JPWO2020217941A1 - 変調装置及び復調装置 - Google Patents

Abstract

シングルキャリア信号を用いるＬＯＳ−ＭＩＭＯに対して、等化及び位相雑音推定に用いるパイロット信号の高効率な多重を行う変調装置を提供する。変調装置（１０）は、見通し内多入力多出力(ＬＯＳ−ＭＩＭＯ：Line Of Sight-Multiple Input Multiple Output)無線通信システムにおいて用いられる変調装置である。変調装置（１０）は、時間領域のパイロット信号系列を、当該パイロット信号系列の系列長に対応する第１の数の周波数領域信号に変換する手段（１１）と、第１の数の周波数領域信号を、それぞれが重複しないように先頭のマッピング位置を１サブキャリアずつシフトして、自装置の送信アンテナ数のサブキャリア間隔でマッピングする手段（１２）と、マッピングされた周波数領域信号を時間領域信号に変換する手段（１３）と、を備える。

Description

本開示は、変調装置及び復調装置に関し、特に見通し(ＬＯＳ：Line-of-Sight)環境におけるＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）無線通信システムにおける変調装置及び復調装置に関する。

ＬＴＥ（Long Term Evolution）方式及びLTE-Advanced方式に対応する通信装置の急速な普及に伴い、本格的なモバイルブロードバンドサービスの提供が実現可能になっている。セルラネットワークにおいて急増するトラヒックに対応するため、第５世代（５Ｇ）移動通信方式では、ＬＴＥに比較して一層の超高速及び大容量化、並びに周波数利用効率の増大が必要となる。５Ｇ移動通信方式では、マクロセルの中の不均一なトラヒックを効率的に収容する小セルをオーバーレイするヘテロジーニアスネットワークに加えて、高効率な無線アクセス技術が必要となる。

また、ユーザ端末(ＵＥ：User Equipment)にギガビット単位のサービスを実現する超高速及び大容量の無線アクセスネットワークに加えて、基地局とＥＰＣ（Evolved Packet Core）ネットワークのＳ−ＧＷ（Serving-Gateway）との間のバックホールの一層の超高速及び大容量化が必要となる。バックホールリンクは、Ｅ１専用線、Ｔ１専用線、光ファイバネットワーク、マイクロ波の無線バックホール等により構成される。無線バックホールは、有線のバックホールと比較してネットワークコストを低くできるメリットがある。遠隔無線機（ＲＲＥ：Remote Radio Equipment）により構成される基地局と、ベースバンドの物理レイヤ及び上位レイヤの処理を集中基地局とにより行う構成において、ＲＲＥと集中基地局間とを接続するフロントホールの場合も同様である。

マイクロ波を用いる無線バックホールでは、信号空間配置の変調多値数を増大、及び垂直及び水平偏波を用いる偏波ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）多重、及び見通し内(ＬＯＳ：Line-of-Sight)―ＭＩＭＯ多重により周波数利用効率を向上してきた（例えば、特許文献１）。一般に、ＭＩＭＯ多重は送信機及び受信機にそれぞれ複数アンテナを実装し、各送信アンテナと受信アンテナとの間の伝搬路変動、すなわちチャネル応答が異なる特徴を利用して、複数の送信ストリームを空間多重する伝送方式である。

見通し内（ＬＯＳ）環境では、異なる送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネル応答の相関が１に近くなるため、１ストリームしか送信できず、複数の送信ストリームを空間多重することはできない。これに関連して、送信機と受信機との間の距離Ｄ、送信機及び受信機、それぞれのアンテナ間距離ｄ（送信機と受信機で等しいアンテナ間隔を仮定する）が、特定の関係にある場合には、複数の送信ストリームを直交多重できることが提案されている（非特許文献１）。

見通し内（ＬＯＳ）環境におけるＭＩＭＯは、見通し外(ＮＬＯＳ: Non-Line-of-Sight)環境の送信機アンテナと、受信機アンテナとの間のチャネル応答が異なるＭＩＭＯ多重と区別して、ＬＯＳ−ＭＩＭＯと呼ばれている（例えば、特許文献２）。図１に、送信機及び受信機のそれぞれが２つのアンテナを有するＬＯＳ−ＭＩＭＯシステムの構成例を示す。送信機及び受信機のそれぞれが２つのアンテナを有するＬＯＳ−ＭＩＭＯは、２ｘ２ ＬＯＳ−ＭＩＭＯとして記載する。図１は、２ｘ２のＬＯＳ−ＭＩＭＯシステムの構成例を示す図である。図１に示すように、ＬＯＳ−ＭＩＭＯ無線通信システム１０００は、送信機（送信装置）５００と受信機（受信装置）６００とを備える。送信機５００は２つの送信アンテナ（Ｔｘ ＃０及びＴｘ ＃１）を備え、受信機６００も２つの受信アンテナ（Ｒｘ ＃０及びＲｘ ＃１）を備える。

２ｘ２ ＬＯＳ−ＭＩＭＯシステムにおいて、送信機５００が備える各送信アンテナと、受信機６００が備える各受信アンテナとの間のチャネル行列は、以下の式（１）で表すことができる（非特許文献１及び２）。

式（１）において、行は受信アンテナインデックスを表し、列は送信アンテナインデックスを表す。例えば、送信アンテナＴｘ ＃０であれば、送信アンテナインデックスは０であり、受信アンテナＲｘ ＃０であれば、受信アンテナインデックスは０である。その他の送信アンテナ及び受信アンテナについても同様となる。式（１）のθは、送信機５００と受信機６００との間隔Ｄ、送信アンテナ及び受信アンテナのアンテナ間距離ｄ及び波長λから、

で表される（非特許文献１）。従って、最適なアンテナ間隔ｄ_ｏｐｔは、

で表される。この条件のとき、２つの送信ストリームは、直交空間多重できる。受信機６００は、ＮＬＯＳ−ＭＩＭＯ無線通信システムの受信機とは異なり、信号分離処理が不要である。しかしながら、受信機６００は、直接波とともに地面等からの反射により遅延波を受信してしまう。遅延波に起因してマルチパスフェージング、すなわち周波数選択性フェージングが生じる。従って、受信機６００では、等化器(Equalizer)が必要になる。

無線バックホールが用いられる場合、受信機６００では、一般的に時間領域処理の等化器が用いられてきた。時間領域等化器(ＴＤＥ：Time Domain Equalizer)は、トランスバーサル(Transversal)フィルタ、あるいはＦＩＲ（Fnite Inpulse Response）フィルタで実現できる。図２は、トランスバーサルフィルタを用いるＴＤＥ構成の一例を示す図である。トランスバーサルフィルタを用いるＴＤＥ構成の場合、離散時間のサンプル処理に対して、遅延波の最大遅延時間以上のタップ数を有するトランスバーサルフィルタが用いられる。トランスバーサルフィルタの重み係数（等化ウエイト）を時間変動する遅延波に対して、適応アルゴリズムを用いて更新する。重み係数の制御には、等化後の信号の平均２乗誤差最小(ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error)規範等が用いられる。ＴＤＥでは、遅延波（マルチパス）の最大遅延時間に比較して、十分長い時間範囲のタップ数が必要になる。図２に示すように、ＴＤＥは、各サンプル値において、タップ数分の複素乗算を含む畳込み処理が必要である。従って、遅延波の最大遅延時間が増大するに従って、タップ数が増大し、畳込み処理の演算量が膨大になる。

そこで、時間領域等化器の演算量を低減するために、周波数領域等化(ＦＤＥ：Frequency Domain Equalizer)が提案されている（非特許文献３）。図３は、ＦＤＥ構成の一例を示す図である。ＦＤＥ構成では、時間領域の受信信号は、離散フーリエ変換(ＤＦＴ：Discrete Fourier Transform)、又は高速フーリエ変換(ＦＦＴ：Fast Fourier Transform)により、周波数領域信号に変換される。時間領域のＦＦＴのサンプル数は、周波数領域信号のサブキャリア数に対応する。本明細書では、シングルキャリア信号をＦＦＴにより周波数領域信号に変換した後の周波数成分をサブキャリアと称して記載する。周波数領域の各サブキャリア成分に等化ウエイト（重み係数）を乗算する。サブキャリアｋにおける複素のチャネル応答をｈ_ｋで表した場合、平均２乗誤差最小（ＭＭＳＥ）規範の等化ウエイトは、式（２）で表される（非特許文献３）。

等化後の信号は、逆離散フーリエ変換(ＩＤＦＴ：Inverse Discrete Fourier Transform)、又は逆高速フーリエ変換(ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform)により、時間領域信号に変換される。ＦＤＥは、ＦＦＴ（ＤＦＴ）及びＩＦＦＴ（ＩＤＦＴ）が必要であるが、各サブキャリア位置の等化処理が乗算処理で実現できるため、ＴＤＥ構成に比較して、総合的な演算量を低減できる。従って、ＬＴＥの上りリンクのシングルキャリアＦＤＭＡ(Frequency Division Multiple Access)では、ＦＤＥの適用を前提とした無線インタフェースが採用されている。

前述のように、ＦＤＥでは、等化ウエイトを生成するために、各サブキャリア位置のチャネル応答が必要である。チャネル応答の推定には、受信機で送信位相又は振幅が既知のパイロット信号を用いる。ＬＴＥでは、パイロット信号は参照信号(ＲＳ：Reference Signal)と呼ばれる。また、ＬＴＥでは、上りリンクの同一の時間スロットに同時にアクセスする複数のユーザ端末の参照信号を拡散符号の異なる巡回シフトを用いて符号分割多重(ＣＤＭ：Code Division Multiplexing)している。

図４を用いて、パイロット信号を拡散符号の異なる巡回シフトを用いたＣＤＭ多重法の動作原理を説明する。図４は、パイロット信号を拡散符号の異なる巡回シフトを用いたＣＤＭ多重法の動作原理を説明するための図である。図４は、図１における送信機５００において実行され、送信機５００は、拡散系列生成部５０１と、巡回シフト生成部５０２とを備える。拡散符号には、Ｍ系列、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列等の時間シフトした場合の自己相関が小さい符号が用いられる（非特許文献４）。特に、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列は、時間シフトした場合の自己相関を非常に小さくできるため、マルチパス（遅延波）からのマルチパス干渉を低いレベルに抑えることができる。

拡散系列生成部５０１は、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列等の拡散符号を生成する。巡回シフト生成部５０２は、拡散符号を入力し、同時多重ユーザ数に相当する数の異なる巡回シフト数の巡回シフト系列を生成する。オリジナルの拡散符号系列長をＮ_ＺＣとし、巡回シフト数をＮ_ＣＳとすると、巡回シフトインデックスの巡回シフト系列長（すなわち巡回シフト量）は、Ｎ_ΔＣＳ＝Ｎ_ＺＣ／Ｎ_ＣＳとなる。同時アクセスを行うユーザ端末数が増大するに従って、巡回シフト数を増大する必要がある。その結果、異なる巡回シフト間のシフト量、Ｎ_ΔＣＳ、すなわち系列長は短くなる。異なる巡回シフト間の系列長Ｎ_ΔＣＳの時間は、マルチパスの最大遅延時間よりも長くする必要がある。マルチパスの遅延時間が、巡回シフト量Ｎ_ΔＣＳよりも長くなってしまうと、異なる巡回シフトを用いる符号間の符号間干渉が生じてしまうためである。巡回シフトを用いる拡散符号多重は、ＬＯＳ−ＭＩＭＯの異なる送信アンテナのパイロット信号多重にも適用できる。しかしながら、送信アンテナ数が増大するに従って、巡回シフト量Ｎ_ΔＣＳは短くなってしまい、マルチパスの遅延時間が長いマルチパスフェージングチャネルでは符号間干渉を生じてしまう。

特開２００４−０８０１１０号公報 国際公開２０１６／１１１１２６号

P. F. Driessen and G. J. Foschini, "On the capacity formnula for multiple-input multiple-output wireless channels: A geometric interpretation," IEEE Trans. Commun., vol. 47, no. 2, pp. 173-176, Feb. 1999. I. Sarris and A. R. Nix, "Design and performance assessment of high-capacity MIMO architectures in the presense of a line-of-sight compoment," IEEE Trans. Veh. Technol., vol. 56, no. 4, pp.2194-2202, July 2007. D. Falconer, S. L. Ariyavisitakul, A. Benyamin-Seeyar, and B. Eidson, "Frequency domain equalization for single-carrier broadband wireless systems," IEEE Commun. Mag., vol 40, no. 4, pp. 58-66, April 2002. D. C. Chu, "Polyphase codes with good periodic correlation properties," IEEE Trans. Inform. Theory, vol. IT-18, pp. 531 - 532, July 1972. N. Kamiya and E. Sasaki, "Pilot-Symbol Assisted and Code-Aided Phase Error Estimation for High-Order QAM Transmission," IEEE Trans. on Commun., vol. 61, no. 10, pp. 4369-4380, Oct. 2013. D. Petrovic, W. Rave, and G. Fettweis, "Effects of phase noise in OFDM systems with and withput PLL: characterixation and compensation," IEEE Trans. on Commun., vol. 55, no. 8, pp. 1607-1616, Aug. 2007. S. Wu and Y. Bar-Ness, "A phse noise suppression algorithm for OFDM-based WLANs," IEEE Commun. Lett., vol. 6, no. 12, pp. 535-537, Dec. 2002. 3GPP TR 38.874 Study on Integrated Access and Backhaul, V16.0.0 (2018-12).

無線バックホールにおける主な特性劣化要因として、遅延波からのマルチパス干渉、及び基準発振器の周波数揺らぎに起因する位相雑音等がある。ＬＯＳ−ＭＩＭＯでは、マルチパス干渉に起因する周波数選択性の波形歪みを補償するために、等化器が必須である。また、時変の位相雑音を推定し、受信信号の雑音に起因する位相変動を補償する必要がある。等化器の等化ウエイト生成、及び位相雑音の推定には、送信シンボル（ビット）が受信機で既知のパイロット信号をデータシンボル間に周期的に多重する必要がある。上記のように、パイロット信号は、ＬＴＥでは参照信号(ＲＳ：Reference Signal)と呼ばれている。また、ＬＯＳ−ＭＩＭＯでは、送信アンテナ固有の直交したパイロット信号が必要である。シングルキャリア信号の場合には、時間領域、周波数領域、及びコード（符号）領域で、直交パイロット信号を生成する。３種類の多重法の中で、時間領域で複数の送信アンテナ固有のパイロット信号を直交多重する時間分割多重(ＴＤＭ：TimeDivision Multiplexing)の場合、送信アンテナ数分のシンボルリソースが必要である。１アンテナ当たり推定したチャネル応答の雑音成分を低減するため、複数シンボルが必要である。さらに、複数シンボルセットが送信アンテナ数分必要であり、送信アンテナ数の増大とともに、多数のパイロットシンボルが必要になる。パイロット信号のオーバヘッドが増大するため、情報シンボルの多重に用いることができるシンボルリソースが低減してしまう。また、符号間の相互相関を非常に小さくできる巡回シフトＣＤＭ多重は、必要な直交パイロット信号数が小さい場合には、非常に有効な多重法である。しかしながら、送信アンテナ数が増大し、必要な直交パイロットシンボル数が増大した場合には、異なる系列間の巡回シフト量が短くなるため、マルチパスの遅延時間が、巡回シフト量よりも長くなると符号間干渉を生じてしまう。

本開示の目的の１つは、かかる点に鑑みてなされたものであり、シングルキャリア信号を用いるＬＯＳ−ＭＩＭＯに対して、等化及び位相雑音推定に用いるパイロット信号の高効率な多重を行う変調装置及び復調装置を提供することである。

また、特にマルチパスの遅延時間が長い場合には、受信機では、ＴＤＥに比較して演算量を低減できるＦＤＥが有効である。ＬＴＥの上りリンクでは、ＦＤＥを前提とした無線インタフェースを採用している。前述のように、マイクロ波又はミリ波を用いるＬＯＳ−ＭＩＭＯでは、位相雑音推定及び補償が必要になる。ＬＯＳ−ＭＩＭＯでは、アンテナ間隔を広く設定する必要があるため、基準発振器もアンテナ毎に必要になり、受信機においても受信アンテナ固有の独立な位相雑音推定及び補償が必要になる。そのため、誤り率の性能、及び演算量を考慮したＦＤＥに適した位相雑音推定及び補償法が必要になる。

本開示のもう１つの目的は、かかる点に鑑みてなされたものであり、シングルキャリア信号を用いるＬＯＳ−ＭＩＭＯに対して、ＦＤＥに適した位相雑音推定及び補償を行う復調装置を提供することである。

本開示の第１の態様にかかる変調装置は、
見通し内多入力多出力(ＬＯＳ−ＭＩＭＯ：Line Of Sight-Multiple Input Multiple Output)無線通信システムにおいて用いられる変調装置であって、
時間領域のパイロット信号系列を、当該パイロット信号系列の系列長に対応する第１の数の周波数領域信号に変換する手段と、
前記第１の数の周波数領域信号を、それぞれが重複しないように先頭のマッピング位置を１サブキャリアずつシフトして、自装置の送信アンテナ数の間隔でマッピングする手段と、
前記マッピングされた周波数領域信号を時間領域信号に変換する手段と、
前記時間領域信号をパイロットブロックに設定する手段と、を備える。

本開示の第２の態様にかかる変調装置は、
見通し内多入力多出力(ＬＯＳ−ＭＩＭＯ：Line Of Sight-Multiple Input Multiple Output)無線通信システムにおいて用いられる変調装置であって、
時間領域のパイロット信号系列の系列長の拡散符号を生成するとともに、前記生成された拡散符号を巡回シフトして第２の数の巡回シフト系列を生成する手段と、
前記第２の数の前記パイロット信号を、前記系列長に対応する第３の数の周波数領域信号に変換する手段と、
前記第３の数の周波数領域信号を、それぞれが重複しないように先頭のマッピング位置を１サブキャリアずつシフトして、自装置の送信アンテナ数と前記第２の数とに基づく第４の数の間隔で、前記系列長と、前記第４の数とに基づく第５の数の周波数成分にマッピングする手段と、
前記マッピングされた周波数領域信号を時間領域信号に変換する手段と、
前記時間領域信号をパイロットブロックに設定する手段と、を備える。

本開示の第３の態様にかかる復調装置は、
見通し内多入力多出力(ＬＯＳ−ＭＩＭＯ：Line Of Sight-Multiple Input Multiple Output)無線通信システムにおいて用いられる復調装置であって、
受信信号に含まれるパイロット信号を周波数領域信号に変換する手段と、
前記周波数領域信号から先頭サブキャリアの位置をシフトさせて、自装置の受信アンテナ数の間隔で前記受信アンテナ数のサブキャリア信号を抽出する手段と、
前記受信アンテナ数のサブキャリア信号の各々に、前記パイロット信号の周波数領域の系列の複素共役を乗算してチャネル応答を生成する手段と、
前記受信アンテナ数のサブキャリア信号の各々に対して、前記受信アンテナ数のサブキャリア間隔離れた複数のサブキャリア信号のチャネル応答を平均化する手段と、
前記受信アンテナ数のサブキャリア信号の各々の平均化後のチャネル応答に基づいて、
前記受信信号に含まれる各情報シンボルが設定される信号のチャネル応答を補間する手段と、を備える。

本開示の第４の態様にかかる復調装置は、
見通し内多入力多出力(ＬＯＳ−ＭＩＭＯ：Line Of Sight-Multiple Input Multiple Output)無線通信システムにおいて用いられる復調装置であって、
受信信号に含まれるパイロット信号を周波数領域信号に変換する手段と、
前記周波数領域信号から先頭サブキャリアの位置をシフトさせて、自装置の受信アンテナ数と前記パイロット信号の巡回シフト数とに基づく第１の数の間隔で前記第１の数のサブキャリア信号を抽出する手段と、
前記抽出された第１の数のサブキャリア信号の各々に、前記巡回シフト数に応じた周波数領域の系列の複素共役を乗算し、前記第１の数の間隔離れた複数のサブキャリア信号を同相加算してチャネル応答を生成する手段と、
前記受信アンテナ数のサブキャリア信号の各々に対して、前記受信アンテナ数のサブキャリア間隔離れた複数のサブキャリア信号のチャネル応答を平均化する手段と、
前記受信アンテナ数のサブキャリア信号の各々の平均化後のチャネル応答に基づいて、
前記受信信号に含まれる各情報シンボルが設定される信号のチャネル応答を補間する手段と、を備える。

本開示の第５の態様にかかる復調装置は、
見通し内多入力多出力(ＬＯＳ−ＭＩＭＯ：Line Of Sight-Multiple Input Multiple Output)無線通信システムにおいて用いられる復調装置であって、
受信信号に含まれるパイロット信号を用いて、他の無線通信装置が備える複数の送信アンテナの各々から送信された送信信号の第１のチャネル応答を推定する手段と、
前記推定された第１のチャネル応答に基づいて、前記パイロット信号が設定されたパイロットブロック位置の位相変動を推定する手段と、
前記パイロットブロック位置における位相変動に基づいて、隣接する前記パイロットブロック位置の間に含まれる情報シンボルが設定されたブロック位置における位相変動を補間し補償する手段と、
前記位相変動が補償された受信信号を周波数領域信号に変換する手段と、
前記周波数領域信号に含まれるパイロット信号を用いて、前記複数の送信アンテナの各々から送信された送信信号に対する複数のサブキャリア位置の各々のチャネル応答を示す第２のチャネル応答を推定する手段と、
前記推定された第２のチャネル応答に基づいて、等化ウエイトを生成し、前記複数のサブキャリア位置の各々の情報シンボルに前記等化ウエイトを乗算して前記周波数領域信号を等化する手段と、
前記等化された周波数領域信号を時間領域信号に変換する手段と、を備える。

本開示の第６の態様にかかる復調装置は、
見通し内多入力多出力(ＬＯＳ−ＭＩＭＯ：Line Of Sight-Multiple Input Multiple Output)無線通信システムにおいて用いられる復調装置であって、
時間領域の受信信号を周波数領域信号に変換する手段と、
前記変換された周波数領域信号に含まれるパイロット信号を用いて、他の無線通信装置が備える複数の送信アンテナの各々から送信された送信信号に対する複数のサブキャリア位置の各々のチャネル応答を推定する手段と、
前記推定されたチャネル応答に基づいて、全てのサブキャリア位置において共通する共通位相変動を推定し、前記変換された周波数領域信号から前記推定された共通位相変動を補償する手段と、
前記推定されたチャネル応答に基づいて、等化ウエイトを生成し、前記共通位相変動が補償された複数のサブキャリア位置の各々の情報シンボルに前記等化ウエイトを乗算して、前記周波数領域信号を等化する手段と、
前記等化された周波数領域信号を時間領域信号に変換する手段と、を備える。

本開示によれば、シングルキャリア伝送を用いるＬＯＳ−ＭＩＭＯにおいて、送信アンテナ数及びマルチパスフェージングチャネルの最大遅延時間に関わらず、符号間干渉を生じない直交パイロット信号を生成することができる。また、本開示によれば、ＴＤＭ多重に比較して、パイロット信号のオーバヘッドを低減した高効率なパイロット信号多重を実現できる。

またさらに、本開示によれば、シングルキャリア伝送を用いるＬＯＳ−ＭＩＭＯにおいて、上述した一般的な時間領域処理を用いる等化器、及び位相雑音推定及び補償法を含む復調法に比較して演算量を低減できる。

２ｘ２のＬＯＳ−ＭＩＭＯシステムの構成例を示す図である。 トランスバーサルフィルタを用いるＴＤＥ構成の一例を示す図である。 ＦＤＥ構成の一例を示す図である。 パイロット信号を拡散符号の異なる巡回シフトを用いたＣＤＭ多重法の動作原理を説明するための図である。 シングルキャリア伝送のフレーム構成の一例を説明する図である。 実施の形態１にかかる変調装置の構成例を示す図である。 周波数領域処理でDistributed FDM信号を生成する方法を説明するための図である。 実施の形態１にかかる復調装置の構成例を示す図である。 Distributed FDM多重されたパイロット信号の分離法を説明するための図である。 実施の形態２にかかる変調装置の構成例を示す図である。 巡回シフトＣＤＭとDistributed FDMのハイブリット多重を用いた場合の直交パイロット信号の生成について説明するための図である。 実施の形態２にかかる復調装置の構成例を示す図である。 巡回シフトCDMとDistributed FDMのハイブリッド多重を用いた場合の受信機におけるパイロット信号分離処理を説明するための図である。 実施の形態３にかかる変調装置の概要を説明するための図である。 実施の形態３にかかる変調装置の構成例を示す図である。 復調装置の基本構成例を示す図である。 実施の形態４にかかる復調装置の構成例を示す図である。 時間領域のパイロット信号を用いる位相雑音推定法を説明するための図である。 実施の形態５にかかる復調装置の構成例を示す図である。 ＰＬＬを用いる位相雑音推定・補償部の構成例を示す図である。 実施の形態６にかかる復調装置の構成例を示す図である。 実施の形態６の変形例にかかる復調装置の構成例を示す図である。 実施の形態７にかかる復調装置の構成例を示す図である。 実施の形態８にかかる復調装置の構成例を示す図である。 実施の形態８の変形例にかかる復調装置の構成例を示す図である。 実施の形態９にかかる復調装置の構成例を示す図である。

（実施の形態１）
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。なお、本開示にかかる図面において、ブロック間の接続を矢印で記載しているが、説明を行うために便宜的に記載したものであり、ブロック間の接続が必ずしも矢印の順序の通りになるとは限られない。

＜ＦＤＥ及び位相雑音推定のための高効率直交パイロット信号の多重法＞
以下、ＦＤＥ及び位相雑音推定に必要な高効率なパイロット信号の多重法について説明する。

まず、図５を用いて、シングルキャリア伝送のフレーム構成について説明する。図５は、シングルキャリア伝送のフレーム構成の一例を説明する図である。複数の情報シンボルは、まとめてブロック化される。ブロック内のシンボル長は、周波数領域信号に変換する際に、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）が適用できるように、一般には2のべき乗に設定される。図５に示すように、複数の情報シンボルから構成される情報シンボルブロックの間に、一定周期で複数のパイロットシンボルから構成されるパイロットブロックが多重される。各パイロットブロック、及び情報シンボルブロックの先頭にはサイクリックプレフィックス（ＣＰ：Cyclic Prefix）、末尾にはサイクリックサフィックス（ＣＳ：Cyclic Suffix）が付加される。ＣＰ及びＣＳは、それぞれ、情報シンボルブロックの末尾、先頭のＮ_ＣＰ、Ｎ_ＣＳシンボル（サンプル）をコピーした信号である。

時間分割多重（ＴＤＭ）で直交パイロット信号を多重する場合には、送信アンテナ数分のパイロットブロックが必要になる。以降では、時間領域の１パイロットブロックのリソースを用いて、周波数分割多重（ＦＤＭ）を用いる直交パイロット信号多重法及び分離法、ＣＤＭとＦＤＭのハイブリッド直交パイロット信号の多重法及び分離法について説明する。

図６及び図７を用いて、変調装置１０におけるパイロット信号のDistributed FDM多重の生成法について説明する。Distributed FDM信号は、時間領域処理でも生成できるが、以下に周波数領域処理でDistributed FDM信号を生成する方法を説明する。図６は、実施の形態１にかかる変調装置の構成例を示す図である。図７は、周波数領域処理でDistributed FDM信号を生成する方法を説明するための図である。

変調装置１０は、ＬＯＳ−ＭＩＭＯ無線通信システムにおける送信装置が有する変調器（変調装置）であり、図１の送信機５００に対応する送信装置が備える変調器（変調装置）である。図６に示すように、変調装置１０は、変換部１１と、サブキャリアマッピング部１２と、逆変換部１３とを備える。

シングルキャリア信号のサブキャリア数をＮ_ＦＦＴとし、パイロットブロックのシンボル数、あるいはパイロット信号の系列長をＮ_ｐｌｔとして以下の説明を行う。変調装置１０は、送信アンテナ固有のパイロット信号を周波数領域で櫛の歯状にDistributed FDM多重する。送信アンテナ数に相当する直交パイロット信号の多重数をＮ_ＦＤＭとすると、Ｎ_ＦＤＭ＝Ｎ_ＦＦＴ／Ｎ_ｐｌｔとなる。なお、以降の説明において、“／”を用いた記載は、除算することを表しており、例えば、Ａ／Ｂと記載された場合、ＡをＢで除算することを表している。

変換部１１は、時間領域の系列長Ｎ_ｐｌｔのパイロット信号を、系列長Ｎ_ｐｌｔに対応する段数を有する離散フーリエ変換により周波数領域信号に変換する。離散フーリエ変換のサンプル数はＮ_ＤＦＴ＝Ｎ_ｐｌｔである。なお、変換部１１は、高速フーリエ変換により時間領域のパイロット信号を周波数領域信号に変換してもよい。

サブキャリアマッピング部１２は、周波数領域のＮ_ｐｌｔ個のサブキャリア成分（周波数成分）を、重複しないように先頭のマッピング位置を１サブキャリアずつシフトして、Ｎ_ＦＤＭサブキャリア間隔で離散的に櫛の歯状にマッピングする。

ここで、図７を用いて、サブキャリアマッピング部１２が行う周波数領域処理でDistributed FDM信号を生成する方法について説明する。サブキャリアマッピング部１２は、第１の送信アンテナのパイロット信号を、第１番目のサブキャリアからＮ_ＦＤＭサブキャリア間隔で離散的に櫛の歯状にマッピングする。第１の送信アンテナのパイロット信号は、図７の斜線でハッチングされたパイロット信号である。

サブキャリアマッピング部１２は、同様に、第２の送信アンテナのパイロット信号を、初期サブキャリア位置を１サブキャリアシフトして第２番目のサブキャリアからＮ_ＦＤＭサブキャリア間隔で離散的にマッピングする。第２の送信アンテナのパイロット信号は、図７の縦線でハッチングされたパイロット信号である。

サブキャリアマッピング部１２は、以降、同様に初期サブキャリア位置を１サブキャリアずつシフトして、Ｎ_ＦＤＭサブキャリア間隔で離散的にマッピングすることにより、Distributed FDM多重したＮ_ＦＤＭ個の直交パイロット信号を生成する。図７の一番下の図に示すように、サブキャリアマッピング部１２は、Distributed FDM多重したＮ_ＦＤＭ個の直交パイロット信号を生成する。

図６に戻り、逆変換部１３について説明する。逆変換部１３は、全てのパイロット信号をマッピング後のＮ_ＦＦＴサブキャリアの周波数領域信号を、逆離散フーリエ変換により時間領域信号に変換する。なお、逆変換部１３は、逆高速フーリエ変換により時間領域信号に変換してもよい。

逆変換部１３は、変換した時間領域信号を、離散的に直交多重されたパイロット信号から構成されるパイロットブロックに設定する。パイロットブロックは、情報シンボル間に一定周期で多重される。また、パイロットブロックの先頭及び末尾にそれぞれＣＰ及びＣＳが付加される。

異なる送信アンテナのパイロット信号は、Distributed FDMにより直交多重されているため、パイロット信号系列は、送信アンテナ間で同一でも問題ないが、異なる系列を用いてもよい。シングルキャリア信号であるため、各送信アンテナの離散的にマッピングされたサブキャリア信号は同一の信号である。そのため、変調装置１０を用いることにより、通常のシングルキャリア信号と同様に低いＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）を実現できる。

次に、図８及び図９を用いて、復調装置２０におけるDistributed FDM多重されたパイロット信号の分離法について説明する。図８は、実施の形態１にかかる復調装置の構成例を示す図である。図９は、Distributed FDM多重されたパイロット信号の分離法を説明するための図である。

復調装置２０は、ＬＯＳ−ＭＩＭＯ無線通信システムにおける受信装置が有する復調器（復調装置）であり、図１の受信機６００に対応する受信装置が備える変調器（変調装置）である。図８に示すように、復調装置２０は、変換部２１と、サブキャリアデマッピング部２２と、チャネル応答生成部２３と、平均化・補間部２４とを備える。なお、復調装置２０が備える各構成の説明について、図９を適宜参照しながら説明する。

変換部２１は、受信信号のパイロットブロックから、ＣＰ及びＣＳを除去後、離散フーリエ変換により周波数領域信号に変換する。なお、変換部２１は、高速フーリエ変換により周波数領域信号に変換してもよい。

サブキャリアデマッピング部２２は、各送信信号固有のパイロット信号を離散的に抽出する。サブキャリアデマッピング部２２は、ＦＤＭ多重された、周波数領域のパイロット信号から先頭サブキャリア位置をシフトさせて、送信アンテナ数のサブキャリア間隔で、送信アンテナ数のパイロット信号のサブキャリア信号を抽出する。

図９の一番上の図は、送信アンテナ数分のＦＤＭ多重されたパイロット信号を示しており、図９の上から２番目及び３番目の図は、変調装置１０を備える送信装置が有する送信アンテナ毎に抽出されたパイロット信号を示している。サブキャリアデマッピング部２２は、図９の一番上の図に記載されたＦＤＭ多重されたパイロット信号を、送信アンテナ毎に抽出する。

チャネル応答生成部２３は、各サブキャリア位置のチャネル応答を生成する。チャネル応答生成部２３は、抽出されたパイロット信号のサブキャリア信号に周波数領域のパイロット信号系列の複素共役を乗算することにより、パイロット信号系列の変調成分を除去し、チャネル応答を生成する。チャネル応答生成部２３は、図９の上から２番目及び３番目のように、抽出されたパイロット信号のサブキャリア信号に周波数領域のパイロット信号系列の複素共役を乗算する。

平均化・補間部（平均化及び補間部）２０４は、平均化する手段と、補間する手段として機能する。平均化・補間部２４は、複数の離散的なサブキャリア位置のチャネル応答の推定値を平均化する。平均化・補間部２４は、自装置が含まれる受信装置が有する受信アンテナ数の各パイロット信号の各サブキャリアにおいて、受信アンテナ数のサブキャリア間隔離れた複数のサブキャリア位置におけるチャネル応答を平均化する。各サブキャリア位置のチャネル応答は、雑音の影響が大きいため、平均化・補間部２４は、複数の離散的なサブキャリア位置のチャネル応答の推定値を平均化することにより、雑音成分を低減する。

平均化・補間部２４は、パイロット信号が多重されているサブキャリア位置のチャネル等を補間することにより、情報シンボルが多重されているサブキャリア位置のチャネル応答を推定する。平均化・補間部２４は、受信アンテナ数の各パイロット信号の各サブキャリアにおける平均化後のチャネル応答を補間し、受信アンテナ数のそれぞれのパイロット信号が多重されているサブキャリア間のサブキャリア位置におけるチャネル応答を推定する。

平均化・補間部２４は、平均２乗誤差最小(ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error)フィルタを用いて、複数の離散的なサブキャリア位置のチャネル応答の推定値の平均化、及び補間を同時に行うこともできる。

実施の形態１では、シングルキャリア伝送を用いるＬＯＳ−ＭＩＭＯにおいて、異なる送信アンテナからの送信信号固有のパイロット信号を周波数分割多重(ＦＤＭ： Frequency Division Multiplexing)を用いて直交多重することについて説明した。ＦＤＭ多重では、原理的には、直交パイロット信号数の制約はなく、ピーク電力対平均電力比(ＰＡＰＲ：Peak-to-Average Power Ratio)の増大も招かないという効果がある。

（実施の形態２）
続いて、実施の形態２について説明する。実施の形態２は、巡回シフトＣＤＭとDistributed FDMとのハイブリット多重に関する実施の形態である。前述したように、巡回シフトＣＤＭを用いるパイロット信号多重では、巡回シフト量は、マルチパスの最大遅延時間以上よりも長く設定する必要がある。しかしながら、送信アンテナ数が増大するに従って、巡回シフト系列の数を増大する必要があるため、巡回シフト量Ｎ_ΔＣＳは短くなってしまう。そこで、巡回シフトＣＤＭ多重のマルチパスフェージングチャネルの最大遅延時間から決まる最大許容巡回シフト数の制約を緩和するために、巡回シフトＣＤＭと、Distributed FDMとのハイブリット多重を用いて直交パイロット信号を生成する。

図１０及び図１１を用いて、実施の形態２にかかる変調装置３０の構成例及び巡回シフトＣＤＭとDistributed FDMのハイブリット多重を用いた場合の直交パイロット信号の生成について説明する。図１０は、実施の形態２にかかる変調装置の構成例を示す図である。図１１は、巡回シフトＣＤＭとDistributed FDMのハイブリット多重を用いた場合の直交パイロット信号の生成について説明するための図である。図１１は、巡回シフト数Ｎ_ＣＳ＝２、及びDistrubuted FDMの多重数Ｎ_ＦＤＭ＝４の場合の例を示している。

図１０に示すように、変調装置３０は、拡散符号生成部３１と、巡回シフト生成部３２と、変換部３３と、サブキャリアマッピング部３４と、逆変換部１３と、を備える。なお、逆変換部１３は、実施の形態２と同様であるため、説明を割愛する。

拡散符号生成部３１は、図示しない制御部から送信アンテナ固有のパイロット信号の拡散符号が指定され、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列等の拡散符号を生成し、生成した拡散符号を巡回シフト生成部３２に入力する。

巡回シフト生成部３２は、図示しない制御部から送信アンテナ固有のパイロット信号の巡回シフト量が指定され、同時多重ユーザ数に相当する数の異なる巡回シフト数の巡回シフト系列を生成する。巡回シフト生成部３２は、生成された拡散符号を、当該拡散符号の系列長を巡回シフト数で除算した数で巡回シフトして巡回シフト数の巡回シフト系列を生成する。

変換部３３は、系列長Ｎ_ｐｌｔの巡回シフト拡散されたパイロット信号を離散フーリエ変換により周波数領域信号に変換する。変換部３３は、巡回シフト数の系列長Ｎ_ｐｌｔのパイロット信号を、系列長Ｎ_ｐｌｔに相当する段数を有する離散フーリエ変換により周波数領域信号に変換する。離散フーリエ変換のサンプル数はＮ_ＤＦＴ＝Ｎ_ｐｌｔである。なお、変換部３３は、高速フーリエ変換により周波数領域信号に変換してもよい。

サブキャリアマッピング部３４は、図示しない制御部からサブキャリア位置が指定され、各送信アンテナのパイロット信号をＮ_ＦＤＭサブキャリア間隔で離散的に櫛の歯状にマッピングする。

図１１を用いてサブキャリアマッピング部３４のマッピングについて説明する。サブキャリアマッピング部３４は、第１及び第２の送信アンテナのパイロット信号を、第１番目のサブキャリアからＮ_ＦＤＭサブキャリア間隔で離散的に櫛の歯状にマッピングする。図１１の一番上の図のように、サブキャリアマッピング部３４は、第１の送信アンテナ（送信アンテナ＃０）及び第２の送信アンテナ（送信アンテナ＃１）のパイロット信号を、斜線でハッチングされたサブキャリアのように、第１番目のサブキャリアからＮ_ＦＤＭサブキャリア間隔で離散的に櫛の歯状にマッピングする。送信アンテナ数をＮ_Ｔｘとすると、Ｎ_ＦＤＭ＝Ｎ_Ｔｘ／Ｎ_ＣＳである。そのため、Ditributed FDMのみでパイロット信号を直交多重する場合に比較して、パイロット信号を多重するサブキャリア間間隔Ｎ_ＦＤＭをＮ_ＣＳだけ狭くすることができる。従って、周波数選択性フェージングチャネルにおける周波数領域のチャネル応答の推定精度を向上することができる。

図１１の上から２番目の図のように、サブキャリアマッピング部３４は、第３の送信アンテナ（送信アンテナ＃２）及び第４の送信アンテナ（送信アンテナ＃３）のパイロット信号を、横線でハッチングされたサブキャリアのように、第２番目のサブキャリアからＮ_ＦＤＭサブキャリア間隔で離散的に櫛の歯状にマッピングする。すなわち、サブキャリアマッピング部３４は、第２ｔ及び（２ｔ＋１）の送信アンテナのパイロット信号を、初期サブキャリア位置を１サブキャリアシフトして第（ｔ＋１）番目のサブキャリアからＮ_ＦＤＭサブキャリア間隔で離散的にマッピングする。なお、ｔは０以上の整数である。

サブキャリアマッピング部３４は、以降、同様に初期サブキャリア位置を１サブキャリアずつシフトして、Ｎ_ＦＤＭサブキャリア間隔で離散的にマッピングする。これにより、サブキャリアマッピング部３４は、図１１の一番下の図のように、巡回シフトＣＤＭ及びDistributed FDMハイブリッド多重を用いるＮ_ＣＳ×Ｎ_ＦＤＭ個の直交パイロット信号を生成することができる。

次に、図１２及び図１３を用いて、復調装置４０の構成例について説明し、復調装置４０における巡回シフトＣＤＭとDistributed FDMのハイブリッド多重を用いた場合のパイロット信号分離処理について説明する。図１２は、実施の形態２にかかる復調装置の構成例を示す図である。図１３は、巡回シフトCDMとDistributed FDMのハイブリッド多重を用いた場合の受信機におけるパイロット信号分離処理を説明するための図である。

復調装置４０は、変換部４１と、サブキャリアデマッピング部４２と、チャネル応答生成部４３と、平均化・補間部４４とを備える。

変換部４１は、受信信号のパイロットブロックから、ＣＰ及びＣＳを除去後、離散フーリエ変換により周波数領域信号に変換する。なお、変換部４１は、高速フーリエ変換により周波数領域信号に変換してもよい。

サブキャリアデマッピング部４２は、各送信信号固有のパイロット信号を離散的に抽出する。サブキャリアデマッピング部４２は、ＣＤＭ及びＦＤＭ多重された周波数領域のパイロット信号から、先頭サブキャリア位置をシフトさせて、所定のサブキャリア間隔で、当該サブキャリア間隔の数のパイロット信号のサブキャリア信号を抽出する。サブキャリア間隔は、受信アンテナ数をパイロット信号の巡回シフト数で除算された数である。

図１２の一番上の図は、送信アンテナ数分の巡回シフトＣＤＭ及びＦＤＭ多重されたパイロット信号を示している。図１２の上から２番目の図は、サブキャリアデマッピング部４２が行う動作を示しており、サブキャリアデマッピング部４２は、着目する送信アンテナのパイロット信号が多重されているサブキャリア信号を抽出する。

チャネル応答生成部４３は、逆拡散を用いてチャネル応答を生成する。チャネル応答生成部４３は、抽出したパイロット信号のサブキャリア信号に周波数領域のパイロット信号の巡回シフト系列の複素共役を乗算し、Ｎ_ＦＤＭ間隔のＮ_ＣＳ個の信号を同相加算することにより、チャネル応答を生成する。図１２の上から３番目の図は、チャネル応答生成部４３が行う動作を示しており、チャネル応答生成部４３は、着目する送信アンテナのパイロット信号の巡回シフト系列の複素共役を乗算する。チャネル応答生成部４３は、Ｎ_ＦＤＭ間隔のＮ_ＣＳ個の信号を同相加算してチャネル応答を生成する。

離散フーリエ変換により、時間領域のシフトは、周波数領域の位相回転処理に相当する。時間領域における巡回シフト数Ｎ_ＣＳに対して、周波数領域では、サブキャリア毎に２π／Ｎ_ＣＳだけ位相シフトが生じる。従って、離散的にマッピングされたＮ_ＣＳサブキャリア間で位相回転量が２πになるため、Ｎ_ＣＳサブキャリア間での符号の相互相関はゼロになる。

平均化・補間部４５は、同一の送信アンテナの逆拡散後のチャネル応答の推定値を平均化する。サブキャリアデマッピング、及び逆拡散後のチャネル応答は、雑音の影響が大きいため、平均化・補間部４５は、同一の送信アンテナの逆拡散後のチャネル応答の推定値を平均化することにより、雑音成分を低減する。

平均化・補間部４５は、平均化する手段及び補間する手段として機能する。平均化・補間部４５は、パイロット信号が多重されているサブキャリア位置のチャネル等を補間することにより、情報シンボルが多重されているサブキャリア位置のチャネル応答を推定する。平均化・補間部４５は、平均２乗誤差最小(ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error)フィルタを用いて、複数の離散的なサブキャリア位置のチャネル応答の推定値の平均化、及び補間を同時に行うこともできる。

以上のように、実施の形態２では、巡回シフトＣＤＭとＦＤＭのハイブリッド多重を用いる直交パイロット信号多重法について説明した。実施の形態２により、巡回シフトＣＤＭ多重のマルチパスフェージングチャネルの最大遅延時間から決まる最大許容巡回シフト数の制約を緩和することができる。

（実施の形態３）
続いて、実施の形態３について説明する。実施の形態３では、変調装置がパイロット信号をブーストする機能を有し、パイロット信号をブーストする動作を行う。まず、図１４を用いて、実施の形態３の変調装置の概要について説明する。図１４は、実施の形態３にかかる変調装置の概要を説明するための図である。

図１４に示すように、実施の形態１のDistributed FDM多重の場合、及び実施の形態２の巡回シフトＣＤＭとDistributed FDMのハイブリッド多重の場合の双方において、パイロット信号ブロック及び情報シンボルブロックはＴＤＭ多重される。

パイロット信号を用いる各サブキャリア（周波数成分）のチャネル応答の推定精度は、周波数領域等化(ＦＤＥ)の等化ウエイトの精度、位相雑音の推定精度等に影響を与える。従って、情報シンボルの送信電力（従って、受信電力）が同じ場合でもパイロット信号の送信電力（従って、受信電力）を増大（ブースト）することにより、パイロット信号の受信ＳＮＲ（signal-to-noise ratio）が向上し、ＦＤＥ等化ウエイトの精度、及び位相雑音の推定精度が向上する。結果として、情報シンボルのビット誤り率を改善できる。そこで、実施の形態３にかかる変調装置では、受信機の受信状態、すなわち受信ＳＮＲに応じて、情報シンボルが所要の受信ビット誤り率を満たすために、各送信アンテナ固有のパイロット信号の送信電力をブーストする機能を有する。

パイロット信号の送信電力の制御は、フェージング変動に追従するような高速である必要はなく、平均的なＳＮＲが所要のビット誤り率を満たすような所要受信ＳＮＲになるように、基地局の置局時、又は周辺の干渉状態が変化した場合等に更新する程度の非常に長区間における制御で充分である。

図１５を用いて、実施の形態３にかかる変調装置５０について説明する。図１５は、実施の形態３にかかる変調装置の構成例を示す図である。図１５は、実施の形態１にかかる変調装置１０を基準とした、実施の形態３にかかる変調装置５０を示す図である。実施の形態２にかかる変調装置３０を基準とした場合、逆変換部１３の後段にブースト部５１と、ＤＡ（Digital-to-Analog Convertor）変換器５２とを備える構成となる。なお、図６及び図１０では図示を省略しているが、実施の形態１にかかる変調装置１０及び実施の形態２にかかる変調装置３０もＤＡ変換器５２を備える構成である。

ブースト部５１は、パイロット信号の送信電力をブーストする。ブースト部５１は、変調装置５０に対向する受信装置からパイロット信号の送信電力を上げる又は下げることを要求するメッセージを受信する。受信装置は、誤り率を測定し、目標の誤り率を満たすか否かに応じて、パイロット信号の送信電力を上げるか又は下げるかを決定し、決定した内容を上記メッセージに含めて送信する。ブースト部５１は、受信したメッセージにしたがって、送信電力を上げる又は下げるという制御を行う。

ブースト部５１は、逆変換部１３がＩＤＦＴ変換し出力した、複数送信アンテナのパイロット信号をＦＤＭ、ＣＤＭ及びＦＤＭ多重後のディジタル信号に、ブーストする振幅倍の係数を乗算するか、又はビットシフトする。このように、ブースト部５１は、ブーストする振幅倍の係数を乗算するか、又はビットシフトすることにより容易に実現できる。

ＤＡ変換器５２は、ディジタル信号をアナログ信号に変換する。ブースト部５１は、ＤＡ変換器５２の前段ではなく、後段に備える構成であってもよく、ＤＡ変換器５２が変換した、ＤＡ変換後のアナログ信号を増幅するようにしてもよい。このようにしても、パイロット信号の送信電力をブーストすることが実現できるが、ＤＡ変換前のディジタル信号に対して増幅する方が容易となる。

例えば、非特許文献８のように、３ＧＰＰ（3rd Generation Partnership Project）では、ＩＡＢ（Integrated Access and Backhaul）と呼ばれる無線アクセスリンクと無線バックホールシンクを統合した方式の無線規格の標準化が行われている。無線アクセスリンクの５ＧのＮＲ（New Radio）の無線規格をベースにして、無線バックホールを実現する方式である。集中基地局(IAB donnerと呼ばれる)と中継基地局（IAB nodeと呼ばれる）との間の無線バックホールに、ＩＡＢを適用することを想定している。ＩＡＢでは、特に、小セルの中継基地局の数が多数ある環境も想定され、中継基地局間の干渉も課題になる。このような、小セルに中継基地局が多数ある環境においては、上述した変調装置５０が有するパイロット信号の送信電力のブースト機能は有効になる。

（実施の形態４）
＜ＦＤＥ及び位相雑音推定及び補償を含む復調装置構成＞
実施の形態４では、２×２のＬＯＳ−ＭＩＭＯ無線通信システムにおける受信機が有する復調装置の構成について説明する。具体的には、シングルキャリア伝送を用いるＬＯＳ−ＭＩＭＯにおける、ＦＤＭに適した位相雑音推定及び補償であって、時間領域及び周波数領域処理で位相雑音推定及び補償を行う復調装置について説明する。

なお、２×２のＬＯＳ−ＭＩＭＯ無線通信システムはＬＯＳ−ＭＩＭＯ無線通信システムの一例であるため、送信アンテナ数及び受信アンテナ数は２に限られない。また、以降の実施の形態についても、実施の形態４と同様に、２×２のＬＯＳ−ＭＩＭＯ無線通信システムにおける受信機が有する復調装置について説明する。

ＬＯＳ−ＭＩＭＯでは、送信機及び受信機のアンテナ間隔を広く設定する必要があるため、各アンテナで独立な基準発振器を有する構成になる。従って、２アンテナを有する２系統の送信機及び受信機、それぞれにおいて独立な位相雑音を受けるモデルになる。パイロットシンボルを位相雑音に起因する位相変動がほぼ一定と見做せる間隔に挿入する。パイロットシンボルの挿入周期に相当する任意のスロットに着目したときの送信機及び受信機において、ブランチ０及び１の位相雑音に起因する位相変動を、

で表す。

まず、図１６を用いて、２×２のＬＯＳ−ＭＩＭＯ無線通信システムにおける復調装置の基本構成について説明する。図１６は、復調装置の基本構成例を示す図である。図１６に示す復調装置６０は、２×２のＬＯＳ−ＭＩＭＯ無線通信システムにおける復調装置の基本構成を示しており、図３において示したＦＤＥ構成に対応する。復調装置６０は、図３において示したＦＦＴ６１と、ＦＤＥ６２と、ＩＦＦＴ６３を備えている。また、復調装置６０は、送信機及び受信機におけるブランチ０及び１の位相雑音を補償する位相変動補償部６４及び６５を備える。

次に、図１７を用いて、２×２ ＬＯＳ−ＭＩＭＯにおける復調装置７０の構成例について説明する。図１７は、実施の形態４にかかる復調装置の構成例を示す図である。復調装置７０は、パイロット信号を用いる位相雑音推定・補償部（位相雑音推定及び補償部）７１と、変換部７２と、パイロット信号の周波数領域の逆拡散を行うチャネル応答生成部７３と、等化ウエイト生成部７４と、等化ウエイト乗算部７５と、加算部７６と、逆変換部７７とを備える。

位相雑音推定・補償部７１は、時間領域の受信信号のパイロット信号を逆拡散して、各送信アンテナに対応するチャネル応答の推定値を生成する。位相雑音推定・補償部７１は、情報シンボルブロック間に一定周期で挿入されたパイロットブロックに多重されたパイロット信号を用いて複数の送信アンテナから送信された送信信号のチャネル応答を推定する。

位相雑音推定・補償部７１は、周期的に多重されたパイロット信号で推定したチャネル応答より、パイロットブロック位置の位相雑音に起因する位相変動を推定する。位相雑音推定・補償部７１は、受信機の受信アンテナ＃０に対して

を、受信アンテナ＃１に対して

を推定する。

位相雑音推定・補償部７１は、複数のパイロットブロックのチャネル応答を、重み付き移動平均、あるいは平均２乗誤差最小（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error）規範のフィルタで平均化することにより、パイロット信号に重畳されている雑音成分を低減する。

位相雑音推定・補償部７１は、パイロットブロック位置における位相雑音に起因する位相変動を補間することにより、パイロットブロック間の情報シンボル位置における位相変動を生成し補償する。位相雑音推定・補償部７１は、パイロットブロックのチャネル応答を補間することにより、パイロットブロック間の情報シンボル位置のチャネル応答を求める。補間には線形補間、２次補間等を用いることができる。位相雑音推定・補償部７１は、情報シンボル位置の位相雑音に起因する位相変動の逆位相を情報シンボルに乗算することにより、位相雑音を補償する。位相雑音推定・補償部７１は、位相雑音を補償した信号を変換部７２に出力する。

変換部７２は、位相雑音が補償された４つの信号を離散フーリエ変換により、周波数領域信号に変換する。復調装置７０では、４個の離散フーリエ変換を行う変換部７２が必要となる。なお、変換部７２は、高速フーリエ変換により周波数領域信号に変換してもよい。

チャネル応答生成部７３は、周波数領域信号に変換後のパイロット信号を逆拡散することにより、各送信アンテナからの各送信信号に対する各サブキャリア位置のチャネル応答を推定する。

等化ウエイト生成部７４は、チャネル応答の推定値から、平均２乗誤差最小（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error）規範の等化ウエイトを生成する。

等化ウエイト乗算部７５は、等化ウエイト生成部７４が生成した等化ウエイトを、受信信号の各サブキャリア信号の情報シンボルに乗算することにより、周波数領域等化を行う。

加算部７６は、同一送信アンテナからの２アンテナ受信の周波数領域等化後の信号を同相加算してダイバーシチ合成する。

逆変換部７７は、ダイバーシチ合成後の信号を逆離散フーリエ変換により時間領域信号に変換する。逆変換部７７により変換された時間領域信号は、時間領域の各情報シンボルの各ビットの対数尤度比（ＬＬＲ：Loeg-Lielihood Ratio）が計算され、デインタリーブ後、誤り訂正復号器に入力される。なお、逆変換部７７は、逆高速フーリエ変換により時間領域信号に変換してもよい。

次に、図１８を用いて、復調装置７０における時間領域のパイロット信号を用いる位相雑音推定法について説明する。図１８は、時間領域のパイロット信号を用いる位相雑音推定法を説明するための図である。

図１８に示すブロックは、シングルキャリア伝送のフレーム構成を示しており、斜線によりハッチングされたブロックは、パイロット信号ブロックを示している。また、ハッチングされていないブロックは、情報シンボルブロックを示している。また、図１８では、２つの位相雑音推定法を説明するための図となっている。フレーム構成が記載されたブロック図を基準に、上側に記載した矢印は、チャネル応答の平均化及び補間を２段階で行う１つ目の方法を説明するための図となっている。フレーム構成が記載されたブロック図を基準に、下側に記載した矢印は、各情報シンボル位置のチャネル応答の推定値を直接求める２つ目の方法を説明するための図となっている。

まず、１つ目の方法について説明する。位相雑音推定・補償部７１は、周期的に多重されたパイロット信号位置の位相雑音に起因する位相変動を推定する。位相雑音推定・補償部７１は、複数のパイロット信号ブロックの移動変動の推定値を平均することにより、雑音の影響を低減する。しかしながら、時間間隔が大きなパイロット信号ブロック間の位相変動の相関は小さくなるため、平均化するとかえって位相変動の推定誤差の増大を招く場合がある。従って、例えば、関連する非特許文献５のように、ＭＭＳＥ規範のＷｉｅｎｅｒフィルタを用いて、複数のパイロット信号ブロックの位相変動の推定値を平均化する方法が提案されている。位相雑音推定・補償部７１は、パイロット信号ブロックの位相変動の推定値を補間することにより、その間の情報シンボル位置の位相変動を推定する。

次に２つ目の方法について説明する。ＭＭＳＥフィルタを用いることにより、パイロット信号ブロックの位相変動の推定値から、情報シンボル位置の位相変動を直接求めることもできる。そのため、位相雑音推定・補償部７１は、ＭＭＳＥフィルタを用いて、パイロット信号ブロックの位相変動の推定値に基づいて、各情報シンボル位置のチャネル応答の推定値を直接求めることもできる。

（実施の形態５）
続いて、実施の形態５にかかる復調装置について説明する。実施の形態５は、実施の形態４において説明した復調装置の改良例である。図１９を用いて、実施の形態５にかかる復調装置８０の構成について説明する。図１９は、実施の形態５にかかる復調装置の構成例を示す図である。実施の形態５にかかる復調装置８０は、実施の形態４にかかる復調装置７０の構成にＰＬＬを用いる位相雑音推定・補償部（位相雑音推定及び補償部）８１が追加された構成である。

位相雑音推定・補償部８１は、等化後の時間領域信号に含まれる位相雑音に起因する残留位相雑音を推定し、等化後の時間領域信号における推定された残留位相雑音を低減する。

実施の形態４にかかる復調装置７０から出力される出力信号には、それぞれ、

の残留位相雑音が存在する。位相雑音推定・補償部８１は、上記したそれぞれの送信信号の残留位相変動を、位相ロックループ（ＰＬＬ：phase locked loop）を用いて推定及び補償し、残留位相雑音を低減する。

図２０を用いて、位相雑音推定・補償部８１の詳細な構成について説明する。図２０は、ＰＬＬを用いる位相雑音推定・補償部の構成例を示す図である。位相雑音推定・補償部８１は、ＱＡＭデマッピング部８１１、誤り訂正復号器８１２、ＱＡＭマッピング部８１３、位相検出器（ＰＤ：Phase detector）８１４、ループフィルタ８１５、及び位相変動補償部８１６を含む。ＱＡＭデマッピング部８１１は、逆離散フーリエ変換後の情報シンボルの各ビットのＬＬＲを推定する。

誤り訂正復号器８１２は、各ビットのＬＬＲを誤り訂正復号器に入力し、誤り訂正復号を行う。
ＱＡＭマッピング部８１３は、誤り訂正復号器８１２が出力したＬＬＲを硬判定して、シンボルにマッピングする。

ＰＤ８１４は、着目する情報シンボルに対して位相雑音に起因する位相変動を補償した信号とＱＡＭマッピング部８１３が出力した情報シンボルとの位相差を検出する。
ループフィルタ８１５は、位相差を平均化し、位相変動の推定値を生成する。
位相変動補償部８１６は、着目する情報シンボルに対して位相雑音に起因する位相変動を補償し、位相変動が補償された信号を出力する。

（実施の形態６）
続いて、実施の形態６にかかる復調装置について説明する。
ＦＤＥを用いる受信機（復調装置）では、パイロットブロック及び情報シンボルブロックはともに、離散フーリエ変換又は高速フーリエ変換により周波数領域信号に変換される。以降の説明では、ブロックインデックスを省略して説明する。また、以降の説明では、パイロットブロック及び情報シンボルブロックは、離散フーリエ変換により周波数領域信号に変換されるとして記載する。

マルチパスフェージングを受けた、ブロック単位の受信信号は、式（３）で表される。

式（３）において、ｘ（ｎ）はパイロット信号又は情報シンボル系列を表し、ｈ（ｎ）はチャネルインパルス応答を表し、φ（ｎ）は位相雑音に起因する位相変動を表し、ξ（ｎ）は雑音成分を表す。

離散フーリエ変換後のサブキャリア（周波数成分）ｋ（ｋ＝０，１，．．．，Ｎ_ＤＦＴ−１）は、式（４）で表される。

式（４）において、Ｘ_ｋ、Ｈ_ｋ、ηは、それぞれ、サブキャリアｌにおけるシンボル、チャネル応答、及び雑音成分を表す。Ｊ_ｉは、時間領域の位相雑音信号ｅ^{ｊφ（ｎ）}を離散フーリエ変換した周波数領域信号、すなわちＤＦＴ係数を表す。また、ｉはサブキャリアインデックスであり、ｉ＝−Ｎ_ＤＦＴ／２，．．．，（Ｎ_ＤＦＴ／２）−１である。

式（５）において、ゼロ周波数成分Ｊ_０は以下の式（６）で表される。

式（６）において、Φ_０はブロック間の平均の位相偏移を表し、Δφ（ｎ）は各サンプル点におけるΦ_０からの位相偏移を表す。

Δφ（ｎ）は非常に小さな値であるため、式（６）の近似が成り立つ。ゼロ周波数成分Ｊ_０は、全てのサブキャリア位置で共通の位相回転であるため、ＣＰＥ（Common Phase Error）と呼ばれ、容易に推定できる。式（４）の右辺第２項は、サブキャリア位置に応じて異なるサブキャリア間干渉（ＩＣＩ：Inter-subcarrier interference）である。式（４）に示すように、時間領域における位相雑音に起因する位相変動は、周波数領域では、隣接する複数のサブキャリアに与えるサブキャリア間干渉になる。そこで、本実施の形態にかかる復調装置では、周波数領域の受信信号に対して、ＣＰＥを推定及び補償し、その後、周波数領域等化を行う。

図２１を用いて、実施の形態６にかかる復調装置９０の構成例について説明する。図２１は、実施の形態６にかかる復調装置の構成例を示す図である。復調装置９０は、変換部９１と、チャネル応答生成部９２と、共通位相誤差推定・補償部（共通位相誤差推定及び補償部）９３と、等化ウエイト生成部９４と、等化ウエイト乗算部９５と、加算部９６と、逆変換部９７とを備える。

復調装置９０は、周波数領域の受信信号に対して、ＣＰＥを推定及び補償し、その後、周波数領域等化を行う。なお、式（４）において、ゼロ周波数成分Ｊ_０に比較して、高次のサブキャリア間干渉Ｊ_ｉ（ｉ＝−Ｎ_ＤＦＴ／２，．．．，（Ｎ_ＤＦＴ／２）−１）が小さいため、復調装置９０は、高次のサブキャリア間干渉Ｊ_ｉの除去を無視する。

変換部９１は、受信信号を離散フーリエ変換により、周波数領域信号に変換する。なお、変換部９１は、受信信号を高速フーリエ変換により周波数領域信号に変換してもよい。

チャネル応答生成部９２は、周波数領域のパイロット信号を逆拡散することにより、各サブキャリア位置のチャネル応答を算出する。

共通位相誤差推定・補償部９３は、各サブキャリア位置のチャネル応答に基づいて、送信信号帯域の全ての周波数成分（サブキャリア）で共通の位相変動を推定する。共通位相誤差推定・補償部９３は、受信信号に推定した位相変動と逆の位相変動を乗算して位相変動を補償する。

共通位相誤差推定・補償部９３は、パイロット信号ブロックのパイロットシンボルを用いて、式（７）によりＣＰＥを推定する。

式（７）において、Ｘ_ｐｌｔ（ｋ）及びＲ_ｐｌｔ（ｋ）は、それぞれ、パイロットシンボルの複素信号、受信信号の周波数領域信号である。

共通位相誤差推定・補償部９３は、推定した

の複素共役を受信信号に乗算することによりＣＰＥを補償する。

等化ウエイト生成部９４は、チャネル応答の推定値から、平均２乗誤差最小（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error）規範の等化ウエイトを生成する。
等化ウエイト乗算部９５は、等化ウエイトを受信信号の各サブキャリア信号に乗算することにより、周波数領域等化を行う。

加算部９６は、同一送信アンテナからの２アンテナ受信の周波数領域等化後の信号を同相加算してダイバーシチ合成する。
逆変換部９７は、ダイバーシチ合成後の信号を逆離散フーリエ変換により時間領域信号に変換する。なお、逆変換部９７は、ダイバーシチ合成後の信号を逆高速フーリエ変換により時間領域信号に変換してもよい。

（変形例）
実施の形態６にかかる復調装置９０は、位相ロックループＰＬＬを用いた残留位相雑音に起因する位相変動を推定し、推定された位相変動を補償する構成としてもよい。図２２は、実施の形態６の変形例にかかる復調装置の構成例を示す図である。

復調装置１００は、実施の形態６にかかる復調装置９０が備える構成に加えて、位相雑音推定・補償部（位相雑音推定及び補償部）１０１を備える。

位相雑音推定・補償部１０１は、図２０に示した構成を有しており、図２０に示したＰＬＬを用いて、残留位相雑音に起因する位相変動を推定し、推定された位相変動を補償する。

（実施の形態７）
続いて、実施の形態７にかかる復調装置１１０について説明する。図２３は、実施の形態７にかかる復調装置の構成例を示す図である。復調装置１１０は、変換部１１１、チャネル応答生成部１１２、共通位相誤差推定・補償部（共通位相誤差推定及び補償部）１１３、等化ウエイト生成部１１４、等化ウエイト乗算部１１５、サブキャリア間干渉推定・除去部１１６、等化ウエイト乗算部１１７、加算部１１８及び逆変換部１１９を含む。

復調装置１１０は、周波数領域の受信信号に対して、ＣＰＥを推定及び補償し、その後、周波数領域等化を行い、式（５）で示すサブキャリア間干渉を推定し、除去する。

変換部１１１は、受信信号を離散フーリエ変換により、周波数領域信号に変換する。なお、変換部１１１は、受信信号を高速フーリエ変換により周波数領域信号に変換してもよい。

チャネル応答生成部１１２は、周波数領域のパイロット信号を逆拡散することにより、各サブキャリア位置のチャネル応答を算出する。

共通位相誤差推定・補償部１１３は、パイロット信号ブロックのパイロットシンボルを用いて、実施の形態６にかかる復調装置９０と同様に、ＣＰＥ Ｊ_０を推定し、

の複素共役を受信信号に乗算することによりＣＰＥを補償する。

等化ウエイト生成部１１４は、チャネル応答の推定値から、平均２乗誤差最小（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error）規範の等化ウエイトを生成する。

等化ウエイト乗算部１１５は、受信信号の各サブキャリア信号に生成した等化ウエイトを乗算して周波数領域等化を行う。

サブキャリア間干渉推定・除去部１１６は、受信信号の各サブキャリア位置におけるサブキャリア間干渉を推定し、当該推定されたサブキャリア間干渉を補償する。

ここで、ｌ＝｛０，１，．．．，Ｎ−１｝のサブセットをＬ＝｛ｌ_１，ｌ_２，．．．，ｌ_ｋ｝で定義する。サブキャリアのサブセットＬに対する周波数領域の受信信号を

で表す(^Ｔは転置を表す)。Ｒは次式で表される。

位相雑音に起因する周波数スペクトル成分Ｊ_ｉ （ｉ＝−ｕ，．．．，ｕ）を推定する。ｋ＝２ｕ＋１とし、式（８）をベクトル表示で表すと次式になる。

平均２乗誤差最小（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error）アルゴリズムを用いて、式（９）から、Ｊの推定値

は次式で求められる。

式（１０）において、

である。

式（１１）において、

は、パイロット信号を用いて推定できるか、又は着目するＦＦＴブロックの前のＦＦＴブロックの情報シンボルを用いて判定帰還処理により求めることができる。

式（１１）における行列Ａは、復調後のシンボルＸ_ｌから構成されている。Ｘ_ｌには、周波数領域等化後の複素信号を用いる。Ｒ_Ｎを

として、位相雑音に起因する位相変動補償後の周波数領域信号は、次式に示すように、Ｒ_ＮとＵとの畳込み処理により計算できる。

式（１２）において、

、ただし、ｉの値は、着目するサブキャリアの近傍のｉ＝−ｕ，．．．，ｕのみであり、｜ｉ｜＞ｕのＪ_ｉは、与えるサブキャリア間干渉が小さいためゼロとする。

サブキャリア間干渉推定・除去部１１６は、式（１２）を用いて、位相雑音に起因するサブキャリア間干渉を除去した後の周波数領域信号を算出する。換言すると、サブキャリア間干渉推定・除去部１１６は、情報シンボルブロックの各サブキャリア位置の受信信号、各サブキャリア位置のチャネル応答の推定値、各サブキャリア位置の等化後の信号に基づいて、位相雑音の離散フーリエ変換係数を求める。また、サブキャリア間干渉推定・除去部１１６は、各サブキャリア位置のチャネル応答の推定値、各サブキャリア位置の等化後の信号、位相雑音の離散フーリエ変換係数から、各サブキャリア位置におけるサブキャリア間干渉を推定し、補償する。

等化ウエイト乗算部１１７は、位相雑音に起因するサブキャリア間干渉を除去した信号に対して、ＭＭＳＥ等化ウエイトを用いて周波数領域等化を行う。

加算部１１８は、同一送信アンテナからの２アンテナ受信の周波数領域等化後の信号を同相加算してダイバーシチ合成する。
逆変換部１１９は、ダイバーシチ合成後の信号を逆離散フーリエ変換により時間領域信号に変換する。なお、逆変換部１１９は、逆高速フーリエ変換により時間領域信号に変換してもよい。

（実施の形態８）
続いて、実施の形態８にかかる復調装置１２０について説明する。図２４は、実施の形態８にかかる復調装置の構成例を示す図である。復調装置１２０は、変換部１２１、チャネル応答生成部１２２、共通位相誤差推定・補償部（共通位相誤差推定及び補償部）１２３、等化ウエイト生成部１２４、等化ウエイト乗算部１２５、サブキャリア間干渉推定・除去部（サブキャリア間干渉推定及び除去部）１２６、加算部１２７及び逆変換部１２８を含む。復調装置１２０は、硬判定部１２９、変換部１３０、等化ウエイト乗算部１３１及び加算部１３２をさらに含む。

変換部１２１、チャネル応答生成部１２２及び共通位相誤差推定・補償部１２３は、実施の形態７にかかる変換部１１１、チャネル応答生成部１１２及び共通位相誤差推定・補償部１１３に対応し同様の構成である。等化ウエイト生成部１２４及び等化ウエイト乗算部１２５は、実施の形態７にかかる等化ウエイト生成部１１４及び等化ウエイト乗算部１１５に対応し同様の構成である。そのため、実施の形態７と同様の構成である上記構成に関する説明を適宜割愛しながら説明する。

復調装置１２０は、実施の形態７にかかる復調装置１１０と同様に、周波数領域の受信信号に対して、ＣＰＥを推定及び補償し、その後、式（５）で示すサブキャリア間干渉を推定し、除去する構成である。本実施の形態では、上記した式（１１）におけるＸ_ｌに、逆変換部１２８が行う逆離散フーリエ変換処理後の硬判定シンボルを用いる。

加算部１２７は、同一送信アンテナからの２アンテナ受信の周波数領域等化後の信号を同相加算してダイバーシチ合成する。
逆変換部１２８は、加算部１２７においてダイバーシチ合成された信号に対して逆離散フーリエ変換を行い、時間領域の信号に変換し硬判定部１２９に出力する。

硬判定部１２９は、逆変換部１２８から出力された信号に対してシンボル単位で硬判定を行い、硬判定結果として硬判定シンボルを出力する。
変換部１３０は、硬判定シンボルに対して離散フーリエ変換を行い周波数領域のサブキャリア信号に変換する。なお、変換部１３０は、高速フーリエ変換を行い周波数領域のサブキャリア信号に変換してもよい。

サブキャリア間干渉推定・除去部１２６は、硬判定シンボルを用いて位相雑音のＤＦＴ係数Ｊ_ｉ （ｉ＝−ｕ，．．．，ｕ）を求める。サブキャリア間干渉推定・除去部１２６は、実施の形態７と同様に、

を計算し、式（１２）から、位相雑音抑圧後の信号を求める。サブキャリア間干渉推定・除去部１２６は、位相雑音に起因するサブキャリア間干渉を除去した信号を等化ウエイト乗算部１３１に出力する。

等化ウエイト乗算部１３１は、位相雑音に起因するサブキャリア間干渉が除去された信号に対して、ＭＭＳＥ等化ウエイトを用いて周波数領域等化を行う。
加算部１３２は、同一送信アンテナからの２アンテナ受信の周波数領域等化後の信号を同相加算してダイバーシチ合成する。

復調装置１２０は、硬判定シンボルを用いて判定帰還処理を行うため、硬判定シンボルは判定帰還シンボルとも言える。そのため、サブキャリア間干渉推定・除去部１２６は、情報シンボルブロックの各サブキャリア位置の受信信号、各サブキャリア位置のチャネル応答の推定値、及び各サブキャリア位置の等化後の信号から位相雑音の離散フーリエ変換係数を求める動作をする。さらに、サブキャリア間干渉推定・除去部１２６は、各サブキャリア位置のチャネル応答の推定値、位相雑音の離散フーリエ変換係数、及び判定帰還情報シンボルを用いて、各サブキャリア位置におけるサブキャリア間干渉を推定し補償する動作をする。

なお、本実施の形態では、判定帰還シンボルを用いてサブキャリア間干渉を推定するが、判定帰還処理に起因する遅延時間は非常に短いため、処理遅延の影響は小さい。

（変形例）
実施の形態８にかかる復調装置１２０は、位相ロックループＰＬＬを用いた残留位相雑音に起因する位相変動を推定し、推定された位相変動を補償する構成としてもよい。図２５は、実施の形態８の変形例にかかる復調装置の構成例を示す図である。

復調装置１４０は、実施の形態８にかかる復調装置１２０が備える構成に加えて、位相雑音推定・補償部（位相雑音推定及び補償部）１４１を備える。

位相雑音推定・補償部１４１は、図２０に示した構成を有しており、図２０に示したＰＬＬを用いて、残留位相雑音に起因する位相変動を推定し、推定された位相変動を補償する。

復調装置１４０は、各サブキャリア位置のチャネル応答の推定値、位相雑音の離散フーリエ変換係数、及び判定帰還情報シンボルを用いて、各サブキャリア位置におけるサブキャリア間干渉を推定し、補償する処理を繰り返し行う。さらに、復調装置１４０は、位相ロックループ（ＰＬＬ）を用いて残留位相変動を推定して、補償する処理を繰り返し行う。したがって、復調装置１４０によれば、残留位相雑音を非常に低いレベルに抑圧できる。

（実施の形態９）
続いて、実施の形態９にかかる復調装置１５０について説明する。図２６は、実施の形態９にかかる復調装置の構成例を示す図である。復調装置１５０は、実施の形態８にかかるサブキャリア間干渉推定・除去部１２６及び硬判定部１２９が、それぞれ、サブキャリア間干渉推定・除去部１５１及び硬判定部１５４に置き換わった構成である。また、復調装置１５０は、実施の形態８にかかる復調装置１２０の構成に加えて、ＱＡＭデマッピング部１５２、誤り訂正復号器１５３、硬判定部１５４、ＱＡＭマッピング部１５５及び変換部１５６をさらに備える。以下の説明では、実施の形態８にかかる復調装置１２０の構成と共通する構成についての説明は適宜割愛しながら説明する。

復調装置１５０は、周波数領域の受信信号に対して、ＣＰＥを推定及び補償し、その後、式（５）で示すサブキャリア間干渉を推定し、除去する構成である。また、復調装置１５０は、式（１１）におけるＸ_ｌに、誤り訂正復号後ビットをシンボルマッピングして生成した情報シンボルを用いる。

ＱＡＭデマッピング部１５２は、逆離散フーリエ変換処理後の各情報シンボルの各ビットの対数尤度比（ＬＬＲ）を計算し、誤り訂正復号器１５３に入力する。

誤り訂正復号器１５３は、例えば、低密度パリティ検査符号（ＬＤＰＣ：Low-Density Parity Check codes）復号器であり、入力されたＬＬＲに対して誤り訂正復号処理を行う。

硬判定部１５４は、誤り訂正復号器出力の高信頼な復号ビットに対して硬判定を行う。
ＱＡＭマッピング部１５５は、誤り訂正復号器出力の高信頼な復号ビットをシンボルマッピングして情報シンボルを生成する。復調装置１５０も情報シンボルを用いて判定帰還処理を行うため、情報シンボルは判定帰還情報シンボルとも言える。

変換部１５６は、生成された情報シンボルブロックを離散フーリエ変換により周波数領域のサブキャリア信号に変換して、サブキャリア間干渉推定・除去部１５１に出力する。なお、変換部１５６は、高速フーリエ変換により周波数領域のサブキャリア信号に変換してもよい。

サブキャリア間干渉推定・除去部１５１は、変換部１５６から出力された周波数領域のサブキャリア信号を、式（１１）におけるＸ_ｌに用いて、位相雑音のＤＦＴ係数Ｊ_ｉ （ｉ＝−ｕ，．．．，ｕ）を求める。サブキャリア間干渉推定・除去部１５１は、実施の形態７及び８と同様に、

を計算し、式（１２）から、位相雑音抑圧後の信号を求める。サブキャリア間干渉推定・除去部１５１は、位相雑音に起因するサブキャリア間干渉を除去した信号を等化ウエイト乗算部１３１に出力する。
等化ウエイト乗算部１３１は、位相雑音に起因するサブキャリア間干渉が除去された信号に対して、ＭＭＳＥ等化ウエイトを用いて周波数領域等化を行う。

本実施の形態にかかる復調装置１５０は、位相雑音に起因するサブキャリア間干渉を誤り訂正復号後の高信頼復号ビットを用いて生成する。誤り訂正復号ビットを用いるため、処理遅延が、実施の形態８にかかる復調装置１２０と比較して大きい。従って、実施の形態８にかかる復調装置１２０の処理を行ってから、本実施の形態にかかる復調装置１５０の処理を行う構成としてもよい。

以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施の形態によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。また、本開示は、それぞれの実施の形態を適宜組み合わせて実施されてもよい。

また、上記の実施形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載されうるが、以下には限られない。
（付記１）
見通し内多入力多出力(ＬＯＳ−ＭＩＭＯ：Line Of Sight-Multiple Input Multiple Output)無線通信システムにおいて用いられる変調装置であって、
時間領域のパイロット信号系列を、当該パイロット信号系列の系列長に対応する第１の数の周波数領域信号に変換する手段と、
前記第１の数の周波数領域信号を、それぞれが重複しないように先頭のマッピング位置を１サブキャリアずつシフトして、自装置の送信アンテナ数のサブキャリア間隔でマッピングする手段と、
前記マッピングされた周波数領域信号を時間領域信号に変換する手段と、
前記時間領域信号をパイロットブロックに設定する手段と、を備える変調装置。
（付記２）
見通し内多入力多出力(ＬＯＳ−ＭＩＭＯ：Line Of Sight-Multiple Input Multiple Output)無線通信システムにおいて用いられる変調装置であって、
時間領域のパイロット信号系列の系列長の拡散符号を生成するとともに、前記生成された拡散符号を巡回シフトして第２の数の巡回シフト系列を生成する手段と、
前記第２の数の前記パイロット信号を、前記系列長に対応する第３の数の周波数領域信号に変換する手段と、
前記第３の数の周波数領域信号を、それぞれが重複しないように先頭のマッピング位置を１サブキャリアずつシフトして、自装置の送信アンテナ数と前記第２の数とに基づく第４の数のサブキャリア間隔で、前記系列長と、前記第４の数とに基づく第５の数の周波数成分にマッピングする手段と、
前記マッピングされた周波数領域信号を時間領域信号に変換する手段と、
前記時間領域信号をパイロットブロックに設定する手段と、を備える変調装置。
（付記３）
復調装置で測定された誤り率が目標の誤り率を満たすか否かに応じて、前記パイロット信号の送信電力を制御するためのメッセージを前記復調装置から受信する手段と、
前記メッセージに従って、送信電力を制御する手段と、をさらに備える、付記１又は２に記載の変調装置。
（付記４）
見通し内多入力多出力(ＬＯＳ−ＭＩＭＯ：Line Of Sight-Multiple Input Multiple Output)無線通信システムにおいて用いられる復調装置であって、
受信信号に含まれるパイロット信号を周波数領域信号に変換する手段と、
前記周波数領域信号から先頭サブキャリアの位置をシフトさせて、自装置の受信アンテナ数のサブキャリア間隔で前記受信アンテナ数のサブキャリア信号を抽出する手段と、
前記受信アンテナ数のサブキャリア信号の各々に、前記パイロット信号の周波数領域の系列の複素共役を乗算してチャネル応答を生成する手段と、
前記受信アンテナ数のサブキャリア信号の各々に対して、前記受信アンテナ数のサブキャリア間隔離れた複数のサブキャリア信号のチャネル応答を平均化する手段と、
前記受信アンテナ数のサブキャリア信号の各々の平均化後のチャネル応答に基づいて、
前記受信信号に含まれる各情報シンボルが設定される信号のチャネル応答を補間する手段と、を備える復調装置。
（付記５）
見通し内多入力多出力(ＬＯＳ−ＭＩＭＯ：Line Of Sight-Multiple Input Multiple Output)無線通信システムにおいて用いられる復調装置であって、
受信信号に含まれるパイロット信号を周波数領域信号に変換する手段と、
前記周波数領域信号から先頭サブキャリアの位置をシフトさせて、自装置の受信アンテナ数と前記パイロット信号の巡回シフト数とに基づく第１の数のサブキャリア間隔で前記第１の数のサブキャリア信号を抽出する手段と、
前記抽出された第１の数のサブキャリア信号の各々に、前記巡回シフト数に応じた周波数領域の系列の複素共役を乗算し、前記第１の数のサブキャリア間隔離れた複数のサブキャリア信号を同相加算してチャネル応答を生成する手段と、
前記受信アンテナ数のサブキャリア信号の各々に対して、前記受信アンテナ数のサブキャリア間隔離れた複数のサブキャリア信号のチャネル応答を平均化する手段と、
前記受信アンテナ数のサブキャリア信号の各々の平均化後のチャネル応答に基づいて、
前記受信信号に含まれる各情報シンボルが設定される信号のチャネル応答を補間する手段と、を備える復調装置。
（付記６）
見通し内多入力多出力(ＬＯＳ−ＭＩＭＯ：Line Of Sight-Multiple Input Multiple Output)無線通信システムにおいて用いられる復調装置であって、
受信信号に含まれるパイロット信号を用いて、他の無線通信装置が備える複数の送信アンテナの各々から送信された送信信号の第１のチャネル応答を推定する手段と、
前記推定された第１のチャネル応答に基づいて、前記パイロット信号が設定されたパイロットブロック位置の位相変動を推定する手段と、
前記パイロットブロック位置における位相変動に基づいて、隣接する前記パイロットブロック位置の間に含まれる情報シンボルが設定されたブロック位置における位相変動を補間し補償する手段と、
前記位相変動が補償された受信信号を周波数領域信号に変換する手段と、
前記周波数領域信号に含まれるパイロット信号を用いて、前記複数の送信アンテナの各々から送信された送信信号に対する複数のサブキャリア位置の各々のチャネル応答を示す第２のチャネル応答を推定する手段と、
前記推定された第２のチャネル応答に基づいて、等化ウエイトを生成し、前記複数のサブキャリア位置の各々の情報シンボルに前記等化ウエイトを乗算して前記周波数領域信号を等化する手段と、
前記等化された周波数領域信号を時間領域信号に変換する手段と、を備える復調装置。
（付記７）
見通し内多入力多出力(ＬＯＳ−ＭＩＭＯ：Line Of Sight-Multiple Input Multiple Output)無線通信システムにおいて用いられる復調装置であって、
時間領域の受信信号を周波数領域信号に変換する手段と、
前記変換された周波数領域信号に含まれるパイロット信号を用いて、他の無線通信装置が備える複数の送信アンテナの各々から送信された送信信号に対する複数のサブキャリア位置の各々のチャネル応答を推定する手段と、
前記推定されたチャネル応答に基づいて、全てのサブキャリア位置において共通する共通位相変動を推定し、前記変換された周波数領域信号から前記推定された共通位相変動を補償する手段と、
前記推定されたチャネル応答に基づいて、等化ウエイトを生成し、前記共通位相変動が補償された複数のサブキャリア位置の各々の情報シンボルに前記等化ウエイトを乗算して、前記周波数領域信号を等化する手段と、
前記等化された周波数領域信号を時間領域信号に変換する手段と、を備える復調装置。
（付記８）
前記複数のサブキャリア位置の各々におけるサブキャリア間干渉を推定し、当該推定されたサブキャリア間干渉を補償する手段をさらに備える、付記７に記載の復調装置。
（付記９）
前記サブキャリア間干渉が補償された周波数領域信号に、前記等化ウエイトを乗算して、前記サブキャリア間干渉が補償された周波数領域信号を等化する手段、をさらに備え、
前記補償する手段は、前記複数のサブキャリア位置の各々における周波数領域信号と、前記推定されたチャネル応答と、前記複数のサブキャリア位置の各々における乗算された周波数領域信号とに基づいて、前記複数のサブキャリア位置の各々におけるサブキャリア間干渉を推定し、当該推定されたサブキャリア間干渉を補償し、
前記変換する手段は、前記サブキャリア間干渉が補償された周波数領域信号に対して等化された周波数領域信号を時間領域信号に変換する、付記８に記載の復調装置。
（付記１０）
前記補償する手段は、前記複数のサブキャリア位置の各々における周波数領域信号と、前記推定されたチャネル応答と、前記複数のサブキャリア位置の各々における乗算された周波数領域信号と、判定帰還情報シンボルとに基づいて、前記複数のサブキャリア位置の各々におけるサブキャリア間干渉を推定し、当該推定されたサブキャリア間干渉を補償する、付記８に記載の復調装置。
（付記１１）
前記変換された時間領域信号に対して硬判定して前記判定帰還情報シンボルを出力する手段と、
前記判定帰還情報シンボルを周波数領域に変換する手段と、をさらに備える、付記１０に記載の復調装置。
（付記１２）
前記変換された時間領域信号に含まれる情報シンボルの各ビットの対数尤度比を算出する手段と、
前記対数尤度比に対して誤り訂正復号を行う誤り訂正復号器と、
前記誤り訂正復号された対数尤度比を硬判定して送信ビットを推定する手段と、
前記送信ビットの推定値を誤り訂正符号化して前記判定帰還情報シンボルを生成する手段と、
前記判定帰還情報シンボルを周波数領域に変換する手段と、をさらに備える、付記１０に記載の復調装置。
（付記１３）
前記変換された時間領域信号に含まれる残留位相変動を推定し、前記変換された時間領域信号から前記推定された残留位相変動を低減する手段をさらに備える、付記６〜１２のいずれか１項に記載の復調装置。

この出願は、２０１９年４月２５日に出願された日本出願特願２０１９−０８３９４７を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

１０、３０、５０ 変調装置
１１、２１、３３、６１、７２、９１、１１１、１２１、１３０、１５６ 変換部
１２、３４ サブキャリアマッピング部
１３、６３、７７、９７、１１９、１２８ 逆変換部
２０、６０、７０、８０、９０、１００、１１０、１２０、１４０、１５０ 復調装置
２２ サブキャリアデマッピング部
２３、４３、７３、９２、１１２、１２２ チャネル応答生成部
２４、４４ 平均化・補間部
３１ 拡散符号生成部
３２、５０２ 巡回シフト生成部
５１ ブースト部
５２ ＤＡ変換器
６２ ＦＤＥ
６４、６５、８１６ 位相変動補償部
７１、８１、１０１、１４１ 位相雑音推定・補償部
７４、９４、１１４、１２４ 等化ウエイト生成部
７５、９５、１１５、１１７、１２５、１３１ 等化ウエイト乗算部
７６、９６、１１８、１２７、１３２ 加算部
９３、１１３、１２３ 共通位相誤差推定・補償部
１１６、１２６、１５１ サブキャリア間干渉推定・除去部
１２９、１５４ 硬判定部
１５２、８１１ ＱＡＭデマッピング部
１５３ 誤り訂正復号器
１５５、８１３ ＱＡＭマッピング部
５００ 送信機
５０１ 拡散系列生成部
６００ 受信機
８１２ 誤り訂正復号器
８１４ 位相検出器
８１５ ループフィルタ
１０００ ＬＯＳ−ＭＩＭＯ無線通信システム

Claims (13)

1. 見通し内多入力多出力(ＬＯＳ−ＭＩＭＯ：Line Of Sight-Multiple Input Multiple Output)無線通信システムにおいて用いられる変調装置であって、
   時間領域のパイロット信号系列を、当該パイロット信号系列の系列長に対応する第１の数の周波数領域信号に変換する手段と、
   前記第１の数の周波数領域信号を、それぞれが重複しないように先頭のマッピング位置を１サブキャリアずつシフトして、自装置の送信アンテナ数のサブキャリア間隔でマッピングする手段と、
   前記マッピングされた周波数領域信号を時間領域信号に変換する手段と、
   前記時間領域信号をパイロットブロックに設定する手段と、を備える変調装置。
2. 見通し内多入力多出力(ＬＯＳ−ＭＩＭＯ：Line Of Sight-Multiple Input Multiple Output)無線通信システムにおいて用いられる変調装置であって、
   時間領域のパイロット信号系列の系列長の拡散符号を生成するとともに、前記生成された拡散符号を巡回シフトして第２の数の巡回シフト系列を生成する手段と、
   前記第２の数の前記パイロット信号を、前記系列長に対応する第３の数の周波数領域信号に変換する手段と、
   前記第３の数の周波数領域信号を、それぞれが重複しないように先頭のマッピング位置を１サブキャリアずつシフトして、自装置の送信アンテナ数と前記第２の数とに基づく第４の数のサブキャリア間隔で、前記系列長と、前記第４の数とに基づく第５の数の周波数成分にマッピングする手段と、
   前記マッピングされた周波数領域信号を時間領域信号に変換する手段と、
   前記時間領域信号をパイロットブロックに設定する手段と、を備える変調装置。
3. 復調装置で測定された誤り率が目標の誤り率を満たすか否かに応じて、前記パイロット信号の送信電力を制御するためのメッセージを前記復調装置から受信する手段と、
   前記メッセージに従って、送信電力を制御する手段と、をさらに備える、請求項１又は２に記載の変調装置。
4. 見通し内多入力多出力(ＬＯＳ−ＭＩＭＯ：Line Of Sight-Multiple Input Multiple Output)無線通信システムにおいて用いられる復調装置であって、
   受信信号に含まれるパイロット信号を周波数領域信号に変換する手段と、
   前記周波数領域信号から先頭サブキャリアの位置をシフトさせて、自装置の受信アンテナ数のサブキャリア間隔で前記受信アンテナ数のサブキャリア信号を抽出する手段と、
   前記受信アンテナ数のサブキャリア信号の各々に、前記パイロット信号の周波数領域の系列の複素共役を乗算してチャネル応答を生成する手段と、
   前記受信アンテナ数のサブキャリア信号の各々に対して、前記受信アンテナ数のサブキャリア間隔離れた複数のサブキャリア信号のチャネル応答を平均化する手段と、
   前記受信アンテナ数のサブキャリア信号の各々の平均化後のチャネル応答に基づいて、
   前記受信信号に含まれる各情報シンボルが設定される信号のチャネル応答を補間する手段と、を備える復調装置。
5. 見通し内多入力多出力(ＬＯＳ−ＭＩＭＯ：Line Of Sight-Multiple Input Multiple Output)無線通信システムにおいて用いられる復調装置であって、
   受信信号に含まれるパイロット信号を周波数領域信号に変換する手段と、
   前記周波数領域信号から先頭サブキャリアの位置をシフトさせて、自装置の受信アンテナ数と前記パイロット信号の巡回シフト数とに基づく第１の数のサブキャリア間隔で前記第１の数のサブキャリア信号を抽出する手段と、
   前記抽出された第１の数のサブキャリア信号の各々に、前記巡回シフト数に応じた周波数領域の系列の複素共役を乗算し、前記第１の数のサブキャリア間隔離れた複数のサブキャリア信号を同相加算してチャネル応答を生成する手段と、
   前記受信アンテナ数のサブキャリア信号の各々に対して、前記受信アンテナ数のサブキャリア間隔離れた複数のサブキャリア信号のチャネル応答を平均化する手段と、
   前記受信アンテナ数のサブキャリア信号の各々の平均化後のチャネル応答に基づいて、
   前記受信信号に含まれる各情報シンボルが設定される信号のチャネル応答を補間する手段と、を備える復調装置。
6. 見通し内多入力多出力(ＬＯＳ−ＭＩＭＯ：Line Of Sight-Multiple Input Multiple Output)無線通信システムにおいて用いられる復調装置であって、
   受信信号に含まれるパイロット信号を用いて、他の無線通信装置が備える複数の送信アンテナの各々から送信された送信信号の第１のチャネル応答を推定する手段と、
   前記推定された第１のチャネル応答に基づいて、前記パイロット信号が設定されたパイロットブロック位置の位相変動を推定する手段と、
   前記パイロットブロック位置における位相変動に基づいて、隣接する前記パイロットブロック位置の間に含まれる情報シンボルが設定されたブロック位置における位相変動を補間し補償する手段と、
   前記位相変動が補償された受信信号を周波数領域信号に変換する手段と、
   前記周波数領域信号に含まれるパイロット信号を用いて、前記複数の送信アンテナの各々から送信された送信信号に対する複数のサブキャリア位置の各々のチャネル応答を示す第２のチャネル応答を推定する手段と、
   前記推定された第２のチャネル応答に基づいて、等化ウエイトを生成し、前記複数のサブキャリア位置の各々の情報シンボルに前記等化ウエイトを乗算して前記周波数領域信号を等化する手段と、
   前記等化された周波数領域信号を時間領域信号に変換する手段と、を備える復調装置。
7. 見通し内多入力多出力(ＬＯＳ−ＭＩＭＯ：Line Of Sight-Multiple Input Multiple Output)無線通信システムにおいて用いられる復調装置であって、
   時間領域の受信信号を周波数領域信号に変換する手段と、
   前記変換された周波数領域信号に含まれるパイロット信号を用いて、他の無線通信装置が備える複数の送信アンテナの各々から送信された送信信号に対する複数のサブキャリア位置の各々のチャネル応答を推定する手段と、
   前記推定されたチャネル応答に基づいて、全てのサブキャリア位置において共通する共通位相変動を推定し、前記変換された周波数領域信号から前記推定された共通位相変動を補償する手段と、
   前記推定されたチャネル応答に基づいて、等化ウエイトを生成し、前記共通位相変動が補償された複数のサブキャリア位置の各々の情報シンボルに前記等化ウエイトを乗算して、前記周波数領域信号を等化する手段と、
   前記等化された周波数領域信号を時間領域信号に変換する手段と、を備える復調装置。
8. 前記複数のサブキャリア位置の各々におけるサブキャリア間干渉を推定し、当該推定されたサブキャリア間干渉を補償する手段をさらに備える、請求項７に記載の復調装置。
9. 前記サブキャリア間干渉が補償された周波数領域信号に、前記等化ウエイトを乗算して、前記サブキャリア間干渉が補償された周波数領域信号を等化する手段、をさらに備え、
   前記補償する手段は、前記複数のサブキャリア位置の各々における周波数領域信号と、前記推定されたチャネル応答と、前記複数のサブキャリア位置の各々における乗算された周波数領域信号とに基づいて、前記複数のサブキャリア位置の各々におけるサブキャリア間干渉を推定し、当該推定されたサブキャリア間干渉を補償し、
   前記変換する手段は、前記サブキャリア間干渉が補償された周波数領域信号に対して等化された周波数領域信号を時間領域信号に変換する、請求項８に記載の復調装置。
10. 前記補償する手段は、前記複数のサブキャリア位置の各々における周波数領域信号と、前記推定されたチャネル応答と、前記複数のサブキャリア位置の各々における乗算された周波数領域信号と、判定帰還情報シンボルとに基づいて、前記複数のサブキャリア位置の各々におけるサブキャリア間干渉を推定し、当該推定されたサブキャリア間干渉を補償する、請求項８に記載の復調装置。
11. 前記変換された時間領域信号に対して硬判定して前記判定帰還情報シンボルを出力する手段と、
    前記判定帰還情報シンボルを周波数領域に変換する手段と、をさらに備える、請求項１０に記載の復調装置。
12. 前記変換された時間領域信号に含まれる情報シンボルの各ビットの対数尤度比を算出する手段と、
    前記対数尤度比に対して誤り訂正復号を行う誤り訂正復号器と、
    前記誤り訂正復号された対数尤度比を硬判定して送信ビットを推定する手段と、
    前記送信ビットの推定値を誤り訂正符号化して前記判定帰還情報シンボルを生成する手段と、
    前記判定帰還情報シンボルを周波数領域に変換する手段と、をさらに備える、請求項１０に記載の復調装置。
13. 前記変換された時間領域信号に含まれる残留位相変動を推定し、前記変換された時間領域信号から前記推定された残留位相変動を低減する手段をさらに備える、請求項６〜１２のいずれか１項に記載の復調装置。

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