JP6996496B2 - Ｌｏｓ－ｍｉｍｏ復調装置、通信装置、ｌｏｓ－ｍｉｍｏ伝送システム、ｌｏｓ－ｍｉｍｏ復調方法及びプログラム - Google Patents

Description

（関連出願についての記載）
本発明は、日本国特許出願：特願２０１６－０８３５５２号（２０１６年４月１９日出願）の優先権主張に基づくものであり、同出願の全記載内容は引用をもって本書に組み込み記載されているものとする。
本発明は、多入力多出力（ＭＩＭＯ；Ｍｕｌｔｉｐｌｅ－Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ－Ｏｕｔｐｕｔ）無線通信システムに用いる復調装置、通信装置、ＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送システム、ＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調方法及びプログラムに関し、特に、マイクロ波帯及びミリ波帯を用いた見通し内（ＬＯＳ；Ｌｉｎｅ－Ｏｆ－Ｓｉｇｈｔ）ＭＩＭＯ無線通信システムに用いる復調装置、通信装置、ＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送システム、ＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調方法及びプログラムに関する。

近年、送受信局が物理的に固定された見通し内通信システムであるマイクロ波・ミリ波通信システムは、モバイル通信インフラストラクチャとしての需要が飛躍的に増加している。このため、モバイル通信のトラフィックの増大に伴い、更なる伝送容量の大容量化が求められている。このような要求に応じて、偏波多重の利用、変調多値数の増加、あるいは帯域幅の拡大によって伝送容量を増加する手段が知られているが、これらの手段を駆使しても、今後予想されるトラフィック増大には十分とは言えず、これらに加えて更に通信容量の増大を可能とする技術の開発が期待されている。

そのような技術として、複数の送信・受信アンテナを使用したＭＩＭＯ伝送システムに注目が集まっている。この技術はこれまで携帯電話、あるいは無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）等、見通し外の移動体通信システムへの応用を中心に発展してきたが、最近では、マイクロ波及びミリ波を用いた見通し内固定無線通信システムへの適用が検討されており、トラフィックの増大に伴うさらなる大容量化への要請に応える技術として注目されている。

見通し内固定無線通信におけるＭＩＭＯ（以下ＬＯＳ－ＭＩＭＯと呼称）伝送の原理については非特許文献１に開示されている。非特許文献１及び非特許文献２では、複数の送信アンテナと受信アンテナを適切に配置することによって伝送遅延の差を調整し、調整された伝送遅延の差によって生じるキャリアの位相回転量が信号対雑音比の向上に貢献して、通信容量の増大が可能となることが示されている。例えば送信アンテナと受信アンテナが各２つずつのケースでは、送信アンテナと受信アンテナが１つずつの通常の一入力一出力（ＳＩＳＯ；Ｓｉｎｇｌｅ－Ｉｎｐｕｔ Ｓｉｇｎｌｅ－Ｏｕｔｐｕｔ）伝送と比較して、２倍の通信容量が見込める。このような見通し内ＭＩＭＯ通信は、電波の反射、回折、錯乱により、多数の信号が重なり合って時間的に変動する多重伝送波を積極的かつ効果的に利用した、移動体通信や無線ＬＡＮ等における見通し外ＭＩＭＯ（以下ＮＬＯＳ－ＭＩＭＯと呼称）通信とは区別される。

非特許文献３においては、送受信アンテナ数が各々二つずつの２ｘ２ ＬＯＳ－ＭＩＭＯに関する信号分離手段を、フェージングによる符号間干渉を補償する時間領域等化器と一体化したＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調方法が提供されている。

特許文献１及び２には、マイクロ波帯又はミリ波帯を利用した見通し内固定無線システムにおけるＬＯＳ－ＭＩＭＯ通信の実現手段が示されている。これらの文献では、ＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送によって多重化された受信信号から所望の信号を分離抽出する手段と、従来の単一送信アンテナ、単一受信アンテナによるＳＩＳＯ伝送における通常の復調手段とがタンデムに配置された構成を採用している。このＬＯＳ－ＭＩＭＯに関する信号分離抽出手段は、ＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送路モデルを表現するパラメータを、直交するパターンを形成する数シンボルからなるパイロット信号系列を伝送することによって推定し、ＭＩＭＯ伝送路で生じた多重化の逆変換を信号処理によって施す事で実現している。

その他、背景技術を構成する文献として、特許文献３、４を挙げておく。本発明との関係性については、後に説明する。

特許第５３１７０２１号公報 特許第５３２２２７４号公報 国際公開第２０１３／１６１８０１号 特開２０１０－１１９０７０号公報

P. F. Driessen and G. J. Foschini, "On the Capacity Formula for Multiple Input - Multiple Output Wireless Channels: A Geometric Interpretation," IEEE Transactions on Communications, Vol.47, No.2, pp.173-176, February 1999. I. Sarris and A. R. Niz, "Maximum MIMO Capacity in Line-of-Sight," IEEE International Conference on Information, Communications and Signal Processing (ICICS), Proceedings, pp.1236-1240, December 2005. T. Ingason, H. Liu, M. Coldrey, A. Wolfgang, and J. Hansryd, "Impact of Frequency Selective Channels on a Line-of-Sight MIMO Microwave Radio Link," IEEE Vehicular Technology Conference (VTC), Proceedings, May 2010.

以下の分析は、本発明によって与えられたものである。
マイクロ波帯又はミリ波帯（以下、マイクロ波とミリ波を特に区別しない場合、「マイクロ波／ミリ波帯」と記す。）を利用した見通し内固定無線通信においては、前記の様に、通信容量増大のため１０２４値以上の信号多値数を利用した超多値伝送が既に使用されている。従って、さらなる大容量化を達成するためには、ＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送技術は、このような超多値変調と併用して適用可能である必要がある。ところが、マイクロ波／ミリ波帯固定無線通信においてＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送を行う場合、各送信アンテナ（及び受信アンテナ）間隔の制約から、各アンテナに付随する位相雑音はアンテナ毎に独立と仮定するのが自然であり、この独立な位相雑音はＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送の通信品質を著しく劣化させるという問題がある。このような位相雑音による劣化に加え、ＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送における信号の多重化によって生じる干渉、さらにはフェージングによって生じる符号間干渉が受信時の信号品質を劣化させる主な要因となる。

特許文献１、２の構成において、前述の位相雑音による信号品質の劣化に関する補償を行う場合、前記直交するパターンを形成する既知の数シンボルからなるパイロット信号系列を、より高い頻度で伝送して通信路特性の時間変動に追従する必要がある。しかしながら、これは本来の目的であった通信容量の増大を著しく制限することになり、適切な方法とは言えない。

非特許文献３の方法によれば、前記の直交するパターンを形成する既知の数シンボルからなるパイロット信号系列を必要とせず、単なる既知の信号からなるパイロット信号系列でよく、干渉除去処理後の誤差信号を使ってＬＯＳ－ＭＩＭＯに関する信号処理と符号間干渉補償のための時間領域等化器のタップ係数を制御することにより復調が行える。位相雑音に関しては、例えば特許文献３の方法を組み合わせることは可能であるが、これはＳＩＳＯ伝送を対象とした技術であって、ＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送において送受信各アンテナで独立に生じる位相雑音の補償への効果は限定的である。結果として、この方法によってもＳＩＳＯ伝送時と比較して多くの制御信号が必要となる。

また、非特許文献３の方法では、ＳＩＳＯ伝送の場合の４倍に相当する時間領域等化器が必要となり、演算量及び装置規模の増大が問題となる。これは送受信アンテナ数を倍にすることによって伝送パス数が４倍になり、符号間干渉だけでなく、ＭＩＭＯ伝送における信号多重化に起因する干渉を除去する必要があることによる。さらに水平・垂直偏波を利用した偏波多重伝送を適用するケースにおいては、等化器の数は１６倍となり、実装コストの課題が強調される。

一般に、等化器の実装コスト削減には時間領域等化よりも周波数領域等化が有効であることが知られている。マイクロ波帯／ミリ波帯を利用した見通し内固定無線に関しては、シングルキャリア伝送が広く用いられているため、シングルキャリア周波数領域等化を適用することになるが、これにはＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送の伝送パス数に応じた量の通信路推定用のトレーニングブロックやサイクリックプレフィックス等の冗長データを導入する必要がある。通信容量低下への影響を抑えるためには、このような冗長データ量を少なくする必要があるが、これは伝送品質に悪影響を与える。シングルキャリア周波数領域等化と位相雑音補償については、例えば特許文献４の方法が知られているが、これはＳＩＳＯ伝送を対象とした技術であって、ＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送への効果は限定的である。

以上のように、マイクロ波／ミリ波帯を利用した見通し内固定無線ＭＩＭＯ伝送においては、信号多重化に起因する干渉除去に加え、フェージングによる符号間干渉の除去、及びアンテナ毎に独立な位相雑音補償の全てを、高精度に、なおかつ伝送容量の低下と実装コストの大幅な増加を伴うことなく、行う必要がある。

マイクロ波帯／ミリ波帯を利用した固定無線システムにおけるＬＯＳ－ＭＩＭＯシングルキャリア伝送において、ＭＩＭＯ伝送による信号多重化に伴う干渉に加え、フェージングによる符号間干渉とアンテナ毎に独立な位相雑音に起因する伝送品質の劣化がある場合、背景技術として挙げたＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調方法では、これら劣化の補償に要する計算コストの増大、及び制御信号（トレーニング系列、パイロット信号）の増大による通信容量の低下が不可避であり、ＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送技術導入のメリットが制限される。

本発明は、アンテナ毎、偏波毎に独立な位相雑音に加え、フェージングによる符号間干渉がある伝送環境下にあっても、ＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送による大容量かつ高品質なデータ伝送が可能な構成の提供に貢献する復調装置及び復調方法を提供する。

第１の視点によれば、見通し内多入力多出力（ＬＯＳ－ＭＩＭＯ；Ｌｉｎｅ ｏｆ Ｓｉｇｈｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）により送信されたデータを受信する複数の受信アンテナを備えるＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置が提供される。このＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置は、さらに、前記複数の受信アンテナで受信した受信信号の各々から、送信アンテナ及び前記受信アンテナにおいて生じた位相雑音に関連した第１の位相雑音情報と第２の位相雑音情報を算出する位相雑音推定部を備える。このＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置は、さらに、前記複数の受信アンテナで受信した受信信号の各々の位相を、前記第１の位相雑音情報によって補正する第１の補正部を備える。このＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置は、さらに、前記補正後の受信信号に対し、前記複数の受信アンテナで受信した受信信号の各々から干渉による歪を補償する周波数領域等化処理を行う周波数領域等化部を備える。このＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置は、さらに、離散逆フーリエ変換によって前記周波数領域等化処理後の信号を時間領域に戻した信号の位相を、前記第２の位相雑音情報によって補正する第２の補正部を備える。このＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置は、さらに、前記補正後のデータの復号処理を行う復号処理部を備える。

第２の視点によれば、上記したＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置を含む通信装置が提供される。

第３の視点によれば、上記したＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置で算出された前記第２の位相雑音情報を送信側にフィードバックする機能を有し、送信側が、前記複数の送信アンテナから送信される信号の各々に対し、前記第２の位相雑音情報を使用して位相回転処理を行った後、送信するＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送システムが提供される。

第４の視点によれば、見通し内多入力多出力（ＬＯＳ－ＭＩＭＯ；Ｌｉｎｅ ｏｆ Ｓｉｇｈｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）を構成するＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置の複数の受信アンテナで受信した受信信号の各々から、前記送信アンテナ及び受信アンテナにおいて生じた位相雑音に関連した第一の位相雑音情報と第二の位相雑音情報を算出するステップと、前記複数の受信アンテナで受信した受信信号の各々の位相を、前記第一の位相雑音情報によって補正するステップと、前記補正後の受信信号の各々を長さＮの離散フーリエ変換によって周波数領域に変換した信号を入力とし、前記タップ係数を用いて、受信信号の各々から干渉による歪を補償するための周波数領域等化処理を行うステップと、離散逆フーリエ変換によって前記周波数領域等化処理後の信号を時間領域に戻した信号の位相を、前記第２の位相雑音情報によって補正するステップと、を含むＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調方法が提供される。本方法は、ＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置という、特定の機械に結びつけられている。

第５の視点によれば、上記したＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置の機能を実現するためのコンピュータプログラムが提供される。なお、このプログラムは、コンピュータが読み取り可能な（非トランジエントな）記憶媒体に記録することができる。即ち、本発明は、コンピュータプログラム製品として具現することも可能である。

本発明によれば、アンテナ毎、偏波毎に独立な位相雑音に加え、フェージングによる符号間干渉がある伝送環境下にあっても、ＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送による大容量かつ高品質なデータ伝送をすることが可能となる。即ち、本発明は、背景技術に示したＬＯＳ―ＭＩＭＯ伝送システムを、大容量かつ高品質なデータ伝送をなしうるＬＯＳ―ＭＩＭＯ伝送システムへと変換するものとなっている。

本発明の一実施形態の構成を示す図である。 本発明の一実施形態のＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置の構成を示す図である。 図１の位相雑音推定部の詳細構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態のＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送システムの構成を示す図である。 ＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送（フィードバック伝送路なし）をベースバンド信号モデルで表した図である。 ＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送（フィードバック伝送路あり）をベースバンド信号モデルで表した図である。 本発明の第１の実施形態で用いる伝送信号フレームのフォーマットの一例を示す図である。 本発明の第１の実施形態の位相差分算出部の詳細構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態の動作を表したフローチャートである。 本発明の第２の実施形態のＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置の位相雑音推定部の詳細構成を示す図である。 本発明の第２の実施形態の位相差分算出部の詳細構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態の動作を表したフローチャートである。 本発明のＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置の変形実施形態を示す図である。

はじめに本発明の一実施形態の概要について図面を参照して説明する。なお、この概要に付記した図面参照符号は、理解を助けるための一例として各要素に便宜上付記したものであり、本発明を図示の態様に限定することを意図するものではない。また、以下の説明で用いる図面中のブロック間の接続線は、双方向及び単方向の双方を含む。一方向矢印については、主たる信号（データ）の流れを模式的に示すものであり、双方向性を排除するものではない。

本発明は、その一実施形態において、図１に示すように、ＬＯＳ－ＭＩＭＯにより送信されたデータを受信する複数の受信アンテナと、位相雑音推定部１２と、第１の補正部１１と、前記複数の受信アンテナで受信した受信信号の各々から干渉による歪を補償する周波数領域等化処理を行う周波数領域等化部１３と、第２の補正部１４と、前記補正後のデータの復号処理を行う復号処理部１５と、を備える構成（ＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置１０）にて実現できる。

より具体的には、位相雑音推定部１２は、複数の受信アンテナで受信した受信信号の各々から、送信アンテナ及び前記受信アンテナにおいて生じた位相雑音に関連した第１の位相雑音情報と第２の位相雑音情報を算出する。そして、第１の補正部１１は、前記複数の受信アンテナで受信した受信信号の各々の位相を、前記第１の位相雑音情報によって補正する。周波数領域等化部１３は、前記補正後の受信信号に対し、前記複数の受信アンテナで受信した受信信号の各々から干渉による歪を補償する周波数領域等化処理を行う。第２の補正部１４は、離散逆フーリエ変換によって前記周波数領域等化処理後の信号を時間領域に戻した信号の位相を、前記第２の位相雑音情報によって補正する。

以上のように２段階の補正を行うことで、送受信アンテナ毎に独立に生じた位相雑音の推定を時間領域で行い、周波数領域等化処理によってＭＩＭＯ伝送による干渉と符号間干渉を除去することができる。このため、ＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送による大容量かつ高品質なデータ伝送を可能とすることができる。

続いて、ＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置１０のより詳細な構成について、図２、図３を用いて説明する。ＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置１００は、二つのアンテナから各々独立にデータ列を送信し、二つのアンテナで受信するＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送路（図４）において、二つのアンテナによって得られる受信信号から、本来送信した二つの送信データを復元する装置である。

図２に示すように、ＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置１００は、位相雑音推定部１０１と、通信路状態推定部１０２と、位相回転用乗算器１０３、１０８と、高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）１０４と、周波数領域等化器１０５と、加算器１０６と、逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）１０７と、誤り訂正復号部１０９と、を含む。

位相雑音推定部１０１には、二つの受信アンテナから得られる受信信号１及び受信信号２が入力される。位相雑音推定部１０１は、前記受信信号１、２と通信路状態推定部１０２、誤り訂正復号部１０９の出力情報から、二つの送信アンテナに付随する位相雑音φ_Ｔ ^（１）、φ_Ｔ ^（２）と、二つの受信アンテナに付随する位相雑音φ_Ｒ ^（１），φ_Ｒ ^（２）とによって定まる三パターンの位相雑音情報Δ，ψ^（１），ψ^（２）を推定し、出力する。この位相雑音情報Δ，ψ^（１），ψ^（２）は、次式によって表される。

以下、Δを第一の位相雑音情報、ψ^（１），ψ^（２）を第二の位相雑音情報と呼称する。なお、以下、数式中の各項の右上に示すカッコ付きの数字は、送信アンテナ又は受信アンテナの番号によりデータを区別するためのものである。例えば、［数１］からも明らかなとおり、ψ^（１）は、第１の送信アンテナに付随する位相雑音φ_Ｔ ^（１）が反映され、ψ^（２）は、第２の送信アンテナに付随する位相雑音φ_Ｔ ^（２）が反映されている。同様に、Ｍ本のアンテナやＦＦＴ出力の組み合わせを特に区別する場合、（ｐ，ｐ）の形式（但し、ｐ≦Ｍの整数）でカッコ付きで表示する。なお、上記したカッコを用いた表記に代えて、φ_Ｔ ^（１），φ_Ｔ ^（２）は、φ_Ｔ１，φ_Ｔ２と表すこともできる。同様に、ｈ^{（ｐ１，ｐ２）}は、ｈ_ｐ１ｐ２と表すこともできる。

位相回転用乗算器１０３は、前記位相雑音推定部１０１の出力である第一の位相雑音情報Δによって、受信信号１と受信信号２の位相を回転し、補正する。

二つの高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）１０４は、前記位相回転用乗算器１０３の出力結果を入力し、その周波数成分をフーリエ変換によって算出して出力する。

周波数領域等化器（ＦＤＥ）１０５は、通信路状態推定部１０２から供給される情報を前記高速フーリエ変換器の出力に乗算し、出力する。この周波数領域等化器（ＦＤＥ）１０５は、送信受信各二本ずつのアンテナによって構成される四つの伝送パスにおいて生じたフェージングによる符号間干渉を除去する役割を果たす。図２中にあるように、四つの周波数領域等化器（ＦＤＥ）１０５の出力データは、二つのペアに分類され、各ペアは加算器１０６で加算された後、逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）１０７によって周波数領域から時間領域データに変換される。

位相回転用乗算器１０８は、前記逆高速フーリエ変換器１０７の出力信号の位相を、前記位相雑音推定部１０１の出力である第二の位相雑音情報ψ^（１），ψ^（２）に従って回転し、出力する。

誤り訂正復号部（ＤＥＣ）１０９は、前記位相回転用乗算器１０８の出力信号を入力し、誤り訂正符号の復号処理を行って訂正後のデータを出力する。誤り訂正復号部１０９の出力はＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置１００の出力データとなる。

図３は、前記位相雑音推定部１０１の一実施形態を示したブロック図である。図３を参照すると、位相回転用乗算器２０１、ＭＩＭＯ干渉除去用乗算器２０２、乗算係数生成部２０３、ＭＩＭＯ干渉除去用加算器２０４、位相ロックループ２０５、位相差分算出部２０６を含む構成が示されている。

二つの受信アンテナから得られる受信信号１及び受信信号２の受信データは、位相回転用乗算器２０１によって、位相差分算出部２０６が出力する第一の位相雑音情報Δによって位相補正を施される。乗算器２０２と加算器２０４は、前記位相補正後の受信データからＭＩＭＯ干渉成分を除去する。乗算器２０２の乗算係数は、乗算係数生成部２０３より供給される。二つのＭＩＭＯ干渉除去用加算器２０４の出力信号ｙ^（１），ｙ^（２）は、各々位相ロックループ２０５に入力される。即ち、乗算器２０２、乗算係数生成部２０３及び加算器２０４が、受信信号を重み付けして加算する動作を行うことになる。位相ロックループ２０５は、残留する位相雑音の推定結果である第二の位相雑音情報ｅ^{ｊ（Ψ（１）－Ψ（２））}を算出し、出力する。

以上の構成によれば、送受信アンテナ毎に独立に生じた位相雑音の推定を時間領域で行い、周波数領域等化処理によってＭＩＭＯ伝送による干渉と符号間干渉を除去することができる。このため、ＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送による大容量かつ高品質なデータ伝送を可能とすることができる。

［第１の実施形態］
続いて、本発明の第１の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。はじめに、ＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置１００を含む無線伝送方式について説明する。以下の説明においては、位相情報をデータの識別に使用する変調方式を対象とし、一例として直交振幅変調（ＱＡＭ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）である場合を説明する。

図４は、送信アンテナ数が２、受信アンテナ数が２のＬＯＳ－ＭＩＭＯ無線伝送システムの構成を表すブロック図である。図４を参照すると、それぞれ２つの屋外装置３０２（Ｏｕｔ Ｄｏｏｒ Ｕｎｉｔ；ＯＤＵ）が接続された屋内装置３０１（Ｉｎ Ｄｏｏｒ Ｕｎｉｔ；ＩＤＵ）間で、屋外装置３０２のアンテナを用いてデータを送受信する構成が示されている。

図５は、上述の屋内装置３０１に含まれる変復調処理部と、屋外装置３０２において生じる雑音源、及びＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送路をベースバンド信号処理モデルで表したブロック図であり、送信データとＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置１００の入力信号の関係を示している。

図５のモデルにおいて、送信側は２つの変調器４０１と送信側位相雑音源４０２を含み、ＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送路は、四つの伝送パスからなるフェージング通信路４０４とＭＩＭＯ干渉４０５によって構成される。受信側は、受信側位相雑音源４０６、熱雑音源４０７、及び本発明のＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置１００を含む。

ＱＡＭ方式において、信号点数が２^ｍ個の場合（ｍは正整数）、変調器４０１において、送信データをｍビット毎に区切り、ｍビットを２^ｍ個の信号点の一つにマッピングする。マッピングされた信号点は複素数値で表すことができ、従ってベースバンドモデルにおける信号は複素数で表現される。

図６は、受信器から送信器へのフィードバック伝送路があるＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送のベースバンド信号処理モデルを示す。図５との違いはフィードバック伝送路があることである。図６のベースバンド信号処理モデルでは、ＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置１００よりフィードバックされた情報を使用して、送信側ではＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送路への送信信号に処理を施す。この処理の詳細については後述する。

図７は、ＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送路を通して伝達する信号に関する典型的な信号フォーマットの一例を示す。信号フォーマットは、通信路状態を推定するためのトレーニングブロックとデータブロックからなる。トレーニングブロックとデータブロックは、各々長さＮのトレーニング系列、データ系列と、長さＬ_ｐ，Ｌ_ｓのサイクリックプレフィックスとサイクリックサフィックスを含む。ここで、後述のように、Ｎは高速フーリエ変換のブロック長を表すため２の冪とし、Ｌ_ｐ，Ｌ_ｓは０以上の整数とする。以下、ＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置１００への二つの入力信号は、図７のフォーマットに従うものとして説明する。

以下、再度図１を参照して、ＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置１００の各部について説明する。ＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置１００への入力信号のうち、トレーニングブロック部分は、通信路状態推定部１０２へ入力され、処理される。トレーニングブロック以外のデータブロックについては位相雑音推定部１０１に入力されると共に、第一の位相雑音情報によって補正を行うための位相回転用乗算器１０３に入力される。通信路状態推定部１０２及び位相雑音推定部１０１の動作については後述する。

ＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置１００への入力信号ｒ^（１）（ｎ），ｒ^（２）（ｎ）は、前記の様に位相回転用乗算器１０３に入力される。位相回転用乗算器１０３のもう一方の入力は位相雑音推定部１０１の出力である第一の位相雑音情報ＦＰＮである。第一の位相雑音情報ＦＰＮは［数２］によって表される。位相回転用乗算器１０３は、それぞれｒ^（１）’（ｎ）＝ｅ^{－ｊΔ（ｎ）}ｒ^（１）（ｎ），ｒ^（２）’（ｎ）＝ｅ^{ｊΔ（ｎ）}ｒ^（２）（ｎ）を出力する。その後、前記位相回転用乗算器１０３の出力ｒ^（１）’（ｎ），ｒ^（２）’（ｎ）は高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）１０４に入力される。高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）１０４の出力Ｒ^（１）（ｎ），Ｒ^（２）（ｎ）は、次の［数３］で示される（ｎは０からＮ－１の間の整数を表す）。

高速フーリエ変換器１０４の出力は、四つの周波数領域等化器（ＦＤＥ）１０５に入力される。周波数領域等化器１０５は、前記Ｒ^（１）（ｎ），Ｒ^（２）（ｎ）と通信路状態推定部１０２から提供される信号Ｑ^{（１，１）}（ｎ），Ｑ^{（１，２）}（ｎ），Ｑ^{（２，１）}（ｎ），Ｑ^{（２，２）}（ｎ）とを乗算し、出力する。四つの周波数領域等化器１０５の出力データは、二つのペアに分類され、各ペアは加算器１０６で加算される。二つの加算器１０６の出力Ｙ^（１）（ｎ），Ｙ^（２）（ｎ）は、次の［数４］で表すことができる。

上記［数３］の出力Ｙ^（１）（ｎ），Ｙ^（２）（ｎ）は、逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）１０７に入力される。逆高速フーリエ変換器１０７は、次の［数５］に示すｙ^（１）（ｎ），ｙ^（２）（ｎ）を算出して出力する。

逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）１０７の出力は、位相回転用乗算器１０８に入力され、各々位相雑音推定部１０１の出力である次の［数６］に示す第二の位相雑音情報ＳＰＮ^（１），ＳＰＮ^（２）と乗算される。位相回転用乗算器１０８の出力信号ＳＰＮ^（１）ｙ^（１）（ｎ），ＳＰＮ^（２）ｙ^（２）（ｎ）に対し、誤り訂正復号部１０９において誤り訂正処理を行い、送信データを推定して出力する。誤り訂正復号部の出力は、後述する位相雑音推定部１０２において、前記第一の位相雑音情報ＦＰＮと第二の位相雑音情報ＳＰＮ^（１），ＳＰＮ^（２）に関する計算精度を高める役割を果たすことができる。

次に、位相雑音推定部１０１の動作について、再度図３を用いて説明する。図５あるいは図６に示したベースバンド信号伝送モデルにおいて、アンテナ１から送信する信号をｓ^（１）（ｎ）、アンテナ２から送信する信号をｓ^（２）（ｎ）と記すと（ｎは時点を表す整数とする）、対応する受信信号ｒ^（１）（ｎ），ｒ^（２）（ｎ）は行列表現を使って、次の［数７］で表現できる。

ここで、ｚ^（１）（ｎ），ｚ^（２）（ｎ）は熱雑音成分を表す。第一の位相雑音情報の指数部Δ（ｎ）及び第二の位相雑音情報の指数部ψ^（１）（ｎ），ψ^（２）（ｎ）は、送信アンテナ１、２に付随する位相雑音φ_Ｔ ^（１）（ｎ），φ_Ｔ ^（２）（ｎ）と、受信アンテナ１、２に付随する位相雑音φ_Ｒ ^（１）（ｎ），φ_Ｒ ^（２）（ｎ）によって、次の［数８］、［数９］で表すことができる。

図３の位相雑音推定部１０１は、受信信号ｒ^（１）（ｎ），ｒ^（２）（ｎ）を入力し、前記［数８］、［数９］に示した第一の位相雑音情報の指数部Δ（ｎ）と第二の位相雑音情報の指数部ψ^（１）（ｎ），ψ^（２）（ｎ）を推定し、出力する。以下、その動作について説明する。

受信信号ｒ^（１）（ｎ），ｒ^（２）（ｎ）は、位相回転用乗算器２０１によって、位相差分算出部２０６の出力情報分の位相回転処理を施される。位相差分算出部２０６の出力は、後述のように［数８］の第一の位相雑音情報の指数部Δ（ｎ）の推定結果であり、二つの位相回転用乗算器２０１の出力は、各々ｅ^{－ｊΔ（ｎ）}ｒ^（１）（ｎ），ｅ^{ｊΔ（ｎ）}ｒ^（２）（ｎ）となる。次いで、位相回転用乗算器２０１の出力は、乗算係数生成部２０３によって供給される乗算係数と四つの乗算器２０２によって乗算され、その後、加算器２０４によって加算される。乗算係数生成部２０３によって供給される定数は、例えば次の［数１０］で表される２×２行列ｑの四つの成分ｑ^{（１，１）}，ｑ^{（１，２）}，ｑ^{（２，１）}，ｑ^{（２，２）}となる。

尚、ｈ^{（１，１）}（０），ｈ^{（１，２）}（０），ｈ^{（２，１）}（０），ｈ^{（２，２）}（０）は通信路状態推定部１０２より提供される。従って、前記乗算器２０２と加算器２０４による演算結果ｙ^（１）（ｎ），ｙ^（２）（ｎ）は、位相差分算出部２０６が出力する第一の位相雑音情報の指数部Δ（ｎ）がほとんど誤差を含まない場合、各々ｙ^（１）（ｎ）＝ＳＰＮ^（１）ｓ^（１）（ｎ）＋ｗ^（１）’（ｎ），ｙ^（２）（ｎ）＝ＳＰＮ^（２）ｓ^（２）（ｎ）＋ｗ^（２）’（ｎ）となる。ここで、ｗ^（１）’（ｎ），ｗ^（２）’（ｎ）は熱雑音成分を表す。従ってこの場合、前記加算器２０４の出力データの各々を位相ロックループ２０５に入力することによって、ＳＰＮ^（１），ＳＰＮ^（２）を推定することができる。

尚、図３中の位相ロックループ２０５のもう一つの入力は、前記誤り訂正復号部１０９の出力から供給される。誤り訂正処理後のデータとの比較によって位相誤差を推定することで、位相ロックループの精度向上が期待できるが、これは、より高い精度が要求される場合に対処するための措置であって、必須ではない。誤り訂正復号部の出力結果を利用しない場合には、通常の位相ロックループが行うように、入力信号の硬判定結果との比較から位相誤差を推定することとする。また、図３の位相雑音推定装置は第二の位相雑音情報ＳＰＮ^（１），ＳＰＮ^（２）の他に、その差分値によって定まる［数１１］の位相雑音情報ＰＮ_{ＦＥＥＤＢＡＣＫ}を出力するが、これは図５に示したブロック図でモデル化されるＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送システムでは使用せず、図６に示したブロック図でモデル化されるようなフィードバック伝送路のあるＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送システムにおいて使用する。

図６は受信器から送信器へのフィードバック伝送路があるＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送のベースバンド信号処理モデルを示す。前記の様に図５との違いはフィードバック伝送路があることであり、フィードバック伝送路は、前記位相雑音推定部１０１の出力である位相雑音情報ＰＮ_{ＦＥＥＤＢＡＣＫ}を送信側に伝送する。送信側では位相回転用乗算器５０１を備え、これを用いて前記送信データｓ^（１）（ｎ），ｓ^（２）（ｎ）と前記位相雑音情報とを乗算し、各々ｅ-^{ｊψ（ｎ）}ｓ^（１）（ｎ），ｅ^{ｊψ（ｎ）}ｓ^（２）（ｎ）として送信する。

次に位相差分算出部２０６の動作について説明する。図８に位相差分算出部２０６の一実施形態を表すブロック図を示す。図８の位相差分算出部２０６は、乗算器７０１、加算器７０２、位相比較器７０３、ローパスフィルタ７０４を含む。前記二つの位相ロックループ内で算出される信号ｙ^（１）’＝ＳＰＮ^（１）ｙ^（１）（ｎ），ｙ^（２）’＝ＳＰＮ^（２）ｙ^（１）（ｎ）及び前記信号ｙ^（１）’，ｙ^（２）’の各々について最も近い送信信号ｓ^（１），ｓ^（２）を入力する。これら入力信号は、乗算器７０１、加算器７０２を通して、位相比較器７０３への入力ａ＝ｙ^（１）’ｈ^{（１，１）}（０）＋ｙ^（２）’ｈ^{（１，２）}（０），ｂ＝ｓ^（１）ｈ^{（１，１）}（０）＋ｓ^（２）ｈ^{（１，２）}（０）へ変換される。位相比較器７０３は、前記二つの入力ａ，ｂの位相差を出力する。尚、煩雑となることを避けるため、図中での記述を省略したが、ｈ^{（１，１）}（０），ｈ^{（１，２）}（０），ｈ^{（２，１）}（０），ｈ^{（２，２）}（０）は、前記の様に通信路状態推定部１０２より提供されるものである。位相比較器７０３の出力は、ローパスフィルタ７０４によって高周波成分をカットされ、位相差分を表す信号ｅ^{ｊΔ（ｎ）}として出力される。以上の様に、位相雑音推定部１０１は、ＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置１００への入力となる受信信号ｒ^（１）（ｎ），ｒ^（２）（ｎ）から、第一及び第二の位相雑音情報ＦＰＮ，ＳＰＮ^（１），ＳＰＮ^（２）を算出し、出力する。

次に、通信路状態推定部１０２の動作について説明する。通信路状態推定部１０２は、図７に示した伝送フレームフォーマットにおける受信データ１のトレーニング系列部分列（ｒ_Ｔ ^（１）（０），ｒ_Ｔ ^（１）（１），・・・，ｒ_Ｔ ^（１）（Ｎ－１）と記述）と、受信データ２のトレーニング系列部分列（ｒ_Ｔ ^（２）（０），ｒ_Ｔ ^（２）（１），・・・，ｒ_Ｔ ^（２）（Ｎ－１）と記述）とから、長さＮの四つの系列（Ｑ^{（ｕ，ｖ）}（０），Ｑ^{（ｕ，ｖ）}（１），・・・，Ｑ^{（ｕ，ｖ）}（Ｎ－１）；ｕ，ｖは各々１または２を表す）を算出し、出力する。

図９は、通信路状態推定部１０２の機能である通信路状態推定方法の手順を示すフローチャートである。［数１２］は、送信アンテナ１から送信されるトレーニング系列ｐ^（１）（０），ｐ^（１）（１），・・・，ｐ^（１）（Ｎ－１）及び、送信アンテナ２から送信されるトレーニング系列ｐ^（２）（０），ｐ^（２）（１），・・・，ｐ^（２）（Ｎ－１）を示す。

尚、［数１２］において、送信データの平均電力値をＰと記した。通信路状態推定部１０２は、まず図９のフローチャート中の８０１に示した演算方法に従って（８０１中の＊は複素共役を表す）、長さＮの四つの系列ｈ^{（ｕ，ｖ）}（０），ｈ^{（ｕ，ｖ）}（１），・・・，ｈ^{（ｕ，ｖ）}（Ｎ－１）を算出する（ｕ，ｖは各々１または２を表す）。これは、送信したトレーニング信号系列とそれに対応する受信信号の畳込み演算によって定まる長さＮの系列のうち、半数のＮ／２個の信号部分を０にマスクして得られる系列である。即ち、以上の処理が、前記送信アンテナ毎に送信される長さＮのトレーニング信号の複素共役からなる信号系列ｐ^（ｖ）＊と、該トレーニング信号をＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送路への送信信号とし等倍でサンプリングした長さＮの受信信号ｒ_Ｔ ^（ｕ）とを、畳込み演算して得られる長さＮの信号系列において、そのうち半数のＮ／２個の信号をゼロにマスクした長さＮの信号系列を算出する処理に相当する（図９の８０１参照）。

次に、図９のフローチャート中の８０２に示したように、通信路状態推定部１０２は、これら四つの長さＮの系列ｈ^{（ｕ，ｖ）}（０），ｈ^{（ｕ，ｖ）}（１），・・・，ｈ^{（ｕ，ｖ）}（Ｎ－１）を各々フーリエ変換して、長さＮの四つの系列Ｈ^{（ｕ，ｖ）}（０），Ｈ^{（ｕ，ｖ）}（１），・・・，Ｈ^{（ｕ，ｖ）}（Ｎ－１）を算出する。

最後に図９のフローチャート中の８０３に示すように、通信路状態推定部１０２は、前記四つの系列Ｈ^{（ｕ，ｖ）}（０），Ｈ^{（ｕ，ｖ）}（１），・・・，Ｈ^{（ｕ，ｖ）}（Ｎ－１）を処理し、長さＮの四つの系列Ｑ^{（ｕ，ｖ）}（０），Ｑ^{（ｕ，ｖ）}（１），・・・，Ｑ^{（ｕ，ｖ）}（Ｎ－１）を算出して出力する。

尚、Ｈ（ｋ）は、前記Ｈ^{（ｕ，ｖ）}（ｋ）を（ｕ，ｖ）成分とする行列であって、Ｈ（ｋ）＾†は行列Ｈ（ｋ）の共役転置行列を表す。図９の８０３に示した処理は、ＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送路の周波数応答をＨ（ｋ），ｋ＝０，１，…，Ｎ－１として平均自乗誤差が最小となる周波数領域等化のタップ係数を算出する手段に相当する。図９の例では、前記長さＮの四つの系列Ｑ^{（ｕ，ｖ）}（０），Ｑ^{（ｕ，ｖ）}（１），・・・，Ｑ^{（ｕ，ｖ）}（Ｎ－１）が周波数領域等化器１０５のタップ係数となる。

以上の様に、図９の通信路状態推定方法によって、伝送容量あたりのトレーニング信号比率をＳＩＳＯ伝送と比較して増加させることなく、周波数領域等化に必要なタップ係数を算出することができる。尚、図９のフローチャート中の８０１に示した処理によって得られる四つのデータｈ^{（１，１）}（０），ｈ^{（１，２）}（０），ｈ^{（２，１）}（０），ｈ^{（２，２）}（０）は、前述のように位相雑音推定部１０１に供給される。図３の位相雑音推定装置における乗算係数生成部２０３は、［数１０］によって、これら四つのデータから、乗算係数ｑ^{（１，１）}，ｑ^{（１，２）}，ｑ^{（２，１）}，ｑ^{（２，２）}を算出する。

以上説明したＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置は、ＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送方式に対応した携帯端末装置、基幹無線装置を含むディジタル無線通信装置全般に好適に適用可能である。

［第２の実施形態］
続いて、位相雑音推定部に変更を加えた第２の実施形態について、図１０を用いて説明する。図１０は、本発明の第２の実施形態の位相雑音推定部の構成を示すブロック図である。図１０の位相雑音推定部における構成要素は、位相差分算出部９０１の違いを除いて、図３に示した第１の実施形態の位相雑音推定部の構成と同一である。図１０の位相雑音推定部１０１ａは、伝送する信号フレームの信号フォーマット中に（図７）、位相雑音補償用のパイロット信号を含む場合に好適である。

図１１は位相差分算出部９０１の構成を示すブロック図である。図１０の位相差分算出部９０１は、前記パイロット信号に関する位相回転用乗算器２０１の出力を入力し、位相比較器１００１でその位相差に関する情報を算出した後、ローパスフィルタ１００２で高周波成分をカットして第一の位相雑音情報ｅ^ｊΔ＝ＦＰＮを出力する。図１０の位相雑音推定部１０１ａに関するその他の動作は、前記図３の装置に関する動作と同様であるので説明を省略する。

図１２は、第２の実施形態の通信路状態推定部１０２の機能である通信路状態推定方法の手順を示すフローチャートである。図１２は、受信信号をシンボルレートの２倍でサンプリング（ダブルサンプリング）した２倍サンプリング周波数領域等化に関するものであり、基本的な動作は図９の通信路状態推定方法の手順と同様である。

各送信アンテナから送信するトレーニング系列も同様であるが、これに対応する受信系列は長さが２Ｎであり、ｒ_Ｔ ^（ｕ）（０），ｒ_Ｔ ^（ｕ）（１），・・・，ｒ_Ｔ ^（ｕ）（２Ｎ－１）と記述する（ｕは１または２を表す）。２倍サンプリング用の通信路状態推定部１０２は、図１２のフローチャート中の１１０１に示した演算方法に従って、長さ２Ｎの四つの系列ｈ^{（ｕ，ｖ）}（０），ｈ^{（ｕ，ｖ）}（１），・・・，ｈ^{（ｕ，ｖ）}（２Ｎ－１）を算出する（ｕ，ｖは各々１または２を表す）。これは送信したトレーニング信号系列とそれに対応する受信信号の畳込み演算によって定まる長さ２Ｎの系列のうち、半数のＮ個の信号部分を０にマスクして得られる系列である。即ち、以上の処理が、送信アンテナ毎に送信される長さＮのトレーニング信号の複素共役からなる信号系列ｐ^（ｖ）＊と、該トレーニング信号をＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送路への送信信号とし２倍でサンプリングした長さ２Ｎの受信信号ｒ_Ｔ ^（ｕ）とを、Ｎを法として畳込み演算して得られる長さ２Ｎの信号系列において、そのうち半数のＮ個の信号をゼロにマスクした長さ２Ｎの信号系列を算出する処理に相当する（図１２の１１０１参照）。

次に、通信路状態推定部１０２は、図１２中の１１０２に示したように、これら四つの長さ２Ｎの系列ｈ^{（ｕ，ｖ）}（０），ｈ^{（ｕ，ｖ）}（１），・・・，ｈ^{（ｕ，ｖ）}（２Ｎ－１）を各々フーリエ変換して、長さ２Ｎの四つの系列Ｈ^{（ｕ，ｖ）}（０），Ｈ^{（ｕ，ｖ）}（１），・・・，Ｈ^{（ｕ，ｖ）}（２Ｎ－１）を算出する。

最後に、通信路状態推定部１０２は、図１２のフローチャート中の１１０３に示した処理によって、長さ２Ｎの四つの系列Ｑ^{（ｕ，ｖ）}（０），Ｑ^{（ｕ，ｖ）}（１），・・・，Ｑ^{（ｕ，ｖ）}（２Ｎ－１）を算出して出力する。尚、１１０３に示した処理は、ＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送路の周波数応答をＨ（ｋ），ｋ＝０，１，…，２Ｎ－１として平均自乗誤差が最小となる周波数領域等化のタップ係数を算出する手段に相当する。具体的には、前記長さ２Ｎの四つの系列Ｑ^{（ｕ，ｖ）}（０），Ｑ^{（ｕ，ｖ）}（１），・・・，Ｑ^{（ｕ，ｖ）}（２Ｎ－１）が周波数領域等化器１０５のタップ係数となる。

以上説明したように、本発明は、信号フレームの信号フォーマットに、位相雑音補償用のパイロット信号が含まれる場合にも好適な形態に変形することが可能である。

以上、本発明の各実施形態を説明したが、本発明は、上記した実施形態に限定されるものではなく、本発明の基本的技術的思想を逸脱しない範囲で、更なる変形・置換・調整を加えることができる。例えば、各図面に示したネットワーク構成、各要素の構成、メッセージの表現形態は、本発明の理解を助けるための一例であり、これらの図面に示した構成に限定されるものではない。

例えば、実施形態では、送信アンテナ数と受信アンテナの数がそれぞれ２である例を挙げて説明したが、送信アンテナ数と受信アンテナの数は３本以上とすることができる。この場合、受信アンテナの数と同数の位相ロックループを用意し、その中の２つを選択して上記した実施形態の第１、第２のアンテナとすることで、第１、第２の位相雑音情報による干渉の除去を行うことができる。

なお、各図に示したＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置の各部（処理手段）は、ＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置を構成するコンピュータに、そのハードウェアを用いて、上記した各処理を実行させるコンピュータプログラムにより実現することもできる。例えば、図１３に示すように、位相雑音推定部及び通信路状態推定部は、プロセッサ１２０１及び作業メモリ１２０２を備えるＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｓｅｓｓｏｒ）１２００と、プロセッサ１２０１に上記した処理を行わせるプログラムを格納したメモリ１２０３とを含む構成にて実現できる。具体的には、プロセッサ１２０１が、メモリ１２０３から位相雑音推定部及び通信路状態推定部の処理に対応するプログラムを読み出して、受信信号１、２に基づいて、第１、第２の位相雑音情報を算出し、出力する構成を得ることができる。

最後に、本発明の好ましい形態を要約する。
［第１の形態］
（上記第１の視点によるＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置参照）
［第２の形態］
第１の形態のＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置において、
前記位相雑音推定部は、前記受信信号の組、又は、前記周波数領域等化処理後の信号を位相ロックループに入力して得られた信号の組から算出した位相差分を、前記第１の位相雑音情報として出力する位相差分算出部を備えるＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置。
［第３の形態］
第１の形態のＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置において、
前記第１の位相雑音情報は、第１の受信アンテナに付随する位相雑音と、第２の受信アンテナに付随する位相雑音を、それぞれφ_Ｒ ^（１）、φ_Ｒ ^（２）としたとき、次式を満たしているＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置。
［式１］

［第４の形態］
第１から第３いずれか一の形態のＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置において、
前記位相雑音推定部は、
受信信号からＭＩＭＯ干渉成分を除去した後の信号を入力として、前記第２の位相雑音情報を出力する位相ロックループを備えるＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置。
［第５の形態］
第１から第３いずれか一の形態のＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置において、
前記第２の位相雑音情報は、２つの送信アンテナ及び２つの受信アンテナに付随する位相雑音を、それぞれφ_Ｔ ^（１）、φ_Ｔ ^（２）、φ_Ｒ ^（１）、φ_Ｒ ^（２）としたとき、次式を満たしているＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置。
［式２］

［第６の形態］
第１から第５いずれか一の形態のＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置において、
前記位相雑音推定部は、前記第二の位相雑音情報を算出する前記受信アンテナの数と同数の位相ロックループと、該位相ロックループの出力から第１の位相雑音情報を算出する位相差分算出部と、前記受信信号を重み付けして加算する乗算器、加算器、及び乗算係数生成部と、を有し、
前記複数の受信アンテナで受信した受信信号の各々の位相を、前記位相差分算出部の出力である第１の位相雑音情報によって補正し、該補正した受信信号の各々を前記重み付け加算処理した後、前記位相ロックループによって送信側の位相雑音に受信側の位相雑音の平均を加算した第二の位相雑音情報を算出するＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置。
［第７の形態］
第１から第５いずれか一の形態のＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置において、
前記位相雑音推定部は、前記受信信号から前記第１の位相雑音情報を算出する位相差分算出部と、前記第２の位相雑音情報を算出する前記受信アンテナの数と同数の位相ロックループと、前記受信信号を重み付けして加算する乗算器、加算器、及び乗算係数生成部と、を有し、
前記複数の受信アンテナで受信した受信信号の各々の位相を、前記位相差分算出部の出力である第１の位相雑音情報によって補正し、該補正した受信信号の各々を前記重み付け加算処理した後、前記位相ロックループによって前記第２の位相雑音情報を算出するＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置。
［第８の形態］
第１から第７いずれか一の形態のＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置において、
前記通信路状態推定部は、前記送信アンテナ毎に送信される長さＮのトレーニング信号の複素共役からなる信号系列と、該トレーニング信号をＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送路への送信信号とし等倍でサンプリングした長さＮの受信信号とを、畳込み演算して得られる長さＮの信号系列において、そのうち半数のＮ／２個の信号をゼロにマスクした長さＮの信号系列を算出する手段と、
該長さＮの信号系列をフーリエ変換した信号を生成する手段と、
該フーリエ変換した信号をＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送路の周波数応答として、平均自乗誤差が最小となる等倍サンプリング周波数等化のタップ係数を算出する手段と、を備えるＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置。
［第９の形態］
第１から第７いずれか一の形態のＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置において、
前記通信路状態推定部は、前記送信アンテナ毎に送信される長さＮのトレーニング信号の複素共役からなる信号系列と、該トレーニング信号をＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送路への送信信号とし２倍でサンプリングした長さ２Ｎの受信信号とを、Ｎを法として畳込み演算して得られる長さ２Ｎの信号系列において、そのうち半数のＮ個の信号をゼロにマスクした長さ２Ｎの信号系列を算出する手段と、
該長さ２Ｎの信号系列をフーリエ変換した信号を生成する手段と、
該フーリエ変換した信号をＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送路の周波数応答として、平均自乗誤差が最小となる２倍サンプリング周波数等化のタップ係数を算出する手段と、を備えるＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置。
［第１０の形態］
複数の固定的に配置された送信アンテナと受信アンテナを使い、アンテナ間の離隔距離によって調整された伝送遅延の差を利用して伝送路の多重化を行う見通し内多入力多出力（ＬＯＳ－ＭＩＭＯ；Ｌｉｎｅ ｏｆ Ｓｉｇｈｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）無線通信システムにおいて使用され、前記複数の受信アンテナにおいてそれぞれ受信された受信信号から送信データを推定するＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置であって、
前記複数の受信アンテナで受信した受信信号の各々から干渉による歪を補償する周波数領域等化部と、前記周波数領域等化のタップ係数を算出する通信路状態推定部と、前記複数の受信アンテナで受信した受信信号の各々から、前記送信アンテナ及び受信アンテナにおいて生じた位相雑音に関連した第１の位相雑音情報と第２の位相雑音情報を算出する位相雑音推定部と、を有し、
前記複数の受信アンテナで受信した受信信号の各々の位相を、前記第１の位相雑音情報によって補正し、該補正した受信信号の各々を長さＮの離散フーリエ変換によって周波数領域に変換して周波数領域等化処理を行った後、長さＮの離散逆フーリエ変換によって時間領域に戻した周波数領域等化後の信号の位相を、前記第２の位相雑音情報によって補正するＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置。
［第１１の形態］
（上記第２の視点による通信装置参照）
［第１２の形態］
（上記第３の視点によるＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送システム参照）
［第１３の形態］
（上記第４の視点によるＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調方法参照）
［第１４の形態］
（上記第５の視点によるプログラム参照）
なお、上記第１１～第１４の形態は、第１の形態と同様に、第２～第１０の形態に展開乃至変形することが可能である。

なお、上記の特許文献および非特許文献の各開示を、本書に引用をもって繰り込むものとする。本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態ないし実施例の変更・調整が可能である。また、本発明の開示の枠内において種々の開示要素（各請求項の各要素、各実施形態ないし実施例の各要素、各図面の各要素等を含む）の多様な組み合わせ、ないし選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。特に、本書に記載した数値範囲については、当該範囲内に含まれる任意の数値ないし小範囲が、別段の記載のない場合でも具体的に記載されているものと解釈されるべきである。

１０、１００ ＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置
１１ 第１の補正部
１２、１０１、１０１ａ 位相雑音推定部
１３ 周波数領域等化部
１４ 第２の補正部
１５ 復号処理部
１０２ 通信路状態推定部
１０３、１０８、２０１、５０１ 位相回転用乗算器
１０４ 高速フーリエ変換器
１０５ 周波数領域等化器
１０６、７０２ 加算器
１０７ 逆高速フーリエ変換器
１０９ 誤り訂正復号部
２０２ ＭＩＭＯ干渉除去用乗算器
２０３ 乗算係数生成部
２０４ ＭＩＭＯ干渉除去用加算器
２０５ 位相ロックループ
２０６ 位相差分算出部
３０１ 屋内装置（ＩＤＵ）
３０２ 屋外装置（ＯＤＵ）
４０１ 変調器
４０２ 送信側位相雑音源
４０３ ２ｘ２ ＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送路
４０４ フェージング通信路
４０５ ＭＩＭＯ干渉
４０６ 受信側位相雑音源
４０７ 熱雑音源
７０１ 乗算器
７０３、１００１ 位相比較器
７０４、１００２ ローパスフィルタ
８０１、８０２、８０３、１１０１、１１０２、１１０３ 通信路状態推定方法における演算手順
９０１ 位相差分算出部
１２００ ＤＳＰ
１２０１ プロセッサ
１２０２ 作業メモリ
１２０３ メモリ

Claims (15)

1. 見通し内多入力多出力（ＬＯＳ－ＭＩＭＯ；Ｌｉｎｅ ｏｆ Ｓｉｇｈｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）により送信されたデータを受信する複数の受信アンテナと、
   前記複数の受信アンテナで受信した受信信号の各々から、送信アンテナ及び前記受信アンテナにおいて生じた位相雑音に関連した第１の位相雑音情報と第２の位相雑音情報を算出する位相雑音推定部と、
   前記複数の受信アンテナで受信した受信信号の各々の位相を、前記第１の位相雑音情報によって補正する第１の補正部と、
   前記補正後の受信信号に対し、前記複数の受信アンテナで受信した受信信号の各々から干渉による歪を補償する周波数領域等化処理を行う周波数領域等化部と、
   離散逆フーリエ変換によって前記周波数領域等化処理後の信号を時間領域に戻した信号の位相を、前記第２の位相雑音情報によって補正する第２の補正部と、
   前記補正後のデータの復号処理を行う復号処理部と、
   を備えたＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置。
2. 前記位相雑音推定部は、前記受信信号の組、又は、前記周波数領域等化処理後の信号を位相ロックループに入力して得られた信号の組から算出した位相差分を、前記第１の位相雑音情報として出力する位相差分算出部を備える請求項１のＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置。
3. 前記第１の位相雑音情報は、第１の受信アンテナに付随する位相雑音と、第２の受信アンテナに付随する位相雑音を、それぞれφ_Ｒ ^（１）、φ_Ｒ ^（２）としたとき、次式を満たしている請求項１のＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置。
   

   
4. 前記位相雑音推定部は、
   受信信号からＭＩＭＯ干渉成分を除去した後の信号を入力として、前記第２の位相雑音情報を出力する位相ロックループを備える請求項１から３いずれか一のＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置。
5. 前記第２の位相雑音情報は、２つの送信アンテナ及び２つの受信アンテナに付随する位相雑音を、それぞれφ_Ｔ ^（１）、φ_Ｔ ^（２）、φ_Ｒ ^（１）、φ_Ｒ ^（２）としたとき、次式を満たしている請求項１から３いずれか一のＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置。
   

   

   
   

   
6. 前記位相雑音推定部は、前記第２の位相雑音情報を算出する前記受信アンテナの数と同数の位相ロックループと、該位相ロックループの出力から第１の位相雑音情報を算出する位相差分算出部と、前記受信信号を重み付けして加算する乗算器、加算器、及び乗算係数生成部と、を有し、
   前記複数の受信アンテナで受信した受信信号の各々の位相を、前記位相差分算出部の出力である第１の位相雑音情報によって補正し、該補正した受信信号の各々を前記重み付け加算処理した後、前記位相ロックループによって送信側の位相雑音に受信側の位相雑音の平均を加算した第２の位相雑音情報を算出すること、を特徴とする請求項１から５いずれか一のＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置。
7. 前記位相雑音推定部は、前記受信信号から前記第１の位相雑音情報を算出する位相差分算出部と、前記第２の位相雑音情報を算出する前記受信アンテナの数と同数の位相ロックループと、前記受信信号を重み付けして加算する乗算器、加算器、及び乗算係数生成部と、を有し、
   前記複数の受信アンテナで受信した受信信号の各々の位相を、前記位相差分算出部の出力である第１の位相雑音情報によって補正し、該補正した受信信号の各々を前記重み付け加算処理した後、前記位相ロックループによって前記第２の位相雑音情報を算出すること、を特徴とする請求項１から５いずれか一のＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置。
8. 通信路状態推定部として、前記送信アンテナ毎に送信される長さＮのトレーニング信号の複素共役からなる信号系列と、該トレーニング信号をＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送路への送信信号とし等倍でサンプリングした長さＮの受信信号とを、畳込み演算して得られる長さＮの信号系列において、そのうち半数のＮ／２個の信号をゼロにマスクした長さＮの信号系列を算出する手段と、
   該長さＮの信号系列をフーリエ変換した信号を生成する手段と、
   該フーリエ変換した信号をＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送路の周波数応答として、平均自乗誤差が最小となる等倍サンプリング周波数等化のタップ係数を算出する手段と、を備える請求項１から７いずれか一のＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置。
9. 通信路状態推定部として、前記送信アンテナ毎に送信される長さＮのトレーニング信号の複素共役からなる信号系列と、該トレーニング信号をＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送路への送信信号とし２倍でサンプリングした長さ２Ｎの受信信号とを、Ｎを法として畳込み演算して得られる長さ２Ｎの信号系列において、そのうち半数のＮ個の信号をゼロにマスクした長さ２Ｎの信号系列を算出する手段と、
   該長さ２Ｎの信号系列をフーリエ変換した信号を生成する手段と、
   該フーリエ変換した信号をＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送路の周波数応答として、平均自乗誤差が最小となる２倍サンプリング周波数等化のタップ係数を算出する手段と、を備える請求項１から７いずれか一のＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置。
10. 複数の固定的に配置された送信アンテナと受信アンテナを使い、アンテナ間の離隔距離によって調整された伝送遅延の差を利用して伝送路の多重化を行う見通し内多入力多出力（ＬＯＳ－ＭＩＭＯ；Ｌｉｎｅ ｏｆ Ｓｉｇｈｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）無線通信システムにおいて使用され、複数の受信アンテナにおいてそれぞれ受信された受信信号から送信データを推定するＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置であって、
    前記複数の受信アンテナで受信した受信信号の各々から干渉による歪を補償する周波数領域等化部と、前記周波数領域等化のタップ係数を算出する通信路状態推定部と、前記複数の受信アンテナで受信した受信信号の各々から、前記送信アンテナ及び受信アンテナにおいて生じた位相雑音に関連した第１の位相雑音情報と第２の位相雑音情報を算出する位相雑音推定部と、を有し、
    前記複数の受信アンテナで受信した受信信号の各々の位相を、前記第１の位相雑音情報によって補正し、該補正した受信信号の各々を長さＮの離散フーリエ変換によって周波数領域に変換して周波数領域等化処理を行った後、長さＮの離散逆フーリエ変換によって時間領域に戻した周波数領域等化後の信号の位相を、前記第２の位相雑音情報によって補正すること、を特徴としたＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置。
11. 請求項１から１０いずれか一に記載のＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置を含む通信装置。
12. 請求項１から１０いずれか一に記載のＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置を含み、
    複数の固定的に配置された送信アンテナと受信アンテナを使い、アンテナ間の離隔距離によって調整された伝送遅延の差を利用して伝送路の多重化を行うＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送システム。
13. 前記ＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置で算出された前記第２の位相雑音情報を送信側にフィードバックする機能を有し、
    送信側が、複数の送信アンテナから送信される信号の各々に対し、前記第２の位相雑音情報を使用して位相回転処理を行った後、送信することを特徴とした請求項１２のＬＯＳ－ＭＩＭＯ伝送システム。
14. 見通し内多入力多出力（ＬＯＳ－ＭＩＭＯ；Ｌｉｎｅ ｏｆ Ｓｉｇｈｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）を構成するＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置の複数の受信アンテナで受信した受信信号の各々から、送信アンテナ及び前記受信アンテナにおいて生じた位相雑音に関連した第１の位相雑音情報と第２の位相雑音情報を算出するステップと、
    前記複数の受信アンテナで受信した受信信号の各々の位相を、前記第１の位相雑音情報によって補正するステップと、
    前記補正後の受信信号に対し、前記複数の受信アンテナで受信した受信信号の各々から干渉による歪を補償する周波数領域等化処理を行うステップと、
    離散逆フーリエ変換によって前記周波数領域等化処理後の信号を時間領域に戻した信号の位相を、前記第２の位相雑音情報によって補正するステップと、
    を含むＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調方法。
15. 見通し内多入力多出力（ＬＯＳ－ＭＩＭＯ；Ｌｉｎｅ ｏｆ Ｓｉｇｈｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）を構成するＬＯＳ－ＭＩＭＯ復調装置を構成するコンピュータに、
    複数の受信アンテナで受信した受信信号の各々から、送信アンテナ及び前記受信アンテナにおいて生じた位相雑音に関連した第１の位相雑音情報と第２の位相雑音情報を算出する処理と、
    前記複数の受信アンテナで受信した受信信号の各々の位相を、前記第１の位相雑音情報によって補正する処理と、
    前記補正後の受信信号に対し、前記複数の受信アンテナで受信した受信信号の各々から干渉による歪を補償する周波数領域等化処理を行う処理と、
    離散逆フーリエ変換によって前記周波数領域等化処理後の信号を時間領域に戻した信号の位相を、前記第２の位相雑音情報によって補正する処理と、
    を実行させるプログラム。

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