JP2008258899A

JP2008258899A - 受信装置および受信方法

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Publication number: JP2008258899A
Application number: JP2007098438A
Authority: JP
Inventors: Tetsuhiko Miyatani; 徹彦宮谷
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2007-04-04
Filing date: 2007-04-04
Publication date: 2008-10-23

Abstract

【課題】マルチパス対策を施して通信品質を向上させることが可能なＭＩＭＯ受信装置および受信方法を提供すること。
【解決手段】多重信号を受信するアンテナ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄと、多重信号を変換する高速フーリエ変換部１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃ、１０４ｄと、ＱＲ分解に基づいて所定の係数を乗算して信号を出力する分離乗算部１０６と、周波数領域で等化を行って周波数領域等化後の信号を出力する信号等化部１０７と、信号等化部１０７が出力した信号を変換する逆離散フーリエ変換部１２８ａ、１２８ｂ、１２８ｃ、１２８ｄと、を含むことを特徴とする、受信装置１００が提供される。
【選択図】図１

Description

本発明は、受信装置および受信方法に関し、特に、複数の信号が多重された多重信号を受信して、多重信号の中から個々の信号に分離する受信装置および受信方法に関する。

無線通信における通信速度の向上のために、複数の送受信アンテナを用いた多入力多出力方式であるＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ−ＩｎｐｕｔＭｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ）と呼ばれる信号伝送技術が、近年注目されている。ＭＩＭＯは、無線通信を行う際に複数のアンテナ（アレーアンテナ）を用いて情報の伝送を行うものであり、複数のアンテナから別々の信号を同時に同一の周波数で送信し、送信された信号を複数のアンテナで受信して復号する技術である。

ＭＩＭＯでは、受信側では１つのアンテナに複数の信号が多重された状態で到達する。従って、受信側では、複数の信号が多重された多重信号を、個々の信号に分離する仕組みが必要となる。このような仕組みの例として、２次元ＭＭＳＥ（ＭｉｍｉｍｕｎＭｅａｎＳｑｕａｒｅｄＥｒｒｏｒ）法や、ＱＲ分解を用いたＭＬＤ（ＭａｘｉｍａｍＬｉｋｅｌｉｈｏｏｄＤｅｔｅｃｔｉｏｎ；最尤判定）法（以下「ＱＲＤ−ＭＬＤ」とも称する）が知られている。

２次元ＭＭＳＥは、受信した多重信号を空間フィルタに通して分離し、分離した信号に対して周波数領域等化処理を施すことで、受信信号に対して所望の品質を得ることが可能となる。具体的には、受信した信号に所定の係数を乗算することで、送信アンテナから受信した多重信号を分離するものである。

一方、ＱＲＤ−ＭＬＤは、行列のＱＲ分解の原理を用いて、信号の伝送路行列を分解することによって多重信号の分離を行う。ＱＲＤ−ＭＬＤは、複数の送信アンテナから送信された複数の送信信号と、受信信号の全ての可能な組み合わせについてユークリッド距離（またはユークリッド距離の二乗）を算出し、その中から最小のユークリッド距離の送信信号の組み合わせを、送信信号として選択するものである。

通常のＭＬＤ法では、送信側のアンテナの数が増大するに連れて計算量が指数関数的に増大してしまう問題があったが、ＱＲＤ−ＭＬＤでは、受信信号の分離演算に際して上三角行列の演算を行うため、受信した多重信号の分離やユークリッド距離の算出に必要な計算量が大幅に削減できるのが特徴である。またＱＲＤ−ＭＬＤは、２次元ＭＭＳＥでは得られない、受信アンテナの本数分のダイバーシチゲインが得られることが知られている。

２次元ＭＭＳＥを用いた方法では、ＱＲＤ−ＭＬＤを用いた方法のようにダイバーシチゲインを得ることができないので、受信信号に所望の品質を確保する為のＳＮ比（信号電力対雑音電力比）が高くなる。そのため、受信信号に所望の品質を確保する為には送信側に大きな送信電力が要求され、特に送信電力が限られている端末にとっては大きな負荷となる問題があった。

一方、ＱＲＤ−ＭＬＤを用いた方法では、下りリンクにおいては２次元ＭＭＳＥを用いた場合に比べて大幅に受信特性を向上することができ、受信アンテナの本数分のダイバーシチゲインを得ることができるために、送信側の端末に大きな送信電力は要求されないが、上りリンクにおいて、受信信号に生じるマルチパス干渉により、受信多重信号の分離能力が低下するという問題があった。

マルチパス干渉は、送信された信号を受信する際に、信号の反射・散乱・回折等によって生じる遅延波を受信することによって生じる干渉である。このマルチパス干渉は、受信装置では受信信号に周波数選択性をもたらし、通信の誤りが引き起こされる原因となる。

信号を受信する受信装置では、送信アンテナからの直接波と、複数の反射波・遅延波とが重なりあった電波を受信するマルチパス環境が形成される。ＱＲＤ−ＭＬＤにおいては、伝送路行列の各成分がそれぞれ独立してマルチパス干渉の影響を有しており、ＱＲ分解後の多重信号に内包される個々の信号に対して周波数領域で等化を実施することが非常に困難になるという問題があった。

ＱＲＤ−ＭＬＤは、上三角行列Ｒの最下段に対応する成分から受信多重信号が順次特定される復号方法である。行列Ｒの最下段は対角成分を除けば値が０であるため、最下段に対応する成分に対しては容易に等化することができる。しかし、上三角行列Ｒの下段から上段に行くに連れて、各行に含まれる成分の数が増加していき、さらにそれぞれの成分がそれぞれ独立してマルチパス干渉の影響を有しているため、各成分に対して均等に等化することが非常に困難となる問題があった。

そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、ＱＲＤ−ＭＬＤを用いた場合であっても、マルチパス干渉対策を施して信号を等化し、通信品質を向上させることが可能な、新規かつ改良された受信装置および受信方法を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、複数のサブストリームが空間で多重された多重信号を第１〜第ｎ（ｎ：自然数）のアンテナで受信して多重信号を復号する受信装置であって：受信した多重信号を時間軸から周波数軸に信号変換する時間・周波数変換部と；時間・周波数変換部で信号変換された多重信号に、伝送路行列のＱＲ分解に基づく分離係数を乗算し、ＱＲ分解にて得られた上三角行列Ｒ又は下三角行列Ｌの行単位の各構成要素数の前記サブストリームを含む第１〜第ｎのサブストリーム群としてそれぞれ出力する分離乗算部と；分離乗算部から出力される第１〜第ｎのサブストリーム群を、当該第１〜第ｎのサブストリーム群内の各サブストリームが保有する周波数特性が無歪みとなるようにそれぞれ周波数領域において等化する第１〜第ｎの信号等化部と；第１〜第ｎの信号等化部においてそれぞれ等化された第１〜第ｎのサブストリーム群を周波数軸から時間軸に信号変換する周波数・時間変換部と；を含むことを特徴とする、受信装置が提供される。

その結果、ＱＲＤ−ＭＬＤを用いた場合であっても、ＱＲ分解の際の上三角行列Ｒ（ＱＲ分解は下三角行列Ｌの生成によっても可能であるが、本発明の適用においては実質的に同じである為、本明細書では、上三角行列Ｒの表現を主に用いる）の全ての成分が行単位で同様の変化を行うように周波数領域で信号の等化処理を実施することで、マルチパス干渉の影響による信号の劣化を抑えることができ、通信品質を向上させることが可能となる。

上記分離乗算部は、ＱＲ分解にて得られた上三角行列Ｒ又は下三角行列Ｌの行の構成要素数が最小である第１のサブストリーム群から構成要素数が最大である第ｎのサブストリーム群まで出力し、上記第１の信号等化部は、第１のサブストリーム群である一のサブストリームを、当該サブストリームが保有する周波数特性が無歪みとなるように等化して第２〜第ｎの信号等化部及び周波数・時間変換部に出力し、上記第ｋ（１＜ｋ＜ｎ）の信号等化部は、第１〜第（ｋ−１）の信号等化部から出力される第１〜第（ｋ−１）のサブストリーム群に、ＱＲ分解における各対角要素以外のサブストリームが全て除去されるような係数をそれぞれ乗算した後、当該各乗算結果に基づいて、分離乗算部から出力される第ｋのサブストリーム群からＱＲ分解における各対角要素に該当するサブストリームのみを抽出し、当該各サブストリームが保有する周波数特性が無歪みとなるようにそれぞれ等化して第（ｋ＋１）〜第ｎの信号等化部に出力すると共に、第１〜第（ｋ−１）の信号等化部から出力される各サブストリームに、ＱＲ分解における各行内の全要素のサブストリームが同一の周波数変動を有するような係数をそれぞれ乗算した後、当該各乗算結果を分離乗算部から出力される第ｋのサブストリーム群に加算し、当該第ｋのサブストリーム群内の各サブストリームが保有する周波数特性が無歪みとなるようにそれぞれ等化して周波数・時間変換部に出力し、上記第ｎの信号等化部は、第１〜第（ｎ−１）の信号等化部から出力される各サブストリームに、ＱＲ分解における各行内の全要素のサブストリームが同一の周波数変動を有するような係数をそれぞれ乗算した後、当該各乗算結果を分離乗算部から出力される第ｎのサブストリーム群に加算し、当該第ｎのサブストリーム群内の各サブストリームが保有する周波数特性が無歪みとなるようにそれぞれ等化して周波数・時間変換部に出力してもよい。

その結果、ＱＲＤ−ＭＬＤを用いた場合であっても、ＱＲ分解の際の三角行列の全ての成分が行単位で同様の変化を行うように周波数領域で信号の加算処理および減算処理を施した後に、周波数領域での等化処理を実施することで、マルチパス干渉の影響による信号の劣化を抑えることができ、通信品質を向上させることが可能となる。

周波数・時間変換部が出力する信号を入力して予想される信号点候補とのユークリッド距離を算出し、ユークリッド距離が大きいものは以後の演算対象から削除する演算を行うユークリッド距離算出部をさらに含み、信号点候補を生成する際の関数は、ＱＲ分解の際の上三角行列Ｒ又は下三角行列Ｌに対し、信号等化部における等化処理と同様の等化を実施して得られるものであってもよい。その結果、ユークリッド距離の算出精度を向上させることができ、受信信号の質を向上させることができる。

上記受信装置は、ユークリッド距離算出部の出力を１や０に硬判定した信号または誤り訂正復号後の信号を入力し、当該信号を用いて再変調を行う再変調部と、再変調部の出力信号を時間軸から周波数軸に信号変換し、当該信号変換された出力信号を第１〜第ｎの信号等化部に入力する第２の時間・周波数変換部と、をさらに含み、第２の時間・周波数変換部の出力を第１〜第ｎの信号等化部に供給し、等化の能力を向上させてもよい。その結果、信号の再変調と復調を繰り返すことで、受信信号の歪みを除去し、繰り返し復号後の受信信号の質を向上させることができる。

また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、複数のサブストリームが空間で多重された多重信号を第１〜第ｎ（ｎ：自然数）のアンテナで受信して多重信号を復号する受信方法であって、受信した多重信号を時間軸から周波数軸に信号変換する時間・周波数変換ステップと、信号変換された多重信号に、伝送路行列のＱＲ分解に基づく分離係数を乗算し、当該ＱＲ分解にて得られた上三角行列Ｒ又は下三角行列Ｌの行単位の各構成要素数の第１〜第ｎのサブストリーム群としてそれぞれ出力する分離乗算ステップと、第１〜第ｎのサブストリーム群に対して、当該第１〜第ｎのサブストリーム群内の各サブストリームが保有する周波数特性が無歪みとなるようにそれぞれ周波数領域において等化する信号等化ステップと、信号等化ステップにおいてそれぞれ等化された第１〜第ｎのサブストリーム群を周波数軸から時間軸に信号変換する周波数・時間変換ステップと、を含むことを特徴とする、受信方法が提供される。

その結果、ＱＲＤ−ＭＬＤを用いた場合であっても、ＱＲ分解の際の上三角行列Ｒまたは下三角行列Ｌの全ての成分が行単位で同様の変化を行うように周波数領域で信号の等化処理を実施することで、マルチパス干渉の影響による信号の劣化を抑えることができ、通信品質を向上させることが可能となる。

分離乗算ステップは、ＱＲ分解にて得られた上三角行列Ｒ又は下三角行列Ｌの行の構成要素数が最小である第１のサブストリーム群から構成要素数が最大である第ｎのサブストリーム群まで出力し、信号等化ステップは、第１のサブストリーム群である一のサブストリームを当該サブストリームが保有する周波数特性が無歪みとなるように等化して出力する第１の信号等化ステップと、当該第１の信号等化ステップに基づく第ｋ（１＜ｋ＜ｎ）の信号等化ステップと、当該第ｋの信号等化ステップに基づく第ｎの信号等化ステップとからなり、第ｋの信号処理ステップでは、第１〜第（ｋ−１）の信号等化ステップで得られる第１〜第（ｋ−１）のサブストリーム群に、ＱＲ分解における各対角要素以外のサブストリームが全て除去されるような係数をそれぞれ乗算した後、当該各乗算結果に基づいて、分離乗算ステップで得られる第ｋのサブストリーム群からＱＲ分解における各対角要素に該当するサブストリームのみを抽出し、当該各サブストリームが保有する周波数特性が無歪みとなるようにそれぞれ等化して第（ｋ＋１）〜第ｎの信号処理ステップに供すると共に、第１〜第（ｋ−１）の信号等化ステップで得られる各サブストリームに、ＱＲ分解における各行内の全要素のサブストリームが同一の周波数変動を有するような係数をそれぞれ乗算した後、当該各乗算結果を分離乗算ステップで得られる第ｋのサブストリーム群に加算し、当該第ｋのサブストリーム群内の各サブストリームが保有する周波数特性が無歪みとなるようにそれぞれ等化して周波数・時間変換ステップに供し、第ｎの信号等化ステップでは、第１〜第（ｎ−１）の信号等化ステップで得られる各サブストリームに、ＱＲ分解における各行内の全要素のサブストリームが同一の周波数変動を有するような係数をそれぞれ乗算した後、当該各乗算結果を分離乗算ステップで得られる第ｎのサブストリーム群に加算し、当該第ｎのサブストリーム群内の各サブストリームが保有する周波数特性が無歪みとなるようにそれぞれ等化して周波数・時間変換ステップに供してもよい。

その結果、ＱＲＤ−ＭＬＤを用いた場合であっても、ＱＲ分解の際の上三角行列Ｒまたは下三角行列Ｌの全ての成分が行単位で同様の変化を行うように周波数領域で信号の加算処理および減算処理を施して、周波数領域での等化処理を実施することで、マルチパス干渉の影響による信号の劣化を抑えることができ、通信品質を向上させることが可能となる。

周波数・時間変換ステップで得られる信号を入力して予想される信号点候補とのユークリッド距離を算出し、ユークリッド距離が大きいものは以後の演算対象から削除する演算を行うユークリッド距離算出ステップをさらに含み、信号点候補を生成する際の関数は、ＱＲ分解の際の上三角行列Ｒ又は下三角行列Ｌに対し、信号等化ステップにおける等化処理と同様の等化を実施して得られるものであってもよい。その結果、ユークリッド距離の算出精度を向上させることができ、受信信号の質を向上させることができる。

ユークリッド距離算出ステップで得られる演算結果又は誤り訂正復号後の信号を入力し、受信信号の再変調を行う再変調ステップと、再変調ステップにおける再変調後の受信信号を時間軸から周波数軸に信号変換し、当該信号変換された受信信号を信号等化ステップに反映させる第２の時間・周波数変換ステップと、をさらに含み、第２の時間・周波数変換ステップでの処理結果を信号等化ステップに反映させ、等化の能力を向上させてもよい。その結果、信号の再変調と復調を繰り返すことで、受信信号の歪みを除去し、繰り返し復号後の受信信号の質を向上させることができる。

以上説明したように本発明によれば、ＱＲＤ−ＭＬＤを用いた場合であっても、マルチパス対策を施して信号をすることで等化通信品質を向上させることが可能な、新規かつ改良された受信装置および受信方法を提供することができる。

以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。

（第１の実施形態）
まず、本発明の第１の実施形態にかかる受信装置および受信方法について説明する。

図１は、本発明の第１の実施形態にかかる受信装置１００について説明する説明図である。図１に示す受信装置１００は、シングルキャリア伝送方式の１つであるＤＦＴ−ＳＯＦＤＭ（ＤｉｓｃｒｅｔｅＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍＳｐｒｅａｄＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘ）を通信方式とし、送信アンテナの数が４本、受信アンテナの数が４本の、いわゆる４×４ＭＩＭＯに本発明を適用したものの一例である。そして、図１に示す受信装置１００は、すべてのユーザがシステム資源を共有するマルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）に本発明を適用したものの一例である。

ここで、ＤＦＴ−ＳＯＦＤＭについて簡単に説明する。図９は、通信方式がＤＦＴ−ＳＯＦＤＭの場合における送信側と受信側の構成を概略的に示す説明図である。送信側では、まず離散フーリエ変換部１１で離散フーリエ変換を行い、所望の周波数帯域にマッピングする処理を行う。

その後、逆フーリエ変換部１２で信号を時間軸に戻し、ＣＰ（ＣｙｃｌｉｃＰｒｅｆｉｘ）挿入部１３でサイクリックプレフィックスを付加し、アンテナ１４から信号を送信する。

受信側では、アンテナ２１で信号を受信した後に、ＣＰ（ＣｙｃｌｉｃＰｒｅｆｉｘ）削除部２２でサイクリックプレフィックスを削除し、高速フーリエ変換部２３でフーリエ変換を行って、図示していないが信号の補償処理を行い、逆離散フーリエ変換部２４で逆離散フーリエ変換を行って信号を時間軸に戻す。

このように、送信側で一度離散フーリエ変換を行うことで、ＤＦＴ−ＳＯＦＤＭはＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘ；直交周波数分割多重）などのマルチキャリア信号と比較して、ピーク電力が大きくならないという利点を有する。

以上、ＤＦＴ−ＳＯＦＤＭの原理について説明した。続いて、図１を用いて本発明の第１の実施形態にかかる受信装置１００の構成について説明する。

図１に示したように、本発明の第１の実施形態にかかる受信装置１００は、アンテナ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄと、高速フーリエ変換部（ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ；ＦＦＴ）１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃ、１０４ｄと、分離乗算部１０６と、信号等化部１０７と、逆離散フーリエ変換部（ｉｎｖｅｒｓｅＤｉｓｃｒｅｔｅＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ；ｉＤＦＴ）１２８ａ、１２８ｂ、１２８ｃ、１２８ｄと、ユークリッド距離算出部（ＥｕｃｌｉｄｅａｎＤｉｓｔａｎｃｅＣａｌｃｕｌａｔｉｏｎ；ＥＤＣ）１３０ａ、１３０ｂ、１３０ｃ、１３０ｄと、対数尤度比算出部（ＬＬＲ）１３２と、誤り訂正部（ＦｏｒｗａｒｄＥｒｒｏｒＣｏｒｒｅｃｔｉｏｎ；ＦＥＣ）１３４ａ、１３４ｂ、１３４ｃ、１３４ｄと、を含んで構成される。

そして、信号等化部１０７は、第１の周波数領域等化部（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｄｏｍａｉｎＥｑｕａｌｉｚｅｒ；ＦＤＥ）１０８、１１０、１１２と、第２の周波数領域等化部１１４、１１６、１１８、１２０と、減加算部（Ｓｕｂ／Ａｄｄ）１２２、１２４と、加算部（Ａｄｄ）１２６と、を含んで構成される。

上述したように、ＤＦＴ−ＳＯＦＤＭにおいては受信側でサイクリックプレフィックスを削除する処理を行うが、サイクリックプレフィックスの削除は本発明の主題とは関係の無いところであるため、図１では省略してある。

アンテナ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄは、無線によって信号を受信するものである。アンテナ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄは、送信側の複数のアンテナからそれぞれ同時に送信される複数の信号を受信するため、アンテナ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄが受信する信号は、空間的に多重された多重信号となる。アンテナ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄで受信した多重信号は、ベースバンド帯のデジタル信号へ変換された後、高速フーリエ変換部１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃ、１０４ｄに入力される。

高速フーリエ変換部１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃ、１０４ｄは、本発明の第１の時間・周波数変換部の一例であり、アンテナ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄのそれぞれで受信した多重信号に対して高速に離散フーリエ変換を施して、時間軸の信号を周波数軸の信号に変換するものである。

分離乗算部１０６は、高速フーリエ変換部１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃ、１０４ｄでフーリエ変換を施した多重信号を入力し、入力された多重信号に対して行列演算を施して分離乗算信号を出力するものである。分離乗算部１０６は送信側のアンテナがｍ個（ｍは正の整数）であれば、送信側のアンテナの個数に対応したｍ種類の分離乗算信号を出力する。

ここで、分離乗算部１０６における演算処理について説明する。本実施形態のように、送信アンテナの数が４本、受信アンテナの数が４本である場合には、送受信アンテナ間の信号の伝送経路は４×４＝１６通り存在する。ここで、送信側からの各アンテナ単位の送信信号（サブストリームとも称する）をｘ_１〜ｘ_４、受信装置における雑音をη_１〜η_４、ａ番目の受信アンテナにｂ番目のサブストリームが入力されるまでの経路をｈ_ａｂとすると、受信信号Ｙ（ｙ_１〜ｙ_４）は以下の数式１のように表される。

以下の説明において、行列Ｈをチャネル行列（伝送路行列）とも称する。

上記数式１で表されるチャネル行列Ｈに対して、ユニタリ行列Ｑと上三角行列Ｒとの積ＱＲに分解するＱＲ分解を実施することで、多重信号の分離の際に必要となる演算量およびユークリッド距離の算出に必要な演算量を低減するのがＱＲＤ−ＭＬＤである。

ＱＲＤ−ＭＬＤでは、予めチャネル行列Ｈを測定しておき、そのチャネル行列Ｈに対してＱＲ分解を実施して、Ｈ＝ＱＲとなるようなユニタリ行列Ｑおよび上三角行列Ｒを算出する。この場合におけるユニタリ行列Ｑは、Ｑ^ＨをＱの複素共役転置とすると、Ｑ^ＨＱ＝ＱＱ^Ｈ＝Ｉ（Ｉは単位行列を表す）を満たすものである。そして、上記数式１に示した受信信号Ｙに対して左側からＱの複素共役転置であるＱ^Ｈを乗算すると、Ｑ^ＨＹは以下の数式２の通りになる。

数式２のように、受信信号Ｙに対してＱの複素共役転置であるＱ^Ｈを乗算する演算処理を行って、演算結果であるＱ^ＨＹを出力するのが分離乗算部１０６の役割である。以下の説明において、分離乗算部１０６の出力信号を、上から１番目の出力信号、２番目の出力信号、３番目の出力信号、４番目の出力信号と称する。つまり、１番目の出力信号は、数式２からＸ_１Ｒ_１１＋Ｘ_２Ｒ_１２＋Ｘ_３Ｒ_１３＋Ｘ_４Ｒ_１４＋ｎ_１であり、４番目の出力信号は、Ｘ_４Ｒ_４４＋ｎ_４である。ここで、ｎ_１やｎ_４は、それぞれＱ^ＨＮにおける第１、第４要素を表す。

なお、図１の分離乗算部１０６の中に示した「０」は、行列Ｒにおいて値が０である成分の存在を表しているものであり、分離乗算部１０６の中に示した円は、行列Ｒにおいて値が０でない成分の存在を表しているものである。また、受信ＳＮＲの大きなサブストリームを右側に配置するのが好ましい為、円の大きさは受信ＳＮＲの大きさを表している。

信号等化部１０７は、分離乗算部１０６からの出力信号に対して、周波数領域で等化できるように信号処理を施して等化し、周波数領域で等化した後の信号を出力するものである。以下、信号等化部１０７の構成について説明する。

第１の周波数領域等化部１０８、１１０、１１２は、分離乗算部１０６からの出力を入力し、入力信号に対して周波数領域で等化を実施して出力するものである。上述したように、送信された信号をアンテナ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃおよび１０２ｂで受信する際に、信号の反射・散乱・回折等によって生じる遅延波を受信することによってマルチパス干渉が生じてしまう。第１の周波数領域等化部１０８、１１０、１１２は、入力信号を周波数領域でそれらマルチパス干渉を等化して出力するものである。

第１の周波数領域等化部１０８は、分離乗算部１０６の出力信号が直接入力され、入力された信号に対して周波数領域で等化を実施して出力する。一方、第１の周波数領域等化部１１０、１１２は、分離乗算部１０６からのｘ番目（本発明の第１の実施形態においては、ｘ＝２，３。以下の説明においても同じ）の出力信号と、分離乗算部１０６からのｘ＋１番目の出力信号に対応する第１の周波数領域等化部１０８または１１０の出力信号とを、減加算部１２２、１２４に入力し、減加算部１２２、１２４からの出力信号を入力し、入力された信号に対して周波数領域で等化を実施して出力する。第１の周波数領域等化部１０８、１１０、１１２の動作については後に詳述する。

第２の周波数領域等化部１１４、１１６、１１８、１２０も、第１の周波数領域等化部１０８、１１０、１１２と同様に、分離乗算部１０６からの出力を入力し、入力信号に対して周波数領域で等化を実施して出力するものである。第２の周波数領域等化部１１４、１１６、１１８、１２０の動作については後に詳述する。

減加算部１２２、１２４は、分離乗算部１０６からのｘ番目の出力信号と、分離乗算部１０６からのｘ＋１番目の出力信号とを入力し、信号の減算および加算を行って出力するものである。

減加算部１２２、１２４における減算の目的は、分離乗算部１０６からの出力信号から、上記の数式２で示した上三角行列Ｒの対角成分以外の成分（本実施形態では、Ｒ_１２、Ｒ_１３、Ｒ_１４、Ｒ_２３、Ｒ_２４、Ｒ_３４）に相当する信号を削除し、対角成分（本実施形態では、Ｒ_１１、Ｒ_２２、Ｒ_３３、Ｒ_４４）に相当する信号のみを抽出することである。一方、減加算部１２２、１２４における加算の目的は、対角成分以外の成分に相当する信号が、対角成分に相当する信号と行単位で同様の周波数変動を有するように、信号の加減算（注入）を行うことである。対角成分に相当する信号と同様の周波数変動を有するように信号の注入を行うことで、一度の等化処理で、複数の信号が多重された状態の信号を周波数領域で等化することができる。

加算部１２６は、分離乗算部１０６からの１番目の出力信号と、第１の周波数領域等化部１０８、１１０、１１２からの出力信号を入力し、入力信号を全て重み付け加算して出力するものである。加算部１２６に入力される信号は、全て対角成分に相当する信号である。従って、加算部１２６での加算によって、全ての対角成分に相当する信号が加算されることになる。加算部１２６でＲ_１１を除く全ての対角成分に相当する信号が、Ｒ_１１に相当する周波数変動を有する様に加算されることで、全ての対角成分に相当する信号が同様の周波数変動を有するようになり、一度の等化処理で、複数の信号が多重化された状態の信号を周波数領域で等化することができる。

なお本実施形態においては、第１の周波数領域等化部１０８および第２の周波数領域等化部１１６は、本発明の第１の信号等化部に相当し、加算部１２６および第２の周波数領域等化部１１４は、本発明の第ｎの信号等化部に相当し、第１の周波数領域等化部１１０、第２の周波数領域等化部１１８および減加算部１２２並びに第１の周波数領域等化部１１２、第２の周波数領域等化部１２０および減加算部１２４は、それぞれ第ｋ（１＜ｋ＜ｎ）の信号等化部に相当する。そして、本実施形態においてはｎ＝４である。

以上、信号等化部１０７の構成について説明した。なお、本実施形態においては信号等化部１０７を図１に示したように構成したが、本発明における信号等化部の構成は、かかる例に限定されない。本発明における信号等化部の別の構成例については後述する。

逆離散フーリエ変換部１２８ａ、１２８ｂ、１２８ｃ、１２８ｄは、信号等化部１０７に含まれる第２の周波数領域等化部１１４、１２０、１１８、１１６の出力信号を入力し、逆離散フーリエ変換を施して、高速フーリエ変換部１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃ、１０４ｄで周波数軸に変換された信号を時間軸の信号に変換するものである。

ユークリッド距離算出部１３０ａ、１３０ｂ、１３０ｃ、１３０ｄは、それぞれ逆離散フーリエ変換部１２８ａ、１２８ｂ、１２８ｃ、１２８ｄの出力信号を入力し、それぞれの信号に対して、受信信号の信号点候補とのユークリッド距離を算出し、ユークリッド距離が算出された信号を対数尤度比算出部１３２に対して出力するものである。ユークリッド距離算出部１３０ａ、１３０ｂ、１３０ｃ、１３０ｄで算出するユークリッド距離については後に詳述するが、従来のＱＲＤ−ＭＬＤ方式においては、ユークリッド距離は下記の数式３に示されるものである。

数式３において、Ｘｓは想定される全てのシンボル候補を表している。そして、数式３は、想定される全てのシンボル候補の中からユークリッド距離の二乗誤差が一番少ないものを探索することを表している。

算出したユークリッド距離は、最下段のユークリッド距離算出部１３０ｄから、ユークリッド距離が短い信号点候補を抽出し、抽出した信号点候補をユークリッド距離算出部１３０ｃに入力する。以下、信号点候補の抽出を順次ユークリッド距離算出部１３０ｃ、１３０ｂ、１３０ａの順に行って、信号点候補を絞り込んで対数尤度比算出部１３２に出力する。

なお、信号点候補を抽出する際には、抽出する信号点候補の数は、受信装置の性能等に応じて、ユークリッド距離が最も短いものを抽出してもよく、短いものから順に複数個を抽出してもよい。

対数尤度比算出部１３２は、ユークリッド距離算出部１３０ａ、１３０ｂ、１３０ｃ、１３０ｄからユークリッド距離が算出されて絞り込まれた信号点候補を受け取り、各信号点候補に対して、誤り訂正部１３４ａ、１３４ｂ、１３４ｃ、１３４ｄにおける誤り訂正で必要となるＬＬＲ（Ｌｏｇ−ＬｉｋｅｌｉｈｏｏｄＲａｔｉｏ；対数尤度比）を算出するものである。

誤り訂正部１３４ａ、１３４ｂ、１３４ｃ、１３４ｄは、対数尤度比算出部１３２からの出力信号を受け取り、対数尤度比算出部１３２で算出されたＬＬＲに基づいて、受信信号に対して誤り訂正処理を行うものである。

以上、図１を用いて本発明の第１の実施形態にかかる受信装置１００の構成について説明した。次に、本発明の第１の実施形態にかかる受信装置１００の動作について説明する。

アンテナ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄが、それぞれ複数の無線信号を受信する。アンテナ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄがそれぞれ複数の無線信号を受信するため、各アンテナ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄが受信する信号は空間で多重された多重信号となる。

アンテナ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄで多重信号を受信すると、受信した多重信号をそれぞれ高速フーリエ変換部１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃ、１０４ｄに入力し、多重信号に対して離散フーリエ変換を施して、それぞれの多重信号を時間軸の信号から周波数軸の信号に変換する。

高速フーリエ変換部１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃ、１０４ｄで離散フーリエ変換処理が施され、時間軸から周波数軸に変換された信号は、それぞれ分離乗算部１０６に入力される。そして、分離乗算部１０６において各アンテナが受信した信号に対して行列演算が施され、演算が施された信号が送信側のアンテナ数分出力される。分離乗算部１０６で施される行列演算は、上記の数式２で表される演算である。本実施形態においては、送信側は４本のアンテナから信号を送信すると想定しているため、分離乗算部１０６から出力される信号Ｑ^ＨＹには４つの要素（サブストリーム群）が含まれる。以下の説明では、信号Ｑ^ＨＹの第１要素をＱ^ＨＹ［１］、第２要素をＱ^ＨＹ［２］、第３要素をＱ^ＨＹ［３］、第４要素をＱ^ＨＹ［４］とも称する。

図２は、本発明の第１の実施形態にかかる、信号等化部１０７における等化処理について説明する説明図である。以下の説明では、図１の他に図２も用いて信号の等化処理について説明する。

分離乗算部１０６からの出力信号の内、最下段の出力Ｑ^ＨＹ［４］、つまり上三角行列Ｒの対角成分の一番下の成分Ｒ_４４に対応する出力は、第１の周波数領域等化部１０８および第２の周波数領域等化部１１６に入力される。第１の周波数領域等化部１０８および第２の周波数領域等化部１１６では、入力された信号に対して周波数領域で等化を行うような演算処理を行う。第１の周波数領域等化部１０８および第２の周波数領域等化部１１６における乗算係数は、ＭＭＳＥ等化を例に取れば、Ｒ_４４の複素共役をＲ_４４ ^＊、Ｓを信号電力、Ｎを分離乗算部１０６においてＱ^Ｈを乗算した後の雑音電力とすると、以下の数式４のように表せることが知られている。

第１の周波数領域等化部１０８および第２の周波数領域等化部１１６で信号の等化を行うと、第２の周波数領域等化部１１６は等化した信号を逆離散フーリエ変換部１２８ｄに入力する。一方、第１の周波数領域等化部１０８は等化した信号を分岐して、減加算部１２２、１２４および加算部１２６に入力する。

なお、本来であればＲ_４４は周波数に対する関数となっているため、正確にはＲ_４４（ω）と表記されるべきである。図１で分離乗算部１０６においてＱ^Ｈ（ω）と表記しているのはそのためである。しかし、以下の説明では表記を簡素化するためにサフィックス（ω）を省略した形式で記載を統一する。

成分Ｒ_４４に対応し、ＭＭＳＥ方式による周波数領域での等化が施された出力信号は、減加算部１２２に入力される。そして、減加算部１２２の内部で、加算器１２２ｂにおいて分離乗算部１０６からの出力Ｑ^ＨＹ［３］との加算処理が行われ、減算器１２２ｄにおいて分離乗算部１０６からの出力Ｑ^ＨＹ［３］との減算処理が行われる。

加算器１２２ｂにおいて信号の加算を行う目的は、Ｒ_３４に相当する信号が、Ｒ_３３に相当する信号と同様の周波数変動を有するように、信号の注入を行うことにある。つまり、後に複数の信号に対して、Ｒ_３３の周波数変動に適した等化を行うために、全ての信号がＲ_３３と同様の周波数変動を行単位で有している必要があるためである。

一方、減算器１２２ｄにおいて信号の減算を行う目的は、Ｑ^ＨＹ［３］から対角成分に相当する信号のみ、つまりＲ_３３に相当する信号のみを抽出することにある。そして、対角成分に相当する信号のみを抽出し、後段の減加算部に注入することで、後に複数の信号に対して一気に周波数領域で等化を行うことができる。

加算器１２２ｂにおける加算処理および減算器１２２ｄにおける減算処理を行う前には、それぞれ乗算器１２２ａ、１２２ｃにおいて、分離乗算部１０６からの出力Ｑ^ＨＹ［３］に対し、異なる乗算係数で乗算処理が行われる。Ｒ_３４に相当する成分に対する、乗算器１２２ｃにおける減算用乗算係数ＳｕｂＷ_３４および乗算器１２２ａにおける加算用乗算係数ＡｄｄＷ_３４を、それぞれ下記の数式５、数式６に示す。

ここで、上にバーが付されているＲ_ｘｙ（以下「上バー付きＲ_ｘｙ」とも称する）はステージｘにおけるｙ番目のサブストリームの平均ベクトルを表している。上バー付きＲ_ｘｙの値の算出方法は、例えば周波数軸上において瞬時Ｒ_ｘｙを単純平均加算することによって算出してもよく、瞬時Ｒ_ｘｙを電力レベルの重み付けを行って平均を取る電力重み付け平均によって算出してもよい。

数式６に示したように、Ｒ_３４に相当する成分に対する加算用乗算係数ＡｄｄＷ_３４は、乗算後のＲ_３４に相当する成分（上バー付きＲ_３４）と、本来のＲ_３３に相当する成分との平均電力比と平均位相差を保ちながら、本来のＲ_３４に相当する成分を削除するような重み付けとなっている。このように重み付けを行って、第２の周波数領域等化部１１８で等化処理を行う際に、行列ＲにおけるＲ_３３に相当する成分とＲ_３４に相当する成分とを含む信号に対して、周波数領域で等化を行うことができる。

減加算部１２２に第１の周波数領域等化部１０８からの信号が注入されると、減算用乗算係数ＳｕｂＷ_３４および加算用乗算係数ＡｄｄＷ_３４を用いて、加算器１２２ｂと減算器１２２ｄにおいて、第１の周波数領域等化部１０８からの出力信号と、分離乗算部１０６からの出力Ｑ^ＨＹ［３］との加算および減算処理を行う。分離乗算部１０６からの出力Ｑ^ＨＹ［３］は、以下の数式７で表される。

この出力に対し、第１の周波数領域等化部１０８を通過した信号が注入される。以下の説明においては、説明を分かりやすくするために、高いＳＮ比が期待できる領域、すなわち雑音成分が無視できるような領域での動作を考えることとする。

減加算部１２２の加算器１２２ｂにおける加算処理によって出力される信号は、数式４および数式６を数式７に代入して、さらに高いＳＮ比を前提として雑音項Ｎ／Ｓおよびｎ_４を０とみなすと、以下の数式８のように表すことができる。

このように、減加算部１２２の加算器１２２ｂにおける加算処理によって出力される信号は、サブストリームＸ_４とサブストリームＸ_３とのベクトル比が保たれ、さらにサブストリームＸ_３の直交化後の伝送路変動成分Ｒ_３３を有していることが分かる。

つまり、サブストリームＸ_３に最適な等化係数を、サブストリームＸ_３の直交化後の伝送路変動成分Ｒ_３３を基準にして作成すれば、Ｒ_３４に相当する成分に対して新たなマルチパス干渉を生成することがなく、伝送路の変動を補償し、信号を等化できることが分かる。

一方、減加算部１２２の減算器１２２ｄにおける減算処理によって出力される信号は、数式４および数式５を数式７に代入して、さらに高いＳＮ比を前提として雑音項Ｎ／Ｓおよびｎ_４を０とみなすと、以下の数式９のように表される。

このように、減加算部１２２の減算器１２２ｄにおける減算処理によって、対角成分Ｒ_３３に相当する信号のみを抽出することができる。

なお、上記の数式８および数式９においては高いＳＮ比を前提としたために雑音項を０とみなしたが、実際の受信装置においては雑音項も考慮に入れることが望ましい。

減加算部１２２における減算処理によって減算器１２２ｄから出力された信号は、次に第１の周波数領域等化部１１０によって周波数領域での等化処理が実施される。一方、減加算部１２２における加算処理によって加算器１２２ｂから出力された信号は、次に第２の周波数領域等化部１１８によって周波数領域での等化処理が実施される。以下において、第１の周波数領域等化部１１０および第２の周波数領域等化部１１８における乗算係数の算出方法について説明する。

第１の周波数領域等化部１１０における乗算係数をＦＤＥ＿ＳｕｂＷ［３］、第２の周波数領域等化部１１８における乗算係数をＦＤＥ＿ＡｄｄＷ［３］と表記する。第１の周波数領域等化部１１０における乗算係数をＦＤＥ＿ＳｕｂＷと表記したのは、減加算部１２２における減算器１２２ｄを通過した信号に対する乗算処理であることを意味しており、第２の周波数領域等化部１１８における乗算係数をＦＤＥ＿ＡｄｄＷと表記したのは、減加算部１２２における加算器１２２ｂを通過した信号に対する乗算処理であることを意味している。

ＦＤＥ＿ＳｕｂＷ［３］は、対角成分Ｒ_３３のみ周波数領域で等化を行えばよいので、上記の数式４と同様に以下の数式１０の様に表される。

数式１０に示したＦＤＥ＿ＳｕｂＷ［３］は、一般的なＭＭＳＥ基準に基づく周波数領域での等化処理の乗算係数である。しかし、ＦＤＥ＿ＡｄｄＷ［３］については、複数の成分に対応する信号が加算された状態の信号（ここでは、成分Ｒ_３３とＲ_３４とが加算された信号）を等化するために、一般的なＭＭＳＥ基準に基づく周波数領域での等化処理の乗算係数を用いることができない。従って、新たに乗算係数を算出する必要がある。

減加算部１２２の加算器１２２ｂにおける加算処理によって出力される信号の値は、上記の数式８に示した通りである。一方、乗算係数ＦＤＥ＿ＡｄｄＷ［３］を乗算することによって得たい希望出力信号は、以下の数式１１で表すことができる。

この希望出力信号と、周波数領域等化後の信号とのアンサンブル平均を取った二乗誤差は、ε［］をアンサンブル平均演算子、Ｗ_ｏｐｔをこれから求める乗算係数として、以下の数式１２で表すことができる。

この数式１２を、Ｗ_ｏｐｔの共役複素数Ｗ_ｏｐｔ ^＊で偏微分すると、以下の数式１３が求まる。

ここで、Ｓ_３は第３サブストリームの電力、Ｓ_４は第４サブストリームの電力を表す。

数式１３の結果が０となるときに、求めたい乗算係数Ｗ_ｏｐｔが求まる。以下の数式１４でＷ_ｏｐｔを算出する。

従って、ＦＤＥ＿ＡｄｄＷ［３］は、以下の数式１５の様に表される。

なお、上記数式１４において、Ｗ_ｏｐｔを求める際には、各サブストリームにおける電力は等しいものとして計算したが、各サブストリームの電力が異なっている場合には、各サブストリーム間の電力の比を考慮に入れてＷ_ｏｐｔを求めることが望ましい。

以上、第１の周波数領域等化部１１０および第２の周波数領域等化部１１８における乗算係数の算出方法について説明した。

第１の周波数領域等化部１１０および第２の周波数領域等化部１１８における乗算係数を、上記の数式１０および数式１５のように求めることができたので、第１の周波数領域等化部１０８、１１０、１１２および第２の周波数領域等化部１１４、１１６、１１８、１２０の乗算係数は、変数を用いて一般化することができる。同様に、減加算部１２２、１２４および加算部１２６における減算用乗算係数および加算用乗算係数も、変数を用いて一般化することができる。すなわち、減算用乗算係数ＳｕｂＷ［ｘ］［ｙ］、加算用乗算係数ＡｄｄＷ［ｘ］［ｙ］、第１の周波数領域等化部の乗算係数ＦＤＥ＿ＳｕｂＷ［ｘ］および第２の周波数領域等化部の乗算係数ＦＤＥ＿ＡｄｄＷ［ｘ］は、以下の数式１６〜数式１９のように表すことができる。

以後、加算処理および減算処理並びに周波数領域等化処理を繰り返すことによって、全てのサブストリームの周波数領域での等化を実施することができる。本実施形態における以後の加算処理および減算処理並びに周波数領域での等化処理の流れは、以下の通りである。

減加算部１２４には、第１の周波数領域等化部１０８、１１０からの信号が入力され、分離乗算部１０６からの出力Ｑ^ＨＹ［２］との加算処理および減算処理が行われる。

第１の周波数領域等化部１０８からの出力は、乗算器１２４ａでの乗算係数ＡｄｄＷ［２］［４］による乗算処理および乗算器１２４ｃでの乗算係数ＳｕｂＷ［２］［４］が行われた後、分離乗算部１０６からの出力Ｑ^ＨＹ［２］との加算器１２４ｂでの加算処理および減算器１２４ｄでの減算処理が行われる。

また、第１の周波数領域等化部１１０からの出力は、乗算器１２４ｅでの乗算係数ＡｄｄＷ［２］［３］による乗算処理および乗算器１２４ｇでの乗算係数ＳｕｂＷ［２］［３］が行われた後、加算器１２４ｆでの加算処理および減算器１２４ｈでの減算処理が行われる。

減加算部１２４で加算処理を行うことでＲ_２３およびＲ_２４に相当する信号が、Ｒ_２２に相当する信号と同様の周波数変動を有することができ、減算処理を行うことで対角成分Ｒ_２２に相当する信号のみを抽出することができる。

減算器１２２ｈからの出力信号は第１の周波数領域等化部１１２において周波数領域で等化が行われ、加算器１２４ｆからの出力信号は、第２の周波数領域等化部１２０において周波数領域で等化が行われる。

加算部１２６には、第１の周波数領域等化部１０８、１１０、１１２において周波数領域で等化した信号がそれぞれ入力される。

第１の周波数領域等化部１０８からの出力信号は、乗算器１２６ａでの乗算係数ＡｄｄＷ［１］［４］による乗算処理が行われた後、分離乗算部１０６からの出力Ｑ^ＨＹ［１］との加算器１２６ｂでの加算処理が行われる。

第１の周波数領域等化部１１０からの出力信号は、乗算器１２６ｃでの乗算係数ＡｄｄＷ［１］［３］による乗算処理が行われた後、加算器１２６ｂからの出力との加算器１２６ｄでの加算処理が行われる。

第１の周波数領域等化部１１２からの出力信号は、乗算器１２６ｅでの乗算係数ＡｄｄＷ［１］［２］による乗算処理が行われた後、加算器１２６ｄからの出力との加算器１２６ｆでの加算処理が行われる。

加算部１２６で信号の乗算処理および加算処理を行うことで、行列Ｒの成分Ｒ_１２、Ｒ_１３およびＲ_１４に相当する信号が、成分Ｒ_１１に相当する信号と同様の周波数変動を有することができる。そして、加算器１２６ｆからの出力信号は、第２の周波数領域等化部１１４において周波数領域で等化が行われる。

以上説明したように、分離乗算部１０６からの出力信号に対して最下段から順次、減加算部１２２、１２４および加算部１２６での信号の注入処理、すなわち信号の減算処理および加算処理を繰り返すことで、値が０以外の行列Ｒの各成分に相当する信号が、行単位で同じような周波数変動を有することができる。そして、このように行単位で同じような周波数変動を有する信号に対して、第２の周波数領域等化部１１４、１１６、１１８、１２０において、周波数領域での等化処理をそれぞれ一度実施することで、全てのサブストリームを周波数領域で等化することができる。

また、信号の注入を行う際に、値が０以外の行列Ｒの各成分に相当する信号のレベルが等間隔となるように、重み付け平均を取ることで上バー付きＲ_ｘｙを求めてもよい。

全てのサブストリームを周波数領域で等化すると、信号は逆離散フーリエ変換部１２８ａ、１２８ｂ、１２８ｃ、１２８ｄにそれぞれ入力され、入力された周波数領域での等化後の信号は、周波数軸から時間軸に変換される。そして、ユークリッド距離算出部１３０ａ、１３０ｂ、１３０ｃ、１３０ｄでそれぞれユークリッド距離を算出して、信号点候補の絞込みを行う。

ユークリッド距離算出部１３０ａ、１３０ｂ、１３０ｃ、１３０ｄで算出するユークリッド距離とは、上述したように、逆離散フーリエ変換部１２８ａ、１２８ｂ、１２８ｃ、１２８ｄの出力信号と、受信信号の信号点候補とのユークリッド距離である。このユークリッド距離が最小となる信号点候補が、実際に送信された信号に近いものと推定される。

本実施形態においては、ユークリッド距離の二乗誤差が一番少ない信号点候補を、実際の信号と推定する。上述したように、最下段のユークリッド距離算出部１３０ｄから、ユークリッド距離が短い信号点候補を抽出し、抽出した信号点候補をユークリッド距離算出部１３０ｃに入力する。以下、信号点候補の抽出を順次ユークリッド距離算出部１３０ｃ、１３０ｂ、１３０ａの順に行って、信号点候補を絞り込んで対数尤度比算出部１３２に出力する。このように、ユークリッド距離算出部１３０ａ、１３０ｂ、１３０ｃ、１３０ｄで算出するユークリッド距離は、対数尤度比算出部１３２で対数尤度比を計算する際の基礎となり、ユークリッド距離が短い信号点候補を絞り込むことでユークリッド距離の大きいものは演算から除外され、多重信号の分離に関する演算量の削減を図ることができる。

ユークリッド距離算出部１３０ａ、１３０ｂ、１３０ｃ、１３０ｄでそれぞれユークリッド距離を算出すると、対数尤度比算出部１３２で対数尤度比を算出し、Ｓ／Ｐ変換（直並列変換）を行って、各サブストリームのＬＬＲに分離した後、それぞれに対応する誤り訂正部１３４ａ、１３４ｂ、１３４ｃ、１３４ｄに信号を入力し、誤り訂正処理を行う。

なお、図１ではマルチユーザＭＩＭＯに本発明を適用した場合における受信装置１００の構成について説明したが、これをシングルユーザＭＩＭＯ（ＳＵ−ＭＩＭＯ）に適用することももちろん可能である。図３は、本発明の第１の実施形態にかかる受信装置１０１の別の例を示す説明図である。図３に示す受信装置１０１は、送信アンテナの数が４本、受信アンテナの数が４本の、いわゆる４×４ＭＩＭＯであり、シングルユーザＭＩＭＯに本発明を適用したものの一例である。

図１と図３の相違点は、対数尤度比算出部１３２で対数尤度比を算出した後に、Ｓ／Ｐ変換を行わずに誤り訂正部１３４ｅに信号を入力し、誤り訂正を行っている点である。このように、シングルユーザＭＩＭＯにおける受信装置１０１に本発明を適用することで、信号の分離および復号を行うことができる。

また、図１および図３に示した分離乗算部１０６からの最下段の出力、つまり上三角行列Ｒの対角成分の一番下の成分に対応する出力（上三角行列Ｒの対角成分のみを有する出力）は、第１の周波数領域等化部１０８および第２の周波数領域等化部１１６に入力したが、最下段の出力を入力する周波数領域等化部は、１つにまとめることもできる。

図４は、本発明の第１の実施形態にかかる受信方法によるシミュレーション結果を示す説明図である。図４を用いて、本発明の第１の実施形態にかかる受信方法のシミュレーションによって、本発明の第１の実施形態にかかる受信方法が従来の受信方法に比べて改善されていることを説明する。

図４の横軸は、送信側の端末に要求する電力のＳＮ比であり、縦軸は平均パケット誤り率である。伝送路のモデルは周波数選択性の激しい６パス等レベルのレイリーフェージング環境であり、最大ドップラー周波数は８８．８Ｈｚである。また、受信装置は４×４のシングルユーザＭＩＭＯに本発明を適用したものを採用した。当該シミュレーションにおける使用帯域幅は、１２×１５．３６ＫＨｚ＝１８４．３２ＫＨｚであり、無線周波数帯は固定し、スケジューラによる最適周波数帯の選択は行っていない。

また、当該シミュレーションにおいて調査した変調方式は、１６ＱＡＭ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＡｍｐｌｉｔｕｄｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）およびＱＰＳＫ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ；四位相偏移変調）であり、Ｔｕｒｂｏ符号における符号化率ＲはＲ＝３／４およびＲ＝８／９であり、ターボ復号に特有の繰り返し回数は８回としてある。

図４において、符号１５１ａ、１５１ｂおよび１５１ｃで示す曲線は、本発明の第１の実施形態にかかる受信方法による特性を示しており、符号１５２ａ、１５２ｂおよび１５２ｃで示す曲線は、従来の２次元ＭＭＳＥにおける受信方法による特性を示している。そして、符号１５１ａおよび１５２ａは、変調方式がＱＰＳＫ、符号化率ＲはＲ＝３／４の場合の特性を示し、符号１５１ｂおよび１５２ｂは、変調方式が１６ＱＡＭ、符号化率ＲはＲ＝３／４の場合の特性を示し、符号１５１ｃおよび１５２ｃは、変調方式が１６ＱＡＭ、符号化率ＲはＲ＝８／９の場合の特性を示している。図４から、以下のような特徴が分かる。

まず、変調方式がＱＰＳＫ、符号化率ＲはＲ＝３／４の場合で比較すると、平均パケット誤り率ＰＥＲ＝０．０１を達成する際の所要ＳＮ比は、従来の２次元ＭＭＳＥにおける受信方法に比べ、本発明の第１の実施形態にかかる受信方法の方が１１ｄＢ少ない。すなわち、同じ平均パケット誤り率を達成するために必要な送信側の所要電力を低減することができる。

次に、変調方式が１６ＱＡＭ、符号化率ＲはＲ＝８／９の場合で比較すると、従来の２次元ＭＭＳＥにおける受信方法では、平均パケット誤り率ＰＥＲ＝０．０１を達成することが出来なかったのに対し、本発明の第１の実施形態にかかる受信方法では、およそ４２．５ｄＢ付近で達成出来ていることが分かる。

そして、平均パケット誤り率ＰＥＲ＝０．１を達成する際の所要ＳＮ比は、いずれの場合においても、従来の２次元ＭＭＳＥにおける受信方法に比べ、本発明の第１の実施形態にかかる受信方法では約５ｄＢ程度改善出来ていることが分かる。

上述した通り、このシミュレーションにおける使用帯域幅は１２サブキャリア（１８４．３２ＫＨｚ）である。この帯域幅を増加させると、従来の受信方法と本実施形態を適用した受信方法との差は縮まることが予想される。しかし、使用する無線周波数帯を決定するスケジューラを適用する場合には、最小帯域幅単位でスケジューリングするとより多くのスループットが得られることになる。従って、本実施形態は特にＭＵ−ＭＩＭＯ環境で有効であると言える。

以上説明したように、本発明の第１の実施形態によれば、直交化後の伝送路の伝達関数（直交化後伝達関数）に対して、周波数領域等化部によって周波数領域で等化を実施し、等化後の信号を上位の出力信号に対して注入することで、全てのサブストリームに対して周波数領域で等化を実施することができる。そして、全てのサブストリームに対して周波数領域で等化を実施することで、実施可能な規模での最尤受信に対してマルチパス干渉を抑圧することができる。

従って、本発明の第１の実施形態にかかる受信装置および受信方法を適用することによって、マルチパス干渉を軽減するために通信速度を落とすこと無く、高速での無線通信を行うことができ、最尤受信によるダイバーシチ効果を得ることができるので、ダイバーシチ効果を得ることができない従来の２次元ＭＭＳＥによる受信方法に比べて、大幅に通信品質を改善することができる。

さらに、通信品質の改善によって送信側の端末に要求する送信電力を低減することが可能となり、送信側の通信端末の省電力化により、通信端末の稼働時間の長時間化を実現することもできる。

（第２の実施形態）
本発明の第１の実施形態では、周波数領域で等化を行う周波数領域等化部を、第１の周波数領域等化部と第２の周波数領域等化部の２種類設ける場合について説明した。しかし、第１の周波数領域等化部１０８、１１０および１１２の出力は、いずれも減加算部１２２および１２４または加算部１２６の乗算器に入力されている。従って、第１の周波数領域等化部１０８、１１０および１１２は、減加算部１２２、１２４または加算部１２６の乗算器に、第１の周波数領域等化部１０８、１１０、１１２のそれぞれの乗算係数を乗じることで代用が可能である。

図５は、本発明の第２の実施形態にかかる、信号等化部２０７における等化処理について説明する説明図であり、本発明における信号等化部の別の構成例である。図２に示した第１の実施形態の信号等化部１０７との違いは、信号等化部２０７には第１の周波数領域等化部１０８、１１０、１１２が存在していないことである。第１の周波数領域等化部１０８、１１０、１１２の機能は、減加算部２２２、２２４および加算部２２６に組み込まれている。

なお本実施形態においては、第２の周波数領域等化部１１６は、本発明の第１の信号等化部に相当し、加算部２２６および第２の周波数領域等化部１１４は、本発明の第ｎの信号等化部に相当し、第２の周波数領域等化部１１８および減加算部２２２並びに第２の周波数領域等化部１２０および減加算部２２４は、それぞれ第ｋ（１＜ｋ＜ｎ）の信号等化部に相当する。そして、本実施形態においてはｎ＝４である。

減加算部２２２、２２４および加算部２２６における減算用の乗算係数と加算用の乗算係数は、上記の数式１６および数式１７に数式１８を乗算して、以下の数式２０および２１のように表される。

このように、減加算部２２２、２２４および加算部２２６において周波数領域等化処理用の乗算処理と加算または減算用の乗算処理を一緒に行うことで、周波数領域等化処理用の乗算器を削減することが可能になる。従って、本実施形態を受信装置に適用することにより、乗算器の数の削減によって回路規模を縮小させることができる。

（第３の実施形態）
本発明の第３の実施形態では、信号を周波数領域等化した後にユークリッド距離を算出する際の、直交化後伝達関数Ｒ’の変換処理について説明する。

図１に示した受信装置１００および図３に示した受信装置１０１においては、ユークリッド距離はユークリッド距離算出部１３０ａ、１３０ｂ、１３０ｃ、１３０ｄにおいて算出する。

従来のＱＲＤ−ＭＬＤ方式におけるユークリッド距離は、上述した数式３によって算出することができる。しかし、本発明ではユークリッド距離の算出の前に周波数領域での等化処理を実施しているため、ユークリッド距離の算出の際には等化処理の乗算係数を考慮に入れる必要がある。数式３を、周波数領域での等化処理の乗算係数を考慮して展開すると、以下の数式２２のようになる。

上記の数式３と数式２２とを比較することで、数式３とは違い、周波数領域での等化の実施並びに加算部１２６および減加算部１２２、１２４の存在により、逆離散フーリエ変換を施した後の、ユークリッド距離を算出する際に用いる、図１および図３のユークリッド距離算出部１３０ａ、１３０ｂ、１３０ｃ、１３０ｄの上部に示した直交化後の伝達関数Ｒ’の値は、ＱＲ分解によって得られたＲの値と異なっている。

従って、ＱＲ分解によって得られたＲの値に対して補正を行う必要が生じる。そして、その補正を行う際には、受信信号に対して実際に使用した周波数領域での等化のための乗算係数を用いることが望ましい。以上の観点から、例えば成分Ｒ_４４に対応する直交化後伝達関数Ｒ’の成分Ｒ’_４４の値を算出すると、以下の数式２３のようになる。

なお、上記の数式２３において、Ｗ_ａｄｄ４は、数式４で表した第２の周波数領域等化部１１６の乗算係数を意味する。

同様に、成分Ｒ_３３に対応する直交化後伝達関数Ｒ’の成分Ｒ’_３３の値を算出すると、以下の数式２４のようになる。

数式２４において、Ｗ_ａｄｄ３は、数式１４で表した第２の周波数領域等化部１１８の乗算係数を意味する。

このように、直交化後伝達関数Ｒの対角成分においては他の成分の影響を無視することができるので、対角成分における直交化後伝達関数Ｒ’の各成分の値は、以下の数式２５のように一般化することができる。

一方、直交化後伝達関数Ｒの対角成分以外の成分に対しては、第１の周波数領域等化部からの信号の注入が行われるので、例えば成分Ｒ_３４に対応する直交化後伝達関数Ｒ’の成分Ｒ’_３４の値を算出すると、第１の周波数領域等化部１０８からの信号の注入を考慮して、以下の数式２６のように表される。

数式２６において、Ｗ_ｓｕｂ４は、数式４で表した第１の周波数領域等化部１０８の乗算係数を意味する。行列Ｒの成分Ｒ_４４に対しては第１の周波数領域等化部１０８および第２の周波数領域等化部１１６では同一の等化処理を実施するため、実質的にはＷ_ａｄｄ４とＷ_ｓｕｂ４とは同じ係数であるが、ここでは説明を分かりやすくするために区別して別々の変数を用いている。

上記数式２６を拡張することにより、直交化後伝達関数Ｒの対角成分以外の成分に対しても、以下の数式２７のように一般化することができる。

このように、伝達関数Ｒを、受信信号に対して実施した減加算やＦＤＥ処理に基づいて補正し、新たな伝達関数Ｒ’を生成することによって、ユークリッド距離算出部１３０ａ、１３０ｂ、１３０ｃ、１３０ｄにおいて、より正確なユークリッド距離の算出が可能になる。そして、その結果、最尤受信の精度を向上させることができる。

なお、演算規模に制限があり、上記数式２５および数式２７のような演算が困難である場合には、ゼロフォーシング（ＺＦ）基準に基づいて、雑音項（＝Ｎ／Ｓ）を０とみなしても演算を行ってもよい。その場合には、受信信号の品質は劣化するが、雑音項を０とみなすことで演算量を削減し、演算に必要な回路規模を抑えることが可能となる。

以上説明したように、本発明の第３の実施形態によれば、最尤受信の際に必要となる直交化後の伝達関数Ｒを補正するような演算を行うことによって、最尤受信の精度を向上させることが可能になると共に、受信した信号の品質を向上させることができる。

（第４の実施形態）
上記本発明の第１〜第３の実施形態においては、直交化後の伝達関数の直線化、および最尤受信の際に必要となる直交化後の伝達関数の補正を行う受信装置および受信方法について説明した。本発明の第４の実施形態では、判定帰還によって周波数領域で等化を行う受信装置および受信方法について説明する。

本発明の第１〜第３の実施形態では線形処理を前提としていた。線形処理は、処理遅延や回路規模を最小化するには適した処理である。しかし、受信品質を最大限向上させるためには、線形処理だけでは不十分である。また、伝送路の伝達関数のノッチが深い場合には、一度周波数領域等化による伝達関数の平坦化に失敗すると、次段以降にその誤差が累積伝播し、信号抽出精度が劣化する。

従って、受信品質をより向上させるためには、線形処理だけでなく非線形処理を導入することが望ましい。

非線形処理の一例としてターボ等化がある。ターボ等化は、まず歪みの影響を受ける状態であっても信号の復号処理を行って、誤り訂正を行い、誤り訂正後の信号を再び変調することで歪みの除去を試みるものである。再変調と復調を繰り返して信号の歪みの除去を図るため、ターボ等化は繰り返し復号とも称される。

本発明の第４の実施形態では、この繰り返し復号を導入することで受信品質を向上させる受信装置および受信方法について説明する。

図６は、本発明の第４の実施形態にかかる受信装置４００の構成について説明する説明図である。以下、図６を用いて本発明の第４の実施形態にかかる受信装置４００の構成について説明する。

図６に示したように、本発明の第４の実施形態にかかる受信装置４００は、アンテナ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄと、高速フーリエ変換部１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃ、１０４ｄと、分離乗算部１０６と、逆離散フーリエ変換部１２８ａ、１２８ｂ、１２８ｃ、１２８ｄと、ユークリッド距離算出部１３０ａ、１３０ｂ、１３０ｃ、１３０ｄと、対数尤度比算出部１３２と、誤り訂正部１３４ａ、１３４ｂ、１３４ｃ、１３４ｄと、再変調部（Ｒｅｍｏｄ．）４０２と、離散フーリエ変換部（ＤＦＴ）４０４と、信号等化部４０５と、を含んで構成される。そして、信号等化部４０５は、加算部４０６、４０８、４１０、４１２と、周波数領域等化部４１４、４１６、４１８、４２０と、を含んで構成される。

このうち、アンテナ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄと、高速フーリエ変換部１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃ、１０４ｄと、分離乗算部１０６と、逆離散フーリエ変換部１２８ａ、１２８ｂ、１２８ｃ、１２８ｄと、ユークリッド距離算出部１３０ａ、１３０ｂ、１３０ｃ、１３０ｄと、対数尤度比算出部１３２と、誤り訂正部１３４ａ、１３４ｂ、１３４ｃ、１３４ｄとは、本発明の第１の実施形態にかかる受信装置１００に示したものと同一の機能を有するため、詳細な説明は割愛する。以下では、本発明の第1の実施形態にかかる受信装置とは異なる構成である、再変調部４０２と、離散フーリエ変換部４０４と、信号等化部４０５（加算部４０６、４０８、４１０、４１２および周波数領域等化部４１４、４１６、４１８、４２０）と、について説明する。

また、図６に示した本発明の第４の実施形態にかかる受信装置４００は、本実施形態の特徴である、繰り返し復号の２回目以降の加算処理を分かりやすく説明するために、図１に示した本発明の第１の実施形態にかかる受信装置１００の構成のうち、減加算部における減算処理を省略して表記している。実際に本発明の第４の実施形態にかかる受信装置４００を構成する際には、図１に示した減加算部１２２、１２４における減算処理を含めることが必要となる。

再変調部４０２は、誤り訂正部１３４ａ、１３４ｂ、１３４ｃ、１３４ｄで誤り訂正を行った信号をそれぞれ入力し、変調処理を行って、送信された信号を仮想的に生成するものである。再変調部４０２で行う変調処理は、送信側で実施された変調（一次変調）と同一の変調処理であることが望ましい。また後述するように、再変調部４０２で変調処理を実施する前には、誤り訂正が行われた信号を２値データに変換する信号の変換処理を行ってもよい。再変調部４０２で行う変調処理については後に詳述する。

離散フーリエ変換部４０４は、本発明の第２の時間・周波数変換部の一例であり、再変調部４０２で変調された信号をそれぞれ入力し、離散フーリエ変換処理を行って出力するものである。離散フーリエ変換部４０４から出力された信号は、それぞれ加算部４０６、４０８、４１０、４１２に入力される。

加算部４０６、４０８、４１０、４１２は、分離乗算部１０６の出力信号と、離散フーリエ変換部４０４からの出力信号とを、それぞれ加算して、周波数領域等化部４１４、４１６、４１８、４２０に出力するものである。

図６に示した本発明の第４の実施形態にかかる受信装置４００においては、加算部４０６には離散フーリエ変換部４０４から当該サブストリームに相当する再変調信号が加算され、加算部４０８には離散フーリエ変換部４０４から２つの信号が加算され、加算部４１０には離散フーリエ変換部４０４から３つの信号が加算され、加算部４１２には離散フーリエ変換部４０４から４つの信号が加算されている。これは、分離乗算部１０６からの各出力信号に含まれる、行列Ｒの各行の成分の数に応じたものとなっている。加算部４０６、４０８、４１０、４１２における加算処理については後に詳述する。

周波数領域等化部４１４、４１６、４１８、４２０は、加算部４０６、４０８、４１０、４１２において分離乗算部１０６の出力信号と離散フーリエ変換部４０４からの出力信号とが加算された信号を入力し、周波数領域等化処理を行って、周波数領域等化した信号をそれぞれ逆離散フーリエ変換部１２８ａ、１２８ｂ、１２８ｃ、１２８ｄに出力するものである。

以上、図６を用いて本発明の第４の実施形態にかかる受信装置４００の構成について説明した。次に、本発明の第４の実施形態にかかる受信装置４００を用いた受信方法について説明する。

最初にアンテナ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄに端末からの信号が無線で到達し、誤り訂正部１３４ａ、１３４ｂ、１３４ｃ、１３４ｄで誤り訂正を行うまでは、本発明の第１〜第３の実施形態にかかる受信方法と同一であるため、詳細な説明は省略する。

誤り訂正部１３４ａ、１３４ｂ、１３４ｃ、１３４ｄで信号の誤り訂正が行われると、誤り訂正が行われた信号は分岐され、再変調部４０２にそれぞれ入力される。再変調部４０２では、入力された信号に対して、送信側で行われた変調処理と同一の変調処理（例えばＱＰＳＫや１６ＱＡＭ等の変調処理）が行われ、仮想的な送信データ（仮想送信データ）が生成される。送信側において、特有の信号フォーマットが存在する場合には、その信号フォーマットに従って仮想送信データを生成してもよい。特有の信号フォーマットとは、例えば、１０シンボルの送信データの後に５シンボルのパイロット信号を挿入するようなフォーマットである。

変調処理を行う際には、誤り訂正が行われた信号を２値データに変換してから変調処理を行ってもよい。または、誤り訂正部１３４ａ、１３４ｂ、１３４ｃ、１３４ｄからの出力が対数尤度比（ＬＬＲ）であれば、ｔａｎｈ（）（ハイパーボリック・タンジェント）等の関数を用いて軟判定データに変換してもよい。軟判定データに変換することで、信号の各ビットに対し、信頼度に応じた振幅が与えられる状態となる。

再変調部４０２で変調された信号は、周波数選択性が無く、誤りが低減された信号となっている。再変調部４０２で変調された信号と分離乗算部１０６からの出力信号とを加算することによって、雑音や残留干渉の影響を抑えることが可能となる。

再変調部４０２で信号の変調処理が行われると、変調された信号はそれぞれ加算部４０６、４０８、４１０、４１２に入力される。上述したように、加算部４０６、４０８、４１０、４１２に入力される信号の数はそれぞれ異なっているが、以下においてその理由について説明する。

図７は、本発明の第４の実施形態にかかる加算部を一般化したものを示す説明図であり、図８は、本発明の第１〜第３の実施形態にかかる減加算部および加算部における加算処理を一般化したものを示す説明図である。

図７および図８は、分離乗算部１０６から出力される信号Ｑ^ＨＹの第ｘ要素に対する加算処理を一般化したものであり、例えば、Ｑ^ＨＹの第４要素Ｑ^ＨＹ［４］に対して加算処理を行う際には、ＡｄｄＷ［４］［１］、ＡｄｄＷ［４］［２］およびＡｄｄＷ［４］［３］にはそれぞれ０が供給される。

図７と図８とを比較すると、図７の方が加算器の数が１つ多いことが分かる。これは、本発明の第１〜第３の実施形態にかかる減加算部および加算部における加算処理は、分離乗算部１０６における対角成分以外の、直交化後の伝達関数を補償することを目的としていたのに対し、本発明の第４の実施形態にかかる加算部における加算処理は、分離乗算部１０６における対角成分を含めた、直交化後の伝達関数を補償することを目的としているからである。対角成分を含めた伝達関数を補償することで、信号全体のＳＮ比を改善することができる。

図７に示した加算部における、再変調部４０２からの出力信号に対する乗算処理の乗算係数は、対角成分以外の成分については以下の数式２８のようになる。

一方、対角成分については複数の乗算係数が考えられる。例えば、対角成分の補償は必要ない場合には、重み付けを０として対角成分をそのまま通過させることができる。また、対角成分の全周波数帯域に対して補償を行う場合には、重み付けを１として、対角成分に対応する信号と再変調部４０２からの出力信号とを足し合わせて出力することができる。また、初回の周波数領域等化後に完全に等化できず、歪が残ってしまい、その歪が残った部分に対してのみ補償を行う場合には、乗算係数を以下の数式２９のように設定することができる。

上述の通り、図６においては、分離乗算部１０６から出力される信号Ｑ^ＨＹの内、最下段のＱ^ＨＹの第４要素Ｑ^ＨＹ［４］に対しても加算処理を行っている。これは、最下段のＱ^ＨＹ［４］が、ノッチが生じる可能性が一番高いからである。

加算部４０６、４０８、４１０、４１２で信号の加算処理が行われると、加算された信号は周波数領域等化部４１４、４１６、４１８、４２０にそれぞれ入力され、周波数領域で等化が行われる。そして、周波数領域等化部４１４、４１６、４１８、４２０で周波数領域での等化が実施された信号は、逆離散フーリエ変換部１２８ａ、１２８ｂ、１２８ｃ、１２８ｄにそれぞれ入力され、信号を周波数軸から時間軸に変換する。そして、ユークリッド距離算出部１３０ａ、１３０ｂ、１３０ｃ、１３０ｄでそれぞれユークリッド距離を算出し、対数尤度比算出部１３２で対数尤度比を算出し、誤り訂正部１３４ａ、１３４ｂ、１３４ｃ、１３４ｄで誤り訂正処理を行う。

その後は、希望する品質の信号が得られるまで、上記の再変調処理〜誤り訂正処理を複数回繰り返してもよい。再変調処理〜誤り訂正処理を繰り返して行うことによって、受信信号の品質を向上させることが可能となる。

以上説明したように、本発明の第４の実施形態によれば、判定帰還を用いて信号の復号処理を繰り返すことで、雑音や残留干渉の影響を抑圧することが可能となり、希望する受信品質を得るためのＳＮ比を低減することができる。そして、結果として受信品質を向上させ、送信側の端末の送信電力の低減化や、サービスエリアの拡大化を図ることが可能となる。

また、本発明の第１〜第３の実施形態にかかる受信装置に本発明の第４の実施形態をさらに適用することで、従来の単なる判定帰還型の復調方式に比べ、帰還回数を低減することが可能となる。従って、回路規模や処理時間の大幅な削減が可能となり、受信装置のコストを低減させることができ、安価な通信サービスの提供にも繋がるものである。

以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は係る例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。

例えば、上記第１および第２の実施形態では、加算処理および減算処理を減加算部１２２、１２４としてまとめていたが、本発明はこれに限られず、構成要素を加算器のみが含まれる加算部と減算器のみが含まれる減算部とに分離して構成することももちろん可能である。

また例えば、上記実施形態では、周波数領域での等化の際にＳＮ比のみを考慮していたが、本発明はかかる例に限定されない。例えば、無線通信の帯域幅に応じた係数を付加してもよく、直交化後の伝達関数から予測されるマルチパス干渉の影響を考慮したマルチパス干渉項を付加してもよい。

また例えば、上記第１〜第４の実施形態では、無線通信の通信方式をＤＦＴ−ＳＯＦＤＭとした場合について説明したが、本発明はこれに限られず、マルチパス干渉が問題となるような通信方式であれば、例えばＩＦＤＭＡ（ＩｎｔｅｒｌｅａｖｅｄＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ）や、ＶＳＣＲＦ−ＣＤＭＡ（ＶａｒｉａｂｌｅＳｐｒｅａｄｉｎｇＣｈｉｐＲｅｐｅｔｉｔｉｏｎＦａｃｔｏｒ−ＣＤＭＡ）といった通信方式に本発明を適用してもよい。また、上位のユーザスケジューリング機能によって、短い時間をユーザに割り当てることで他のセルやセクタとの同一チャネル間の干渉が少なくなる高速パケット伝送を行う無線通信システムに適用してもよい。

また例えば、上記実施形態では、本発明がもっとも有効となるシングルキャリアシステムを前提に説明しているが、ＯＦＤＭ等のマルチキャリアシステムでも、受信側処理を簡略化するためには本発明が有効となる場合が考えられる。つまり、本来であればキャリア毎にＱＲＤ−ＭＬＤを実施する事が最適であるが、その処理を簡略化するために、複数のキャリアの平均値等に対してＱＲ分解を実施する場合は、本発明が問題とし、また解決したマルチパス干渉対策が必要となる。

また例えば、上記各実施形態では上三角行列Ｒを生成するＱＲ分解に基づいて信号の分離を行ったが、本発明においては、下三角行列Ｌを生成するＱＲ分解に基づいて信号の分離を行ってもよい。下三角行列Ｌの生成に基づく場合には、上記各実施形態とは逆に、上から順に信号の減加算処理を行うことによって信号を等化することができる。

本発明は、携帯電話システムなどの移動体通信システムにおける受信装置に適用可能である。

本発明の第１の実施形態にかかる受信装置について説明する説明図である。本発明の第１の実施形態にかかる、信号等化部における等化処理について説明する説明図である。本発明の第１の実施形態にかかる受信装置の別の例を示す説明図である。本発明の第１の実施形態にかかる受信方法によるシミュレーション結果を示す説明図である。本発明の第２の実施形態にかかる、信号等化部における等化処理について説明する説明図である。本発明の第４の実施形態にかかる受信装置の構成について説明する説明図である。本発明の第４の実施形態にかかる加算部を一般化したものを示す説明図である。本発明の第１〜第３の実施形態にかかる加算処理を一般化したものを示す説明図である。ＤＦＴ−ＳＯＦＤＭにおける送信側と受信側の構成を概略的に示す説明図である。

符号の説明

１００、１０１、４００受信装置
１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄアンテナ
１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃ、１０４ｄ高速フーリエ変換部
１０６分離乗算部
１０７、２０７，４０５信号等化部
１０８、１１０、１１２第１の周波数領域等化部
１１４、１１６、１１８、１２０第２の周波数領域等化部
１２２、１２４、２２２、２２４減加算部
１２６、２２６加算部
１２８ａ、１２８ｂ、１２８ｃ、１２８ｄ逆離散フーリエ変換部
１３０ａ、１３０ｂ、１３０ｃ、１３０ｄユークリッド距離算出部
１３２対数尤度比算出部
１３４ａ、１３４ｂ、１３４ｃ、１３４ｄ，１３４ｅ誤り訂正部
４０２再変調部
４０４離散フーリエ変換部
４０６，４０８、４１０、４１２加算部

Claims

複数のサブストリームが空間で多重された多重信号を第１〜第ｎ（ｎ：自然数）のアンテナで受信して前記多重信号を復号する受信装置であって：
受信した前記多重信号を時間軸から周波数軸に信号変換する時間・周波数変換部と；
前記時間・周波数変換部で信号変換された前記多重信号に、伝送路行列のＱＲ分解に基づく分離係数を乗算し、前記ＱＲ分解にて得られた上三角行列Ｒ又は下三角行列Ｌの行単位の各構成要素数の前記サブストリームを含む第１〜第ｎのサブストリーム群としてそれぞれ出力する分離乗算部と；
前記分離乗算部から出力される前記第１〜第ｎのサブストリーム群を、当該第１〜第ｎのサブストリーム群内の各前記サブストリームが保有する周波数特性が無歪みとなるようにそれぞれ周波数領域において等化する第１〜第ｎの信号等化部と；
前記第１〜第ｎの信号等化部においてそれぞれ等化された前記第１〜第ｎのサブストリーム群を周波数軸から時間軸に信号変換する周波数・時間変換部と；
を含むことを特徴とする、受信装置。
前記分離乗算部は、
前記ＱＲ分解にて得られた前記上三角行列Ｒ又は前記下三角行列Ｌの行の構成要素数が最小である前記第１のサブストリーム群から構成要素数が最大である前記第ｎのサブストリーム群まで出力し、
前記第１の信号等化部は、
前記第１のサブストリーム群である一のサブストリームを、当該サブストリームが保有する周波数特性が無歪みとなるように等化して前記第２〜第ｎの信号等化部及び前記周波数・時間変換部に出力し、
前記第ｋ（１＜ｋ＜ｎ）の信号等化部は、
前記第１〜第（ｋ−１）の信号等化部から出力される前記第１〜第（ｋ−１）のサブストリーム群に、前記ＱＲ分解における各対角要素以外のサブストリームが全て除去されるような係数をそれぞれ乗算した後、当該各乗算結果に基づいて、前記分離乗算部から出力される前記第ｋのサブストリーム群から前記ＱＲ分解における各対角要素に該当するサブストリームのみを抽出し、当該各サブストリームが保有する周波数特性が無歪みとなるようにそれぞれ等化して第（ｋ＋１）〜第ｎの信号等化部に出力すると共に、
前記第１〜第（ｋ−１）の信号等化部から出力される各前記サブストリームに、前記ＱＲ分解における各行内の全要素のサブストリームが同一の周波数変動を有するような係数をそれぞれ乗算した後、当該各乗算結果を前記分離乗算部から出力される前記第ｋのサブストリーム群に加算し、当該第ｋのサブストリーム群内の各サブストリームが保有する周波数特性が無歪みとなるようにそれぞれ等化して前記周波数・時間変換部に出力し、
前記第ｎの信号等化部は、
前記第１〜第（ｎ−１）の信号等化部から出力される各前記サブストリームに、前記ＱＲ分解における各行内の全要素のサブストリームが同一の周波数変動を有するような係数をそれぞれ乗算した後、当該各乗算結果を前記分離乗算部から出力される前記第ｎのサブストリーム群に加算し、当該第ｎのサブストリーム群内の各サブストリームが保有する周波数特性が無歪みとなるようにそれぞれ等化して前記周波数・時間変換部に出力する
ことを特徴とする、請求項１に記載の受信装置。
前記周波数・時間変換部が出力する信号を入力して予想される信号点候補とのユークリッド距離を算出し、前記ユークリッド距離が大きいものは以後の演算対象から削除する演算を行うユークリッド距離算出部をさらに含み、
前記信号点候補を生成する際の関数は、前記ＱＲ分解の際の前記上三角行列Ｒ又は前記下三角行列Ｌに対し、前記信号等化部における等化処理と同様の等化を実施して得られるものであることを特徴とする、請求項１又は２のいずれかに記載の受信装置。
前記ユークリッド距離算出部の出力又は誤り訂正復号後の信号を入力し、受信信号の再変調を行う再変調部と、
前記再変調部の出力信号を時間軸から周波数軸に信号変換し、当該信号変換された出力信号を前記第１〜第ｎの信号等化部に入力する第２の時間・周波数変換部と、
をさらに含み、前記第２の時間・周波数変換部の出力を前記第１〜第ｎの信号等化部に供給し、前記等化の能力を向上させることを特徴とする、請求項１〜３のいずれかに記載の受信装置。
複数のサブストリームが空間で多重された多重信号を第１〜第ｎ（ｎ：自然数）のアンテナで受信して前記多重信号を復号する受信方法であって：
受信した前記多重信号を時間軸から周波数軸に信号変換する時間・周波数変換ステップと；
信号変換された前記多重信号に、伝送路行列のＱＲ分解に基づく分離係数を乗算し、当該ＱＲ分解にて得られた上三角行列Ｒ又は下三角行列Ｌの行単位の各構成要素数の前記サブストリームを含む第１〜第ｎのサブストリーム群としてそれぞれ出力する分離乗算ステップと；
前記第１〜第ｎのサブストリーム群に対して、当該第１〜第ｎのサブストリーム群内の各前記サブストリームが保有する周波数特性が無歪みとなるようにそれぞれ周波数領域において等化する信号等化ステップと；
前記信号等化ステップにおいてそれぞれ等化された前記第１〜第ｎのサブストリーム群を周波数軸から時間軸に信号変換する周波数・時間変換ステップと；
を含むことを特徴とする、受信方法。
前記分離乗算ステップは、
前記ＱＲ分解にて得られた上三角行列Ｒ又は下三角行列Ｌの行の構成要素数が最小である前記第１のサブストリーム群から構成要素数が最大である前記第ｎのサブストリーム群まで出力し、
前記信号等化ステップは、
前記第１のサブストリーム群である一のサブストリームを当該サブストリームが保有する周波数特性が無歪みとなるように等化して出力する第１の信号等化ステップと、当該第１の信号等化ステップに基づく第ｋ（１＜ｋ＜ｎ）の信号等化ステップと、当該第ｋの信号等化ステップに基づく第ｎの信号等化ステップとからなり、
前記第ｋの信号処理ステップでは、
前記第１〜第（ｋ−１）の信号等化ステップで得られる前記第１〜第（ｋ−１）のサブストリーム群に、前記ＱＲ分解における各対角要素以外のサブストリームが全て除去されるような係数をそれぞれ乗算した後、当該各乗算結果に基づいて、前記分離乗算ステップで得られる前記第ｋのサブストリーム群から前記ＱＲ分解における各対角要素に該当するサブストリームのみを抽出し、当該各サブストリームが保有する周波数特性が無歪みとなるようにそれぞれ等化して前記第（ｋ＋１）〜第ｎの信号処理ステップに供すると共に、
前記第１〜第（ｋ−１）の信号等化ステップで得られる各前記サブストリームに、前記ＱＲ分解における各行内の全要素のサブストリームが同一の周波数変動を有するような係数をそれぞれ乗算した後、当該各乗算結果を前記分離乗算ステップで得られる前記第ｋのサブストリーム群に加算し、当該第ｋのサブストリーム群内の各サブストリームが保有する周波数特性が無歪みとなるようにそれぞれ等化して前記周波数・時間変換ステップに供し、
第ｎの信号等化ステップでは、
前記第１〜第（ｎ−１）の信号等化ステップで得られる各前記サブストリームに、前記ＱＲ分解における各行内の全要素のサブストリームが同一の周波数変動を有するような係数をそれぞれ乗算した後、当該各乗算結果を前記分離乗算ステップで得られる前記第ｎのサブストリーム群に加算し、当該第ｎのサブストリーム群内の各サブストリームが保有する周波数特性が無歪みとなるようにそれぞれ等化して前記周波数・時間変換ステップに供する
ことを特徴とする、請求項５に記載の受信方法。
前記周波数・時間変換ステップで得られる信号を入力して予想される信号点候補とのユークリッド距離を算出し、前記ユークリッド距離が大きいものは以後の演算対象から削除する演算を行うユークリッド距離算出ステップをさらに含み、
前記信号点候補を生成する際の関数は、前記ＱＲ分解の際の前記上三角行列Ｒ又は前記下三角行列Ｌに対し、前記信号等化ステップにおける等化処理と同様の等化を実施して得られるものであることを特徴とする、請求項５又は６のいずれかに記載の受信方法。
前記ユークリッド距離算出ステップで得られる演算結果又は誤り訂正復号後の信号を入力し、受信信号の再変調を行う再変調ステップと；
前記再変調ステップにおける再変調後の前記受信信号を時間軸から周波数軸に信号変換し、当該信号変換された受信信号を前記信号等化ステップに反映させる第２の時間・周波数変換ステップと；
をさらに含み、前記第２の時間・周波数変換ステップでの処理結果を前記信号等化ステップに反映させ、前記等化の能力を向上させることを特徴とする、請求項５〜７のいずれかに記載の受信方法。