JP2007110664A - Mimoプリコーディング方式 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】 送信ビット系列が入力端子1からシリアル・パラレル変換器2へ入力され,送信ストリーム数分のビット系列に分けられる。各ビット系列は変調回路3−1及び3−2へ入力され,変調信号が生成される。変調信号は,線形処理手段に相当する線形処理回路28へ入力され,重み付け合成された後,送信信号として出力される。制御手段に相当する最小ビット誤り率規範制御回路29は,伝送路のインパルス応答の推定値と受信機の信号対雑音比を入力し、最尤検出を行った際のビット誤り率を最小にするように,線形処理回路28の重み付け係数を拘束条件の下制御する。送信信号は、それぞれ対応するアップコンバーターに入力され,RF周波数帯へ周波数変換された後,対応する送信アンテナで送信される。
【選択図】 図6
Description
図1に,従来のプリコーディング(非特許文献1参照)を用いた送信アンテナ数NT=2の無線送信機の構成を示す。まず,送信ビット系列が入力端子1からシリアル・パラレル変換器2へ入力され,送信ストリーム数Mのビット系列に分けられる。ここではM=2であり,各ビット系列は変調回路3−1及び3−2へ入力され,変調信号である複素シンボルが生成される。この複素シンボルはディジタル信号であり,同相成分と直交成分の2成分を持つが,一つの信号と見なす。以降ベースバンド帯の信号は全て,同相成分を実部,直交成分を虚部とする複素表示で表すものとする。変調信号は端子4−1と端子4−2を通り,線形処理手段に相当しプリコーディングを行う線形処理回路28へ入力される。線形処理回路28は複素乗算を行う乗算器6−1から6−4,複素加算を行う加算器7−1から7−2で構成されており,変調信号に重み付け係数を乗算して合成し,送信アンテナ数NTの送信信号を生成して,端子8−1及び8−2へ出力する。この重み付け係数は,入力端子14から入力する伝送路のインパルス応答を基に,制御手段に相当するMMSE(Minimum Mean−Squared Error)規範制御回路13が制御するが,その制御アルゴリズムについては後述する。送信信号はそれぞれ,対応するアップコンバーター15−1及び15−2へ入力され,RF周波数帯へ周波数変換された後,対応する送信アンテナ16−1及び16−2で送信される。アップコンバーター15−1はD/A変換器9,乗算回路10と増幅器11から構成され,A/D変換器9は送信信号の同相成分及び直交成分をアナログ信号に変換する。乗算回路10はアナログ信号の同相成分に発振器12が出力するRF周波数の搬送波を乗算し,アナログ信号の直交成分には位相を90度回転した搬送波を乗算し,乗算結果を足し合わせ送信波として出力する。増幅器11は送信波を増幅し,送信アンテナ16−1へ出力する.ここで,アップコンバーター15−1及び15−2,送信アンテナ16−1及び16−2,発振器12は送信手段に相当する。
まず,M=NT=NRとし,kを1以上NT以下の整数,lを1以上NR以下の整数とし,第k送信アンテナと第l受信アンテナ間の伝搬路のインパルス応答をhlkとする。このhlkをl行k列の要素とするNR行NT列インパルス応答行列Hを,次式のように特異値分解する。
VHHU=Σ ・・・数式1
ここで,Hは複素共役転置を表し,UとVはそれぞれ,NT行NT列のユニタリー行列及びNR行NR列のユニタリー行列である。Σは非負の実数を対角要素とし,それ以外の要素は零となるNR行NT列の行列であり,M=NT=NRの場合対角行列となる。
変調信号の直交化は,図1の線形処理回路28の乗算器6−1から6−4に,Uの要素を重み付け係数として設定することである。具体的には,乗算器6−1にはUの1行1列の要素,乗算器6−2にはUの2行1列の要素,乗算器6−3にはUの1行2列の要素,乗算器6−4にはUの2行2列の要素を重み付け係数として,MMSE規範制御回路13が設定する。
一方,受信機において変調信号を分離するため,図2の線形受信回路36の乗算器6−5から6−8に,VHの要素を重み付け係数として設定する。具体的には,乗算器6−5にはVHの1行1列の要素,乗算器6−6にはVHの2行1列の要素,乗算器6−7にはVHの1行2列の要素,乗算器6−8にはVHの2行2列の要素を重み付け係数として,重み付け係数推定回路25が設定する。
このように重み付け係数を設定すると,数式1から変調信号を分離検出でき,かつVHがユニタリー行列であるため雑音の電力を増加させずに一定に保つことができる。なお,Uの代わりに,Uの右から正の実数を要素とする対角行列を乗算したものを用いることができ,変調信号の送信電力を制御することができる。
まず,図4に最尤検出を用いた受信機構成を示し,その動作を説明する。ダウンコンバーター21−1及び21−2の出力である受信信号は,最尤検出回路27とチャネル推定回路24に入力される。チャネル推定回路24は受信信号から伝送路のインパルス応答を推定し,Hの推定値Heを最尤検出回路27へ出力する.最尤検出回路27は,受信信号とインパルス応答の推定値を入力として,最尤推定に基づき変調信号を推定し,判定ビット系列を出力端子26へ出力する。
この最尤推定について説明する。まず,図1における変調回路3−1の変調信号の候補をa1,変調回路3−2の変調信号の候補をa2とし,2次元ベクトルaを
と定める。ここで*は複素共役を表す.また,図2のダウンコンバーター21−1の出力である受信信号をy1,ダウンコンバーター21−2の出力である受信信号をy2とし,2次元ベクトルyを
と定める。最尤推定は,次式で定める対数尤度関数L(a)を最小とするaを求め,変調信号の判定値とする。
L(a)=(y−HeUea)H(y−HeUea) ・・・数式4
なお,UeはHeから求められるUの推定値である.この最尤推定の様子を図5に示す。ここで簡単のため,NR=1,M=NTとし,横軸は同相成分1,縦軸は直交成分Qを表すものとする。受信信号を点R, HeUeaである受信レプリカ信号を点A,B,C,Dとすると,最尤推定は点Rから最も距離の短い点をA,B,C,Dがら選び,これに対応する変調信号の候補を判定値とする。
したがって,最尤推定に基づく最尤検出のビット誤り率を小さくするためには,受信レプリカ信号間のユークリッド距離を広げなくてはならない。しかしながら,従来のプリコーディングでは,直交化のためユークリッド距離を十分広げることができず,最尤検出を行う際に最小ビット誤り率を実現できないという問題点がある。
また,本発明のMIMOプリコーディングの(iii)制御手段は,送信信号の平均電力和を一定とする拘束条件の下で,重み付け係数を制御する。
また,本発明のMIMOプリコーディングの(iii)制御手段は,送信信号の個々の平均電力を一定とする拘束条件の下で,重み付け係数を制御する。
さらに,本発明のMIMOプリコーディングの(iii)制御手段は,最急降下法を用いて重み付け係数を逐次更新する。
加えて,本発明のMIMOプリコーディングの(i)線形処理手段は,サブキャリア毎に重み付け合成された変調信号を生成し,これらをOFDM変調することで複数の送信信号を生成する。
請求項1記載の発明のMIMOプリコーディングによれば,受信機において最尤検出を行った際のビット誤り率を最小にすることができる。
請求項2記載の発明のMIMOプリコーディングによれば,送信信号の平均電力和を一定に保つことができる。
請求項3記載の発明のMIMOプリコーディングによれば,個々の送信信号の平均電力を一定に保つことができる。
請求項4記載の発明のMIMOプリコーディングによれば,重み付け係数を逐次的に求めることができる。
請求項5記載の発明のMIMOプリコーディングによれば,OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)伝送に適用できる。
本発明のMIMOプリコーディングを用いた送信機構成(請求項1)を図6に示す。図1の従来のMIMOプリコーディングとの違いは,線形処理回路28の重み付け係数を制御するMMSE規範制御回路13を最小ビット誤り率規範制御回路29に置き換えた点にある。なお,線形処理回路28と最小ビット誤り率規範制御回路29はプリコーダー30を構成し,以下では最小ビット誤り率規範制御回路29の動作について詳述する。
と表すことができる。ここで,erfc(x)は誤差補関数,σn 2は受信機の雑音電力であり信号対雑音比から算出する。また,wkmは線形処理回路28に設定する重み付け係数である。このP(b→c)にChernoffバウンドを用いると,その上限値は
と表すことができる。
ビット誤り率Peの上限値は,ペアーワイズ誤りの確率P(b→c)を用いて
と表すことができる.ここで,P(b)はbを送信する確率,Ne(b→c)はbをcと誤るときの誤りビット数,Nbは送信ビット数である。P(b)が等確率ならば,数式9に数式5を代入して,
が得られ,さらに数式8を用いると
と表すことができる。
と表すことができる。ここで,bmは次式に示す統計的性質を満足する。
なお,<>はアンサンブル平均を表し,δnmはクロネッカーデルタである。
したがって,送信信号の平均電力和を一定に保つためには,
という条件を満足する必要がある。ここで,Wはwkmをk行m列の要素とするNT行M列の行列であり,tr()は行列のトレースを表す。数式16は請求項2の拘束条件に相当する。
また,各送信信号の平均電力を一定に保つためには,
という条件を満足する必要がある。これが請求項3の拘束条件に相当する。
ここでμはステップサイズと呼ばれる正の定数であり,J(W)としてJe(W)がJc(W)のどちらかを用いる。また,W(i)はiステップ目のWの更新値である。
この更新式は拘束条件,数式16を満足しないので,次式のように変更する。
W(i)は常に数式16の拘束条件を満足する。また,拘束条件として数式17を用いる場合は,
とすればよい。なお,評価関数の偏微分は
と計算でき,A(b→c)は次式で定めるAm1m2を要素とするM行M列の行列である。
Am1m2=(bm1−Cm1)(bm2−Cm2)* ・・・数式23
ここで,数式19と数式20の初期値W(O)は,従来のプリコーディングの値Uを用いることもできる。また,数式19と数式20の更新は,予め定めた最大回数まで行うか,W(i)−W(i−1)のFrobeniusノルムがある閾値以下になるまで行う。
このようにWを逐次更新で求めることは,請求項4に相当するが,受信レプリカ信号のユークリッド距離を広げることができ,特に誤リビット数が多くなる場合のユークリッド距離を出来る限り離し,最尤検出のビット誤り率を最小にすることができる。
なお,サブキャリア毎に,数式16と数式17の拘束条件の定数を適宜変えることも可能である。この場合,サブキャリア毎に平均送信電力が異なるが,全サブキャリアの平均送信電力の和が一定という条件を満足すればよい。このように制御するとビット誤り率をさらに改善することができる。
なお,本発明は上述の発明を実施するための最良の形態に限らず本発明の要旨を逸脱することなくその他種々の構成を採り得ることはもちろんである。
Claims (5)
- 変調信号に重み付け係数を乗算して合成することにより,複数の送信信号を生成する線形処理手段と,
上記送信信号を対応する複数のアンテナで送信する送信手段と,
受信機の信号対雑音比と伝送路のインパルス応答の情報を基に,受信機において最尤検出を行った際のビット誤り率を最小にするように,前記重み付け係数を拘束条件の下制御する制御手段とから構成されることを特徴とするMIMOプリコーディング方式。 - 請求項1の前記制御手段は,前記送信信号の平均電力和を一定とする前記拘束条件を課すことを特徴とするMIMOプリコーディング方式。
- 請求項1の前記制御手段は,前記送信信号の個々の平均電力を一定とする前記拘束条件を課すことを特徴とするMIMOプリコーディング方式。
- 請求項1の前記制御手段は,最急降下法を用いて前記重み付け係数を逐次更新することを特徴とするMIMOプリコーディング方式。
- 請求項1の前記線形処理手段は,サブキャリア毎に上記重み付け合成された変調信号を生成し,これらをOFDM変調することで上記複数の送信信号を生成することを特徴とするMIMOプリコーディング方式。
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