法及程序 - Google Patents

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Abstract

一种具备将以正交频分复用方式（OFDM）调制的调制波解调的解调部、能够不依赖于接收的帧结构而推定可靠性信息的接收装置（10），解调部（11）具备：干扰波检测部（102），在接收装置（10）接收到的作为调制波的接收调制波的各样本的接收功率超过阈值而检测出接收调制波包含干扰波的情况下，进行作为将超过了阈值的接收信号置换为规定值的处理的置换处理；第一干扰波功率推定部（104），基于在接收调制波所包含的OFDM符号中进行了置换处理的样本数，推定包含在OFDM符号中的干扰波功率；以及解调数据生成部（12），基于由第一干扰波功率推定部（104）推定的干扰波功率，对由干扰波检测部（102）进行置换处理后的接收调制波进行解调处理，由此将接收调制波解调而生成解调数据。

Description

接收装置、集成电路、接收方法及程序
技术领域
本发明涉及接收装置、集成电路、接收方法及程序。特别涉及具备将以正交频分复用方式（OFDM）调制的调制波进行解调的解调部的接收装置、集成电路、接收方法及程序。
背景技术
目前，以地面数字广播为代表，在IEEE802.11a等的各种各样的数字通信中，作为传送方式而广泛采用正交频分复用方式（OFDM，OrthogonalFrequency Division Multiplexing）。
作为OFDM接收装置的一例，有使用计算出的噪声功率生成可靠性信息、利用该可靠性信息使得能够进行使用了LDPC（Low Density ParityCheck：低密度奇偶校验）码的高精度的错误订正的装置（例如，专利文献1）。根据专利文献1所公开的技术，具体地讲，对于根据导频信号或OFDM频带外波谱来计算的噪声功率，将在符号方向上平均的噪声功率与每1个符号的噪声功率比较，在各符号的噪声功率超过了规定的阈值的情况下，判断为存在脉冲干扰，并且将每1个符号的噪声功率值用于生成可靠性信息。另一方面，在各符号中的噪声功率不超过规定的阈值的情况下，判断为不存在脉冲干扰，并且将在符号方向上平均的噪声功率值用于生成可靠性信息。由此，对于局部发生的噪声功率的增加，也能够生成适当的可靠性信息，能够提高LDPC解码的性能。但是，在专利文献1中，关于具体的符号单位的噪声功率计算方法并没有提及。
这里，所谓脉冲干扰，是不规则且随机的电平的干扰信号。脉冲噪声例如通过家电的电源的ON/OFF、照明器具或车的点火而以脉冲状发生，所以在存在脉冲噪声的符号中，噪声功率局部性地增加。
此外，有对可靠性信息推定中需要的各符号中存在的噪声功率进行评价的方法（例如，专利文献2）。根据专利文献2，在作为日本的地面数字广播方式的ISDB-T（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）中，使用在规定的子载波中在时间方向上连续地插入的TMCC（TransmissionMultiplexing Configuration Control：传输和复用配置控制）信号和AC（Auxiliary Channel：辅助信道）信号中的某一方或双方来评价接收品质。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：欧洲专利申请公开第2242226号说明书
专利文献2：日本专利第3740468号公报
发明概要
发明要解决的问题
以往的噪声功率计算方法有依赖于帧结构的问题。例如，为了使用在专利文献2中公开的噪声功率计算方法，需要在OFDM符号的各符号中配置TMCC信号那样的能够在噪声功率计算中使用的信号。因此，是否能够采用专利文献2的噪声功率计算方法依赖于所接收的信号的帧结构。
发明内容
所以，本发明的目的是提供一种能够不依赖于接收的帧结构而推定可靠性信息的接收装置等。
用于解决问题的手段
为了解决上述问题，有关本发明的一形态的接收装置，具备将通过正交频分复用方式（OFDM）调制而得到的调制波进行解调的解调部，上述解调部具备：干扰波检测部，在上述接收装置接收到的上述调制波即接收调制波的每个样本的接收功率超过阈值而检测到上述接收调制波包含干扰波的情况下，进行置换处理，该置换处理是将超过上述阈值的接收信号置换为规定值的处理；第一干扰波功率推定部，在包含在上述接收调制波中的OFDM符号中，基于进行了上述置换处理的样本数，推定包含在上述OFDM符号中的干扰波功率；以及解调数据生成部，对由上述干扰波检测部进行上述置换处理后的上述接收调制波，基于由上述第一干扰波功率推定部推定的上述干扰波功率进行解调处理，由此对上述接收调制波进行解调并生成解调数据。
发明效果
根据上述形态，基于包含在OFDM符号期间中的超过规定的阈值的样本数计算干扰功率，由此能够不依赖于接收的帧结构而计算干扰功率，能够进行稳定的接收。
附图说明
图1是表示有关实施方式1的接收装置的结构的模块图。
图2是表示有关实施方式1的解调部11的结构的模块图。
图3A是表示有关实施方式1的干扰波检测部102的结构的模块图。
图3B是表示干扰波检测信号的一例的图。
图4是表示有关实施方式1的时间轴处理部103的结构的模块图。
图5是表示有关实施方式1的干扰波功率推定部104的结构的模块图。
图6是表示有关实施方式1的可靠性推定部108的结构的模块图。
图7是表示有关实施方式2的接收装置的结构的模块图。
图8是表示有关实施方式2的解调部21的结构的模块图。
图9是表示有关实施方式2的干扰波检测部202的结构的模块图。
图10是表示有关实施方式2的干扰波功率推定部204的结构的模块图。
图11是表示有关实施方式3的接收装置的结构的模块图。
图12是表示有关实施方式3的解调部31的结构的模块图。
图13是表示有关实施方式3的干扰波功率推定部304的结构的模块图。
图14A是表示伴随于传送路径推定中的插补处理的CNR的推移的示意图。
图14B是表示传送路径推定部106的结构的一例的模块图。
图15是表示有关实施方式4的接收装置的模块图。
图16是表示有关实施方式4的解调部41的结构的模块图。
图17是表示有关实施方式4的可靠性推定部408的结构的模块图。
图18是表示DVB-T2方式的DVB-T2帧构造的示意图。
图19是表示FFT尺寸与P2符号数的关系的图。
图20是表示DVB-T2方式中的传送格式（载波配置）的示意图。
图21是表示存在SP信号的载波间隔及符号间隔的定义的示意图。
图22是表示各导频（SP）图案中的载波间隔及符号间隔的图。
图23是表示FFT尺寸、使用的CP组和在模（modulo）运算中使用的值的图。
图24是表示对于导频图案的CP组的值（CP_g1、CP_g2、CP_g3）的图。
图25是表示对于导频图案的CP组的值（CP_g4）的图。
图26是表示对于导频图案的CP组的值（CP_g5）的图。
图27是表示对于导频图案的CP组的值（CP_g6）的图。
图28是表示在扩展模式时附加的CP载波位置的图。
图29是表示各符号中的各导频信号的配置的示意图。
图30是表示一般的DVB-T2接收装置的示意图。
具体实施方式
（作为本发明的基础的知识）
以下，在说明本发明的实施方式之前，参照附图说明作为能够采用本发明的系统的一例的、采用OFDM方式的数字电视广播。
OFDM方式由于是使用相互正交的多个子载波将多个窄带数字调制信号进行频率复用而发送的方式，所以是频率的利用效率良好的传送方式。
此外，在OFDM方式中，1个符号区间由有效符号区间和保护间隔区间构成，有效符号区间的一部分的信号被复制并插入到保护间隔区间中，以在符号内具有周期性。因此，能够削减由多路径干涉产生的符号间的干涉的影响，对于多路径干涉也具有良好的耐受性。
近年来，在各国中模拟电视广播被停止，频率重新分配的行动在全世界上活跃，在欧洲，除了基于DVB-T（Digital Video Broadcasting-Terrestrial：数字视频地面广播）的SD（Standard Definition：标准清晰度）广播以外，对HD（High Definition）服务的需求也提高。因此，作为第二代欧洲地面数字广播的DVB-T2的标准化正被推进，目前已经在一部分国家中开始了服务。
在图18中表示DVB-T2方式的DVB-T2帧结构。DVB-T2帧由P1符号、P2符号和数据符号构成。
P1符号的FFT（Fast Fourier Transform：快速傅里叶变换）尺寸被设定为1k（=1024），包括（1）P2符号及数据符号的格式（MISO（Multi-Input-Single-Output：多输入单输出）或SISO（Single-Input-Single-Output：单输入单输出）的某一种）、（2）P2符号及数据符号的FFT尺寸、（3）是否包含FEF（Future Extension Frames：未来扩展帧）等的信息。
P2符号使用与数据符号相同的FFT尺寸，被插入等间隔的导频。当FFT尺寸是32K、为SISO模式时，每隔6个子载波存在P2导频。此外，在上述以外的参数时，每隔3个子载波存在P2导频。P2符号被附加了数据符号的导频图案、载波扩展模式（扩展（Extended）模式或通常（Normal）模式中的某一个）、每帧的符号数及调制方法等的为了接收而需要的所有的发送参数信息。另外，P2符号的符号数如图19的表T190所示，按P2符号的每个FFT尺寸设定。
在图20中表示DVB-T2方式的发送格式。横轴表示OFDM的载波（频率）方向，纵轴表示OFDM符号（时间）方向。如图20所示，对于数据信号，在符号方向及载波方向上等间隔地插入有SP（Scattered Pilot：分散导频）信号。此外，在特定的子载波中，在时间方向上连续地插入有CP（Continual Pilot：连续导频）信号。SP信号的插入图案有PP1到PP8的8种，在各个图案中，符号方向及载波方向的插入间隔不同。如图21所示，如果将存在SP信号的载波位置的载波间隔及符号间隔分别定义为Dx及Dy，则PP1到PP8的各SP图案中的符号方向的插入间隔Dy及载波方向的插入间隔（Dx、Dy）为如图22所示的表T220。此外，CP信号的插入子载波位置由FFT尺寸和SP图案决定。
在图23所示的T230和图24～图28所示的T240、T250、T260、T270及T280中表示CP信号位置。另外，图23表示在图24～图28所示的CP_g1到CP_g6的组中、根据FFT尺寸而使用哪个组。进而，通过图23所示的K_mod，实施由图24～图27所示的值的模运算（余数运算）后的值表示存在CP信号的有效子载波号码。另外，在FFT尺寸是32k的情况下，不实施模运算，由图24～图27所示的值原样成为CP信号存在的有效子载波号码。此外，在扩展模式的情况下，追加图28所示的有效子载波号码。该图28的值不需要进行模运算。
这里，CP信号在时间方向上被连续地插入，但例外地有不存在CP信号的符号。例如，在P2符号及Frame Close（帧关闭）符号中不存在CP信号。帧的最终符号在发送格式是SISO的情况下，根据保护间隔与导频图案的组合而被规定通常的符号或Frame Close符号中的某一种。此外，在发送格式是MISO的情况下，除了PP8以外被规定Frame Close符号。在图29中表示包括P2符号及Frame Close符号的传送格式的示意图。Frame Close（FC）符号相对于通常的数据符号，如图29所示被插入了许多导频。这是为了在传送路径特性的推定中能够使导频信号的传送路径特性的向时间轴方向的插补变得容易。将SP信号以外被追加的导频称作FC（Frame Close）导频。Frame Close符号由于被追加了FC导频，所以不存在CP信号。另一方面，在P2符号中，也由于存在许多P2导频，所以不存在CP信号。
图30中表示以往的DVB-T2方式的接收结构的简单的模块图的一例。如图30所示，以往的DVB-T2方式的接收结构具备A/D变换部1002、时间轴处理部1003、FFT部1004、传送路径推定部1005、均衡部1006、错误订正部1007、可靠性推定部1008和错误订正部1007。
A/D变换部1002根据A/D（模拟—数字）变换后的信号实施P1符号的解调。
时间轴处理部1003针对P2符号及数据符号，取得载波频率及采样频率的同步。
FFT部1004实施FFT，变换为频率轴的信号。
传送路径推定部1005基于包含在FFT后的信号中的SP信号，推定传送路径特性。
均衡部1006进行FFT后的信号的畸变补偿（均衡）。
错误订正部1007实施错误订正，将数据解调。
可靠性推定部1008在传送路径推定时推定可靠性信息。推定出的可靠性信息用于错误订正部1007中的错误订正。
在DVB-T2中，作为错误订正码而采用LDPC（Low Density ParityCheck）码。在LDPC码的解码中，为了对数似然比的加权而需要表示数据的可靠性的信息即可靠性信息。可靠性信息根据在各符号中推定的信号功率、以及包括热噪声或干扰波的影响的噪声功率来推定。为了提高LDPC解码中的错误订正的性能，可靠地生成接收传输状况作为可靠性信息成为非常重要的要素。
作为评价在可靠性信息推定中需要的各符号中存在的噪声功率的方法，例如可以举出专利文献2。专利文献2所公开的技术是如下技术：在作为日本的地面数字广播方式的ISDB-T（Integrated Services DigitalBroadcasting-Terrestrial）中，使用在规定的子载波中在时间方向上连续插入的TMCC（Transmission Multiplexing Configuration Control）信号和AC（Auxiliary Channel）信号中的至少一个来评价接收品质。具体而言，根据使用对SP信号的传送路径特性进行插补而得到的传送路径特性将TMCC信号均衡后的信号、与对TMCC信号进行差动解调并硬判定的信号之间的误差，来计算接收品质。由于检测出包含由插补误差带来的劣化的影响在内的接收品质信号，所以具有能够进行精度较高的噪声推定的特征。如果要将记载在专利文献2中的噪声功率的计算方法应用到DVB-T2中，则通过代替TMCC信号而使用CP信号，能够通过同样的方法对包含CP信号的符号进行评价。另一方面，对于不包含CP信号的符号，不能通过同样的方法评价。
另一方面，在对于可靠性信息难以反映接收传送路径状态的接收环境之一中，有脉冲干扰环境。所谓脉冲干扰，是不规则且随机的电平的干扰信号，通过家电的电源的开启/关闭或照明器具及车的点火以脉冲状发生。
在OFDM解调中，脉冲干扰被扩散到比FFT宽的频率带，接收性能劣化。作为噪声功率的推移，在存在干扰波的符号中，噪声功率局部地增加。因此，如果为了可靠性信息的噪声功率的高精度化而在符号间将噪声功率平均化，则在存在脉冲干扰的符号中，在可靠性信息与实际的传送环境之间发生误差。
作为使这样的脉冲干扰环境的影响减轻的方法，有通过使接收电平比规定的值大的信号消失、来提高接收性能的技术。在此情况下，由于使接收电平较大的脉冲干扰成分消失，所以脉冲干扰信号本身不再存在。但是，通过使接收信号消失，使希望的OFDM信号本身也消失，所以会残留随着消失而发生的噪声成分。因此，在符号间将噪声功率平均化而得到的可靠性信息与随着消失而残留噪声成分的符号的噪声功率之间发生误差，不能最大限度地发挥LDPC解码的性能。
所以，作为用于消除这样的局部性的符号中的可靠性信息的偏差、提高精度的有效的方法，例如有专利文献1所记载的方法。在专利文献1中，针对根据导频信号或OFDM频带外波谱来计算的噪声功率，将在符号方向上平均的噪声功率与每1个符号的噪声功率比较，在各符号的噪声功率超过规定的阈值的情况下，判断为存在脉冲干扰，并且将每1个符号的噪声功率值用于生成可靠性信息，在不超过阈值的情况下，判断为不存在脉冲干扰，并且将在符号方向上平均的噪声功率值用于生成可靠性信息。通过该方法，对于因存在脉冲干扰或使信号消失而局部发生的噪声功率的增加，也能够正确地求出噪声功率，通过生成精度较高的可靠性信息，能够使LDPC解码的性能提高。
但是，在专利文献1中，没有公开具体的符号单位的噪声功率计算方法。
此外，如果将专利文献2所记载的高精度的符号单位的噪声功率的计算方法用在DVB-T2方式中，则如上述那样通过代替TMCC信号而使用CP信号，能够对存在CP信号的帧计算噪声功率。但是，在DVB-T2方式的DVB-T2帧中，在P2符号及Frame Close符号中没有配置CP信号。在这样的没有配置CP信号的符号中，不能进行使用CP信号的噪声功率的计算，在该符号中不得不使用在符号方向上平均的噪声功率。结果，如果在因没有配置CP信号等的理由而不能进行使用以往技术的符号单位的噪声功率的计算的符号中存在脉冲干扰或信号消失，则在本来的该符号的噪声功率与包括其他符号的平均的噪声功率之间发生偏差，在LDPC解码中使用的可靠性信息的正确度下降，结果使接收性能劣化。
为了解决上述问题，有关本发明的一形态的接收装置，具备将以正交频分复用方式（OFDM）调制的调制波解调的解调部，上述解调部具备：干扰波检测部，在上述接收装置接收到的上述调制波即接收调制波的每个样本的接收功率超过阈值而检测到上述接收调制波包含干扰波的情况下，进行作为将超过了上述阈值的接收信号置换为规定值的处理的置换处理；第一干扰波功率推定部，在包含在上述接收调制波中的OFDM符号中，基于进行了上述置换处理的样本数，推定包含在上述OFDM符号中的干扰波功率；以及解调数据生成部，对由上述干扰波检测部进行上述置换处理后的上述接收调制波，基于由上述第一干扰波功率推定部推定的上述干扰波功率进行解调处理，由此将上述接收调制波解调，生成解调数据。
由此，该接收装置基于在OFDM符号内接收功率超过了规定的阈值的样本的数量来计算包含在该OFDM符号中的干扰波功率，由此能够不依赖于由该OFDM符号传送的信号种类而进行OFDM符号单位的干扰波功率的推定。结果，在解调处理中，作为没有配置CP信号的OFDM符号的干扰波功率，可以使用基于接收功率超过了规定的阈值的样本的数量来计算出的干扰波功率，即使在没有配置CP信号的OFDM符号中存在脉冲干扰或信号消失，也能够进行稳定的接收。
即，如果是以往，则如使用包含在该OFDM符号中的CP信号的噪声功率的检测方法那样，能够对包含特定的信号的OFDM符号，使用该特定的信号对干扰波功率进行推定。相对于此，根据本发明，能够不依赖于通过该OFDM符号传送的信号种类而进行OFDM符号单位的干扰波功率的推定。
此外，例如也可以是，上述解调数据生成部具有：可靠性推定部，对上述接收调制波，以上述第一干扰波功率推定部推定出的上述干扰波功率越大则上述OFDM符号的可靠性越低的方式推定可靠性信息；以及错误订正部，作为对上述接收调制波的上述解调处理，使用由上述可靠性推定部推定的可靠性信息进行用来将包含在上述接收调制波中的错误订正的错误订正处理，由此生成上述接收调制波的解调数据。
由此，作为解调处理，例如不论是否能够采用使用CP信号的噪声功率的检测方法进行该符号中的噪声推定，都能够实施引入了推定出的干扰功率的噪声功率推定，能够进行可靠性信息的生成，所以即使存在脉冲干扰或信号消失，也能够基于精度较高的可靠性信息实施错误订正，能够进行稳定的接收。
此外，例如也可以是，作为对上述接收调制波的上述解调处理，上述错误订正部使用由上述可靠性推定部推定的可靠性信息进行LDPC（LowDensity Parity Check）解调中的对数似然比的加权处理，由此生成上述接收调制波的解调数据。
由此，能够使用精度较高的可靠性信息进行LDPC（Low Density ParityCheck：低密度奇偶校验）解调处理。在LDPC解调处理中，能够进行引入了被输入的可靠性信息的解调处理，通过输入精度较高的可靠性信息，能够进行精度更高的解调处理。
此外，例如也可以是，上述解调数据生成部具有：FFT窗位置检测部，确定包含在上述接收调制波中的OFDM符号的开始定时；FFT部，基于由上述FFT窗位置检测部确定的上述OFDM符号的开始定时，对上述接收调制波实施FFT（Fast Fourier Transform）处理；通过对实施了上述FFT处理的上述接收调制波进行上述解调处理，生成解调数据。
由此，能够推定实际在被傅立叶变换的符号期间中存在的脉冲干扰及信号消失。
此外，例如也可以是，作为上述置换处理，上述干扰波检测部进行将超过上述阈值的接收信号置换为作为规定值的0的处理。
由此，通过使存在干扰波的样本为0，能够减轻干扰功率的残留，能够进行稳定的接收。
此外，例如也可以是，作为上述置换处理，上述干扰波检测部进行将超过上述阈值的接收信号置换为作为规定值的上述阈值的处理。
由此，通过使存在干扰波的样本成为规定的值，能够减轻干扰功率的残留，能够进行稳定的接收。
此外，例如也可以是，上述解调部还具备第二干扰波功率推定部，该第二干扰波功率推定部基于与上述接收调制波所包含的第一OFDM符号不同的第二OFDM符号所包含的干扰波功率、以及上述第二OFDM符号所包含的上述干扰波功率对上述第一OFDM符号造成的影响的大小，推定上述第一OFDM符号中包含的干扰波功率；上述解调数据生成部针对第一OFDM符号群，通过进行将考虑了上述第一干扰波功率推定部推定的上述干扰波功率的错误订正包括在内的解调处理，来生成上述接收调制波的解调数据，上述第一OFDM符号群由上述接收调制波所包含的至少一个OFDM符号构成，上述解调数据生成部针对第二OFDM符号群，通过进行将考虑了上述第二干扰波功率推定部推定的上述干扰波功率的错误订正包括在内的解调处理，来生成上述接收调制波的解调数据，上述第二OFDM符号群由上述接收调制波所包含的OFDM符号中的不包含于第一OFDM符号群的OFDM符号构成。
由此，能够按每个符号使用从多个干扰波功率推定方法中选择的适当的干扰波功率推定方法计算干扰波功率，能够在解调处理中使用，能够使用干扰波功率进行有效的解调，能够进行稳定的接收。
此外，例如也可以是上述接收装置将DVB-T2（Digital VideoBroadcasting-Terrestrial2）方式的广播波作为上述调制波接收；上述解调数据生成部使用不包含具有CP（Continual Pilot）信号的OFDM符号的OFDM符号群作为上述第一OFDM符号群，生成上述接收调制波的解调数据。
由此，通过基于包含在OFDM符号期间中的超过了规定的阈值的样本数计算干扰功率，在不能进行使用CP信号的处理的符号中，也能够计算干扰功率，能够在解调处理中使用，能够使用干扰功率进行有效的解调，能够进行稳定的接收。
此外，例如也可以是，上述解调数据生成部使用包括具有DVB-T2方式的P2符号或FC（Frame Close）符号的OFDM符号在内的OFDM符号群作为上述第一OFDM符号群，生成上述接收调制波的解调数据。
由此，通过基于包含在OFDM符号期间中的超过了规定的阈值的样本数计算干扰功率，在不能进行使用CP信号的处理的P2符号或FC符号中也能够计算干扰功率，能够在解调处理中使用，能够使用干扰功率进行有效的解调，能够进行稳定的接收。
此外，例如也可以是，上述解调数据生成部还具有传送路径推定部，该传送路径推定部使用由上述第一干扰波功率推定部推定的干扰功率，推定上述调制波的传送路径特性；上述解调数据生成部基于由上述传送路径推定部推定出的传送路径特性进行解调处理，由此对上述接收调制波进行解调，生成解调数据。
由此，通过基于包含在OFDM符号期间中的超过了规定的阈值的样本数计算干扰功率，不论在该符号中是否能够进行噪声推定，都能够计算干扰功率，能够基于该干扰功率进行有效的传送路径推定，能够进行稳定的接收。
此外，例如也可以是，上述传送路径推定部具有上述传送路径特性的插补处理方法相互不同的多个传送路径插补部；上述第一干扰波功率推定部推定与上述多个传送路径推定插补部分别对应的干扰功率；上述传送路径推定部基于上述第一干扰波功率推定部推定出的上述干扰功率，将上述多个传送路径推定插补部的输出中的某一个作为上述传送路径特性输出。
由此，通过基于包含在OFDM符号期间中的超过了规定的阈值的样本数计算干扰功率，不论在该符号中是否能够进行噪声推定，都能够计算干扰功率，能够基于该干扰功率来选择有效的传送路径推定的插补方法，能够进行稳定的接收。
此外，例如也可以是，上述第一干扰波功率推定部使用在上述OFDM符号中进行了上述置换处理的样本数、上述OFDM符号的FFT样本数、以及规定的系数，计算在上述接收调制波的上述OFDM符号中包含的干扰波功率。
由此，能够基于包含在OFDM符号期间中的超过了规定的阈值的样本数、FFT样本数、以及与规定的常数关联的系数，高精度地计算干扰功率，能够使用干扰功率进行有效的解调，能够进行稳定的接收。
此外，例如也可以是，上述解调数据生成部还具有：传送路径推定部，通过使用利用包含在上述接收调制波中的第三OFDM符号所包含的导频信号计算出的传送路径特性的插补，推定配置于上述第三OFDM符号的前方或后方的第四OFDM符号中包含的各载波的传送路径特性；均衡部，使用上述传送路径推定部推定出的传送路径特性，进行作为将上述第四OFDM符号的信号修正的处理的均衡处理；错误订正部，对由上述均衡部修正后的信号，使用表示由上述均衡部修正后的信号的可靠性的可靠性信息进行错误订正；以及可靠性信息推定部，使用由上述干扰波功率推定部推定出的上述第三OFDM符号的干扰波功率，推定包含在上述第四OFDM符号中的信号的可靠性信息。
由此，通过基于包含在OFDM符号期间中的超过了规定的阈值的样本数计算干扰功率，不论在该符号中是否能够进行噪声推定，都能够计算干扰功率，能够基于该干扰功率进行有效的其他OFDM符号的传送路径推定，能够进行稳定的接收。
此外，作为本发明的一形态的集成电路，具备将以正交频分复用方式（OFDM）调制的调制波进行解调的解调部，上述解调部具备：干扰波检测部，在上述接收装置接收到的上述调制波即接收调制波的各样本的接收功率超过阈值而检测到上述接收调制波包含干扰波的情况下，进行作为将超过了上述阈值的接收信号置换为规定值的处理的置换处理；第一干扰波功率推定部，在包含在上述接收调制波中的OFDM符号中，基于进行了上述置换处理的样本数，推定包含在上述OFDM符号中的干扰波功率；以及解调数据生成部，通过对上由述干扰波检测部进行上述置换处理后的上述接收调制波，基于由上述第一干扰波功率推定部推定的上述干扰波功率进行解调处理，由此将上述接收调制波解调，生成解调数据。
由此，该集成电路起到与上述接收装置同样的效果。
此外，作为本发明的一形态的接收方法，包括将以正交频分复用方式（OFDM）调制的调制波进行解调的解调步骤，在上述解调步骤中，包括：干扰波检测步骤，在由上述接收方法接收到的上述调制波即接收调制波的各样本的接收功率超过阈值而检测到上述接收调制波包含干扰波的情况下，进行作为将超过了上述阈值的接收信号置换为规定值的处理的置换处理；第一干扰波功率推定步骤，在包含在上述接收调制波中的OFDM符号中，基于进行了上述置换处理的样本数，推定包含在上述OFDM符号中的干扰波功率；解调数据生成步骤，对由上述干扰波检测步骤进行上述置换处理后的上述接收调制波，基于由上述第一干扰波功率推定步骤推定的上述干扰波功率进行解调处理，由此将上述接收调制波解调，生成解调数据。
由此，该接收方法起到与上述接收装置同样的效果。
此外，有关本发明的一形态的程序使计算机执行上述接收方法。
由此，起到与上述接收装置同样的效果。
另外，这些的整体的或具体的形态也可以通过系统、方法、集成电路、计算机程序或记录介质实现，也可以通过系统、方法、集成电路、计算机程序或记录介质的任意的组合来实现。
以下，参照附图对本发明的实施方式进行说明。
另外，以下说明的实施方式都是表示本发明的一具体例的。在以下的实施方式中表示的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置位置及连接形态、步骤、步骤的顺序等是一例，不是限定本发明的意思。此外，关于以下的实施方式的构成要素中的、在表示最上位概念的独立权利要求中没有记载的构成要素，设为任意的构成要素进行说明。
（实施方式1）
参照图1～图6对作为本发明的一形态的接收装置的实施方式1进行说明。这里，作为一例，举出作为第二代欧洲地面数字广播标准的DVB-T2（欧洲第二代数字视频地面广播标准）方式为例进行说明。
图1是表示本发明的实施方式1的接收装置10的模块图。接收装置10具备天线1、调谐器2、解调部11、解码部3和显示部4。
天线1接收以正交频分复用方式（OFDM）来调制的调制波。另外，以正交频分复用方式（OFDM）来调制的调制波的一例是DVB-T2方式的广播波。
调谐器2从由天线1接收到的调制波中选择希望的接收信道的接收信号。
解调部11将由调谐器2选择的接收模拟信号进行解调。
解码部3进行由解调部11解调后的以H.264等压缩的信号的解码。
显示部4进行由解码部3解码后的影像、声音的输出。
图2是表示有关实施方式1的解调部11的结构的模块图。解调部11具备A/D变换部101、干扰波检测部102、干扰波功率推定部104和解调数据生成部12。此外，解调数据生成部12具备时间轴处理部103、FFT部105、传送路径推定部106、均衡部107、可靠性推定部108和错误订正部109。
A/D变换部101将调谐器2的输出信号从模拟信号变换为数字信号，并向干扰波检测部102输出。
干扰波检测部102检测由A/D变换部101变换为数字信号后的接收信号中包含的干扰波，将检测结果向干扰波功率推定部104输出，并将包含检测到的干扰波的接收信号（样本）变换为规定的值，向时间轴处理部103输出。具体的处理在后面叙述。
时间轴处理部103对于干扰波检测部102的输出信号，决定OFDM符号期间的FFT处理的开始时间位置（以下，设为FFT窗位置），向FFT部105输出，并且向干扰波功率推定部104输出FFT窗位置信息。
干扰波功率推定部104使用由干扰波检测部102进行干扰波处理后的接收信号和从时间轴处理部103决定的FFT窗位置信息，推定干扰功率。干扰波功率推定部104相当于第一干扰波功率推定部。干扰波功率推定部104的具体的处理在后面叙述。
FFT部105基于FFT窗位置信号，对时间轴处理部103的输出信号进行傅立叶变换而变换为频率轴的信号，向传送路径推定部106和均衡部107输出。
传送路径推定部106对将通过FFT傅立叶变换后的信号中包含的SP信号除以已知的SP信号而得到的传送路径特性进行插补处理，由此推定全部的子载波的传送路径特性，将推定出的传送路径特性向均衡部107及可靠性推定部108输出。
均衡部107针对FFT部105的输出信号，使用由传送路径推定部106推定出的传送路径特性，修正在传送路径中受到的位相及振幅畸变。
可靠性推定部108使用由传送路径推定部106推定出的传送路径推定值和由干扰波功率推定部104推定出的干扰功率求出噪声功率，根据该噪声功率求出由错误订正部109使用的可靠性信息。
错误订正部109使用由可靠性推定部108推定的可靠性信息对由均衡部107修正后的信号进行错误订正。
图3A中表示干扰波检测部102的结构图。图3B中表示干扰波检测信号的一例。
如图3A所示，干扰波检测部102具备干扰波样本检测部111和屏蔽（mask）处理部112。
干扰波样本检测部111将由A/D变换部101变换为数字信号后的接收信号（图3B的（a））与规定的阈值比较，生成表示超过阈值的电平的样本位置的信号，将表示样本位置的信号与接收信号一起向屏蔽处理部112输出。作为表示超过阈值的电平的样本位置的信号，可以使用以下的干扰波检测信号（Interference Exist）（图3B的（b））。即，干扰波检测信号针对接收信号电平（接收功率）超过阈值电平的样本，输出Interference Exist=1（有干扰波）。此外，针对接收信号电平不超过阈值电平的样本，输出Interference Exist=0（无干扰波）。另外，所谓接收信号电平超过阈值，包括符号为正侧和负侧双方的情况。即，在阈值Th比0大的值的情况下，包括正的（比0大的）接收信号电平比阈值Th大的情况、以及负的（比0小的）接收信号电平比负侧的阈值（-Th）小的情况。
屏蔽处理部112在干扰波检测结果为Interference Exist=1（有干扰波）的样本中，将接收信号置换为0（图3B的（c）），并与干扰波检测信号一起向时间轴处理部103及干扰波功率推定部104输出。
图4中表示时间轴处理部103的结构。时间轴处理部103具备同步部121和FFT窗位置检测部122。在同步部121中，将干扰波检测部102的输出信号频率变换为基带信号，确立载波频率及采样频率的同步，向FFT窗位置检测部122输出。在FFT窗位置检测部122中，决定用来对时间轴信号进行傅立叶变换的针对OFDM符号的FFT窗位置，向FFT部105及干扰波功率推定部104输出。
图5中表示干扰波功率推定部104的结构图。干扰波功率推定部104具备干扰波样本数计数部131和干扰功率换算部132。
在干扰波样本数计数部131中，对由干扰波检测部102检测出的干扰波检测信号，使用由FFT窗位置检测部122检测出的FFT窗位置信息，将进行FFT处理的OFDM符号区间中包含的判断为“有干扰波”的样本数向干扰功率换算部132输出。
在干扰功率换算部132中，使用由干扰波样本数计数部131计数的包含在OFDM符号区间中的“有干扰波”的样本数，推定存在于该OFDM符号中的干扰功率，向可靠性推定部108输出。关于各部的详细动作，按顺序说明。
在干扰波检测部102中，由于对“有干扰波”的样本进行将接收信号电平置换为0的屏蔽处理，所以干扰波样本数等于通过使OFDM信号消失而增加的噪声量。因此，如果将OFDM信号功率设为POFDM，则OFDM信号的各样本的信号电平为POFDM/NFFT。因此，基于包含在OFDM符号中的“有干扰波”的样本数NI，如果设在该OFDM符号中增加的噪声量为IMask，则IMask可以用（式1）表示。
IMask=NI×POFDM/NFFT…（式1）
干扰功率换算部132使用换算式（式1）推定在各OFDM符号中增加的噪声量并向可靠性推定部108输出，由此提高可靠性信息的精度，使接收性能提高。
图6中表示可靠性推定部108的结构图。图6所示的可靠性推定部108具备噪声推定部141、干扰功率加法部142和可靠性信息换算部143。
噪声推定部141根据FFT后的信号和由传送路径推定部106推定出的传送路径特性及已知的CP信号，基于接收到的CP信号，推定针对OFDM符号进行平均的噪声功率值（符号间平均噪声功率）。
干扰功率加法部142对推定出的符号间平均噪声功率加上由干扰波功率推定部104推定出的干扰功率，输出引入了干扰波的影响的各符号的噪声功率。
可靠性信息换算部143使用由传送路径推定部106推定并以传送路径特性为基础的OFDM信号功率、以及由干扰功率加法部142计算出的噪声功率，推定在LDPC解码中使用的可靠性信息，向错误订正部109输出，实施有效的错误订正。
另外，作为噪声推定部141中的噪声推定，例如使用在专利文献1中将TMCC信号作为CP信号来置换的结构。具体而言，将已知的CP信号XCP、与利用下述传送路径特性HCP将接收信号YCP均衡后的信号比较，将其误差量作为CP信号的噪声功率，作为OFDM符号的噪声量而典型地使用，上述传送路径特性HCP是通过基于SP信号的插补进行的传送路径推定来求出的。由于用一部分信号（CP信号）计算噪声量，所以为了提高对于热噪声的噪声成分的推定精度，使用在几个符号中累积而求出的符号间平均噪声功率NAcc。
另外，在时间轴处理部103中，在实施从A/D变换采样速率变换为OFDM信号的采样速率的处理（速率变换）的情况下，也可以考虑对接收信号实施的速率变换而在干扰波功率推定部104中，对干扰波检测信号也根据速率变换来实施样本定时的处理。此外，也可以基于速率变换后的信号，实施在干扰波检测部102中说明的干扰检测及对于干扰检测样本的处理（置换为0的处理）。在此情况下，干扰检测信号不需要考虑速率变换的影响。
此外，在本实施方式中，基于由干扰波样本检测部111检测出的信号由屏蔽处理部112实施向0的置换，但也可以总括起来处理，以将超过了阈值的样本置换为0并输出检测信号。
另外，在可靠性信息换算部143中，也可以使用噪声功率及信号功率以外的信息来换算可靠性信息。例如，通过使用伴随多普勒频率发生的频率变动成分，能够推定与频率变动相应的可靠性信息。
另外，在干扰波样本数计数部131中计算出的包含在OFDM符号中的样本数表示：在该符号中通过使OFDM信号消失而局部地增加的噪声量。因此，也可以根据该干扰波样本数，在各种各样的模块中作为存在干扰波的信号来使用。例如，在噪声推定部141的符号间的平均噪声量的计算中，也可以使超过了规定的干扰波样本数的符号的噪声量不包含于平均处理中。
另外，在本实施例中，表示了将本发明的一形态作为错误订正方法或解调方法应用到LDPC中的例子，但也可以在其他错误订正方法或解调方法中采用。
如以上这样，根据有关本发明的一形态的接收装置，该接收装置基于在OFDM符号内接收功率超过规定的阈值的样本的数量，计算包含在该OFDM符号中的干扰波功率，由此能够不依赖于由该OFDM符号传送的信号种类而进行OFDM符号单位的干扰波功率的推定。结果，在解调处理中，作为没有配置CP信号的OFDM符号的干扰波功率，可以使用基于接收功率超过规定的阈值的样本的数量而计算出的干扰波功率，即使在没有配置CP信号的OFDM符号中存在脉冲干扰或信号消失，也能够进行稳定的接收。
即，如果是以往，则如使用包含在该OFDM符号中的CP信号的噪声功率的检测方法那样，对包含特定的信号的OFDM符号进行使用该特定的信号的干扰波功率的推定。相对于此，根据本发明，能够不依赖于由该OFDM符号传送的信号种类而进行OFDM符号单位的干扰波功率的推定。
此外，作为解调处理，例如，不论是否能够采用使用CP信号的噪声功率的检测方法进行该符号的噪声推定，都能够实施引入了推定出的干扰功率的噪声功率推定，能够进行可靠性信息的生成，所以即使存在脉冲干扰或信号消失，也能够基于精度较高的可靠性信息实施错误订正，能够进行稳定的接收。
此外，能够使用精度较高的可靠性信息进行LDPC（Low Density ParityCheck）解调处理。在LDPC解调处理中，能够进行引入了被输入的可靠性信息的解调处理，通过输入精度较高的可靠性信息，能够进行精度更高的解调处理。
此外，能够推定实际在被傅立叶变换的符号期间中存在的脉冲干扰及信号消失。
此外，通过将存在干扰波的样本设为0，能够减轻干扰功率的残留，能够进行稳定的接收。
此外，通过基于包含在OFDM符号期间中的超过规定的阈值的样本数计算干扰功率，不论在该符号中是否能够进行噪声推定，都能够计算干扰功率，能够基于该干扰功率进行有效的传送路径推定，能够进行稳定的接收。
此外，能够基于包含在OFDM符号期间中的超过规定的阈值的样本数、FFT样本数、以及与规定的常数关联的系数，高精度地计算干扰功率，能够使用干扰功率进行有效的解调，能够进行稳定的接收。
（实施方式2）
参照图7～图10对本发明的接收装置的实施方式2进行说明。与图1～图6相同的构成要素使用相同的符号而省略说明。
图7是表示本发明的实施方式2的接收装置20的模块图，图8是表示解调部21的结构的模块图。这里，图8与图2相比，只是干扰波检测部202和干扰波功率推定部204不同。
在图9中表示干扰波检测部202的结构图。干扰波检测部202具备干扰波样本检测部211和剪辑（clip）处理部212。
干扰波样本检测部211与实施方式1的干扰波样本检测部111同样，将由A/D变换部变换为数字信号的接收信号与规定的阈值比较，将干扰波检测信号与接收信号一起输出。
剪辑处理部212在干扰波检测结果为Interference Exist=1（有干扰波）的样本中，置换为规定的值。这里，规定的值也可以与在干扰波样本检测部211中使用的阈值相同。另外，在接收信号超过负侧的阈值的情况下，在该处理中也可以与负侧的阈值相同。
由干扰波检测部202输出的干扰波检测信号输出到干扰波功率推定部204。图10中示出表示干扰波功率推定部204的结构的模块图。干扰波功率推定部204具备干扰波样本数计数部131和干扰功率换算部232。
干扰波样本数计数部131如在实施方式1中叙述那样，将包含在OFDM符号中的有干扰波的样本数计数，向干扰功率换算部232输出。
干扰功率换算部232基于由干扰波样本数计数部131计算出的有干扰波的样本数，计算包含在该OFDM信号中的干扰波功率。在本实施方式中，由于对干扰波进行向规定的值的变换（剪辑处理），所以可以认为在OFDM符号中存在与干扰波样本数相当的量的相当于规定的值的大小的干扰波。如果设OFDM信号功率为POFDM，设干扰波剪辑后的值的平方为AClip×POFDM，则OFDM信号的各样本的信号电平为POFDM/NFFT，相对于此，剪辑后的干扰波功率的信号电平为AClip×POFDM/NFFT。由此，将干扰波剪辑时的干扰波功率IClip可以用（式2）表示。
IClip=NI×AClip×POFDM/NFFT…（式2）
使用该干扰功率，与实施方式1同样，在可靠性推定部108的干扰功率加法部142中，引入包含在符号中的干扰波成分而在可靠性推定部中提高可靠性信息的精度并在LDPC解码中使用，由此能够进行稳定的接收。
另外，在时间轴处理部103中，在实施从A/D变换采样速率变换为OFDM信号的采样速率的处理（速率变换）的情况下，也可以考虑对接收信号实施的速率变换而在干扰波功率推定部中，对于干扰波检测信号，也根据速率变换实施样本定时的处理。此外，也可以基于速率变换后的信号，实施在干扰波检测部202中说明的干扰检测及对干扰检测样本的处理（置换为规定的值的处理）。在此情况下，干扰检测信号不需要考虑速率变换的影响。
此外，基于由干扰波样本检测部211检测出的信号，剪辑处理部212实施了向规定的值的置换，但也可以总括起来处理，以将超过阈值的样本置换为规定的值并输出检测信号。
另外，在式2中的设为“有干扰波”的样本的干扰功率中，严格地讲还包括OFDM信号本身，所以也可以为减去OFDM信号成分的结构。
如以上这样，根据有关本发明的一形态的接收装置，通过将存在干扰波的样本设为规定的值，能够减轻干扰功率的残留，能够进行稳定的接收。
（实施方式3）
参照图11～图14A对本发明的接收装置的实施方式3进行说明。与图1～图6相同的构成要素使用相同的符号而省略说明。
图11是表示本发明的实施方式3的接收装置30的模块图，图12是表示解调部31的结构的模块图。这里，在图12中表示的解调部31与实施方式1的解调部11相比，不同的是干扰波功率推定部304的结构。
图13表示干扰波功率推定部304的结构图。干扰波功率推定部304具备干扰波样本数计数部131、干扰功率换算部132、第二干扰功率换算部332和加法部333。另外，干扰波功率推定部304相当于第二干扰波功率推定部。
干扰波样本数计数部131与实施方式1同样，基于由干扰波检测部102检测出的干扰波检测信号和由FFT窗位置检测部122检测出的实施FFT的OFDM符号位置，将包含在OFDM符号中的“有干扰波”的样本数计数，并向干扰功率换算部132和第二干扰功率换算部332输出。
干扰功率换算部132与实施方式1同样，根据干扰波样本数计数部131的输出计算包含在接收到的OFDM符号中的干扰功率。在本实施方式中，包括第二干扰功率换算部332这一点与实施方式1不同。
第二干扰功率换算部332计算从包含在其他OFDM符号中的干扰波对该OFDM符号发生的干扰功率。这里，考虑通过传送路径推定中的插补处理、干扰波的影响向由均衡部107修正后的其他OFDM符号扩散，来推定通过传送路径推定发生的干扰波功率。
加法部333将由干扰功率换算部132推定出的该OFDM符号的干扰功率与由第二干扰功率换算部332推定出的来自其他OFDM符号的干扰功率相加而输出。
传送路径特性的推定，是指通过对在时间轴（符号）方向、频率轴（载波）方向上分散存在的SP信号、P2导频信号·FC信号的传送路径特性进行插补，由此得到全部的子载波的传送路径特性。关于插补，存在（A）在时间轴（符号）方向上进行插补后、在频率轴（载波）方向上进行插补的方法，以及（B）仅在频率轴（载波）方向上进行插补的方法。
图14A中表示在脉冲干扰环境中、作为传送路径推定中的插补处理而（A）使用时间轴插补及频率插补的情况、以及（B）仅使用频率轴插补（无时间轴插补）的情况各自中的由均衡部107修正后的各OFDM符号的CNR（Carrier to Noise ratio：载噪比）的推移。曲线图的横轴表示符号方向（时间方向），纵轴表示CNR。在星号标记（★）的定时发生了脉冲干扰的情况下，在（B）仅为频率轴插补的情况下，仅在发生了脉冲干扰的符号中CNR劣化，相对于此，在（A）有时间轴插补的情况下，由于受到脉冲干扰的符号被用于插补处理，所以发生由干扰波带来的插补误差，在存在脉冲干扰的前后的符号中CNR也劣化。
根据这一点，在本实施方式中，在第二干扰功率换算部332中引入了由传送路径推定带来的干扰波的影响，所以在（B）仅为频率轴插补的情况下，将本符号中的传送路径特性的影响作为干扰功率来考虑。此外，在（A）时间轴插补+频率插补的情况下，将有干扰符号和其前后的符号的影响作为干扰功率来考虑。这里，对由干扰波样本数计数部131输出的干扰波样本数实施与时间插补同样的处理，推定将由时间轴插补带来的干扰波的影响包括在内的干扰样本数，换算引入了插补误差的干扰功率。
作为干扰波对传送路径推定的影响，如上述那样，在（A）时间轴插补+频率轴插补、以及（B）仅为频率轴插补的2个模式中，考虑方式不同。以下，对各个方式记载详细情况。
（（A）时间轴插补+频率轴插补的情况）
在DVB-T2方式中，SP图案有8种。为了使说明简单化，以时间轴方向的进行直线插补的情况为例进行说明。时间轴方向的SP载波间隔可以考虑（1）每隔2个载波、或（2）每隔4个载波的两种。因此，在时间插补中，干扰波的影响扩散的范围为以检测到干扰波的符号为中心，在（1）的情况下为前后分别1个符号，在（2）的情况下为前后分别3个符号。因此，用来估计i符号中的由干扰波带来的传送路径推定误差的干扰波样本数（1）：NH_TF2sym，及（2）：NH_TF4sym分别如以下这样。
NH_TF2sym（i）
=1/2×{NI（i）+（1/2）2×（NI（i-1）
+NI（i+1））}…（式3）
NH_TF4sym（i）
=1/4×{NI（i）+（3/4）2×（NI（i-1）
+NI（i+1））+（2/4）2×（NI（i-2）+NI（i+2））
+（1/4）2×（NI（i-3）+NI（i+3））}…（式4）
（（B）仅为频率轴插补的情况）
在仅为频率轴插补的情况下，由于影响没有扩散到存在干扰波的符号前后，所以i符号中的传送路径推定的干扰波样本数NH_F（i）如以下这样。
NH_F（i）=NI（i）…（式5）
为了基于上述的各个插补方法中的干扰波样本数来计算引入了传送路径推定误差的干扰功率，需要进行与SP信号功率和插补滤波器频带关联的噪声量的修正。（A）及（B）的情况下的、引入了传送路径推定误差的干扰功率分别如（式6）及（式7）所述。其中，ASP表示SP信号的放大（boost），BWT表示时间插补滤波器的频带，BWF表示频率插补滤波器的频带。
（A）的情况下
IH_TF=（1/ASP）×NH_TF/NFFT×BWT×BWF…（式6）
（B）的情况下
IH_F＝（1/ASP）×NH_F/NFFT×BWF…（式7）
在加法部333中，通过对由干扰功率部推定出的干扰功率加上引入了与各个插补方式对应的传送路径推定误差的干扰功率，不仅是包含在OFDM符号中的干扰功率，还能够考虑将传送路径推定中的干扰波的影响包括在内的干扰功率。由于能够在可靠性推定部108的干扰功率加法部142中使该干扰功率可靠地反映到可靠性信息中，所以能够得到高精度的可靠性信息，结果，能够进行有效的LDPC解码，能够实现接收性能的提高。
另外，这里设为了在加法部333中将干扰功率换算部132与第二干扰功率换算部332相加的结构，但也可以设为使用其中某一方的结构。
此外，这里作为时间轴插补而使用直线插补进行了说明，但并不限定于此，也可以使用任意的插补方法（插补系数）。
此外，考虑到如图14A所示根据插补方法的不同而干扰功率的影响不同、原本的信号品质不同，也可以基于计算出的干扰功率来选择插补方法。具体而言，也可以使用图14B所示的传送路径推定部206。传送路径推定部206具备第一传送路径插补部106A、第二传送路径插补部106B及选择器106S。第一传送路径插补部106A及第二传送路径插补部106B进行相互不同的传送路径特性的推定。选择器106S选择第一传送路径插补部106A及第二传送路径插补部106B的输出中的某一个，作为传送路径特性来输出。通过这样，能够将多个传送路径特性有选择地作为解调处理的可靠性信息使用。另外，为了选择多个传送路径插补部的输出中的某一个，干扰波功率推定部也可以推定与各插补处理方法对应的干扰功率。
另外，在本实施方式中，作为与实施方式1的差异，使用将有干扰样本屏蔽处理为0的方法进行了说明，但也可以组合实施方式2的置换为规定的值的形态，在此情况下，只要如实施方式2中说明那样，在（式3）～（式5）中考虑规定的值就可以。
如以上这样，根据有关本发明的一形态的接收装置，能够按每个符号使用从多个干扰波功率推定方法中选择的适当的干扰波功率推定方法来计算干扰波功率，并能够在解调处理中使用，能够使用干扰波功率进行有效的解调，能够进行稳定的接收。
此外，通过基于包含在OFDM符号期间中的超过规定的阈值的样本数计算干扰功率，在不能进行使用CP信号的符号中也能够计算干扰功率，能够在解调处理中使用，能够使用干扰功率进行有效的解调，能够进行稳定的接收。
此外，通过基于包含在OFDM符号期间中的超过了规定的阈值的样本数计算干扰功率，在不能进行使用CP信号的处理的P2符号或FC符号中也能够计算干扰功率，能够在解调处理中使用，能够使用干扰功率进行有效的解调，能够进行稳定的接收。
此外，通过基于包含在OFDM符号期间中的超过了规定的阈值的样本数计算干扰功率，不论在该符号中是否能够进行噪声推定都能够计算干扰功率，并基于该干扰功率能够进行有效的传送路径推定的插补方法的选择，能够进行稳定的接收。
（实施方式4）
对本发明的接收装置的实施方式4进行说明。与图1～图6相同的构成要素使用相同的符号而省略说明。
图15是表示本发明的实施方式4的接收装置40的模块图，图16是表示解调部41的结构的模块图。这里，解调部41与在实施方式1中表示的解调部11相比，不同的是可靠性推定部408中的干扰功率的相加。
图17示出表示可靠性推定部408的结构的模块图。可靠性推定部408具备噪声推定部441、干扰功率加法部442和可靠性信息换算部143。在噪声推定部441中，将在符号方向上平均的符号平均噪声推定值、以及在符号方向上没有平均的各符号的噪声推定值向干扰功率加法部442输出。
干扰功率加法部442与实施方式1的干扰功率加法部142相比，不同的是根据所处理的符号选择是否加上由干扰波功率推定部104推定出的干扰功率。这里，使用将P2符号解码而得到的发送参数信息、以P1信号为基准的接收信号的符号号码，根据当前的符号的种类（P1符号、P2符号、数据符号、或FC符号），在特定的符号时对符号平均噪声推定值加上干扰功率并输出，在特定的符号以外，对在符号方向上没有进行平均的各符号的噪声推定值不加上干扰功率而输出。以下表示DVB-T2方式的具体例。
在DVB-T2方式中，由于P2符号和FC符号不包含CP信号，所以在这些符号中，不能进行使用CP信号的噪声功率的推定。另一方面，在其他的符号中，能够按每个符号进行使用CP信号的噪声功率的推定。因此，在不能按每个符号进行使用CP信号的噪声功率的推定的P2符号或FC符号中，对在符号方向上进行平均的噪声推定值加上干扰功率而输出。此外，关于其他符号，对在符号方向上没有进行平均的各符号的噪声推定值加上干扰功率而输出。
由此，在能够按每个符号进行噪声推定的符号中，使用按每个符号计算出的噪声推定值，在不能进行噪声推定的符号中，通过对平均后的噪声推定值加上干扰功率，能够可靠地使噪声量反映到可靠性信息中。因此，能够得到高精度的可靠性信息，结果，能够进行有效的LDPC解码，能够实现接收性能的提高。
另外，在P2符号或FC符号这样的特定符号以外的符号中，使用了在符号方向上没有进行平均的各符号的噪声推定值，但并不限定于此，也可以选择在符号方向上进行平均的噪声推定值或没有进行平均的各符号的噪声推定值。例如，也可以将两者比较，在每1个符号的噪声推定值较大的情况下使用每1个符号的噪声推定值，除此以外使用平均后的噪声推定值。此外，也可以在由干扰波功率推定部104推定的干扰样本数是规定的数量以上的情况下使用每1个符号的噪声推定值，除此以外使用平均后的噪声推定值。
此外，本实施方式相对于实施方式1构成为选择能否根据符号的种类来加上干扰功率，但也可以对实施方式2及实施方式3采用。
如以上这样，根据有关本发明的一形态的接收装置，通过基于包含在OFDM符号期间中的超过了规定的阈值的样本数计算干扰功率，不论在该符号中是否能够进行噪声推定，都能够计算干扰功率，并基于该干扰功率能够进行有效的其他OFDM符号的传送路径推定，能够进行稳定的接收。
另外，关于实施方式1～4的OFDM接收装置的干扰功率的计算，也可以采用不估计（式1）～（式3）等的干扰波功率的详细情况、而根据干扰波功率的有无将可靠性信息的可靠性与其他符号相比降低到规定的值的方法。例如，在包含在OFDM符号中的干扰波样本数成为规定的阈值以上的情况下，也可以将可靠性推定值降低到一半。在此情况下，由于不需要详细的干扰功率计算，所以能够削减电路规模。
此外，实施方式1～4的OFDM接收装置的各构成要素也可以通过作为集成电路的LSI实现。此时，各构成要素既可以单独地形成1个芯片，也可以包括一部分或全部而形成1个芯片。此外，这里设为了LSI，但根据集成度的不同，也有称作IC、系统LSI、超级LSI、超大规模LSI的情况。此外，集成电路化的方法并不限于LSI，也可以通过专用电路或通用处理器实现。此外，集成电路化的方法并不限于LSI，也可以通过专用电路或通用处理器实现。也可以利用FPGA（Field Programmable Gate Array）或能够再构成LSI内部的电路单元的连接及设定的可重构处理器。进而，如果因半导体技术的进步或派生的其他技术而出现代替LSI的集成电路化的技术，则当然也可以使用该技术进行功能块的集成化。有可能是生物技术的应用等。
此外，也可以将实施方式1～4所示的接收装置的动作的顺序的至少一部分记载在接收程序中，例如由CPU（Central Processing Unit）将存储在存储器中的该程序读出并执行，也可以将上述程序保存到记录介质中而发布。
此外，实施方式1～4的接收装置也可以使用进行所记载的接收处理的至少一部分的接收方法实现。
此外，也可以将进行实现实施方式1～4的接收处理的一部分的任何的接收装置、接收方法、集成电路、或程序组合来实现实施方式1～4。例如，也可以将在上述各实施方式中说明的接收装置的结构的一部分用接收装置或集成电路实现，将除了该一部分以外的结构所进行的动作的顺序记载到接收程序中，例如通过由CPU将存储在存储器中的该程序读出并执行来实现。
此外，本实施方式1～4提及了DVB-T2方式，但并不限于此。可以在与DVB-T2同样，与干扰波带来的传输路径变化相应的噪声功率推定精度提高较有效的OFDM通信的领域中采用。
另外，在上述各实施方式中，各构成要素也可以由专用的硬件构成、或通过执行适合于各构成要素的软件程序来实现。各构成要素也可以通过由CPU或处理器等的程序执行部将记录在硬盘或半导体存储器等的记录介质中的软件程序读出并执行来实现。这里，实现上述各实施方式的图像解码装置等的软件是以下这样的程序。
即，该程序使计算机执行包括将以正交频分复用方式（OFDM）调制的调制波进行解调的解调步骤的接收方法，在上述解调步骤中，执行：干扰波检测步骤，在由上述接收方法接收到的作为上述调制波的接收调制波的各样本的接收功率超过阈值而检测到上述接收调制波包含干扰波的情况下，进行作为将超过了上述阈值的接收信号置换为规定值的处理的置换处理；第一干扰波功率推定步骤，在包含在上述接收调制波中的OFDM符号中，基于进行了上述置换处理的样本数，推定包含在上述OFDM符号中的干扰波功率；以及解调数据生成步骤，基于由上述第一干扰波功率推定步骤推定的上述干扰波功率，对由上述干扰波检测步骤进行上述置换处理后的上述接收调制波进行解调处理，由此将上述接收调制波解调，生成解调数据。
以上，基于实施方式对本发明的部件安装方法进行了说明，但本发明并不限定于该实施方式。只要不脱离本发明的主旨，对本实施方式实施了本领域的技术人员想到的各种变形的形态、以及将不同的实施方式的构成要素组合而构建的形态也包含在本发明的范围内。
工业实用性
有关本发明的接收装置具有如下功能：在时间轴区域中，按每个样本检测是否有干扰波，基于包含在OFDM符号的FFT样本期间中的有干扰波的样本数推定干扰功率，根据干扰功率实施在LDPC解码中使用的可靠性信息的推定，该接收装置在以DVB-T2为代表的需要高精度的可靠性信息的OFDM接收装置、以及测量等的广泛的领域的装置中具有实用性。
符号说明
1   天线
2   调谐器
3   解码部
4   显示部
10、20、30、40   接收装置
11、21、31、41   解调部
12、22、32、42   解调数据生成部
101   A/D变换部
102   干扰波检测部
103   时间轴处理部
104   干扰波功率推定部
105   FFT部
106   传送路径推定部
107   均衡部
108   可靠性推定部
109   错误订正部
111   干扰波样本检测部
112   屏蔽处理部
121   同步部
122   FFT窗位置检测部
131   干扰波样本数计数部
132   干扰功率换算部
141   噪声推定部
142   干扰功率加法部
143   可靠性信息换算部
202   干扰波检测部
204   干扰波功率推定部
211   干扰波样本检测部
212   剪辑处理部
232   干扰功率换算部
304   干扰波功率推定部
332   第二干扰功率换算部
333   加法部
408   可靠性推定部
441   噪声推定部
442   干扰功率加法部
1002   A/D变换部
1003   时间轴处理部
1004   FFT部
1005   传送路径推定部
1006   均衡部
1007   错误订正部
1008   可靠性推定部

Claims (16)

1.一种接收装置，具备解调部，该解调部对以正交频分复用方式即OFDM来调制的调制波进行解调，
上述解调部具备：
干扰波检测部，在上述接收装置接收到的上述调制波即接收调制波的每个样本的接收功率超过阈值而检测出上述接收调制波包含干扰波的情况下，进行置换处理，该置换处理是将超过上述阈值的接收信号置换为规定值的处理；
第一干扰波功率推定部，在上述接收调制波所包含的OFDM符号中，基于被进行上述置换处理的样本数，推定包含在上述OFDM符号中的干扰波功率；以及
解调数据生成部，基于由上述第一干扰波功率推定部推定的上述干扰波功率，对由上述干扰波检测部进行上述置换处理后的上述接收调制波进行解调处理，由此对上述接收调制波进行解调，生成解调数据。
2.如权利要求1所述的接收装置，
上述解调数据生成部具有：
可靠性推定部，针对上述接收调制波，以上述第一干扰波功率推定部推定的上述干扰波功率越大则上述OFDM符号的可靠性越低的方式推定可靠性信息；以及
错误订正部，作为对上述接收调制波的上述解调处理，使用由上述可靠性推定部推定的可靠性信息进行用于将上述接收调制波中包含的错误订正的错误订正处理，由此生成上述接收调制波的解调数据。
3.如权利要求2所述的接收装置，
作为对上述接收调制波的上述解调处理，上述错误订正部使用由上述可靠性推定部推定的可靠性信息进行低密度奇偶校验解调即LDPC解调中的对数似然比的加权处理，由此生成上述接收调制波的解调数据。
4.如权利要求1～3中任一项所述的接收装置，
上述解调数据生成部具有：
FFT窗位置检测部，确定上述接收调制波所包含的OFDM符号的开始定时；以及
FFT部，基于由上述FFT窗位置检测部确定的上述OFDM符号的开始定时，对上述接收调制波实施快速傅里叶变换处理即FFT处理；
上述解调数据生成部通过对实施上述FFT处理后的上述接收调制波进行上述解调处理，生成解调数据。
5.如权利要求1～4中任一项所述的接收装置，
作为上述置换处理，上述干扰波检测部进行将超过上述阈值的接收信号置换为作为规定值的0的处理。
6.如权利要求1～4中任一项所述的接收装置，
作为上述置换处理，上述干扰波检测部进行将超过上述阈值的接收信号置换为作为规定值的上述阈值的处理。
7.如权利要求1～6中任一项所述的接收装置，
上述解调部还具备第二干扰波功率推定部，该第二干扰波功率推定部基于包含在与上述接收调制波所包含的第一OFDM符号不同的第二OFDM符号中的干扰波功率、以及包含在上述第二OFDM符号中的上述干扰波功率对上述第一OFDM符号带来的影响的大小，推定包含在上述第一OFDM符号中的干扰波功率；
上述解调数据生成部针对第一OFDM符号群，通过进行将考虑了上述第一干扰波功率推定部推定的上述干扰波功率的错误订正包括在内的解调处理，来生成上述接收调制波的解调数据，上述第一OFDM符号群由上述接收调制波所包含的至少一个OFDM符号构成，上述解调数据生成部针对第二OFDM符号群，通过进行将考虑了上述第二干扰波功率推定部推定的上述干扰波功率的错误订正包括在内的解调处理，来生成上述接收调制波的解调数据，上述第二OFDM符号群由上述接收调制波所包含的OFDM符号中的不包含于第一OFDM符号群的OFDM符号构成。
8.如权利要求7所述的接收装置，
上述接收装置将欧洲第二代数字视频地面广播方式即DVB-T2方式的广播波作为上述调制波接收；
上述解调数据生成部使用下述OFDM符号群作为上述第一OFDM符号群，来生成上述接收调制波的解调数据，该OFDM符号群没有包含具有连续导频信号即CP信号的OFDM符号。
9.如权利要求7或8所述的接收装置，
上述解调数据生成部使用下述OFDM符号群作为上述第一OFDM符号群，来生成上述接收调制波的解调数据，该OFDM群包含具有欧洲第二代数字视频地面广播方式即DVB-T2方式的P2符号或帧关闭符号即FC符号的OFDM符号。
10.如权利要求1～9中任一项所述的接收装置，
上述解调数据生成部还具有传送路径推定部，该传送路径推定部使用由上述第一干扰波功率推定部推定的干扰功率，推定上述调制波的传送路径特性；
上述解调数据生成部基于由上述传送路径推定部推定的传送路径特性进行解调处理，由此对上述接收调制波进行解调，生成解调数据。
11.如权利要求10所述的接收装置，
上述传送路径推定部具有：上述传送路径特性的插补处理方法相互不同的多个传送路径插补部；
上述第一干扰波功率推定部推定与上述多个传送路径推定插补部分别对应的干扰功率；
上述传送路径推定部基于由上述第一干扰波功率推定部推定的上述干扰功率，将上述多个传送路径推定插补部的输出中的某一个作为上述传送路径特性输出。
12.如权利要求1～11中任一项所述的接收装置，
上述第一干扰波功率推定部使用在上述OFDM符号中被进行上述置换处理的样本数、上述OFDM符号中的FFT样本数、以及规定的系数，计算包含在上述接收调制波所包含的上述OFDM符号中的干扰波功率。
13.如权利要求1所述的接收装置，
上述解调数据生成部还具有：
传送路径推定部，使用利用上述接收调制波所包含的第三OFDM符号中包含的导频信号来计算的传送路径特性进行插补，由此推定配置于上述第三OFDM符号的前方或后方的第四OFDM符号中包含的各载波的传送路径特性；
均衡部，使用由上述传送路径推定部推定的传送路径特性，进行均衡处理，该均衡处理是对上述第四OFDM符号的信号进行修正的处理；
错误订正部，使用可靠性信息对由上述均衡部修正后的信号进行错误订正，上述可靠性信息表示由上述均衡部修正后的信号的可靠性；以及
可靠性信息推定部，使用由上述干扰波功率推定部推定的上述第三OFDM符号的干扰波功率，推定上述第四OFDM符号中包含的信号的可靠性信息。
14.一种集成电路，具备解调部，该解调部对以正交频分复用方式即OFDM来调制的调制波进行解调，
上述解调部具备：
干扰波检测部，在上述接收装置接收到的上述调制波即接收调制波的每个样本的接收功率超过阈值而检测出上述接收调制波包含干扰波的情况下，进行置换处理，该置换处理是将超过上述阈值的接收信号置换为规定值的处理；
第一干扰波功率推定部，在上述接收调制波所包含的OFDM符号中，基于被进行上述置换处理的样本数，推定包含在上述OFDM符号中的干扰波功率；以及
解调数据生成部，基于由上述第一干扰波功率推定部推定的上述干扰波功率，对由上述干扰波检测部进行上述置换处理后的上述接收调制波进行解调处理，由此对上述接收调制波进行解调，生成解调数据。
15.一种接收方法，包括解调步骤，该解调步骤对以正交频分复用方式即OFDM来调制的调制波进行解调，
在上述解调步骤中，包括：
干扰波检测步骤，在上述接收方法中接收到的上述调制波即接收调制波的每个样本的接收功率超过阈值而检测出上述接收调制波包含干扰波的情况下，进行置换处理，该置换处理是将超过上述阈值的接收信号置换为规定值的处理；
第一干扰波功率推定步骤，在上述接收调制波所包含的OFDM符号中，基于被进行上述置换处理的样本数，推定包含在上述OFDM符号中的干扰波功率；以及
解调数据生成步骤，基于由上述第一干扰波功率推定步骤推定的上述干扰波功率，对在上述干扰波检测步骤中进行上述置换处理后的上述接收调制波进行解调处理，由此对上述接收调制波进行解调，生成解调数据。
16.一种程序，用于使计算机执行权利要求15所述的接收方法。
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