CN101361307A - 无线通信装置 - Google Patents

Abstract

无线通信装置(1)包括：空分复用PSC提取单元(8)，从被多载波调制的接收信号中，提取被空分复用的已知的导频副载波信号(S5)；参照信号生成单元(7)，生成被空分复用的导频副载波信号的参照信号(S4)；以及相位补偿单元(9)，基于由空分复用导频副载波提取单元(8)提取出的导频副载波信号(S5)以及参照信号(S4)，对接收信号(S1)的相位误差进行补偿。由此，即使在导频副载波信号进行空分复用并被传输时，也能够通过简单的结构进行相位误差检测以及相位补偿。

Description

无线通信装置

技术领域

本发明涉及对使用多载波调制方式和多天线发送方式所空分复用传输的信号进行接收和解调的无线通信装置，特别涉及对起因于残余载波频率误差和相位噪声的相位旋转进行补偿的相位补偿技术。

背景技术

近年来，对无线通信的大容量化和高速化的要求非常高涨，并且正在积极研究进一步提高有限的频率资源的有效利用效率的方法。作为其方法之一，利用空域的方法备受注目。作为利用空域的技术之一，有自适应阵列天线(自适应天线)技术。

该技术中，使用与接收信号相乘的加权系数(以下将该加权系数称为“加权”)，调整振幅和相位。由此，能够较强地接收从期望方向发送来的期望信号，所以能够抑制干扰分量信号，例如多路径干扰或同一信道干扰等。通过这种干扰抑制效果，能够改善通信系统的通信容量。

另外，作为利用空域的其它技术，还有空分复用技术，通过利用传播路径的空间上的正交性，使用同一时刻、同一频率、同一代码的物理信道，将不同的数据序列传输到同一个终端装置。例如在非专利文献1中公开了空分复用技术。

空分复用技术中，发送机和接收机都设置有多个天线元件。如果使用空分复用技术，则在天线间的接收信号的相关性较低的传播环境下，能够实现空分复用传输。

此时，从发送机所具备的多个天线，每个天线元件使用同一时刻、同一频率、同一代码的物理信道，发送不同的数据序列。接收机将通过多个天线接收到的接收信号基于传播路径特性的估计值进行分离。

由此，通过使用多个空分复用(spatial multiplexing)信道，即使不使用多值调制，也能够实现高速化。进行空分复用传输时，在足够的S/N(信噪比)条件下的发送机和接收机之间，存在多个散射物的环境下，发送机和接收机具备相同数目的天线时，能够与天线数成比例地扩大通信容量。

进行这样的空分复用传输时，通常使用利用了正交频分复用(OFDM：Orthogonal frequency division multiplexing)的多载波调制方式。这是因为，在多载波调制方式中，如果无线传播路径的多路径延迟在保护间隔时间内，则各个副载波受到的传播路径变动可被视为平衰落来处理，因此不需进行多路径均衡处理，可以简化被空分复用传输的信号的分离处理。

这里，多载波调制方式是指，使用多个副载波的传输方式。各个副载波的输入数据信号，以M值QAM调制等方式调制后，成为副载波信号。OFDM为，多载波调制方式中，各个副载波的频率处于正交关系的方式。OFDM中，使用快速傅立叶变换电路，将不同频率的副载波信号统一变换为时域的信号，并将其变频到载波频带，从天线发送出去。

另一方面，接收装置将通过天线接收的信号变频为基带信号后，对其进行OFDM解调处理。在这样的变频操作中，接收信号中掺入了相位噪声。对于发送和接收间的载波频率误差，可以通过自动频率控制(AFC)电路来抑制，但还残留其误差分量，即残留载波频率误差。将M值QAM用于副载波调制时，在解调时以绝对相位为基准，用判定电路进行数据判定，所以如果存在残留载波频率误差，或者由于相位噪声受到相位旋转，则引起判定差错，接收特性劣化。

作为对这种相位旋转进行补偿的方法，一般采用相位跟踪，所述相位跟踪是，由发送装置发送已知的导频副载波信号，由接收装置检测导频副载波(PSC)的相位旋转量，基于该检测结果进行相位补偿。另外，在以下的说明中，有时将导频副载波简称为“PSC”。

图1表示包含导频副载波信号的发送帧结构的一个例子。如图1所示，发送帧结构由训练信号部分A1、信令部分A2和数据部分A3构成。另外，在数据部分A3的特定的副载波中，包含导频副载波信号(PSC信号)A4。

图2表示专利文献1所公开的具有相位跟踪电路的无线通信装置的结构。图2中，无线通信装置对通过如图1所示的发送帧结构被OFDM调制并发送的信号，进行如下的接收动作。首先，在AGC单元B1中，使用训练信号部分A1的接收信号来进行自动增益控制(AGC)，从而使接收信号电平变得恰当。接着，在AFC单元B2中，进行自动频率控制(AFC)来校正频率误差，然后在FFT单元B3中进行FFT(快速傅立叶变换)处理。然后，在信道均衡单元B4中，计算表示传播路径变动的信道估计值，进行信道均衡处理。接着，检测信令部分A2的信号。信令部分A2的信号包含纠错码的编码率和调制阶数等信息。

接着，副载波相位跟踪电路B5输入信道均衡后的数据部分A3的信号，进行如下的动作。首先，PSC信号提取单元B6从均衡后的数据部分A3的副载波信号中，提取PSC信号A4。接着，相位旋转检测单元B7基于提取出的PSC信号A4以及PSC信号的复本信号，检测信道均衡后的副载波信号的相位旋转。相位补偿单元B8对信道均衡后的数据部分A3的副载波信号，进行检测出的相位旋转的补偿，将其输出到后续的解码单元B9。

解码单元B9基于从信令部分A2获得的信号、即发送流的编码调制信息，进行将以规定调制方式所调制的码元数据串变换为比特数据串的解映射处理、与发送端的交织处理相反的处理即解交织处理、以及对比特数据串的纠错解码处理等，从而复原发送比特序列。

由此，通过使用相位跟踪电路B5，能够补偿随着时间而变化的相位旋转，该相位旋转由于起因于AFC误差的残留载波频率误差，或者在模拟数字转换器(A/D)中的采样时钟误差等而产生的。也就是说，能够进行追随相位旋转的相位补偿，稳定地进行同步检波。由此能够实现无线通信装置的接收质量的提高。

[专利文献1]日本特开2001-53712号公报

[非专利文献1]G.J.Foschini，“Layered space-time architecture for wirelesscommunication in a fading environment when using multi-element antennas，”Bell Labs Tech.J.，pp.41-59，Autumn 1996

发明内容

本发明需要解决的问题

然而，将以往的相位跟踪电路适用于空分复用传输时，存在着以下问题。

也就是说，在将从多个天线发送的导频副载波以时间轴或频率轴分离并发送时，通过分离提取来自各个天线的导频副载波，并将导频副载波信号的复本信号作为相位基准信号，对提取出的导频副载波信号与复本信号进行比较，能够检测随着时间而变动的相位旋转，因此，可以适用以往的相位跟踪电路而不需要进行变更。

然而，以时间轴或频率轴分离并发送导频副载波时，用于发送数据的频域或时域则相应地减少，因此存在传输效率降低的缺点。

相对于此，例如图1的发送格式那样，在不以时间轴或频率轴分离从多个天线发送的导频副载波时，也就是将其空分复用，在同一OFDM码元内用同一副载波发送时，传输效率较高。

但是，在对导频副载波信号进行空分复用并发送时，从多个天线发送的导频副载波信号受到彼此不同的传播路径响应而被混合接收，所以无法使用导频副载波信号的样本信号作为相位基准信号。因此存在不能通过以往的相位跟踪电路检测相位旋转的问题。

作为解决这个问题的方法之一，可以考虑以下方法，通过使用信道估计值进行逆矩阵运算，将接收到的被空分复用的导频副载波信号，分离为从各个发送天线发送来的导频副载波信号。然而，该方法需要用于进行逆矩阵运算的复杂的电路，因此存在结构复杂化的缺点。

本发明的目的是提供无线通信装置，即使在导频副载波信号进行空分复用并被传输时，也能够通过简单的结构进行相位误差检测以及相位补偿。

解决问题的方案

本发明的无线通信装置的一个形态采用的结构包括：参照信号生成单元，生成被空分复用的导频副载波信号作为参照信号；空分复用导频副载波提取单元，从被多载波调制的接收信号中，提取被空分复用的导频副载波信号；以及相位补偿单元，通过比较由参照信号生成单元获得的参照信号和由空分复用导频副载波提取单元获得的被空分复用的导频副载波信号，从而检测接收信号的相位误差，并补偿该相位误差。

本发明的有益效果

根据本发明，预先准备与被空分复用的接收导频副载波信号对应的参照信号，通过相位补偿单元比较该参照信号与实际接收到的空分复用导频副载波信号，检测并补偿实际上接收到的空分复用导频副载波信号的相位误差，因此即使在导频副载波信号进行空分复用并被传输时，也能够通过简单的结构进行相位误差检测和相位补偿。

附图说明

图1是表示对导频副载波信号进行空分复用并传输的传输格式例的图。

图2是表示具有相位跟踪电路的以往的无线通信装置的结构例的方框图。

图3是表示本发明实施方式1的无线通信装置的结构的方框图。

图4是表示实施方式中的分组结构例的图。

图5是表示实施方式1的无线通信装置的另一个结构例的方框图。

图6是表示实施方式2的无线通信装置的结构的方框图。

图7是表示干扰去除导频副载波(PSC)相位补偿单元的结构的方框图。

图8是表示实施方式2的无线通信装置的另一个结构例的方框图。

图9是表示实施方式3的无线通信装置的结构的方框图。

图10是表示实施方式4的无线通信装置的结构的方框图。

图11是表示实施方式5的无线通信装置的结构的方框图。

图12是表示实施方式5的无线通信装置的另一个结构例的方框图。

图13是表示实施方式5的无线通信装置的另一个结构例的方框图。

图14是表示实施方式5的无线通信装置的另一个结构例的方框图。

图15是表示实施方式5的无线通信装置的另一个结构例的方框图。

图16是表示实施方式6的无线通信装置的结构的方框图。

图17是表示实施方式6的分组结构例的图。

图18是表示实施方式6的无线通信装置的另一个结构例的方框图。

具体实施方式

下面，参照附图详细地说明本发明的实施方式。

(实施方式1)

图3是表示本发明实施方式1的无线通信装置1的结构的图。在本实施方式中，作为多载波传输方式，表示采用了OFDM的、无线通信装置1的接收部件的结构。另外，OFDM调制和OFDM解调是例如在文献(尾知、“OFDMシステム技術とMATLABシミユレ一シヨン解説“、トリケツプス刊)等中所公开的已知的技术，所以在此省略其详细说明。另外，无线通信装置1仅示出了接收系统的结构，省略了发送系统的结构。另外，假设在无线LAN等中所使用的分组传输而进行以下的说明。图4是表示其分组结构的一个例子的图。

在图4中，分组由训练信号部分20、信令部分21和数据部分22构成，而训练信号部分20由已知的信号序列构成。训练信号部分20中的训练信号被用于在接收单元3-1～3-M中的、放大处理时的自动增益控制(AGC)、频率同步、码元定时同步以及传输路径失真的均衡等。信令部分21包括：后续的数据部分22的发送源以及发送目的地的无线通信装置1的固有识别信号、纠错码的编码率和调制阶数等信息。

OFDM解调单元4-1～4-M分别进行时间和频率同步处理、GI(保护间隔)去除处理、IFFT(Inverse Fast Fourier Transform：快速傅立叶逆变换)、串并行转换等，从而对输入的各个基带信号进行OFDM解调，输出Nc个副载波的每个副载波的码元数据序列作为OFDM解调信号S1。

另外，下面将从接收开始时起第k个OFDM码元时的、第fs个副载波的码元数据序列记载为Y(k，fs)。这里，Y(k，fs)是列向量，包含用于接收的M个天线2-1～2-M所接收到的信号作为元素。也就是说，从输入了通过天线2-m接收到的信号的OFDM解调单元4-m输出的信号y_m(k，fs)为第m个元素。其中，k＝1～Ng、fs＝1～Nc。这里，Ng是所发送的分组信号中，数据部分22的OFDM码元数。另外，假设数据部分22的Nc个副载波中，包括Nd个数据副载波以及Np个用于检测相位旋转的、预先已知的信号的导频副载波。这里，Nd+Np＝Nc。

信道估计单元5使用所传输的分组的前置码(训练信号部分20+信令部分21)中所包含的训练信号部分20的信号，估计每个副载波的传播路径变动，作为包含振幅以及相位变动的复数振幅(以下将该估计值称为信道估计值)。

这里，在具有多个发送天线的发送端的无线通信装置中，使用该多个发送天线进行空分复用传输而发送Nt个空分复用流时，将发送序列x_n(k，fs)作为其元素的发送序列向量X(k，fs)表示为X(k，fs)＝[x₁(k，fs)……x_Nt(k，fs)]^T，该发送序列x_n(k，fs)是从各个发送天线发送的第k个OFDM码元中的第fs个副载波的发送序列。其中，上标T表示向量转置算子。

如果传播路径上的多路径相对于前波的延迟时间在保护间隔(GI)范围内，则即使电波传播路径为频率选择性衰落环境，以副载波为单位时，可以视为平衰落传播环境来处理。此时，在无线通信装置1能够理想地进行频率同步并且不存在发送和接收间的采样时钟的抖动(jitter)时的、接收了第k个OFDM码元的副载波fs的接收信号向量Y(k，fs)，可以通过下式来表示。

Y(k，f_s)＝H(k，f_s)X(k，f_s)+n(k，f_s)           ………式(1)

这里，Y(k，fs)为列向量，包含用于接收的M个天线2-1～2-M的接收信号作为元素，通过天线2-m接收到的副载波fs的信号y_m(k，fs)为第m个元素。另外，H(k，fs)为信道响应矩阵，表示发送序列X(k，fs)在传播路径上受到的传播路径变动。

这里，H(k，fs)是，由(无线通信装置1的接收天线数M)行×(发送端的无线通信装置中的发送天线数Nt)列构成的矩阵，其i行j列的矩阵元素h_ij表示：通过接收端的无线通信装置1的第i个天线2-i接收从发送端的无线通信装置的第j个发送天线发送的信号X_j(k，fs)时的传播路径变动。

另外，n(k，fs)是，在无线通信装置1的M个接收天线2进行接收时，被分别附加的副载波fs的噪声分量向量。在传播路径变动充分缓和的条件下，使用信道估计值H_e(fs)，能够进行所空分复用传输的接收信号的检波处理(信号分离、均衡处理)，该信道估计值H_e(fs)是信道估计单元5对前置码部分中的传播路径变动H(k，fs)进行估计结果。

另一方面，在无线通信装置1中，在包含接收单元3的频率同步处理造成的误差(残留载波频率误差Δfc)时，或者在发送和接收间，包含采样时钟的抖动(采样时钟误差Δfa)时，由于这些误差分量而产生相位旋转。此时，副载波fs的接收信号向量Ye(k，fs)可以通过下式来表示。

Y_e(k，f_s)＝E(k，f_s)H(k，f_s)X(k，f_s)+n(k，f_s)       ………式(2)

这里，可以通过下式来表示相位旋转矩阵E(k，fs)。

E(k，f_s).＝exp[j2πk(Δf_cT_s+pos(f_s)Δf_aT_e/N_FFT)]I_M    ………式(3)

其中，Ts表示OFDM码元长度，Te表示从OFDM码元长度去除了GI时间的时间间隔。另外，POS(fs)为表示第fs个副载波的副载波位置的号码，设相当于直流分量的副载波号码为0，正侧为+(正)，负侧为-(负)。另外，以发送端的无线通信装置和接收端的无线通信装置1都采用以下结构为前提，使用同一特性的本机振荡器来进行多个天线中的变频。另外，N_FFT表示进行FFT处理的副载波数(FFT样本数)，I_M表示M阶单位矩阵。

如上所述，如式(2)所示，在无线通信装置1中，即使在传播路径变动十分缓和时，也接收对每个OFDM码元附加了相位旋转的信号，所以在通过同步检波对码元数据进行解映射处理时，需要用于补偿相位旋转的相位跟踪的机构。

导频副载波(PSC)复本生成单元6生成用特定的副载波(以下假设为第m个OFDM码元中的第fn个副载波)传输的导频副载波信号的复本信号X_PSC(m，fn)(图中的S2)。

参照信号生成单元7使用由信道估计单元5获得的信道估计信号H_e(fn)(图中的S3)，以及由PSC复本生成单元6获得的导频副载波复本信号S2，生成参照信号S_PSC(m，fn)(图中的S4)如下式所示。

S_psc(m，f_n)＝H_e(f_n)X_PSC(m，f_n)          ………式(4)

这样，参照信号生成单元7生成参照信号S_PSC(m，fn)，该参照信号S_PSC(m，fn)相当于，用第m个OFDM码元中第fn个副载波信号进行了空分复用传输的导频副载波X_PSC(m，fn)在未受到相当于相位旋转E造成的相位旋转，而受到传播路径变动被接收时的信号。

空分复用导频副载波(PSC)提取单元8从式(2)所示的接收信号Ye(k，fs)中，提取下式所示的、用特定的副载波(第m个OFDM码元中第fn个副载波)进行了空分复用传输的导频副载波信号Ye(m，fn)(图中的S5)。

Y_e(m，f_n)＝E(m，f_n)H(m，f_n)X_PSC(m，f_n)+n(m，f_n)    ………式(5)

相位补偿单元9如下进行相位跟踪，使用来自参照信号生成单元7的参照信号S4以及来自空分复用PSC提取单元8的导频副载波信号S5，检测导频副载波信号S5的相位旋转，并使用该相位旋转，补偿起因于残留载波频率误差Δfc以及采样时钟误差Δfa等的相位误差。具体而言，如下式所示，通过检测以参照信号S4(S_PSC(m，fn))为基准的导频副载波信号S5(Ye(m，fn))的相位旋转E_est(m，fn)，进行相位旋转的检测。

E_est(m，f_n)＝angle[Y_e(m，f_n)]-angle[S_PSC(m，f_n)]  ………式(6)

其中，angle[x]表示，用于计算复数变量x的相位的运算子。

在对残留载波频率误差Δfc进行校正时，因为残留载波频率误差Δfc在同一OFDM码元中，其相位旋转了相同的量，所以如下式所示，基于对所有副载波共同地检测出的相位旋转E_est(m，fn)，对包含于同一OFDM码元内的导频副载波fn，计算进行了加权平均的相位来求相位误差Lc(m)，基于该误差进行校正。

$L_c\left(m\right)=\underset{f_n\∈\mathrm{PSC}\left(m\right)}{\mathrm{\Σ}}a\left(f_n\right)E_{\mathrm{est}}(m,f_n)$ ………式(7)

其中，a(fn)是满足下式的M阶对角矩阵(对角元素以外的元素为0)。进行加权时，使用与副载波信号Ye(m，fn)的接收功率或接收振幅成比例分配的加权系数。另外，PSC(m)表示第m个OFDM码元内所包含的导频副载波的副载波号码。

$\underset{f_n\∈\mathrm{PSC}\left(m\right)}{\mathrm{\Σ}}a\left(f_n\right)=I_M$ ………式(8)

另外，也可以适用下式作为相位误差Lc(m)的另一个计算方法。此时，将多个导频副载波中所检测出的相位旋转进行与接收功率成比例的加权而被合成。这里，式(9)中的符号“.^*”表示向量的(位于相同位置的)元素间的乘法运算。

$L_c\left(m\right)=\mathrm{angle}[\underset{f_n\∈\mathrm{PSC}\left(m\right)}{\mathrm{\Σ}}{Y}_e(m,f_n).*{S_{\mathrm{PSC}}}^{*}(m,f_n)]$ ………式(9)

通过比较不同的OFDM码元间的相同副载波中的导频副载波的相位旋转，将采样时钟误差Δfa估计为时间性的相位旋转量Ls(m，fn)。

又，在根据式(7)或式(9)计算相位误差Lc(m)时，也可以基于导频副载波复本信号X_PSC(m，fn)中的相位关系而进行加权。

例如，使用两个发送天线进行空分复用发送的情况下，第m个OFDM码元中第n个副载波的导频副载波复本信号X_PSC(m，fn)具有相同的元素时(从不同的天线发送同相的信号时)，使其加权系数变小。

另一方面，导频副载波复本信号X_PSC(m，fn)具有符号彼此相反的元素时(从不同的天线发送反相的信号时)，使其加权系数变大。

这样，在相位补偿单元9中，基于被空分复用的导频副载波信号的相位关系而改变相位误差的加权系数，从而能够进一步提高相位跟踪性能。

这是因为，由多个OFDM码元构成用于信道估计的前置码信号时，如果残留AFC误差较大，则信道估计值中包含不可忽视程度的相位误差，它会引起相位跟踪性能的劣化，但是通过添加上述加权处理，能够抑制该性能的劣化。

如下式所示，相位补偿单元9将如上计算出的用于校正每个OFDM码元或每个副载波的相位旋转量L(k，fs)＝Lc(k)+Ls(k，fs)的相位旋转，与数据部分22的副载波fs的接收信号向量Ye(k，fs)相乘，从而补偿相位旋转误差。

………式(10)

再有，L(k，fs)表示将每个分支(branch)的相位旋转量L^r(k，fs)作为第r个元素的M阶列向量，适用了对每个分支分别计算出的相位旋转量。

或者，作为另一个方法，也可以适用通过对每个分支的相位旋转量L^r(k，fs)进一步进行平均，检测所有分支共同的相位旋转而进行补偿的方法。

使用前者的补偿方法时，即使在发送端的变频单元或者接收端的接收单元3中，采用特性不同的本机振荡器的情况下，或者由于每个天线的方向性不同，接收信号受到不同的多普勒变动的情况下，也能够获得特性劣化较小的接收性能。

另一方面，使用后者的补偿方法时，能够提高通过多个天线接收到的分支的相位旋转量的平均化效果，尤其能够获得在较低的SNR下可提高相位旋转量的检测性能的效果。另外，通过下述方法来对应不存在导频副载波的OFDM码元，也就是说，利用前后的相位旋转量进行插值处理，从而进行相位补偿。

信号分离单元10对于相位补偿单元9的输出S6，通过进行使用了信道估计信号S3的信号分离处理，从而分离被空分复用传输的空分复用流。空分复用流的分离处理是，例如在非专利文献1等中所公开的已知的技术，因此这里不再详细地描述。例如，通过ZF(Zero Forcing：迫零)法进行分离时，如下式所示，对通过信道估计单元5获得的每个副载波的信道估计值He(fs)，计算其逆矩阵，从而分离发送码元序列X_d(k，fs)。另外，信号分离单元10的分离处理不限于ZF法，也可使用MMSE(Minimum Mean Square Error：最小均方差)法或者MLD(Maximum likelihood Detection：最大似然检测)法等其它方法。

X_d(k，f_s)＝H_e(f_s)^-1Z(k，f_s)        ………式(11)

解码处理单元11从信号分离单元10输出的分离信号S7中，读取信令部分21的信息而检测发送流的编码调制信息，基于该编码调制信息，对分离信号S7的数据部分22，进行将以规定调制方式所调制的码元数据串变换为比特数据串的解映射处理、与发送端的交织处理相反的处理即解交织处理、以及对比特数据串的纠错解码处理等，从而复原发送比特序列。由此，解码处理单元11获得解码数据S8。

如上述说明，根据本实施方式，可实现无线通信装置1，该无线通信装置1中设置了：空分复用导频副载波(PSC)提取单元8，从被多载波调制的接收信号中，提取被空分复用的已知的导频副载波信号S5；参照信号生成单元7，生成被空分复用的导频副载波信号的参照信号S4；以及相位补偿单元9，基于空分复用导频副载波提取单元8所提取出的导频副载波信号S5和参照信号S4，对接收信号S1的相位误差进行补偿，由此，即使导频副载波信号进行空分复用并被传输时，也不需要用于分离导频副载波信号的专用电路，能够通过简单的结构进行相位补偿。

另外，还设置了：空分复用导频副载波复本生成单元6，生成被空分复用的导频副载波信号的复本；以及信道估计单元5，使用已知的导频信号，计算导频副载波的信道估计值S3，并且将对被空分复用的导频副载波复本信号S2赋予了相当于信道估计值S3的信道变动(传播路径变动)的信号作为参照信号S4，由此，能够获得未受到相位旋转而只受到传播路径变动的参照信号S4。其结果，在相位补偿单元9中，通过比较参照信号S4与空分复用导频副载波提取单元8提取出的实际的空分复用导频副载波信号S5，能够良好地检测相位旋转。

另外，在本实施方式中，描述了对OFDM解调单元4的输出利用相位补偿单元9进行相位补偿的情况，但也可以对信道估计值S3进行相位补偿。

图5表示进行这种处理的无线通信装置1a的结构例，其中，对与图3相对应的部分赋予相同标号。另外，图5中，省略了图3的接收单元3-1～3-M以及OFDM解调单元4-1～4-M。

在图5中，无线通信装置1a包括信道估计更新单元30。无线通信装置1a将相位补偿单元9的输出S11和信道估计单元5的输出(信道估计值)S3输入到信道估计更新单元30。信道估计更新单元30基于相位补偿单元9的输出值S11，更新每个副载波和每个OFDM码元的信道估计值S3。也就是说，如下式所示，信道估计更新单元30将通过信道估计单元5获得的每个副载波的信道估计值He(fs)与相位旋转量L(k，fs)相乘，从而计算信道估计值Hb(k，fs)。

…式(12)

信道估计更新单元30的输出S12被输入到信号分离单元10。信号分离单元10基于更新后的信道估计值Hb(k，fs)，对空分复用流进行分离处理(检波处理)。

通过图5的结构，能够获得与图3的结构相同的效果。然而，在使用图5的结构时，由于对每个OFDM码元改变信道估计值S3，因此，信号分离单元10使用ZF法或MMSE法对空分复用流进行分离处理时，因为每个OFDM码元的信道估计值Hb不同，所以需要对它们分别进行逆矩阵运算。

另一方面，在图3的结构中，信道估计值S3虽然对每个副载波不相同，但是对所有的OFDM码元是共同的，因此对副载波只进行一次逆矩阵运算即可，可以削减计算量并降低处理的延迟。另外，同样地，在图3的结构中，信号分离单元10使用MLD法进行分离处理时，如下式所示，信道估计值He(fs)是对所有的OFDM码元共同的，因此不需要对每个OFDM码元进行空分复用时的每个副载波的码元数据序列的候选点Xs的运算。结果，可以削减处理量并降低处理的延迟。

H_e(fn)X_s      ………式(13)

另外，本实施方式中的结构为，对每个副载波的OFDM解调信号S1进行相位补偿或者对信道估计值S3附加相位补偿的结构，不依赖于信号分离单元10的结构。因此，还能够自适应地变更信号分离单元10中的空分复用流的分离方法。也就是说，在调制阶数较小时使用MLD法，而在64QAM等调制阶数较大时，可以使用ZF法来削减64QAM情况下的电路规模。

(实施方式2)

图6表示实施方式2的无线通信装置的结构，其中，对与图3相对应的部分附加相同标号。在图6中，与图3同样，无线通信装置1b仅表示接收结构，省略了发送结构的图示。

本实施方式的无线通信装置1b与实施方式1的不同方面在于，在相位补偿单元9的后级设置有干扰去除PSC相位补偿单元40。

干扰去除PSC相位补偿单元40输入：由相位补偿单元9校正了相位旋转的、式(10)所示的副载波信号Z(m，fn)(图中的S6)；从PSC复本生成单元6输出的导频副载波复本信号S2；以及从信道估计单元5输出的信道估计信号S3，并且，将未能在相位补偿单元9中去除的相位误差去除。

图7表示干扰去除PSC相位补偿单元40的详细结构。PSC干扰消除单元51提取由相位补偿单元9进行了相位补偿的输出S6中的导频副载波分量Z_PSC(m，fn)，从中将除了期望的第r个PSC以外的其它空分复用PSC视为干扰信号而去除，并输出对干扰去除后的、第r个PSC在多个天线上的接收结果进行最大比值合成而得到的信号v_r(m，fn)(图中的S31)。也就是说，计算V_r(m，fn)如下式所示。

v_r(m，f_n)＝h_r(f_n)^T[Z_PSC(k，f_n)-H_e(fn)G_rX_PSC(m，f_n)]    ………式(14)

其中，h_r(fn)表示第fn个副载波的信道估计值He(fn)中的第r个列向量，上标T表示向量转置算子，Gr表示在Nt阶的单位矩阵中使r行r列的对角元素为零的矩阵。还有，r取从1至Nt为止的正数值。干扰去除PSC相位补偿单元40对所有的Nt个空分复用流进行以上的干扰消除动作。

相位误差检测单元52以从PSC复本生成单元6输出的导频副载波复本信号S2为基准，检测干扰去除后的信号v_r(m，fn)的相位旋转。也就是说，如下式所示，以在第r个空分复用流中用特定的副载波(假设为第m个OFDM码元中的第fn个副载波)所传输的导频副载波信号X^r _PSC(m，fn)为基准，计算干扰去除后的信号v_r(m，fn)的相位旋转E^r _est(m，fn)。

E^r _est(m，f_n)＝angle[v_r(m，f_n)]-angle[X^r _PSC(m，f_n)]    ………式(15)

其中，angle[x]表示用于计算复数变量x的相位的算子。

将未能在相位补偿单元9中完全去除的残留载波频率误差视为Δfc时，相位误差检测单元52对检测出的副载波共同的相位旋转E_est(m，fn)进行以下的误差检测。也就是说，在同一OFDM码元中残留载波频率误差Δfc是以共用的相位旋转赋予的，所以如下式所示，对检测出的相位旋转E_est(m，fn)计算对同一OFDM码元中所包含的导频副载波(fn)进行了加权平均的相位，从而求相位误差Lc(m)。

$L_c\left(m\right)=\underset{\mathrm{fn}\∈\mathrm{PSC}\left(m\right)}{\mathrm{\Σ}}a\left(f_n\right)E_{\mathrm{est}}(m,f_n)$ ………式(16)

其中，a(fn)是可满足式(8)的M阶对角矩阵(对角元素以外的元素为0)。进行加权时，使用与干扰去除后的信号v_r(m，fn)的接收功率或接收振幅成比例分配的加权系数。另外，PSC(m)表示第m个OFDM码元内所包含的导频副载波的副载波号码。

另外，相位误差的检测方法不限于此，也可以检测起因于每个副载波不同的采样时钟误差的相位误差。

另外，也可以适用下式作为相位误差Lc(m)的另一个计算方法。

$L_c\left(m\right)=\mathrm{angle}[\underset{f_n\∈\mathrm{PSC}\left(m\right)}{\mathrm{\Σ}}v(m,f_n).*{X_{\mathrm{PSC}}}^{*}(m,f_n)]$ ………式(17)

此时，对在多个导频副载波检测出的相位旋转，进行与接收功率成比例的加权后，进行合成。其中，符号“.^*”表示向量的(位于相同位置的)元素间的乘法运算。还有，v(m，fn)表示由干扰去除后的信号v_r(m，fn)构成的M阶列向量，该信号v_r(m，fn)为v(m，fn)的第r个元素。

乘法单元53使用由相位误差检测单元52获得的相位误差Lc(k)进行相位补偿，如下式所示。

…式(18)

另外，式(18)表示每个分支的相位旋转量Lc(r)(k，fs)(其中，r＝1，…，M)，也可以将计算出的值适用于个别分支。或者，也可以适用以下方法，通过对每个分支的值进一步进行平均，检测所有分支共用的相位旋转而进行补偿。

使用前者的补偿方法时，即使是在发送端的变频单元或者在接收端的接收单元3中，采用了特性不同的本机振荡器的结构的无线通信机，也能够获得抑制了特性劣化的接收特性。还有，使用前者的补偿方法时，由于每个天线的方向性不同，接收信号受到不同的多普勒变动的情况下，也能够获得抑制了特性劣化的接收特性。

另一方面，使用后者的补偿方法时，能够提高多个分支的相位旋转量的平均化效果，尤其能够获得在较低的SNR下可稳定地检测相位旋转量的效果。

如上述说明，根据本实施方式，除了实施方式1的结构之外，还设置了干扰去除PSC相位补偿单元40，通过PSC消除单元51，将被空分复用的其它PSC信号作为干扰分量而去除，并且，通过进行最大比值合成，改善了PSC信号的SINR(信干噪比)。然后，通过相位误差检测单元52检测相位旋转，由此能够去除未能在相位补偿单元9中去除的相位误差。

也就是说，在相位补偿单元9中，热噪声或信道估计误差成为原因而在PSC信号间产生干扰分量，所以相位补偿单元9的输出S6中包含由此产生的残留相位误差，但是通过使用干扰去除PSC相位补偿单元40，能够降低该残留相位误差而改善接收特性。

另外，上述的实施方式中，描述了除了相位补偿单元9以外还设置了干扰去除PSC相位补偿单元40的情况，但本发明不限于此，如图8所示，也可采用省略了相位补偿单元9的结构。

图8的无线通信装置1c与图6的无线通信装置1b相比较，采用了去掉相位补偿单元9并将OFDM解调信号S1输入到干扰去除PSC相位补偿单元40的结构，该图中与图6相对应的部分附加相同标号。干扰去除PSC相位补偿单元40的详细动作与上述说明一样，不同之处仅在于使用OFDM解调信号S1代替相位补偿单元6的输出S6作为输入信号。通过该结构，与上述结构一样，在干扰去除PSC相位补偿单元40中去除被空分复用的其它PSC信号，并进行最大比值合成来改善PSC信号的SINR，而后检测相位旋转，所以能够改善接收特性。

另外，上述的实施方式中，说明了以下情况：在干扰去除PSC相位补偿单元40中去除被空分复用的其它PSC信号，并进行最大比值合成来改善PSC信号的SINR，而后检测相位旋转，由此提高相位补偿精度。

另外，在每个天线的相位旋转不是共同的情况下(因天线的方向性不同而多普勒变动不同的情况，或者发送端或接收端的变频单元的本机振荡器不是每个天线通用的情况等)，可以预测如果使用合成结果则特性会劣化。考虑到此问题，在这种情况下进行如下的处理较好，也就是说，在干扰去除PSC相位补偿单元40中，对去除了被空分复用的其它PSC信号的信号，也可以不进行最大比值合成，而对每个天线分别检测相位旋转，并进行相位补偿。

(实施方式3)

图9表示实施方式3的无线通信装置的结构，其中，对与图3相对应的部分附加相同标号。在图9中，与图3同样，无线通信装置1d仅表示接收结构，省略了发送结构的图示。

本实施方式的无线通信装置1d与在实施方式1中说明过的无线通信装置1(图3)相比较，不同之处在于：解码处理单元11除了解码数据(以下有时将其称为解码比特串)S8以外，还输出解码比特串S8的每个比特的似然信息S30；具备数据部分复本生成单元61和数据部分参照信号生成单元62，使用解码比特串S8和似然信息S30，生成与数据部分22的空分复用信号有关的数据部分参照信号S31；以及相位补偿单元9b使用数据部分参照信号S31进行相位补偿。

解码处理单元11通过进行在实施方式1中说明过的规定的解码处理，获得解码比特串b(k)(图中的S8)以及每个解码比特的似然信息序列LI(k)(图中的S30)。

数据部分复本生成单元61基于解码比特串b(k)，进行再调制处理。也就是说，生成以发送时所使用的纠错编码方式、编码率和调制阶数，进行了纠错编码处理、删截处理以及交织处理的比特数据串，对其进行与调制阶数相对应的码元映射处理，最后生成相当于从多个天线发送的OFDM码元数据串Xd(m，fn)的数据串。

另外，数据部分复本生成单元61对每个比特的似然信息序列LI(k)(图中的S30)，同样地进行删截处理和交织处理。并且，数据部分复本生成单元61以进行码元映射的比特为单位，对每个比特的似然信息序列LI(k)进行成组，并从成组后的每个比特的似然信息序列中，获得整个码元数据的似然信息Ld(m，fn)。作为用于获得整个码元数据的似然信息Ld(m，fn)的方法，使用每个比特的似然的平均值、加权平均值、最大值或者最小值。这里，Xd(m，fn)和Ld(m，fn)表示与发送流数Nt相等的Nt阶的列向量，其元素表示从各个天线发送的OFDM码元数据。另外，m表示OFDM码元数据号码，fn表示副载波号码。

数据部分参照信号生成单元62使用信道估计单元5的输出He(fn)(图中的S3)以及数据部分复本生成单元61的输出，生成未受到起因于AFC(Automatic Frequency Control)的残留频率误差的相位旋转E，而仅受到传播路径变动He并被空分复用传输的情况下的接收信号，作为数据部分参照信号S31。也就是说，数据部分复本生成单元61生成第m个OFDM码元中的第fn个副载波的数据部分参照信号Xd(m，fn)(图中的S31)，如下式所示。

S_d(m，f_n)＝H_e(f_n)X_d(m，f_n)       ………式(19)

相位补偿单元9b参照数据部分参照信号S31，对OFDM解调信号S1进行相位补偿。此时，数据部分参照信号S31迟于OFDM解调信号S1，其延迟时间相当于信号分离单元10、解码处理单元11、数据部分复本生成单元61以及数据部分参照信号生成单元62的处理时间，因此使OFDM解调信号S1延迟该延迟时间来进行相位补偿。

相位补偿单元9b通过比较OFDM解调信号S1与数据部分参照信号S31，检测OFDM解调信号S1的相位旋转，并基于该检测结果进行相位跟踪，即，补偿起因于残留载波频率误差和采样时钟误差等的相位误差。也就是说，相位补偿单元9b以数据部分参照信号生成单元62的输出S_d(m，fn)为基准，检测OFDM解调单元4的输出Ye(m，fn)的相位旋转E_est(m，fn)，如下式所示。

E_est(m，f_n)＝angle[Y_e(m，f_n)]-angle[S_d(m，f_n)]    ………式(20)

其中，angle[x]表示用于计算复数变量x的相位的算子。

另外，相位补偿单元9b对残留载波频率误差Δfc进行校正时，因为在同一OFDM码元中相位旋转了相同的量，所以基于对每个副载波共同地检测出的相位旋转E_est(m，fn)，并如下式所示，对包含于同一OFDM码元内的导频副载波fn，计算进行了加权平均的相位来求相位误差Lc(m)，基于此进行校正。

$L_c\left(m\right)=\underset{\mathrm{fn}\∈\mathrm{PSC}\left(m\right)}{\mathrm{\Σ}}a\left(f_n\right)E_{\mathrm{est}}(m,f_n)$ ………式(21)

其中，a(fn)是满足下式的系数。进行加权时，使用基于所发送的整个码元数据的似然信息Ld(m，fn)的加权系数。

$\underset{\mathrm{fn}\∈\mathrm{PSC}\left(m\right)}{\mathrm{\Σ}}a\left(f_n\right)=1$ ………式(22)

另一方面，相位补偿单元9b对采样时钟误差Δfa进行校正时，通过比较不同OFDM码元(第m1码元和第m2码元)间的相同副载波的相位旋转E_est(m₂，fn)-E_est(m₁，fn)，估计时间性的相位旋转量Ls(m，fn)。

如下式所示，相位补偿单元9b将如上计算出的用于校正每个OFDM码元或每个副载波的相位旋转量L(k，fs)＝Lc(k)+Ls(k，fs)的相位旋转，与OFDM解调信号Ye(k，fs)(图中的S1)相乘，从而进行相位跟踪的动作。

…式(23)

其中，L(k，fs)表示将每个分支的相位旋转量L^r(k，fs)作为第r个元素的M阶列向量，适用了对每个分支分别计算出的相位旋转量。

或者，作为另一个方法，也可以适用以下方法，通过进一步对每个分支的相位旋转量L^r(k，fs)进行平均，检测所有分支共用的相位旋转而进行补偿。

使用前者的补偿方法时，即使是在发送端的变频单元或者在接收端的接收单元3中采用了特性不同的本机振荡器的无线通信机，也能够获得抑制了特性劣化的接收特性。还有，使用前者的补偿方法时，由于每个天线的方向性不同，接收信号受到不同的多普勒变动的情况下，也能够获得特性劣化较少的接收特性。

另一方面，使用后者的补偿方法时，能够提高多个分支的相位旋转量的平均化效果，尤其能够获得在较低的SNR下可稳定地检测相位旋转量的效果。

如上述说明，根据本实施方式，除了实施方式1的结构之外，还设置了数据复本生成单元61和数据部分参照信号生成单元62，基于解码数据S8生成以似然信息S30加权的数据部分参照信号S31，并由相位补偿单元9b使用数据部分参照信号S31进行相位补偿，由此，与实施方式1相比，能够进一步提高相位旋转检测精度，进一步改善接收特性。

另外，在上述的本实施方式中，描述了相位补偿单元9b使用数据部分复本生成单元61和数据部分参照信号生成单元62所生成的数据部分参照信号S31，进行相位补偿的情况，但也可以同时利用参照信号生成单元7所生成的参照信号S4。此时，例如，对用数据部分参照信号S31获得的检测结果与用参照信号S4获得的检测结果进行加权合成，使用该加权合成结果进行相位补偿即可。

(实施方式4)

图10表示实施方式4的无线通信装置的结构，其中，对与图3相对应的部分附加相同标号。在图10中，与图3同样，无线通信装置1e仅表示接收结构，省略了发送结构的图示。

本实施方式的无线通信装置1e在OFDM解调单元4的输出的后级，设置有用于将被空分复用的信号分离为空分复用以前的信号的信号分离单元70，在信号分离单元70的后级，设置有用于对分离后的信号进行相位补偿的相位补偿单元73。

信号分离单元70对OFDM解调信号S1进行使用信道估计信号S3的信号分离处理，从而获得将被空分复用传输的空分复用流分离的分离信号S40。具体而言，信号分离单元70例如使用ZF、MMSE等空间性的线性滤波器来进行分离处理。例如，通过ZF进行分离处理时，如下式所示，使用由信道估计单元5获得的每个副载波的信道估计值He(fs)的逆矩阵进行运算。

Zd(k，f_s)＝H_e(f_s)^-1Y_e(k，f_s)

         ＝H_e(f_s)^-1[E(k，f_s)H(k，f_s)X(k，f_s)+n(k，f_s)]    ………式(24)

这样，对附加了下式所示的相位旋转矩阵E(k，fs)的发送码元序列Zd(k，fs)进行分离。

E_est(m，f_n)＝angle[Z_PSC(m，f_n)]-angle[X_PSC(m，f_n)]        ………式(25)

其中，Zd(k，fs)是列向量，其第r个元素表示第r个发送流的发送码元序列Zd(k，fs)^(r)。

导频副载波(PSC)提取单元71从分离出的发送码元序列Zd(k，fs)(图中的分离信号S40)中，提取用特定的发送流(第r个)的副载波(第m个OFDM码元中第fn个副载波)传输的导频副载波信号Z_psc(m，fn)^(r)。

导频副载波(PSC)复本生成单元72生成用特定的副载波(以下假设为第m个OFDM码元中的第fn个副载波)传输的导频副载波信号的复本信号X_PSC(m，fn)(图中的S42)。

相位补偿单元73使用来自PSC复本生成单元72的PSC复本信号S42以及来自PSC提取单元71的导频副载波信号S41，检测相位旋转，并进行相位跟踪，即，补偿起因于残留载波频率误差以及采样时钟误差等的相位误差。

具体而言，如式(25)所示，通过检测以PSC复本生成单元72的PSC复本信号S42(X_PSC(m，fn))为基准的、来自PSC提取单元71的PSC信号S41(Z_psc(m，fn))的相位旋转E_est(m，fn)，进行相位旋转的检测。

对残留载波频率误差Δfc进行校正时，因为残留载波频率误差Δfc在同一OFDM码元中相位旋转了相同的量，所以基于对所有副载波共同地检测出的相位旋转E_est(m，fn)，并如式(7)所示，对包含于同一OFDM码元内的导频副载波(fn)，计算进行了加权平均的相位来求相位误差Lc(m)，基于该误差进行校正。

这里，式(7)中的a(fn)是满足式(8)的系数。进行加权时，使用与PSC提取单元71的输出Z_psc(m，fn)的接收功率或接收振幅成比例分配的加权系数。

另一方面，相位补偿单元73通过比较不同OFDM码元间的相同副载波中的导频副载波的相位旋转，估计时间性的相位旋转量Ls(m，fn)，进行采样时钟误差Δfa的校正。

相位补偿单元73将如上计算出的用于校正每个OFDM码元或每个副载波的相位旋转量L(m，fn)＝Lc(m)+Ls(m，fs)的相位旋转，与信号分离单元70的输出信号S40相乘，从而进行相位跟踪。

或者，作为另一个方法，也可以适用以下方法，通过对每个分支的相位旋转量L^r(m，fn)进一步进行平均，检测所有分支共用的相位旋转而进行补偿。

使用前者的补偿方法时，即使是在发送端的变频单元或者在接收端的接收单元3中，采用了特性不同的本机振荡器的无线通信机，也能够获得抑制了特性劣化的接收特性。还有，使用前者的补偿方法时，由于每个天线的方向性不同，接收信号受到不同的多普勒变动的情况下，也能够获得抑制了特性劣化的接收特性。

另一方面，使用后者的补偿方法时，能够提高多个分支的相位旋转量的平均化效果，尤其能够获得在较低的SNR下可稳定地检测相位旋转量的效果。

解码处理单元74对相位补偿单元73的输出信号S43进行与解码处理单元11相同的处理，从而获得解码数据S8。

如上述说明，根据本实施方式，可实现无线通信装置1e，该无线通信装置1e中设置了：信道估计单元5，使用已知的导频信号，计算导频副载波的信道估计值S3；信号分离单元70，使用由信道估计单元5获得的信道估计值S3，对被空分复用的信号进行分离；PSC提取单元71，从分离信号S40中，提取已知的导频副载波信号S41；PSC复本生成单元72，生成导频副载波复本信号S42；相位补偿单元73，通过比较从分离信号S40中提取出的导频副载波信号S41与导频副载波复本信号S42，检测相位旋转，并基于该检测结果对分离信号S40进行相位补偿，由此，即使导频副载波信号进行空分复用并被传输时，也不需要用于分离导频副载波信号的专用电路，通过简单的结构能够进行相位补偿。

也就是说，通过信号分离单元70将被空分复用的各个流分离为空分复用以前的流，然后通过PSC提取单元71提取在分离出的流中的导频副载波信号，因此即使没有设置用于分离导频副载波信号的专用的电路，也能够提取导频副载波信号。

另外，在上述的实施方式中，以下述情况为例进行了说明，即，信号分离单元70也对被空分复用传输的数据副载波，使用ZF法或MMSE法进行信号分离，但也可以采用另外的结构，在此结构中分离数据副载波的方法与分离导频副载波的方法互不相同。

例如，信号分离单元70首先使用ZF法或MMSE法，只将被空分复用的导频副载波分离为各个流。相位补偿单元73使用分离出的导频副载波，检测相位误差，对数据副载波进行相位补偿。

接着，信号分离单元70使用相位补偿后的数据副载波，通过MLD等其它信号分离方法，对被空分复用传输的发送流进行分离。由此，可以使相位补偿单元73为不依赖于数据副载波的信号分离方法的结构，所以能够自适应地变更信号分离单元70中的数据副载波的空分复用流的分离方法。

也就是说，在调制阶数较小时使用MLD法，而在64QAM等调制阶数较大时，可以使用ZF法来削减64QAM情况下的电路规模。

(实施方式5)

图11表示实施方式5的无线通信装置的结构，其中，对与图10相对应的部分附加相同标号。也在图11中，与图10同样，无线通信装置1f仅表示接收结构，省略了发送结构的图示。

本实施方式的无线通信装置1f除了在实施方式4说明过的无线通信装置1e的结构之外，还包括重复解码处理单元90。重复解码处理单元90包括：再调制单元91，使用第一解码处理单元74的输出，即纠错解码后的比特系列，再次进行调制；干扰消除单元92，基于信道估计单元5的信道估计结果S3(实际上是由信道估计值更新单元80所更新的信号S51)，从已被空分复用传输的信号中，将其它空分复用流作为干扰信号进行减法处理；以及第二解码处理单元93。

这里，用于进行重复解码处理的结构有并行型和递归型。并行型为，重复进行以下动作，有干扰信号存在时，将它们统一去除后，进行解码处理。递归型为，以接收质量较高的空分复用流开始顺序地进行解码，从接收信号中去除已进行了解码的信号而进行重复解码处理。在本实施方式中，以适用并行型干扰消除处理的情况为例进行说明，但以可以适用递归型干扰消除处理。

再调制单元91基于解码比特串b(k)而生成发送码元数据。也就是说，以发送时所使用的纠错编码方式、调制阶数以及编码率，对解码比特串进行纠错编码处理、删截处理以及交织处理，从而生成相当于所发送的空分复用流数的空分复用流比特数据串，并且对它们分别进行与调制阶数相应的码元映射处理，由此生成每个副载波的空分复用码元数据串D_j(k，fs)。

这里，D_j(k，fs)表示第j个空分复用码元数据串、第k个OFDM码元、第fs个副载波中的空分复用码元数据串。其中，j＝1～Nt、fs＝1～Nc。另外，D(k，fs)是，以D_j(k，fs)作为第j个元素的Nt阶列向量。

信道估计值更新单元80将通过相位补偿单元73检测出的相位旋转量L(k，fs)，更新为反映了由信道估计单元5获得的信道估计值S3的相位旋转量。这里，在信号分离单元70中使用ZF法进行信号分离时的相位补偿单元73的输出信号，可以表示为如下式，如果进行简单的算式变形，则可以视为，对包含了基于相位补偿的相位旋转的新的信道估计值B(k，fs)适用了ZF法(也就是说，将B(k，fs)的逆矩阵与Ye(k，fs)相乘)。

$={\left[B(k,f_s)\right]}^{-1}{Y}_e(k,f_s)$

………式(26)

因此，信道估计值更新单元80形成下式所示的B(k，fs)作为新的信道估计值S51。

…式(27)

干扰消除单元92将除了期望的第r个空分复用流以外的其它空分复用流视为干扰信号，将其从OFDM解调单元4的输出Ye(k，fs)中去除，并且输出对干扰去除后的、第r个空分复用流在多个天线上的接收结果进行最大比值合成而得到的信号v_r(k，fs)(图中的S52)。也就是说，计算V_r(k，fs)如下式所示。

v_r(k，f_s)＝b_r(f_s)^T[Y_e(k，f_s)-B(k，f_s)G_rD(k，f_s)]    ………式(28)

其中，b_r(k，fs)表示，与第k个OFDM码元的第fs个副载波有关的信道估计值B(k，fs)中，第r个列向量。上标T表示向量转置算子，G_r表示Nt阶的单位矩阵中，使r行r列的对角元素为0的矩阵。还有，r取从1至Nt为止的正数值。D(k，fs)是再调制单元91的输出信号。干扰消除单元92对所有的Nt个空分复用流进行以上的干扰消除动作。

第二解码处理单元93对干扰消除单元92的输出信号进行解映射处理、解交织处理以及纠错解码处理等，从而复原发送比特序列。由此，第二解码处理单元93获得解码数据S53。

如上述说明，根据本实施方式，除了实施方式4的结构之外，还设置：信道估计值更新单元80，使用由相位补偿单元73检测出的相位旋转量，更新由信道估计单元5估计出的信道估计值S3；以及重复解码处理单元90，使用更新后的信道估计值S51进行重复解码处理，从而使用更新后的高精度的信道估计值S51进行重复解码，由此，除了实施方式4的效果之外，还能够获得差错率特性更佳的解码数据S53。

也就是说，在干扰消除单元92中，重复解码处理单元90使用更新后的信道估计值S51，从OFDM解调信号S1中去除作为干扰分量的其它空分复用信号，因此对于包含残留相位误差分量的OFDM解调信号S1，也能够有效地去除作为干扰分量的其它空分复用信号，其结果，能够进行重复解码处理而不影响接收特性的改善。

另外，在本实施方式中，如在实施方式3中说明过那样，也可以将使用解码结果再现为复本的信号，作为用于相位补偿单元73中的相位误差检测的基准信号。这样，除了上述的效果，还有实施方式3中说明过的效果。

另外，在本实施方式中，作为除图11的结构之外的其它结构，提出图12、图13、图14和图15的结构。

图12的无线通信装置1g与图11的无线通信装置1f相比，重复解码处理单元90a的结构不同，该图中，与图11相对应的部分赋予相同标号。无线通信装置1g的重复解码处理单元90a包括干扰去除PSC相位补偿单元100。该结构适合于，由干扰消除单元92进行包含导频副载波(PSC)的干扰去除动作的情况。

干扰去除PSC相位补偿单元100从干扰消除单元92的输出S52中提取干扰去除后的PSC，以与此对应的PSC复本生成单元72的输出S42为基准，检测干扰去除后的信号v_r(m，fs)的相位旋转。也就是说，如下式所示，以在第r个空分复用流中用特定的副载波(假设为第m个OFDM码元中的第fn个副载波)所传输的导频副载波信号X^r _PSC(m，fn)为基准，计算干扰去除后的信号v_r(m，fn)的相位旋转E^r _est(m，fn)。

E^r _est(m，f_n)＝angle[v_r(m，f_n)]-angle[X^r _PSC(m，f_n)]    ………式(29)

而且，干扰去除PSC相位补偿单元100对相位误差检测的结果，在副载波间和OFDM码元间进行平均，从而计算相位误差检测量L(m，fn)，并将信号q(m，fn)输出到第二解码处理单元93，该信号q(m，fn)为，对干扰消除单元92的输出S52中的数据信号部分，进行如下式所示的相位补偿而得到的。

                                                      ………式(30)

干扰去除PSC相位补偿单元100将被空分复用的其它PSC信号去除，并进行最大比值合成，从而改善PSC信号的SINR，并使用该信号检测相位旋转，进行相位补偿。

由此，根据图12的结构，除了通过图11的结构可获得的效果之外，还能够去除未能在相位补偿单元73中去除的相位误差。也就是说，在相位补偿单元73中，由于热噪声或信道估计误差，在PSC信号间产生干扰分量，所以相位补偿单元73的输出S43中包含由此产生的残留相位误差，但是通过使用干扰去除PSC相位补偿单元100，能够降低该残留相位误差而改善接收特性。

下面，说明本实施方式中的另一个结构，即图13的无线通信装置1h。图13的无线通信装置1h的结构为，从图12的结构中去掉信道估计值更新单元80，取而代之，添加了乘法单元130，该图中，与图12相对应的部分赋予相同标号。乘法单元130基于相位补偿单元110的相位误差检测结果S60，将用于相位误差补偿的相位旋转赋予给OFDM解调信号S1。也就是说，在图12的结构中，设置信道估计值更新单元80，通过将相位补偿的结果反映到信道估计值S3，更新信道估计值S3，并使用更新后的信道估计值S51进行重复解码处理，但在图13的结构中，对OFDM解调信号S1进行相位补偿，并使用相位补偿后的OFDM解调信号进行重复解码处理。

与图12的相位补偿单元73同样，相位补偿单元110使用PSC复本生成单元72的输出S42以及PSC提取单元71的输出S41，检测相位旋转，并进行相位跟踪，即，补偿起因于残留载波频率误差以及采样时钟误差等的相位误差。

而且，相位补偿单元110将计算出的每个OFDM码元和每个副载波的相位误差检测量L(m，fn)(图中的S60)传送到乘法单元130。乘法单元130对OFDM解调信号S1(Ye(m，fn))，进行下式所示的乘法运算，将补偿了相位旋转误差的OFDM解调信号Yc(m，fn)输出。

                                               ………式(31)

重复解码处理单元90b中的干扰消除单元92使用补偿了相位旋转误差的OFDM解调信号Yc(m，fn)，进行与在图12的结构中说明过的处理相同的处理。也就是说，干扰消除单元92将除了期望的第r个空分复用流以外的空分复用流视为干扰信号而从补偿了相位旋转误差的OFDM解调信号Yc(m，fn)中去除，从而进行下式所示的干扰去除处理。

v_r(m，f_n)＝b_r(f_n)^T[Y_c(k，f_n)-H(f_n)G_rD(m，f_n)]       ………式(32)

接着，干扰消除单元92输出对干扰去除后的、第r个空分复用流在多个天线上的接收结果进行最大比值合成所得到的信号V_r(m，fn)。

根据图13的结构，除了能够获得通过图12的结构可获得的效果之外，因为对OFDM解调信号Ye(m，fn)进行用于相位补偿的复数乘法运算，所以与补偿信道估计值的情况相比，能够更加降低运算量。例如，Nt个空分复用流被发送，用M个天线将其接收时，每个副载波的信号估计值的元素个数为Nt×M个，相对于此，OFDM解调信号Ye(m，fn)的元素仅有接收天线数即M个，因此与对信道估计值进行补偿时相比，乘法运算的次数可以降低到(1/Nt)。其结果，无线通信装置1h中，可以削减硬件规模或减轻处理延迟。

下面，说明本实施方式中的另一个结构，即图14的无线通信装置1i。图14的无线通信装置1i与图12的结构比较来看，具有干扰去除PSC相位误差检测单元120，取代干扰去除PSC相位补偿单元100，该图中，与图12相对应的部分赋予相同标号。重复解码处理单元90c的动作为如下。首先，重复解码处理单元90c比数据部分22的副载波更先进行空分复用PSC信号的干扰消除动作，并在干扰去除PSC相位误差检测单元120中，从干扰消除单元92的输出S52中提取干扰去除后的PSC，以与此对应的PSC复本生成单元72的输出S42为基准，检测干扰去除后的信号V_r(m，fn)的相位旋转，并计算相位补偿所需的相位误差检测量L(m，fn)。

图12的无线通信装置1h使用计算出的相位误差检测量L(m，fn)对干扰消除单元92的输出S52中的数据信号部分的数据副载波进行相位补偿，无线通信装置1i与此不同，将相位误差检测量L(m，fn)(图中的S70)交给信道估计更新单元121，使其再次更新信道估计值。然后，无线通信装置1i再次使用更新后的信道估计值S51，对数据部分的数据副载波进行重复解码动作。

这里，信道估计更新单元121在信道估计值的第二次更新时，如下式所示，从通过第一次的信道估计值更新所获得的B(m，fn)，使用相位误差检测量L(m，fn)，计算新的信道估计值C(m，fn)。

                                             ………式(33)

之后，重复解码处理单元90c使用新的信道估计值C(m，fn)代替B(m，fn)，进行与在图12中说明过的动作相同的动作。

根据图14的结构，使用由干扰去除PSC相位误差检测单元120获得的高精度的相位误差检测结果S70，更新信道估计值，并使用所更新的信道估计值S51对数据部分的数据副载波信号进行重复解码处理，因此，除了通过图12的结构可获得的效果之外，还能够降低由于使用包含较多的相位误差的第一次信道估计值进行干扰消除动作而产生的同一信道干扰分量，所以能够获得进一步提高接收特性的效果。

下面，说明本实施方式中的另一个结构，即图15的无线通信装置1j。图15的无线通信装置1j的结构为，与图14的结构比较来看，去掉了信道估计值更新单元121，取而代之，添加了乘法单元130的结构，该图中，与图14相对应的部分赋予相同标号。乘法单元130将用于对干扰去除PSC相位误差检测单元120的相位误差检测结果所包含的相位误差进行补偿的相位旋转，赋予给OFDM解调信号S1。也就是说，在图14的结构中，设置将相位补偿的结果反映到信道估计值中的信道估计值更新单元121，并且使用更新后的信道估计值S51进行重复解码处理，相对于此，无线通信装置1j对OFDM解调信号S1进行相位补偿，并进行重复解码处理。

重复解码处理单元90d与图14的重复解码处理单元90c同样地，首先，在数据部分22的副载波之前进行空分复用PSC信号的干扰消除动作，并在干扰去除PSC相位误差检测单元120中，从干扰消除单元92的输出S52中提取干扰去除后的PSC，以与此对应的PSC复本生成单元72的输出S42为基准，检测干扰去除后的信号V_r(m，fn)的相位旋转，并计算相位补偿所需的相位误差检测量Lx(m，fn)。

乘法单元130将相位补偿单元110所检测出的相位旋转，赋予给OFDM解调单元4的输出Yc(m，fn)，同时将该赋予了相位旋转的信号，与重复解调处理单元90d的干扰去除PSC相位误差检测单元120所计算出的、每个OFDM码元和每个副载波的相位旋转量Lx(m，fn)相乘，如下式所示。其结果，乘法单元130输出OFDM解调信号Yx(m，fn)，在该信号中，预先进行了干扰消除单元92的输出信号S52中的相位旋转误差的补偿。

                                              ………式(34)

这样，重复解码处理单元90d的干扰消除单元92不是直接使用OFDM解调单元4的输出Yc(m，fn)，而是使用由乘法单元130补偿了相位旋转误差的OFDM解调信号Yx(m，fn)，进行与在图12说明过的动作相同的动作。也就是说，干扰消除单元92将除了期望的第r个空分复用流以外的空分复用流视为干扰信号，从被补偿了相位旋转误差的OFDM解调信号Yx(m，fn)中去除，从而进行下式所示的干扰去除处理。

v_r(m，f_n)＝b_r(f_n)^T[Y_x(k，f_n)-H(f_n)G_rD(m，f_n)]    ………式(35)

接着，干扰消除单元92输出对干扰去除后的、第r个空分复用流在多个天线上的接收结果进行最大比值合成所得到的信号V_r(m，fn)。

根据图15的结构，除了能够获得通过图13的结构可获得的效果之外，因为对OFDM解调信号Yc(m，fn)预先进行复数乘法运算，该复数乘法运算相当于用于对干扰消除单元92的输出信号进行相位补偿的运算，所以与补偿信道估计值的情况相比，能够进一步降低运算量。例如，Nt个空分复用流被发送，用M个天线将其接收时，每个副载波的信号估计值的元素数为Nt×M个，相对于此，OFDM解调信号Ye(m，fn)的元素仅有接收天线数即M个，因此可以将乘法运算次数降低到(1/Nt)。其结果，无线通信装置1j中，可以削减硬件规模或减轻处理延迟。

(实施方式6)

图16表示实施方式6的无线通信装置的结构。另外，在图16中，对与在实施方式1说明过的图3相对应的部分附加相同标号，对于与在实施方式1说明过的结构相同的结构部分，省略其说明。

图17表示图16的无线通信装置1K所接收的分组的帧结构的例子。换言之，无线通信装置1K的通信对方的无线通信装置发送如图17所示的帧结构的分组。

说明图17的帧结构。一个帧由多个即Ns个子帧构成，一个子帧包括Nf个OFDM码元。子帧由预先已知的参考信号部分以及包含其它控制信号的数据信号部分构成。另外，控制信号中包括被发送的信号的纠错码的编码率、调制阶数等信息。在子帧中，黑色部分表示从第一天线发送的参考信号，阴影部分表示从第二天线发送的参考信号。空白部分是数据信号部分。

为了用于信道估计，分别在副载波方向上和OFDM码元方向上间歇插入参考信号。一个OFDM码元中包括多个即Nc个副载波。当进行空分复用传输时，从不同的天线发送的参考信号，以副载波的插入位置相互错开的方式被配置。

并且，通过某个发送天线，用某个副载波发送参考信号时，在其它发送天线，将该副载波作为空载波(Null carrier)而进行发送(也就是说，不进行使用该副载波的发送)。

这样，空分复用时，通过使用不同副载波来发送从不同天线发出的参考信号，能够对参考信号进行频分复用(FDM)并传输，而在接收时使其彼此分离。

另外，本实施方式中，说明作为空分复用时的参考信号复用方法使用FDM的情况，但本实施方式可以适用的参考信号复用方法不限于此。例如，采用了使用不同OFDM码元的时分复用(TDM)，或者使用不同代码序列的码分复用(CDM)的情况下，也能够同样地适用本实施方式。

下面，使用图16说明本实施方式的无线通信装置1K。无线通信装置1K通过多个即M个接收天线2-1～2-M，接收期望的载波频带的高频信号。接收单元3-1～3-M对由多个接收天线2-1～2-M接收的各个高频信号，进行放大处理、频带限制处理以及变频处理，输出由同相(Inphase)信号和正交(Quadraturephase)信号构成的复数的基带信号。

OFDM解调单元4-1～4-M通过分别进行时间和频率同步处理、GI(保护间隔)去除处理、IFFT处理以及串并行转换等，从而对输入的各个基带信号进行OFDM解调，并输出Nc个副载波的每个副载波的码元数据序列作为OFDM解调信号。

另外，下面将接收第k个OFDM码元时的第fs个副载波的码元数据序列记载为Y(k，fs)。这里，Y(k，fs)是列向量，包含用于接收的M个天线2-1～2-M所接收的信号作为元素。也就是说，从输入了通过天线2-m接收到的信号的OFDM解调单元4-m输出的信号y_m(k，fs)为第m个元素。

第一信道估计单元201使用所传输的子帧中包含参考信号的最初的OFDM码元，估计每个副载波的传播路径变动，作为包含振幅以及相位变动的复数振幅(以下将该估计值称为信道估计值)。以下，假设子帧中的包含参考信号的最初的OFDM码元为第u₁个OFDM码元(图5中表示u₁＝1的情况)。这里，参考信号在副载波方向(频率方向)上被间歇插入时，通过使用副载波方向的插值处理，获得没有插入参考信号的副载波的信道估计值。对于插值处理，因为是例如在专利文献(特表2006-515481号公报)中所记载的已知的技术，所以在此省略其详细说明。

复本生成单元202使用子帧中的包含第二个参考信号的OFDM码元(在子帧中，是第u₂个OFDM码元)，生成用特定的副载波(以下假设为第u₂个OFDM码元中的第fn个副载波)传输的、预先已知的参考信号的复本信号X_PSC(u₂，fn)。这里，复本信号X_PSC(u₂，fn)是发送序列向量X_PSC(u₂，fn)＝[x₁(u₂，fn)、…、x_Nt(u₂，fn)]^T，它将从各个发送天线发送的第u₂个OFDM码元中第fn个副载波的参考信号的发送序列x_n(u₂，fn)作为元素。这里，不进行发送的空载波的发送序列的元素为零。

参照信号生成单元203使用由第一信道估计单元201获得的信道矩阵H(u₁，fn)的估计值He(u₁，fn)，以及由复本生成单元202获得的复本信号X_PSC(u₂，fn)，生成参照信号S_PSC(u₂，fn)如下式所示。

S_psc(u₂，f_n)＝H_e(u₁，f_n)X_PSC(u₂，f_n)           ………式(36)

这样，参照信号生成单元203生成参照信号S_PSC(u₂，fn)，该参照信号S_PSC(u₂，fn)相当于，在第u₂个OFDM码元中，用第fn个副载波信号传输的导频副载波X_PSC(u₂，fn)在未受到相位旋转E的相位旋转，而受到传播路径变动被接收时的信号。

如下式所示，参考信号提取单元204从式(2)所示的接收信号Ye(k，fs)中，提取子帧中的包含第2个参考信号的OFDM码元(在子帧中，是第u₂个OFDM码元)的特定的副载波(第u₂个OFDM码元中第fn个副载波)的接收信号Ye(u₂，fn)。

Y_e(u₂，f_n)＝E(u₂，f_n)H(u₂，f_n)X_PSC(u₂，f_n)+n(u₂，f_n)    ………式(37)

相位误差检测单元205使用由参照信号生成单元203生成的参照信号，以及由参考信号提取单元204提取出的接收参考信号，检测接收参考信号的相位旋转。具体而言，如下式所示，通过检测以参照信号(S_PSC(u₂，fn))为基准的接收参考信号(Ye(u₂，fn))的相位旋转E_est(m，fn)，进行相位旋转的检测。

E_est(u₂，f_n)＝angle[Y_e(u₂，f_n)]-angle[S_PSC(u₂，f_n)]    ………式(38)

其中，angle[x]表示用于计算复数变量x的相位的算子，x为列向量时，对其各个元素计算相位。

残留载波频率误差Δfc在同一OFDM码元中，相位旋转了相同的量。因此，相位误差检测单元205基于对所有副载波共用地检测出的相位旋转E_est(u₂，fn)，对包含于同一个OFDM码元内的导频副载波fn，计算进行了加权平均的相位，从而求相位误差Lc(m)。

$L_c\left(u_2\right)=\underset{f_n\∈\mathrm{PSC}\left(u_2\right)}{\mathrm{\Σ}}a\left(f_n\right)E_{\mathrm{est}}(u_2,f_n)$ ………式(39)

其中，a(fn)是满足下式的M阶对角矩阵(对角元素以外的元素为0)。进行加权时，使用与副载波信号Ye(u₂、fn)的接收功率或接收振幅成比例分配的加权系数。另外，PSC(u₂)表示以副载波号码为元素的集合，该副载波发送第u₂个OFDM码元内所包含的参考信号。

$\underset{f_n\∈\mathrm{PSC}\left(u_2\right)}{\mathrm{\Σ}}a\left(f_n\right)=I_M$ ………式(40)

另外，也可以适用下式作为相位误差Lc(u₂)的另一个计算方法。此时，对在多个导频副载波检测出的相位旋转，进行与接收功率成比例的加权后进行合成。这里，下式中的符号“.^*”表示向量的(位于相同位置的)每个元素的乘法运算。

$L_c\left(u_2\right)=\mathrm{angle}[\underset{f_n\∈\mathrm{PSC}\left(u_2\right)}{\mathrm{\Σ}}{Y}_e(u_2,f_n).*{S_{\mathrm{PSC}}}^{*}(u_2,f_n)]$ ………式(41)

相位误差估计单元206基于如上计算的OFDM码元共同的相位旋转量Lc(u₂)，对所有OFDM码元计算相位旋转量。这里使用包含参考信号的OFDM码元中的相位旋转量Lc(u2)，通过内插插值或外推插值来求没有包含参考信号的OFDM码元的相位旋转量。例如，进行线性插值处理时，使用下式计算对于子帧内第k个OFDM码元的相位旋转量L(k)。其中，k＝1～Nf。

$L\left(k\right)=\frac{k-u_1}{u_2-u_1}{L}_c\left(u_2\right)$ ………式(42)

缓存单元207将OFDM码元中的副载波信号，以副载波为单位暂时存储，并以存储的顺序输出，所述OFDM码元为，所传输的分组中的子帧中所包含的、在包含第二个参考信号的第u₂个OFDM码元之前的OFDM码元。由此，能够吸收直到使用第u₂个OFDM码元中的相位旋转量Lc(u₂)的检测结果，在它之前的OFDM码元检测相位旋转量L(k₀)为止的时间差。

如下式所示，相位补偿单元210将由相位误差估计单元206估计出的、用于校正每个OFDM码元的相位旋转量L(k)的相位旋转，与包含数据部分的副载波fs的接收信号向量Ye(k，fs)相乘，从而补偿相位旋转误差。

………式(43)

其中，L(k)表示将每个分支的相位旋转量L’(k)作为第r个元素的M阶列向量，适用了对每个分支分别计算出的相位旋转量。

或者，作为另一个方法，也可以适用以下方法，通过对每个分支的相位旋转量L^r(k，fn)进一步进行平均，检测所有分支共同的相位旋转而进行补偿。

使用前者的相位旋转误差补偿方法时，即使在发送端的变频单元或者接收端的接收单元3中，采用特性不同的本机振荡器的情况下，或者由于每个天线的方向性不同，接收信号受到不同的多普勒变动的情况下，也能够获得特性劣化较少的接收性能。

另一方面，使用后者的相位旋转误差补偿方法时，能够提高通过多个天线接收的分支的相位旋转量的平均化效果，尤其能够获得在较低的SNR下可提高相位旋转量的检测性能的效果。

参考信号相位补偿单元208使用相位误差检测单元205所检测出的、包含参考信号的OFDM码元中的相位旋转量Lc(u₂)，补偿接收参考信号的相位旋转。也就是说，对式(37)所示的、使用特定的副载波(第u₂个OFDM码元中第fn个副载波)传输的参考信号的接收信号Ye(u₂，fn)，进行下式所示的相位补偿。

…式(44)

第二信道估计单元209使用由参考信号相位补偿单元208进行了相位补偿的参考信号，计算每个副载波的信道估计值He(u，fs)。进而，第二信道估计单元209使用求得的信道估计值以及由第一信道估计单元201计算出的信道估计值，通过插值处理来计算没有包含参考信号的OFDM码元的每个副载波的信道估计值He(k，fs)。其中，k＝1～Nf。

信号分离单元211对相位补偿单元210的输出，使用来自第二信道估计单元209的信道估计结果He(k，fs)进行信号分离处理，从而分离被空分复用传输的空分复用流。

空分复用流的分离处理是，例如在非专利文献1等中所公开的已知的技术，因此这里不再详细地描述。例如，通过ZF法进行分离时，如下式所示，对通过第二信道估计单元209获得的每个OFDM码元、每个副载波的信道估计值He(k，fs)，计算其逆矩阵，从而将发送码元序列X_d(k，fs)分离。

另外，信号分离单元211的分离处理不限于ZF法，也可使用MMSE法或者MLD法等其它方法。另外，如果没有被空分复用传输时，则进行均衡处理即可。

X_d(k，f_s)＝H_e(k，f_s)^-1Z(k，f_s)          ………式(45)

如上述说明，本实施方式的无线通信装置1K包括：第一信道估计单元201，基于被多载波调制的接收信号，使用接收信号所包含的已知的第一参考信号，计算信道估计值；复本生成单元202，生成与第一参考信号不同的时间中所包含的第二参考信号的复本信号；参照信号生成单元203，对复本信号赋予与所述信道估计值相应的信道变动而生成参照信号；参考信号提取单元204，从被多载波调制的接收信号中，提取第二参考信号；相位误差检测单元205，比较由参照信号生成单元203获得的参照信号与由参考信号提取单元204获得的信号，从而检测接收信号的相位误差；以及相位补偿单元210，基于相位误差检测单元205的输出，对接收信号的相位误差进行补偿。

由此，根据本实施方式，即使在被多载波调制的副载波中，间歇地插入有用于信道估计的参考信号时，也能够补偿起因于AFC的残留频率误差的相位误差。

另外，本实施方式的无线通信装置1K还包括：参考信号相位补偿单元208，基于相位误差检测单元205的检测结果，补偿由参考信号提取单元204获得的信号的相位误差；以及第二信道估计单元209，使用由参考信号相位补偿单元208补偿了相位误差的参考信号，计算信道估计值。

而且，本实施方式的无线通信装置1K使用第一信道估计单元201的信道估计结果和补偿了相位误差的参考信号，对信道估计值进行插值。

在本实施方式中，说明了由第二信道估计单元209进行该插值处理的情况，但也可以除了第二信道估计单元209以外，设置信道估计插值单元。

由此，根据本实施方式，能够获得可提高通过时间轴方向的插值而计算出的、信道估计值的估计精度的效果。这是因为，在进行时间轴方向的插值处理之前，预先通过参考信号相位补偿单元208去除了起因与AFC的残留频率误差的相位旋转，所以参考信号中只残留传播信道的变动分量。这样，使变动分量减小后才进行时间方向的插值处理，因此能够提高插值精度。

另外，在本实施方式中，描述了由相位补偿单元210对OFDM解调单元4的输出进行相位补偿的情况，但也可以对由第二信道估计单元209计算出的信道估计值反映相位误差。

图18表示进行这种处理的无线通信装置的结构例。图18的无线通信装置1L的结构为，从无线通信装置1K中去掉相位补偿单元210，添加了信道估计值更新单元300的结构，该图中，与图16相对应的部分附加相同标号。

无线通信装置1L将第二信道估计单元209的输出以及相位误差估计单元206的输出，输入到信道估计值更新单元300。

信道估计值更新单元300使用相位误差估计单元206输出的相位旋转量L(k，fs)，计算对通过第二信道估计单元209获得的每个副载波、每个OFDM码元的信道估计值He(k，fs)，赋予了相位误差的信道估计值。

也就是说，如下式所示，信道估计值更新单元300将由第二信道估计单元209获得的每个副载波的信道估计值He(k，fs)与相位旋转量L(k，fs)相乘，从而计算附加了相位误差的信道估计值Hb(k，fs)。

…式(46)

信道估计值更新单元300的输出被传送到信号分离单元301。信号分离单元301基于更新后的信道估计值Hb(k，fs)，对从缓存单元207输出的副载波信号，进行分离均衡处理(检波处理)。因为更新后的信道估计值Hb(k，fs)是包含起因于AFC误差的相位旋转的信道估计值，所以在信号分离单元301中能够进行包含所接收的副载波信号的相位旋转的分离均衡处理。

如上述说明，图18的无线通信装置1L包括：第一信道估计单元201，基于被多载波调制的接收信号，使用接收信号中所包含的已知的第一参考信号，计算信道估计值；复本生成单元202，生成与第一参考信号不同的时间中所包含的第二参考信号的复本信号；参照信号生成单元203，对复本信号赋予与所述信道估计值相应的信道变动而生成参照信号；参考信号提取单元204，从被多载波调制的接收信号中，提取第二参考信号；相位误差检测单元205，比较由参照信号生成单元203获得的参照信号与由参考信号提取单元204获得的信号，从而检测接收信号的相位误差；以及信道估计值更新单元300，基于相位误差检测单元205的输出，更新信道估计值。由此，能够获得与图16的无线通信装置1K相同的效果。

另外，本实施方式中的结构为，对每个副载波的OFDM解调信号进行相位补偿，或者对信道估计值赋予相位补偿的结构，而不依赖于信号分离单元211(301)的结构。因此，也能够自适应地变更信号分离单元211(301)中的空分复用流的分离方法。也就是说，在调制阶数较小时使用MLD法，而在64QAM等调制阶数较大时，可以使用ZF法来削减64QAM情况下的电路规模。

另外，上述的实施方式1～6中，假设了在各个OFDM解调单元4-1～4-M中进行频率同步处理的情况而进行了说明，但是，在发送端和接收端的无线通信装置的频率精度足够高的情况下，也可以省略OFDM码元解调单元4中的频率同步。此时，根据与上述的实施方式相同的想法，同时进行频率同步(AFC处理)以及相位同步处理即可。

本说明书是基于2006年1月6日提交的日本专利申请第2006-1588号以及2007年1月4日提交的日本专利申请第2007-138号。其内容全都包含于此。

工业实用性

本发明的无线通信装置适合于采用对导频副载波信号进行空分复用并传输的传输格式的无线通信系统。

1.一种无线通信装置，包括：

参照信号生成单元，生成被空分复用的导频副载波信号作为参照信号；

空分复用导频副载波提取单元，从被多载波调制的接收信号中，提取被空分复用的导频副载波信号；以及

相位补偿单元，通过比较由所述参照信号生成单元获得的参照信号和由所述空分复用导频副载波提取单元获得的被空分复用的导频副载波信号，从而检测接收信号的相位误差，并补偿该相位误差。

2.如权利要求1所述的无线通信装置，其中，

还包括：空分复用导频副载波复本生成单元，生成被空分复用的导频副载波信号的复本信号；以及

导频副载波信道估计单元，使用接收信号中所包含的已知的导频信号，计算导频副载波的信道估计值，

所述参照信号生成单元对所述复本信号，赋予与所述信道估计值相对应的信道变动而生成所述参照信号。

3.如权利要求2所述的无线通信装置，其中，

所述相位补偿单元补偿由所述导频副载波信道估计单元获得的信道估计值，

使用由所述相位补偿单元所补偿的信道估计值，分离被空分复用的接收信号。

4.如权利要求1所述的无线通信装置，其中，

所述相位补偿单元根据所述被空分复用的导频副载波信号之间的相位关系进行加权而求所述相位误差。

5.如权利要求1所述的无线通信装置，其中，

所述参照信号生成单元包括：

空分复用导频副载波复本生成单元，生成被空分复用的导频副载波信号的复本信号；以及

导频副载波信道估计单元，使用接收信号中所包含的已知的导频信号，计算导频副载波的信道估计值，

所述相位补偿单元为干扰去除导频副载波相位补偿单元，其基于所述导频副载波信道估计单元的输出，以及所述导频副载波复本生成单元的输出，从所述被空分复用的导频副载波中，将一个导频副载波以外的其它空分复用导频副载波分量作为干扰分量而去除，并且对该去除了干扰分量的导频副载波，进行以所述导频副载波复本生成单元的输出为参照信号的相位误差补偿。

6.一种无线通信装置，包括：

导频副载波复本生成单元，生成导频副载波信号的复本信号；

导频副载波信道估计单元，使用接收信号中所包含的已知的导频信号，计算导频副载波的信道估计值；

信号分离单元，使用所述信道估计值，分离被空分复用的接收信号；

相位补偿单元，通过从由所述信号分离单元获得的分离信号中，提取已知的导频副载波信号，对提取出的导频副载波信号与所述复本信号进行比较，从而检测并补偿相位旋转；以及

解码处理单元，基于所述相位补偿单元的输出，进行解码处理。

7.如权利要求6所述的无线通信装置，其中，

还包括：信道估计值更新单元，基于由所述相位补偿单元检测出的相位旋转，更新所述信道估计值；以及

重复解码处理单元，使用所述更新后的信道估计值，对由所述解码处理单元获得的解码结果进行重复解码处理。

8.如权利要求7所述的无线通信装置，其中

所述重复解码处理单元包括：

再调制单元，对所述解码处理单元的输出进行再调制；以及

干扰消除单元，对通过所述再调制单元获得的信号，赋予与所述信道估计值更新单元所更新过的信道估计值相对应的信道变动，并使用该赋予了信道变动的再调制信号，从接收信号中去除干扰分量。

9.如权利要求8所述的无线通信装置，其中，

所述重复解码处理单元还包括：

干扰去除导频副载波相位补偿单元，以由所述导频副载波复本生成单元获得的导频副载波复本信号为基准，检测所述干扰消除单元的输出信号中所包含的导频副载波信号的相位旋转，并基于该检测结果，对所述干扰消除单元的输出信号中所包含的数据副载波信号进行相位补偿。

10.如权利要求6所述的无线通信装置，其中，

还包括：乘法单元，通过基于由所述相位补偿单元检测出的相位旋转而对接收信号赋予相位旋转，从而对接收信号进行相位补偿；以及

重复解码处理单元，使用由所述解码处理单元获得的解码结果，以及由所述乘法单元进行了相位补偿的接收信号，进行重复解码处理。

11.如权利要求9所述的无线通信装置，其中，

在初次解码时，

所述重复解码单元的所述再调制单元对所述解码处理单元的输出中所包含的导频副载波信号进行再调制，

所述重复解码单元的所述干扰消除单元对由所述再调制单元获得的导频副载波信号，赋予与所述信道估计值更新单元所更新的信道估计值相应的信道变动，并使用该赋予了信道变动的导频副载波信号的再调制信号，从接收导频副载波信号中去除干扰分量，

所述重复解码单元的所述干扰去除导频副载波相位补偿单元以由所述导频副载波复本生成单元获得的导频副载波复本信号为基准，检测由所述干扰消除单元获得的导频副载波信号的相位旋转，并将该检测结果送给所述信道估计值更新单元，使其基于该检测结果更新信道估计值，

在重复解码时，

所述重复解码单元的所述再调制单元对所述解码处理单元的输出中所包含的数据副载波信号进行再调制，

所述重复解码单元的所述干扰消除单元对通过所述再调制单元获得的数据副载波信号，赋予与所述信道估计值更新单元所更新的信道估计值相对应的信道变动，使用该赋予了信道变动的数据副载波信号的再调制信号，从接收数据副载波信号中去除干扰分量。

12.如权利要求1所述的无线通信装置，其中，

所述接收信号为通过多个天线接收到的信号，

所述相位补偿单元使用所述参照信号和所述导频副载波信号，对所述多个天线的每个天线检测所述相位误差，并使用检测出的每个天线的相位误差，补偿每个天线的相位误差。

13.如权利要求1所述的无线通信装置，其中，

所述接收信号为通过多个天线接收到的信号，

所述相位补偿单元包括：

天线间平均化单元，使用所述参照信号和所述导频副载波信号，对所述多个天线的每个天线检测所述相位误差，并对检测出的每个天线的相位误差进行平均；以及

天线间相位补偿单元，使用所述天线间平均化单元的输出，补偿相位误差。

14.如权利要求1所述的无线通信装置，其中，

所述相位补偿单元使用下式来检测相位误差，

$L_c\left(m\right)=\mathrm{angle}[\underset{f_n\∈\mathrm{PSC}\left(m\right)}{\mathrm{\Σ}}{Y}_e(m,f_n).*{S_{\mathrm{PSC}}}^{*}(m,f_n)]$

其中，Lc(m)表示要检测的相位误差，angle[x]表示用于计算复数变量x的相位的算子，PSC(m)表示第m个OFDM码元中所包含的导频副载波的号码，Ye(m，fn)表示，用第m个OFDM码元中的第fn个副载波进行了空分复用传输的导频副载波信号，S_PSC(m，fn)表示参照信号，该参照信号为对于用第m个OFDM码元中的第fn个副载波进行了空分复用传输的导频副载波信号的参照信号，符号“.*”表示向量元素间的乘法运算。

15.如权利要求1所述的无线通信装置，其中，

所述接收信号为通过多个天线接收到的信号，

所述相位补偿单元包括：

副载波间平均化单元，使用所述参照信号和所述导频副载波信号，对每个副载波检测所述相位误差，并对检测出的每个副载波的相位误差进行平均；以及

副载波间相位补偿单元，使用所述副载波间平均化单元的输出，补偿相位误差。

还包括：乘法单元，通过基于由所述相位补偿单元检测出的相位旋转而对接收信号赋予相位旋转，从而对接收信号进行相位补偿；以及

重复解码处理单元，使用由所述解码处理单元获得的解码结果，以及由所述乘法单元进行了相位补偿的接收信号，进行重复解码处理。

11.如权利要求9所述的无线通信装置，其中，

在初次解码时，

所述重复解码单元的所述再调制单元对所述解码处理单元的输出中所包含的导频副载波信号进行再调制，

所述重复解码单元的所述干扰消除单元对由所述再调制单元获得的导频副载波信号，赋予与所述信道估计值更新单元所更新的信道估计值相应的信道变动，并使用该赋予了信道变动的导频副载波信号的再调制信号，从接收导频副载波信号中去除干扰分量，

所述重复解码单元的所述干扰去除导频副载波相位补偿单元以由所述导频副载波复本生成单元获得的导频副载波复本信号为基准，检测由所述干扰消除单元获得的导频副载波信号的相位旋转，并将该检测结果送给所述信道估计值更新单元，使其基于该检测结果更新信道估计值，

在重复解码时，

所述重复解码单元的所述再调制单元对所述解码处理单元的输出中所包含的数据副载波信号进行再调制，

所述重复解码单元的所述干扰消除单元对通过所述再调制单元获得的数据副载波信号，赋予与所述信道估计值更新单元所更新的信道估计值相对应的信道变动，使用该赋予了信道变动的数据副载波信号的再调制信号，从接收数据副载波信号中去除干扰分量。

12.(追加)如权利要求1所述的无线通信装置，其中，

所述接收信号为通过多个天线接收到的信号，

所述相位补偿单元使用所述参照信号和所述导频副载波信号，对所述多个天线的每个天线检测所述相位误差，并使用检测出的每个天线的相位误差，补偿每个天线的相位误差。

13.(追加)如权利要求1所述的无线通信装置，其中，

所述接收信号为通过多个天线接收到的信号，

所述相位补偿单元包括：

天线间平均化单元，使用所述参照信号和所述导频副载波信号，对所述多个天线的每个天线检测所述相位误差，并对检测出的每个天线的相位误差进行平均；以及

天线间相位补偿单元，使用所述天线间平均化单元的输出，补偿相位误差。

14.(追加)如权利要求1所述的无线通信装置，其中，

所述相位补偿单元使用下式来检测相位误差，

$L_c\left(m\right)=\mathrm{angle}[\underset{f_n\∈\mathrm{PSC}\left(m\right)}{\mathrm{\Σ}}{Y}_e(m,f_n).*{S_{\mathrm{PSC}}}^{*}(m,f_n)]$

其中，Lc(m)表示要检测的相位误差，angle[x]表示用于计算复数变量x的相位的算子，PSC(m)表示第m个OFDM码元中所包含的导频副载波的号码，Ye(m，fn)表示，用第m个OFDM码元中的第fn个副载波进行了空分复用传输的导频副载波信号，S_PSC(m，fn)表示参照信号，该参照信号为对于用第m个OFDM码元中的第fn个副载波进行了空分复用传输的导频副载波信号的参照信号，符号“.*”表示向量元素间的乘法运算。

15.(追加)如权利要求1所述的无线通信装置，其中，

所述接收信号为通过多个天线接收到的信号，

所述相位补偿单元包括：

副载波间平均化单元，使用所述参照信号和所述导频副载波信号，对每个副载波检测所述相位误差，并对检测出的每个副载波的相位误差进行平均；以及

副载波间相位补偿单元，使用所述副载波间平均化单元的输出，补偿相位误差。

Claims (11)

1.一种无线通信装置，包括：

参照信号生成单元，生成被空分复用的导频副载波信号作为参照信号；

空分复用导频副载波提取单元，从被多载波调制的接收信号中，提取被空分复用的导频副载波信号；以及

相位补偿单元，通过比较由所述参照信号生成单元获得的参照信号和由所述空分复用导频副载波提取单元获得的被空分复用的导频副载波信号，从而检测接收信号的相位误差，并补偿该相位误差。

2.如权利要求1所述的无线通信装置，其中，

还包括：空分复用导频副载波复本生成单元，生成被空分复用的导频副载波信号的复本信号；以及

导频副载波信道估计单元，使用接收信号中所包含的已知的导频信号，计算导频副载波的信道估计值，

所述参照信号生成单元对所述复本信号，赋予与所述信道估计值相对应的信道变动而生成所述参照信号。

3.如权利要求2所述的无线通信装置，其中，

所述相位补偿单元补偿由所述导频副载波信道估计单元获得的信道估计值，

使用由所述相位补偿单元所补偿的信道估计值，分离被空分复用的接收信号。

4.如权利要求1所述的无线通信装置，其中，

所述相位补偿单元根据所述被空分复用的导频副载波信号之间的相位关系进行加权而求所述相位误差。

5.如权利要求1所述的无线通信装置，其中，

所述参照信号生成单元包括：

空分复用导频副载波复本生成单元，生成被空分复用的导频副载波信号的复本信号；以及

导频副载波信道估计单元，使用接收信号中所包含的已知的导频信号，计算导频副载波的信道估计值，

所述相位补偿单元为干扰去除导频副载波相位补偿单元，其基于所述导频副载波信道估计单元的输出，以及所述导频副载波复本生成单元的输出，从所述被空分复用的导频副载波中，将一个导频副载波以外的其它空分复用导频副载波分量作为干扰分量而去除，并且对该去除了干扰分量的导频副载波，进行以所述导频副载波复本生成单元的输出为参照信号的相位误差补偿。

6.一种无线通信装置，包括：

导频副载波复本生成单元，生成导频副载波信号的复本信号；

导频副载波信道估计单元，使用接收信号中所包含的已知的导频信号，计算导频副载波的信道估计值；

信号分离单元，使用所述信道估计值，分离被空分复用的接收信号；

相位补偿单元，通过从由所述信号分离单元获得的分离信号中，提取已知的导频副载波信号，对提取出的导频副载波信号与所述复本信号进行比较，从而检测并补偿相位旋转；以及

解码处理单元，基于所述相位补偿单元的输出，进行解码处理。

7.如权利要求6所述的无线通信装置，其中，

还包括：信道估计值更新单元，基于由所述相位补偿单元检测出的相位旋转，更新所述信道估计值；以及

重复解码处理单元，使用所述更新后的信道估计值，对由所述解码处理单元获得的解码结果进行重复解码处理。

8.如权利要求7所述的无线通信装置，其中

所述重复解码处理单元包括：

再调制单元，对所述解码处理单元的输出进行再调制；以及

干扰消除单元，对通过所述再调制单元获得的信号，赋予与所述信道估计值更新单元所更新过的信道估计值相对应的信道变动，并使用该赋予了信道变动的再调制信号，从接收信号中去除干扰分量。

9.如权利要求8所述的无线通信装置，其中，

所述重复解码处理单元还包括：

干扰去除导频副载波相位补偿单元，以由所述导频副载波复本生成单元获得的导频副载波复本信号为基准，检测所述干扰消除单元的输出信号中所包含的导频副载波信号的相位旋转，并基于该检测结果，对所述干扰消除单元的输出信号中所包含的数据副载波信号进行相位补偿。

10.如权利要求6所述的无线通信装置，其中，

还包括：乘法单元，通过基于由所述相位补偿单元检测出的相位旋转而对接收信号赋予相位旋转，从而对接收信号进行相位补偿；以及

重复解码处理单元，使用由所述解码处理单元获得的解码结果，以及由所述乘法单元进行了相位补偿的接收信号，进行重复解码处理。

11.如权利要求9所述的无线通信装置，其中，

在初次解码时，

所述重复解码单元的所述再调制单元对所述解码处理单元的输出中所包含的导频副载波信号进行再调制，

所述重复解码单元的所述干扰消除单元对由所述再调制单元获得的导频副载波信号，赋予与所述信道估计值更新单元所更新的信道估计值相应的信道变动，并使用该赋予了信道变动的导频副载波信号的再调制信号，从接收导频副载波信号中去除干扰分量，

所述重复解码单元的所述干扰去除导频副载波相位补偿单元以由所述导频副载波复本生成单元获得的导频副载波复本信号为基准，检测由所述干扰消除单元获得的导频副载波信号的相位旋转，并将该检测结果送给所述信道估计值更新单元，使其基于该检测结果更新信道估计值，

在重复解码时，

所述重复解码单元的所述再调制单元对所述解码处理单元的输出中所包含的数据副载波信号进行再调制，

所述重复解码单元的所述干扰消除单元对通过所述再调制单元获得的数据副载波信号，赋予与所述信道估计值更新单元所更新的信道估计值相对应的信道变动，使用该赋予了信道变动的数据副载波信号的再调制信号，从接收数据副载波信号中去除干扰分量。

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