JP2006197132A - 無線通信装置及び無線通信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 ＯＦＤＭ伝送を行なうＭＩＭＯ通信システムにおいて、ローカルオシレータの誤差による周波数誤差並びに位相雑音に起因する性能劣化を解決する。
【解決手段】 ＭＩＭＯチャネル毎にＦＦＴの値の周波数領域のデータ中のパイロット・サブキャリアから位相回転量を観測するが、１ＯＦＤＭシンボル目の位相回転の見積もり時には、各ＭＩＭＯチャネルでの測定結果を統合しないことにより、時分割で送られたリファレンス信号に印加される不均一な位相雑音の影響を取り除く。２シンボルＯＦＤＭ目以降は、ＭＩＭＯチャネル毎の位相回転量の観測値を統合することで、よりノイズに耐性のある位相回転量を得る。
【選択図】 図１

Description

本発明は、無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）若しくはＰＡＮ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）のように複数の無線局間で広帯域の無線伝送を実現する無線通信装置及び無線通信方法に係り、特に、複数のアンテナを持つ送信機と複数のアンテナを持つ受信機が対となって、空間多重を利用して複数の論理的なチャネルを形成した通信（ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ Ｏｕｔｐｕｔ）通信）を行なうことにより伝送容量の拡大を行なう無線通信装置及び無線通信方法に関する。

さらに詳しくは、本発明は、マルチキャリア変調を採用するＭＩＭＯ通信システムにおいて、ローカルオシレータの誤差による周波数誤差並びに位相雑音に起因する性能劣化の問題を解決する無線通信装置及び無線通信方法に係り、特に、マルチキャリア変調を採用するＭＩＭＯ通信システムにおいて、ＭＩＭＯ送信機側から時分割で送信されるリファレンス信号を用いてＭＩＭＯ受信機がチャネル行列を取得する際に、ＭＩＭＯチャネル毎に異なる位相雑音及び残留周波数オフセットの影響を取り除く無線通信装置及び無線通信方法に関する。

近年、ＩＥＥＥ８０２．１１並びにＩＥＥＥ８０２．１５に代表される無線ＬＡＮやＰＡＮに関する研究開発が盛んに行なわれている。ＩＥＥＥ８０２．１１ａでは、最大で５４Ｍｂｐｓの通信速度を達成する変調方式をサポートしている。しかし、通信速度として、さらなる高ビットレートを実現できる無線規格が求められている。そこで、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎでは、実効スループットで１００ＭＢＰＳを越える高速な無線ＬＡＮ技術の開発を目指し、次世代の無線ＬＡＮ規格を策定している。

無線通信の高速化を実現する技術の１つとしてＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ）通信が注目を集めている。これは、送信機側と受信機側の双方において複数のアンテナ素子を備え、空間多重した伝送路（以下、「ＭＩＭＯチャネル」とも呼ぶ）を実現することにより、伝送容量の拡大を図り、通信速度向上を達成する技術である。ＭＩＭＯ通信は、空間多重を利用するので、周波数利用効率はよい。

ＭＩＭＯ通信方式は、送信機において複数のアンテナに送信データを分配し、複数の仮想的なＭＩＭＯチャネルを利用して伝送し、受信機では複数アンテナにより受信した信号から信号処理によって受信データを得るという、チャネルの特性を利用した通信方式であり、単なる送受信アダプティブ・アレーとは相違する。ＭＩＭＯ通信によれば、周波数帯域を増大させることになく、アンテナ本数に応じて通信容量を増やすことができるので、周波数利用効率がよい。

図１１には、ＭＩＭＯ通信システムの構成を概念的に示している。同図に示すように、送受信機各々に複数のアンテナが装備されている。送信側では、複数の送信データを空間／時間符号して多重化しＭ本のアンテナに分配して、複数のＭＩＭＯチャネルに送出し、受信側では、チャネル経由でＮ本のアンテナにより受信した受信信号を空間／時間復号して受信データを得ることができる。この場合のチャネル・モデルは、送信機周りの電波環境（伝達関数）と、チャネル空間の構造（伝達関数）と、受信機周りの電波環境（伝達関数）で構成される。各アンテナから伝送される信号を多重する際、クロストーク（Ｃｒｏｓｓｔａｌｋ）が発生するが、受信側の信号処理により多重化された各信号をクロストーク無しに正しく取り出すことができる。

送信機は、多重化信号を送出する前に、受信機側でチャネル推定を行なうためのトレーニング信号を、例えばアンテナ毎に時分割で送信する。これに対し、受信機では、チャネル推定部でトレーニング信号を利用してチャネル推定を行ない、各アンテナ対に対応したチャネル情報行列Ｈを算定する。そして、得られたチャネル情報行列Ｈの逆行列Ｈ^-1に基づいて受信用の重みを求める。

このような受信重みのトレーニングが行なわれた後、送信機は、複数の送信データを空間／時間符号して多重化しＭ本のアンテナに分配して、複数のＭＩＭＯチャネルに送出し、受信側は、チャネル経由でＮ本のアンテナにより受信した受信信号を、空間／時間復号し、ＭＩＭＯチャネル毎の受信データに空間分離する。各アンテナから伝送される信号を多重する際にはクロストーク（Ｃｒｏｓｓｔａｌｋ）が発生するが、受信側ではチャネル情報行列Ｈの逆行列Ｈ^-1から得られた受信用重みを用いて適切な信号処理を施すことにより、空間多重された各信号をクロストーク無しに正しく取り出す、すなわちＳＮ比を向上させ復号の確度を高めることができる訳である。

ＭＩＭＯ伝送を構成方法としてはさまざまな方式が提案されているが、アンテナのコンフィギュレーションに応じていかにしてチャネル情報を送受信間でやり取りするかが実装上の大きな課題となる。

チャネル情報をやり取りするには、既知情報（プリアンブル情報）を送信側から受信側のみ伝送する方法が容易であり、この場合は送信機と受信機が互いに独立して空間多重伝送を行なうことになり、オープンループ型のＭＩＭＯ伝送方式と呼ばれる。また、この方法の発展形として、受信側から送信側にもプリアンブル情報をフィードバックすることによって、送受信間で理想的な空間直交チャネルを作り出すクローズドループ型のＭＩＭＯ伝送方式もある。

オープンループ型のＭＩＭＯ伝送方式として、例えばＶ−ＢＬＡＳＴ（Ｖｅｒｔｉｃａｌ Ｂｅｌｌ Ｌａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓ Ｌａｙｅｒｅｄ Ｓｐａｃｅ Ｔｉｍｅ）方式を挙げることができる（例えば、特許文献１を参照のこと）。送信側では、特にアンテナ重み係数行列を与えず、単純にアンテナ毎に信号を多重化して送る。言い換えれば、アンテナ重み係数行列を得るためのフィードバック手続きが一切省略される。送信機は、多重化信号を送出する前に、受信機側でチャネル推定を行なうためのトレーニング信号を、例えばアンテナ毎に時分割で挿入する。これに対し、受信機では、チャネル推定部でトレーニング信号を利用してチャネル推定を行ない、各アンテナ対に対応したチャネル情報行列Ｈを算定する。そして、Ｚｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇとキャンセリングを巧妙に組み合わせることで、キャンセリングによって生じたアンテナ自由度を活用してＳＮ比を向上させ、復号の確度を高める。

また、クローズドループ型のＭＩＭＯ伝送の理想的な形態の１つとして、伝播路関数の特異値分解（ＳＶＤ：Ｓｉｎｇｕｌａｒ Ｖａｌｕｅ Ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）を利用したＳＶＤ−ＭＩＭＯ方式が知られている（例えば、非特許文献１を参照のこと）。

図１２には、ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送システムを概念的に示している。ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送では、各アンテナ対に対応するチャネル情報を要素とした数値行列すなわちチャネル情報行列Ｈを特異値分解してＵＤＶ^Hを求め、送信側のアンテナ重み係数行列としてＶを与えるとともに、受信側のアンテナ重み係数行列としてＵ^Hを与える。これによって、それぞれのＭＩＭＯチャネルは、各特異値λ_iの平方根を対角要素に持つ対角行列Ｄとして表され、全くクロストーク無しに信号を多重化して伝送することができる。この場合、送信機側と受信機側の双方において、空間分割すなわち空間直交多重された論理的に独立した複数の伝送路を実現することができる。ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送方式によれば、理論的には最大の通信容量を達成することができ、例えば送受信機がアンテナを２本ずつ持てば、最大２倍の伝送容量が得られる。

ここで、実際のＳＶＤ−ＭＩＭＯ送受信システムを構成する場合に考慮しなければならない点について説明しておく。

ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送方式の基本形においては、受信機では、取得したチャネル行列Ｈを特異値分解して、受信用の重みベクトルＵ^Hと送信機で使用する送信用の重みベクトルＶを求め、このＶを送信機側へフィードバックする。そして、送信機では、このＶを送信用の重みとして使用する。

ところが、送信機側へフィードバックする送信重み行列Ｖの情報量が大きいため、Ｖの情報を間引いて送った場合などに、本当のＶの情報との誤差のために、ＭＩＭＯチャンネル間の直交状態が壊れてしまいクロストークが生じてしまう。

そこで、通常は、受信機側で取得した送信重み行列Ｖを送信機側へフィードバックした後、送信機はその行列Ｖを用いてリファレンス信号を重み付けして送信し、受信機側では改めてチャネル行列を取得する。チャネル行列をＨとすると、Ｖで重み付けして送信したリファレンス信号から、受信機は、ＨＶというチャネル行列を得ることができる。

受信機側で、このＨＶの逆行列を求め、それを受信用の重みとして使用する。Ｈ＝ＵＤＶ^Hであることから、ＨＶは下式の通りとなる。

これは、通常のＳＶＤ−ＭＩＭＯと同じＵ^Hを受信用の重みに用いた後、分離された各ＭＩＭＯチャネルのストリームに、対角行列Ｄの各対角要素λ_iから求まる定数をかけるだけである。

送信側で、行列Ｖを送信用の重みとして使用して、受信機側では、ＨＶの逆行列を受信用の重みを使用するという構成は、通常のＳＶＤ−ＭＩＭＯの性能と同じであり、送信機側と受信機側のＶの不一致がない。したがって、実用上はこのような構成を採用することができる。

ところで、室内で無線ネットワークを構築した場合、受信装置では直接波と複数の反射波・遅延波の重ね合わせを受信するというマルチパス環境が形成される。マルチパスにより遅延ひずみ（又は、周波数選択性フェージング）が生じ、通信に誤りが引き起こされる。そして、遅延ひずみに起因するシンボル間干渉が生じる。

主な遅延ひずみ対策として、マルチキャリア（多重搬送波）伝送方式を挙げることができる。マルチキャリア伝送方式では、送信データを周波数の異なる複数のキャリアに分配して伝送するので、各キャリアの帯域が狭帯域となり、周波数選択性フェージングの影響を受け難くなる。

例えば、マルチキャリア伝送方式の１つであるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）方式では、各キャリアがシンボル区間内で相互に直交するように各キャリアの周波数が設定されている。情報伝送時には、シリアルで送られてきた情報を情報伝送レートより遅いシンボル周期毎にシリアル／パラレル変換して出力される複数のデータを各キャリアに割り当ててキャリア毎に振幅及び位相の変調を行ない、その複数キャリアについて逆ＦＦＴを行なうことで周波数軸での各キャリアの直交性を保持したまま時間軸の信号に変換して送信する。また、受信時はこの逆の操作、すなわちＦＦＴを行なって時間軸の信号を周波数軸の信号に変換して各キャリアについてそれぞれの変調方式に対応した復調を行ない、パラレル／シリアル変換して元のシリアル信号で送られた情報を再生する。

例えば、ＭＩＭＯ伝送の適用対象となるＬＡＮシステムであるＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｎでは、ＯＦＤＭ変調方式が採用されている。

ここで、ＯＦＤＭ通信機においては、周波数オフセットと位相雑音の問題がある。まず、周波数オフセットの問題について説明する。

一般に、送信機と受信機には、別々にローカルオシレータが搭載されている。そして、送受信機にそれぞれ搭載されている発振器の周波数が微妙に誤差すなわち周波数オフセットを持っている。例えば、無線ＬＡＮでは２０ｐｐｍ程度の精度の発振器が使用される。そして、このような送受信機のアナログ部分における発振器の誤差は、受信機側のデジタル部分では受信信号の位相の回転という現象として観測される。

無線ＬＡＮにおける周波数オフセットの対策として、送信機側からの伝送フレーム（若しくはパケット）の先頭（すなわちユーザ・データの前段）に、既知パターンからなるプリアンブルすなわちリファレンス信号が付加される。受信機側ではこのリファレンス信号を利用して同期獲得並びに送信機との周波数オフセットの観測を行ない、周波数のずれに対応してデータの位相を逆回転することにより周波数オフセットの補正が行なわれる。

例えば、周波数オフセット用のリファレンス信号を２つ用意しておく。受信機側では、１つ目のリファレンス信号を共役したものを２つ目のリファレンス信号に乗算することによって生成された信号の位相を観測する。その位相が１つ目のリファレンス信号から２つ目のリファレンス信号までの受信時間で、周波数のオフセットにより生じた位相回転である。このようにして単位時間での位相回転量を取得することができる。この単位時間当たりの位相回転量の逆回転をデータ系列に乗算すれば、周波数オフセットの補償を行なうことができる。

ところが、実際には周波数オフセットの見積もりには誤差があるため、データに対する周波数オフセットの補償を完全には実行できず、残留周波数オフセットがデータに残ったままの受信になってしまう。例えば、ノイズその他の影響により周波数オフセット量の算出において誤差が生じた場合などには誤差が残留する。

ＯＦＤＭ通信システムの場合、受信側でＦＦＴを行なった後のデータは周波数領域のデータになる。周波数オフセットはＯＦＤＭシンボル毎にすべてのサブキャリアが一様すなわち同一角度だけ回転するという現象として観測される。図１３には、位相空間（コンスタレーション）上でチャネル補正後のサブキャリアと変調点との比を３次元的に表している。残留周波数オフセットは、サブキャリア間干渉が生じるほど大きいものではない。しかしながら、パケット先頭のプリアンブル部分で周波数オフセット補正を行なっているだけなので、ＯＦＤＭシンボルが進むにつれ、図示のように位相のずれが累積していくため、通信品質を劣化させてしまう。

続いて、ＯＦＤＭ通信機における位相雑音の問題について説明する。

位相雑音は、送受信機のアナログ部のＩＱ変調部及び復調部の間で発生する位相の雑音のことである。受信機側でＦＦＴした値の周波数領域でのデータで見ると、位相雑音は、ＯＦＤＭシンボル毎に全サブキャリアがほぼ同一角度だけ位相が回転するという現象として観測することができる。別々のＯＦＤＭシンボルでは回転する角度は区々であるが、サブキャリア毎の角度は同一のように観測される。したがって、サブキャリア中のパイロット・サブキャリアを利用して、どの程度回転したかを測定し、その回転量だけ逆回転することにより、データに対する位相雑音の影響を取り除くことができる。

残留周波数オフセットと位相雑音の影響により、ＯＦＤＭシンボルのすべてのサブキャリアが同一角度だけ位相が回転するが、その回転量はＯＦＤＭシンボル毎に異なる。受信機側では、各ＯＦＤＭシンボルの位相回転量は、ＯＦＤＭシンボルに付随しているパイロット・サブキャリアを用いて推定することができ、その位相の逆回転をデータ部に与えることで、残留周波数オフセットと位相雑音を補償している。

単一のアンテナを持つ送受信機間で１つの伝送路を用いてデータ伝送を行なうＳＩＳＯ方式では、ＯＦＤＭのパイロット・サブキャリア（例えば５２本のサブキャリア中の４本のパイロット・サブキャリア）を用いて、受信信号の残留周波数推定誤差に対する位相トラックを行ない除去することができる。

また、ＳＩＳＯ方式のマルチキャリア通信装置において、バースト先頭部で基準位相・振幅を再生し、検波を行なうシンボルに含まれるパイロット情報と直前の基準位相情報から残留周波数オフセットを推定し、推定された残留周波数オフセットからシンボル検波時に用いる基準位相情報を生成することにより、良好な復調が可能となる（例えば、特許文献２を参照のこと）。

これに対し、複数のアンテナからの受信信号を合成するＭＩＭＯ受信機の場合、ＭＩＭＯ合成前の受信信号のプリアンブルを用いて同期と周波数補正を行なうことができるが、周波数補正後の誤差成分すなわち残留周波数オフセットがＭＩＭＯ合成されてしまうという問題がある。

ＭＩＭＯ合成された残留誤差は、パケット長が長くなると、データ・シンボルが進むにつれて累積され、位相回転や位相の捩れを引き起こし、誤りの原因となる。特に、６ＱＡＭや２５６ＱＡＭなどの高い変調モードでは、残留誤差による影響をより受け易いので、高スループットのデータ伝送実現の障壁となる。

例えば、ＭＩＭＯ方式で信号の送受信を行なう際に、周波数オフセットを補償するための構成を備えた無線装置について提案がなされている（例えば、特許文献３を参照のこと）。無線装置は、複数のアンテナと、同期検波のために搬送波を生成する搬送波発信器と、複数のアンテナからの複数の受信信号に対してそれぞれ搬送波を乗算して検波処理を行なう乗算器と、各乗算器からの信号に基づいて１つの周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定装置と、周波数オフセット推定値に基づいて各乗算器からの信号に対し周波数オフセットの補正処理を行なう周波数オフセット補正装置を備えている。

この無線装置の構成では、受信信号のＭＩＭＯ合成（すなわち各ＭＩＭＯチャネルへの空間分離）を行なう前に同期及び周波数補正を行なうようになっている。上記無線装置の周波数オフセット推定装置は、ＭＩＭＯチャネル合成前に周波数オフセットを推定するための共通回路であり、ここでの残留推定誤差をＭＩＭＯチャネル合成後にどのように処理するかについては、一切言及がない

また、ＭＩＭＯ伝送方式において、搬送波周波数誤差推定値をアンテナ系統毎に求め、この誤差推定値をアンテナ毎に適用して周波数補正した場合に発生する通信品質の劣化を防ぐ無線信号受信装置について提案がなされている（例えば、特許文献３を参照のこと）。この場合、アンテナ系統毎に計算されるパイロット信号の自己相関値を平均した後に搬送周波数誤差に起因する位相変動量を求めることにより、マルチパス・フェージング及び熱雑音に起因する搬送波周波数の誤差を制御するとともに、すべての系統で同一の搬送波周波数補正値を用いることにより、アンテナ系統間のベースバンド信号の中心周波数を同一にし、伝達関数の逆関数の精度を向上させる。

しかしながら、この無線信号受信装置では、ＭＩＭＯ合成前に、位相が一定となるパイロット・サブキャリアのみを切り出し、ＯＦＤＭシンボル間で自己相関を計算して周波数誤差推定を行なっている。言い換えれば、周波数補正後の残留成分を扱うものではなく、ＭＩＭＯ合成された残留誤差による位相回転の影響を除去することはできない。

特開平１０−８４３２４号公報 特開平１３−６９１１３号公報 特開２００３−２８３３５９号公報 特開２００４−７２４５８号公報 ｈｔｔｐ：／／ｒａｄｉｏ３．ｅｅ．ｕｅｃ．ａｃ．ｊｐ／ＭＩＭＯ（ＩＥＩＣＥ＿ＴＳ）．ｐｄｆ（平成１５年１０月２４日現在）

本発明の目的は、空間多重を利用して複数の論理的なチャネルを形成したＭＩＭＯ通信を行なうことにより伝送容量の拡大を行なうことができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法を提供することにある。

本発明のさらなる目的は、マルチキャリア変調を採用するＭＩＭＯ通信システムにおいて、ローカルオシレータの誤差による周波数誤差並びに位相雑音に起因する性能劣化の問題を好適に解決することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法を提供することにある。

本発明のさらなる目的は、マルチキャリア変調を採用するＭＩＭＯ通信システムにおいて、ＭＩＭＯ送信機側から時分割で送信されるリファレンス信号を用いてＭＩＭＯ受信機がチャネル行列を取得する際に、ＭＩＭＯチャネル毎に異なる位相雑音及び残留周波数オフセットの影響を好適に取り除くことができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法を提供することにある。

本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、複数のアンテナを用いて受信した信号を合成して複数の論理チャネルの合成信号に分離する無線通信装置であって、
各アンテナによる受信信号を合成して複数の論理チャネルの合成信号に空間分離する空間分離部と、
前記空間分離部により分離された合成信号に基づいて、論理チャネル毎の位相回転量を観測する位相回転量観測部と、
論理チャネル毎に見積もられた位相回転量に基づいて各論理チャネルに対して適用すべき位相補償量を決定する位相補償量決定部と、
決定された位相補償量を用いて各論理チャネルの合成信号の位相を補償する位相補償処理部を備え、
前記位相補償量決定部は、１回目の位相回転の見積もり時には、各論理チャネルでの位相回転の観測結果を統合せずに、各論理チャネルの観測結果に基づいて論理チャネル毎の独立した位相補償量をそれぞれ決定し、２回目以降の位相補償の見積もり時には、各論理チャネルでの位相回転の観測結果を統合してすべての論理チャネルに共通の位相補償量を決定する、
ことを特徴とする無線通信装置である。

本発明に係る無線通信装置は、送信機側と受信機側の双方において複数のアンテナ素子を備え、空間多重したＭＩＭＯチャネルを実現することにより、伝送容量の拡大を図るものである。また、マルチパス環境における遅延歪の問題を解決するために、ＯＦＤＭ変調方式を適用している。

ここで、ＯＦＤＭ通信機には、周波数オフセットと位相雑音の問題がある。残留周波数オフセットと位相雑音の影響により、ＯＦＤＭシンボルのすべてのサブキャリアが同一角度だけ位相が回転するが、その回転量はＯＦＤＭシンボル毎に異なる。受信機側のデジタル部では、各ＯＦＤＭシンボルの位相回転量は、ＯＦＤＭシンボルに付随しているパイロット・サブキャリアを用いて推定することができ、その位相の逆回転をデータ部に与えることで、残留周波数オフセットと位相雑音を補償することができる。

例えばオープンループ方式のＭＩＭＯ通信システムでは、受信機は、送信機の各アンテナから時分割で送信されるリファレンス信号を利用して、送受信の各アンテナ対に対応した要素を持つチャネル行列を取得し、このチャネル行列の逆行列から受信重みを得るようにしている。ところが、各リファレンス信号を異なる時間に送受信するため、アンテナ対若しくはＭＩＭＯチャネル毎に異なる位相雑音が印加されることになる。

通常の受信機では、実施した位相回転量をあるバッファに格納しておき、次のＯＦＤＭシンボル時には前回までの位相回転をオフセットとして事前に乗算した後のデータを見ることになる。したがって、各受信ブランチでの位相回転量を連携して回転位相量を決定するという方法では、最初の位相回転量の見積もり時のみ問題となる。

そこで、本発明に係る無線通信装置では、ＭＩＭＯチャネル毎にＦＦＴされた値の周波数領域のデータに含まれるパイロット・サブキャリアから位相回転量を観測するが、１ＯＦＤＭシンボル目の位相回転の見積もり時には、各ＭＩＭＯチャネルでの測定結果を統合しないことにより、時分割で送られたリファレンス信号に印加されている不均一な位相雑音の影響を取り除く。そして、２シンボルＯＦＤＭ目以降の位相回転の見積もり時には、ＭＩＭＯチャネル毎の位相回転量の観測値を統合することで、よりノイズに耐性のある位相回転量を得るようにする。

ここで、２回目以降の位相補償時には、１回目の位相回転の見積もりにより得られた位相補償量をデフォルトの補正回転として前段で行なうようにする。この場合、各ＭＩＭＯチャネルの位相回転は同じと推定できるので、各位相回転の平均などＭＩＭＯチャネル間で連携操作を行なうことにより、位相補償の精度を向上することができる。

また、残留周波数オフセットの観点でチャネル行列を考察すると、リファレンス信号を時分割で送受信するので、ユーザ・データの前段に付加される各リファレンス信号の送受信時刻はユーザ・データからの時間差が相違する。つまり、時分割で送受信するために、その間に影響を受ける残留周波数オフセットの量がリファレンス信号毎に区々となる。チャネル行列を構成する各列ベクトルがリファレンス信号から取得した伝達関数に相当するので、チャネル行列の各列は異なる残留周波数オフセットを持つことになる。このような状態のチャネル行列の逆行列を計算すると、列毎に異なる残留周波数オフセットの影響を受ける。すなわち、チャネル行列Ｈが列毎に受ける位相回転の影響は、その逆行列では行毎の位相回転の影響となるので、ＭＩＭＯチャネル毎の位相回転の影響となって現れる。

残留周波数オフセットによるリファレンス信号毎の位相回転は線形的に変化していく。一方、位相雑音の場合、リファレンス信号毎の位相回転はそれぞれ無関係なランダムな値となる。これは、残留周波数オフセットと位相雑音では、異なる原因により位相回転を生ずるからである。しかしながら、チャネル行列Ｈの列方向で同じ位相回転量ωを持ち、その逆行列を計算すると行方向で同じ位相回転量ωを持つことになるという点では、残留周波数オフセットも位相雑音も共通である。

そこで、本発明に係る無線通信装置では、以下の２通りに分けて、残留周波数オフセット及び位相雑音の問題を解決するようにしている。

（１）位相雑音による位相回転が残留周波数オフセットによる回転量と比較してかなり小さい場合
（２）位相雑音による影響が残留周波数オフセットによる影響と同等以上である場合

前者の位相雑音による位相回転が残留周波数オフセットによる回転量と比較してかなり小さい場合には、１ＯＦＤＭシンボル目の位相回転の見積もり時において、残留周波数オフセットが線形的に増大するという関係に基づいて、リファレンス信号から取得された伝達関数（すなわちチャネル行列の各列ベクトル）に含まれる位相回転量を、最小２乗法などを用いて直線近似し、より高精度に求めるようにする。そして、２ＯＦＤＭシンボル目以降の位相回転の見積もりでは、ＭＩＭＯチャネル毎の位相回転量の観測値を統合することで、よりノイズに耐性のある位相回転量を得るようにする。

２回目以降の位相補償時には、１回目の位相回転の見積もりにより得られた位相補償量をデフォルトの補正回転として前段で行なうようにする。これによって、各ＭＩＭＯチャネルの位相回転は同じと推定できるので、各位相回転の平均などＭＩＭＯチャネル間で連携操作を行なうことにより、位相補償の精度を向上することができる。

本発明によれば、空間多重を利用して複数の論理的なチャネルを形成したＭＩＭＯ通信を行なうことにより伝送容量の拡大を行なうことができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法を提供することができる。

また、本発明によれば、マルチキャリア変調を採用するＭＩＭＯ通信システムにおいて、ローカルオシレータの誤差による周波数誤差並びに位相雑音に起因する性能劣化の問題を好適に解決することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法を提供することができる。

また、本発明によれば、マルチキャリア変調を採用するＭＩＭＯ通信システムにおいて、ＭＩＭＯ送信機側から時分割で送信されるリファレンス信号を用いてＭＩＭＯ受信機がチャネル行列を取得する際に、ＭＩＭＯチャネル毎に異なる位相雑音及び残留周波数オフセットの影響を好適に取り除くことができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法を提供することができる。

本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。

本発明は、ＭＩＭＯ方式の通信システムに適用することができる。ＭＩＭＯ通信システムでは、複数のアンテナを持つ送信機と複数のアンテナを持つ受信機が対となって、互いに独立した複数の論理チャネルすなわちＭＩＭＯチャネルを構成するように、送信機又は受信機の一方又は両方でアンテナ合成を行なう。ＭＩＭＯ通信方式によれば複数のＲＦ送受信部を１つの無線機に集約して大容量データ伝送を実現する。また、マルチパス環境における遅延歪の問題を解決するために、ＯＦＤＭ変調方式を適用している。

図１には、本発明の一実施形態に係る無線通信装置の構成を模式的に示している。図示の無線通信装置１００は送信機側と受信機側の双方において複数のアンテナ素子を備え、ＭＩＭＯ通信機として動作することができる。

各送受信アンテナ１１ａ及び１１ｂには、スイッチ１２ａ及び１２ｂを介して、それぞれ送信系統並びに受信系統が並列的に接続され、他の無線通信装置宛に信号を所定の周波数チャネル上で無線送信し、あるいは他の無線通信装置から送られる信号を収集する。但し、スイッチ１２ａ及び１２ｂは送受信アンテナ１１ａ及び１１ｂを送信系統又は受信系統の一方と排他的に接続し、送受信をともに並行しては行なえないものとする。

各送信系統は、変調符号化部２１と、ＩＦＦＴ２２と、ガード付与部２３と、プリアンブル／リファレンス付与部２４と、アンテナ毎のＤ／Ａ変換器２５及び送信用アナログ処理部２６を備えている。

変調符号化部２１は、通信プロトコルの上位レイヤから送られてきた送信データを誤り訂正符号で符号化するとともに、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭなどの所定の変調方式により送信信号を信号空間上にマッピングする。さらに、符号化後の送信信号を所定の送信重み行列で乗算することにより、空間多重により複数のＭＩＭＯチャネルを得る。この時点で、パイロット・シンボル挿入パターン並びにタイミングに従って、既知のデータ系列をパイロット・シンボルとして変調シンボル系列に挿入するようにしてもよい。サブキャリア毎あるいはサブキャリア数本の間隔で、既知パターンからなるパイロット信号が挿入される。

ＩＦＦＴ２２では、変調されたシリアル形式の信号を、並列キャリア数並びにタイミングに従って、並列キャリア数分のパラレル・データに変換してまとめた後、所定のＦＦＴサイズ並びにタイミングに従ってＦＦＴサイズ分の逆フーリエ変換を行なう。

ガード付与部２３は、シンボル間干渉の除去のため、１ＯＦＤＭシンボルの前後にガード・インターバル区間を設ける。ガード・インターバルの時間幅は、伝搬路の状況、すなわち復調に影響を及ぼす遅延波の最大遅延時間によって決定される。そして、直列の信号に直し、周波数軸での各キャリアの直交性を保持したまま時間軸の信号に変換して、送信信号とする。

プリアンブル／リファレンス付与部２４は、ＲＴＳ、ＣＴＳ、ＤＡＴＡパケットなどの送信信号の先頭にプリアンブル信号やリファレンス信号を付加する。

アンテナ毎の送信信号は、それぞれのＤ／Ａ変換器２５によりアナログのベースバンド信号に変換され、さらにそれぞれの送信用アナログ処理部２６によりＲＦ周波数帯にアップコンバートされてから、各アンテナ１１より各ＭＩＭＯチャネルへ送出される。

一方、各受信系統は、アンテナ毎の受信用アナログ処理部３１及びＡ／Ｄ変換器３２と、同期獲得部３３と、周波数オフセット補償部３４と、ＦＦＴ３５と、空間分離部３６と、位相回転補償部３７と、復調復号器３８で構成される。

各アンテナ１１より受信した信号を、それぞれの受信用アナログ処理部３１でＲＦ周波数帯からベースバンド信号にダウンコンバートし、それぞれのＡ／Ｄ変換器３２により、デジタル信号に変換する。

各アンテナ系統のデジタル・ベースバンド信号は、同期獲得部３３により検出された同期タイミングに従って、シリアル・データとしての受信信号をパラレル・データに変換してまとめられる（ここでは、ガード・インターバルまでを含む１ＯＦＤＭシンボル分の信号がまとめられる）。

周波数オフセット補償部３４は、周波数誤差推定値に基づいて、それぞれのデジタル・ベースバンド信号に対し周波数補正が行なわれる。この段階で周波数誤差並びにタイミング誤差はほとんど除去されるが、周波数誤差推定におけるノイズその他の影響により周波数オフセット量の算出において誤差が生じた場合などには誤差が残留する。

ＦＦＴ３５は、有効シンボル長分の信号をフーリエ変換により時間軸の信号を周波数軸の信号に変換し、受信信号をサブキャリア信号に分解する。

空間分離部３６は、パケットのプリアンブル部のＦＦＴ出力を基に、チャネル行列Ｈをサブキャリア毎に生成し、このチャネル行列を利用して、パケットのデータ部のＦＦＴ出力をサブキャリア毎に合成して、独立した複数のＭＩＭＯチャネルに分離する。送信機側からは各ＭＩＭＯチャネルに対応したリファレンス信号が時分割で送られてくる（後述）。空間分離部３６は、各リファレンス信号から取得した伝達関数を各列ベクトルとして構成されるチャネル行列Ｈの逆行列Ｈ^-1を求めることができ、これを受信重みに用いてＭＩＭＯ合成を行なう。ＭＩＭＯ合成は１次合成なので、残留周波数オフセットは残っており、その後に周波数オフセット推定を行なうことができる。

位相回転補償部３７は、ＭＩＭＯ合成された各ＭＩＭＯチャネルに対しそれぞれ残留周波数オフセットと位相雑音による位相回転量の補正を行なう。残留周波数オフセットと位相雑音はＭＩＭＯチャネル間で同一となるので、各パイロット・サブキャリアを用いて得られるＭＩＭＯチャネル毎の位相回転量の観測値を統合すなわち平均化し、よりノイズに耐性のある位相回転量を得ることができる。そして、得られた位相回転量を用いてＭＩＭＯチャネル毎に位相補償を施す。

復調復号部３８は、位相回転補正後に、位相空間（ｃｏｎｓｔａｌｌａｔｉｏｎ）上の変調点から元の値に復調する。

図２には、本実施形態に係る無線通信装置がＭＩＭＯ送信機として動作する場合に送信するパケットの構成例を模式的に示している。ここでは、Ｖ−ＢＬＡＳＴなどのオープンループ型のＭＩＭＯ通信システムを想定している。

各アンテナからは同一の同期信号が送信される。続いて、受信機側でチャネル推定を行なうためのリファレンス信号がアンテナ毎に時分割で送信される。その後、ＭＩＭＯチャネル毎のユーザ・データを空間多重して送信される。受信機では、各アンテナからのリファレンス信号を利用してチャネル推定を行ない、送受信機間の各アンテナ対に対応したチャネル行列Ｈを算定することができる。

既に述べたように、ＯＦＤＭ通信機には、周波数オフセットと位相雑音の問題がある。残留周波数オフセットと位相雑音の影響により、ＯＦＤＭシンボルのすべてのサブキャリアが同一角度だけ位相が回転するが、その回転量はＯＦＤＭシンボル毎に異なる。受信機側のデジタル部では、各ＯＦＤＭシンボルの位相回転量は、ＯＦＤＭシンボルに付随しているパイロット・サブキャリアを用いて推定することができ、その位相の逆回転をデータ部に与えることで、残留周波数オフセットと位相雑音を補償することができる。

残留周波数オフセットによる位相回転はリファレンス信号の受信時間に応じて線形的に増大するが、位相雑音に起因する位相回転の変化は、リファレンス信号の受信時間の差とは無関係にランダムである（後述）。まず、位相回転の原因を残留周波数オフセットと位相雑音とを区別せず、リファレンス信号の受信時間との規則性を考慮せずに、位相回転を補償する方法について説明する。

本実施形態に係る無線通信装置は、複数の受信アンテナと複数のアナログ部を備えている。例えば４×４のオープンループ型ＭＩＭＯ通信システムの場合、通常、４本の受信ブランチが存在する。ここで言う受信ブランチは、各空間ストリームに対応した独立した土管すなわちＭＩＭＯチャネルに相当する。たＭＩＭＯ受信機として動作するが、送信機のものと同じローカルオシレータを使用するので、各受信ブランチで与えられる位相雑音は同じものとなる

送信機側と受信機側でローカルオシレータとして各ブランチ共通の発振器をそれぞれ使用しているので、各受信ブランチに与えられる位相雑音は同じものとなる。また、受信機側の各ブランチで共通の同期と周波数補正を行なうようにすれば、周波数オフセットはすべてのブランチで等しくなる。ＦＦＴ並びにＭＩＭＯチャネル合成により１次変換されるが、ブランチ間での残留周波数オフセットは等しくなる。したがって、各パイロット・サブキャリアを用いて得られるＭＩＭＯチャネル毎の位相回転量の観測値を統合することで、よりノイズに耐性のある位相回転量を得ることができる。

位相回転補償部３７は、受信ブランチすなわちＭＩＭＯチャネル毎にＦＦＴした値の周波数領域のデータに含まれるパイロット・サブキャリアから位相回転量を観測し、全受信ブランチの回転量から総合的に判断、例えば平均化して位相回転量を決定する。そして、得られた値を再度各受信ブランチに戻し、受信ブランチ毎のその回転量に応じて位相を調整して、データの位相雑音や残留周波数オフセットの影響を取り除く。

ＭＩＭＯ受信機は、受信信号の空間分離を行なうために、受信用の重みを用いる。この受信用の重みは、送受信機間の各アンテナ対に対応した要素からなるチャネル行列Ｈを取得し、このチャネル行列の逆行列を求めることで得ることができる。

図２に示したパケット構造の場合、ＭＩＭＯ受信機は、送信機の各アンテナから時分割で送信されるリファレンス信号を利用して、送受信の各アンテナ対に対応した要素を持つチャネル行列Ｈを取得することができる。ところが、このように各リファレンス信号を異なる時間に送受信すると、アンテナ対毎に異なる位相雑音が印加されることになる。このような場合、受信機では、上述したような受信ブランチ毎に連携して位相量を取得するということはできなくなる。

通常の受信機では、実施した位相回転量をあるバッファに格納しておき、次のＯＦＤＭシンボル時には前回までの位相回転をオフセットとして事前に乗算した後のデータを見ることになる。したがって、各受信ブランチでの位相回転量を連携して回転位相量を決定するという方法では、最初の位相回転量の見積もり時のみ問題となる。

そこで、本実施形態では、位相回転補償部３７は、ＭＩＭＯチャネル毎にＦＦＴした値の周波数領域のデータに含まれるパイロット・サブキャリアから位相回転量を観測するが、１ＯＦＤＭシンボル目の位相回転の見積もり時には、各ＭＩＭＯチャネルでの測定結果を統合しないことにより、時分割で送られたリファレンス信号に印加されている不均一な位相雑音の影響を取り除く。そして、２シンボルＯＦＤＭ目以降の位相回転の見積もり時には、ＭＩＭＯチャネル毎の位相回転量の観測値を統合することで、よりノイズに耐性のある位相回転量を得るようにする。

図３には、この場合の位相回転補償部３７の内部構成を模式的に示している。同図に示すように、位相回転補償部３７は、空間分離部３６により分離された合成信号に基づいて、ＭＩＭＯチャネル毎の位相回転量を観測する位相回転量観測部と、ＭＩＭＯチャネル毎に見積もられた位相回転量に基づいて各ＭＩＭＯチャネルに対して適用すべき位相補償量を決定する位相補償量決定部と、決定された位相補償量を用いて各ＭＩＭＯチャネルの合成信号の位相を補償する位相補償処理部を備えている。ここで、位相補償量決定部は、１ＯＦＤＭシンボル目の位相回転の見積もり時には、各論理チャネルでの位相回転の観測結果を統合せずに、ＭＩＭＯチャネル毎にその観測結果に基づいて位相補償を行なうことで、位相雑音の影響を取り除く。そして、２ＯＦＤＭシンボル目以降の位相補償の見積もり時には、各ＭＩＭＯチャネルでの位相回転の観測結果を統合してすべてのＭＩＭＯチャネルに共通の位相補償量を決定するようにする。

続いて、位相回転が残留周波数オフセットに起因する場合における位相補償について説明する。残留周波数オフセットの観点でチャネル行列を考察すると、リファレンス信号を時分割で送受信するので、ユーザ・データの前段に付加される各リファレンス信号はユーザ・データからの時間差が相違するという点に問題がある。

送信アンテナ本数及び受信アンテナ本数がともに４本となる４×４のＭＩＭＯ通信システムにおいて、リファレンス１、リファレンス２、リファレンス３、リファレンス４の順でリファレンス信号を時分割で送信し、続いてユーザ・データを空間多重して送信する場合、データの残留周波数オフセット量とリファレンス４の残留周波数オフセット量は近いが、データの残留周波数オフセット量とリファレンス１の残留周波数オフセット量は大きく値が異なる。つまり、時分割で送受信するために、その間に影響を受ける残留周波数オフセットの量がリファレンス信号毎に区々となってしまう。

送信アンテナ本数及び受信アンテナ本数がともに４本となる４×４のＭＩＭＯ通信システムでは、チャネル行列も４×４の行列になる。チャネル行列を構成する各列ベクトルが、リファレンス信号から取得した伝達関数に相当する。したがって、チャネル行列の各列は異なる残留周波数オフセットを持つ。このような状態のチャネル行列Ｈの逆行列Ｈ^-1を計算すると、列毎に異なる残留周波数オフセットの影響を受けることになる。この様子を、数式を参照しながら以下に説明する。

チャネル行列Ｈとその逆行列Ｈ^-1を次式のように表す。但し、ａ、ｂ、ｃ、ｄはＨＴ−ＬＴＦの各シンボルであり、０〜３の添え字は受信ブランチに対応する。

そして、残留周波数オフセットによる影響を受けたチャネル行列は、次式のように表される。上述したように、チャネル行列を構成する列ベクトルは、残留周波数オフセットがそれぞれ異なるリファレンス信号から取得した伝達関数に相当する。次式では、リファレンス１、リファレンス２、リファレンス３、リファレンス４の各リファレンス信号が持つ残留周波数オフセットをそれぞれｅ^jω1、ｅ^jω2、ｅ^jω3、ｅ^jω4とし、チャネル行列には残留周波数オフセットによる位相回転が列単位で付加されている。

右辺を見て判るように、列毎に異なる残留周波数オフセットが乗算される格好となる。そして、上記の残留周波数オフセットの影響を受けたチャネル行列の逆行列は、次式のように表される。

上記の逆行列は、行単位で異なる位相回転量を持つ形となる。

このように、チャネル行列Ｈが列毎に受ける位相回転の影響は、その逆行列では、行毎の位相回転の影響となる。これは、ＭＩＭＯチャネル毎の位相回転の影響となって現れる。

残留周波数オフセットはＯＦＤＭシンボルの進行に比例して増大するとする。この場合、ａをある定数とおくと、ω₂＝ａ×ω₁、ω₃＝ａ×ａ×ω₁、ω₄＝ａ×ａ×ａ×ω₁という関係になる。つまり、リファレンス信号毎（すなわちチャネル行列の列ベクトル毎）の位相回転ω₁、ω₂、ω₃、ω₄は線形的に変化していく。

一方、位相雑音の場合、リファレンス信号毎の位相回転ω₁、ω₂、ω₃、ω₄はそれぞれ無関係なランダムな値となる。各リファレンス信号における残留周波数オフセットによる位相回転量と位相雑音における位相回転は、原因は異なる。しかしながら、上式（３）及び（５）からも判るように、チャネル行列Ｈの列方向で同じ位相回転量ωを持ち、その逆行列を計算すると行方向で同じ位相回転量ωを持つことになるという点では、残留周波数オフセットも位相雑音も共通である。

図４及び図５には、残留周波数オフセットの影響に比べて、位相雑音による影響が小さい場合と大きい場合のそれぞれについて、時分割で送受信されるリファレンス信号（図２を参照のこと）から取得したベクトル（すなわちチャネル行列の列ベクトル）に含まれる位相回転が変化する様子を例示している。残留周波数オフセットの影響に比べて、位相雑音による影響が小さい場合には、図４に示したように、位相回転は線形的に増大する。一方、残留周波数オフセットの影響に比べて、位相雑音による影響が大きい場合には、図５に示したように、位相回転の変化はリファレンス信号の受信時間の差とは無関係にランダムである。

そこで、本実施形態では、位相回転補償部３７において、以下の２通りに分けて、残留周波数オフセット及び位相雑音の問題を解決するようにしている。

（１）位相雑音による位相回転が残留周波数オフセットによる回転量と比較してかなり小さい場合
（２）位相雑音による影響が残留周波数オフセットによる影響と同等以上である場合

まず、前者の位相雑音による位相回転が残留周波数オフセットによる回転量と比較してかなり小さい場合について説明する。ａをある定数とおくと、リファレンス信号毎の残留周波数オフセットは、ω₂＝ａ×ω₁、ω₃＝ａ×ａ×ω₁、ω₄＝ａ×ａ×ａ×ω₁という関係になる。つまり、ＭＩＭＯチャネルの１ＯＦＤＭシンボル目の位相回転を１ＯＦＤＭシンボルの中にあるパイロット・サブキャリアにより測定すると、位相回転ω₁、ω₂、ω₃、ω₄を取得することができる。この値は雑音環境下で取得されたものなのでバラツキを持っている。しかし、残留周波数オフセットは線形的に増えていくという関係を利用して、これら４つの値から定数ａを導き出して各位相回転ω₁、ω₂、ω₃、ω₄を決定することにより、雑音への耐性を高めることができる。例えば、最小２乗法のようなアルゴリズムを利用して定数ａを高精度に求めることができる。あるいは下式に示すような方法で、ａの精度を高めることができる。

１ＯＦＤＭシンボル目で、上述したように定数ａを高精度に求めると、これを利用してリファレンス信号毎の位相回転量ω₁、ω₂、ω₃、ω₄を高精度に求め直すことができる。その回転量を用いて各ＭＩＭＯチャネルのデータの位相を回転することにより、データを補正することができる。

２ＯＦＤＭシンボル目以降は、１ＯＦＤＭシンボル目で回転した量をデフォルトの補正回転として前段で行なっておく。このようにすると、２ＯＦＤＭシンボル目以降は、同じ量の位相回転しか見えてこないで、パイロット・サブキャリアから得られたＭＩＭＯチャネル毎の回転量を単純に平均する連携により、高精度な位相回転の補正を実現することができる。最初のＯＦＤＭシンボルだけ、最小２乗法や式（６）で示した方法により直線近似で位相回転を補正する。そして、次のＯＦＤＭシンボルからは、各ＭＩＭＯチャネルで観測された位相回転量を単純に平均して位相回転を補正することができる。

図６には、この場合の位相回転補償部３７の内部構成を模式的に示している。同図に示す例では、図３に示した構成に対し、位相雑音及び残留周波数オフセットがそれぞれ位相回転に及ぼす影響を解析する位相回転解析部がさらに付加されている。位相補償量決定部は、この解析結果に応じて、各論理チャネルに対して適用すべき位相補償量を決定する。具体的には、位相回転解析部により、残留周波数オフセットに比べ位相雑音の影響が小さいと判別されたときには、位相補償量決定部は、１回目の位相回転の見積もり時において、残留周波数オフセットが線形的に増大するという関係に基づいて、リファレンス信号から取得された伝達関数（すなわちチャネル行列の各列ベクトル）に含まれる位相回転量を、最小２乗法や式（６）で示した方法により直線近似し、より高精度に求めるようにする。

図７には、位相雑音による位相回転が残留周波数オフセットによる回転量と比較してかなり小さい場合における、位相回転の補正処理の手順を示している。

まず、リファレンス・シンボルを受信することにより、チャネル行列Ｈを取得する（ステップＳ１）。そして、チャネル行列Ｈの逆行列Ｈ^-1を計算して、受信用の重みを取得する（ステップＳ２）。

空間分離部３６は、ユーザ・データの部分に受信用の重みを乗算することにより、各アンテナからの受信信号をＭＩＭＯ合成して空間分離を行ない、各ＭＩＭＯチャネルのデータを得る（ステップＳ３）。

位相回転補償部３７では、１ＯＦＤＭシンボル目のデータに含まれるパイロット・サブキャリア（５２サブキャリア中の４サブキャリアがパイロット）の回転量を測定する。これは、各ＭＩＭＯチャネルについて行なう（ステップＳ４）。

各リファレンス・シンボルから得られる４つの位相回転量は、順番に比例して増加するか、若しくは順番に比例して減少するかのどちらかである。したがって、位相回転補償部３７は、１ＯＦＤＭシンボル目のデータに含まれるパイロット・サブキャリアを用いて得られた位相回転量を直線近似することで、より精度の高い４つの位相回転量を取得する（ステップＳ５）。直線近似は最小２乗法や式（６）で示した方法により行なう。

上記ステップＳ５で求めた、各ＭＩＭＯチャネルに対応する回転量を打ち消すだけの回転量の位相補正を、ＭＩＭＯチャネル毎に行なう（ステップＳ６）。すなわち、ここではＭＩＭＯチャネル毎に求められた位相補正量の統合や連携は行なわない。

２ＯＦＤＭシンボル以降のＯＦＤＭシンボルについては、位相回転補償部３７は、デフォルトで、ステップＳ６で行なった量の回転の位相補正をＭＩＭＯチャネル毎に行なう（ステップＳ７）。

また、位相回転補償部３７は、２ＯＦＤＭシンボル以降のＯＦＤＭシンボルについて、ＭＩＭＯチャネル毎にパイロット・サブキャリアを用いて、位相の回転量を測定する（ステップＳ８）。

さらに、位相回転補償部３７は、ＭＩＭＯチャネル毎に取得した位相の回転量を統合して平均を計算する。この値を各ＭＩＭＯチャネルに対応するイコライザ（図示しない）に戻す（ステップＳ９）。

位相回転補償部３７は、各ＭＩＭＯチャネルからのデータを統合した平均値を基に、残留周波数オフセットや位相雑音に起因する位相回転量を打ち消す値を決定する。そして、この値を用いて位相補正をＭＩＭＯチャネル毎に位相補償を行なう（ステップＳ１０）。

図８には、位相雑音による位相回転が残留周波数オフセットによる回転量と比較してかなり小さい場合における、位相回転補償部３７の機能構成を模式的に示している。同図に示すように、各ＭＩＭＯチャネルにおける位相補償量を統括的に決定する位相補償量決定部が１つ設けられ、位相回転量観測部と位相補償処理部がＭＩＭＯチャネル毎に配設されている。

位相回転量観測部は、各ＭＩＭＯチャネル上のパイロット・シンボルを用いて、残留周波数オフセットや位相雑音に起因する位相回転量を取得し、この値を位相補償量決定部に通知する。

位相補償量決定部では、カウンタを用いてＯＦＤＭシンボル数をカウントしている。そして、１ＯＦＤＭシンボル目のデータに含まれるパイロット・サブキャリアを用いて得られた位相回転量を直線近似することで、より精度の高い４つの位相回転量を取得する。直線近似は最小２乗法や式（６）で示した方法により行なう。また、１ＯＦＤＭシンボル目では、ＭＩＭＯチャネル毎に求められた位相回転量の統合は行なわず、ＭＩＭＯチャネル毎に得られた位相回転量を打ち消すだけの回転量を、そのままそれぞれのＭＩＭＯチャネルの位相補正量として決定し、各ＭＩＭＯチャネル上の位相補償処理部に通知する。

また、位相補償量決定部は、２ＯＦＤＭシンボル以降では、ＯＦＤＭシンボル中のパイロット・サブキャリアを用いてＭＩＭＯチャネル毎に測定された位相の回転量を統合する。すなわち、各ＭＩＭＯチャネルからのデータを統合した平均値を基に、残留周波数オフセットや位相雑音に起因する位相回転量を打ち消す値を決定し、これを各ＭＩＭＯチャネル上の位相補償処理部に通知する。

各ＭＩＭＯチャネル上の位相補償処理部は、位相補償量決定部から通知された位相補償量を用いて、位相補償量だけデータを逆回転して位相補正を行なう。２ＯＦＤＭシンボル以降のＯＦＤＭシンボルについては、過去の位相回転補償量の累積値をデフォルト値として補正を行なう。

次に、位相雑音による影響が残留周波数オフセットによる影響と同等以上である場合について説明する。

この場合、チャネル行列の各列ベクトルの位相回転ω₁、ω₂、ω₃、ω₄はそれぞれ無関係なランダムな値となる。何故ならば、チャネル行列Ｈの異なる列ベクトルは、異なる時間に（時分割多重により）送られたリファレンス信号から作られるが、時間が異なれば、印加される位相雑音も異なるからである。一方、リファレンス信号に続くデータの部分は、同じ位相雑音が印加されるので同じ位相回転が加わる。しかし、異なる位相回転が加わったチャネル行列から生成された逆行列を用いて空間分離を行なうときには注意か必要である。

各ＭＩＭＯチャネルでパイロット・サブキャリアから得られた位相情報を平均してそれを各ＭＩＭＯチャネルでの位相回転として補正することを、最初のＯＦＤＭシンボルから行なうと、問題である。

最初のＯＦＤＭシンボルでは、この平均操作をなくし、各ＭＩＭＯチャネルで独立して位相回転量を推定し、それを使用する。

２ＯＦＤＭシンボル以降では、最初の独立な位相回転への補正をデフォルトとして行なう。したがって、２ＯＦＤＭシンボル以降では、各ＭＩＭＯチャネルで得られた位相回転量を平均などの統合した処理を行なうことにより、位相補償の精度を向上することができる。

これら２つのケースをまとめると、最初のＯＦＤＭシンボルでは、独立に位相回転を求める。そして、２ＯＦＤＭシンボル以降では、最初の独立した位相回転量をデフォルトで実行しておくと、各ＭＩＭＯチャネルの位相回転は同じと推定できるので、各移相回転の平均などＭＩＭＯチャネル間で連携操作を行なうことにより、位相補償の精度を向上することができる。

図９には、位相雑音による位相回転が残留周波数オフセットによる回転量と比較して無視できないくらい大きい場合における、位相回転の補正処理の手順を示している。

まず、リファレンス・シンボルを受信することにより、チャネル行列Ｈを取得する（ステップＳ２１）。そして、チャネル行列Ｈの逆行列Ｈ^-1を計算して、受信用の重みを取得する（ステップＳ２２）。

空間分離部３６は、ユーザ・データの部分に受信用の重みを乗算することにより、各アンテナからの受信信号をＭＩＭＯ合成して空間分離を行ない、各ＭＩＭＯチャネルのデータを得る（ステップＳ２３）。

位相回転補償部３７では、１ＯＦＤＭシンボル目のデータに含まれるパイロット・サブキャリア（５２サブキャリア中の４サブキャリアがパイロット）の回転量を測定する。これは、各ＭＩＭＯチャネルについて行なう（ステップＳ２４）。

そして、位相回転補償部３７は、ＭＩＭＯチャネル毎に得た回転量を打ち消すだけの回転量の位相補正をＭＩＭＯチャネル毎に行なう（ステップＳ２５）。すなわち、ここではＭＩＭＯチャネル毎に求められた位相補正量の統合や連携は行なわない。

２ＯＦＤＭシンボル以降のＯＦＤＭシンボルについては、位相回転補償部３７は、デフォルトで、ステップＳ２５で行なった量の回転の位相補正をＭＩＭＯチャネル毎に行なう（ステップＳ２６）。

また、位相回転補償部３７は、２ＯＦＤＭシンボル以降のＯＦＤＭシンボルについて、ＭＩＭＯチャネル毎にパイロット・サブキャリアを用いて、位相の回転量を測定する（ステップＳ２７）。

さらに、位相回転補償部３７は、ＭＩＭＯチャネル毎に取得した位相の回転量を統合して平均を計算する。この値を各ＭＩＭＯチャネルに対応するイコライザ（図示しない）に戻す（ステップＳ２８）。

位相回転補償部３７は、各ＭＩＭＯチャネルからのデータを統合した平均値を基に、残留周波数オフセットや位相雑音に起因する位相回転量を打ち消す値を決定する。そして、この値を用いて位相補正をＭＩＭＯチャネル毎に位相補償を行なう（ステップＳ２９）。

図１０には、位相雑音による位相回転が残留周波数オフセットによる回転量と比較して無視できないくらい大きい場合における、位相回転補償部３７の機能構成を模式的に示している。同図に示すように、各ＭＩＭＯチャネルにおける位相補償量を統括的に決定する位相補償量決定部が１つ設けられ、位相回転量観測部と位相補償処理部がＭＩＭＯチャネル毎に配設されている。

位相回転量観測部は、各ＭＩＭＯチャネル上のパイロット・シンボルを用いて、残留周波数オフセットや位相雑音に起因する位相回転量を取得し、この値を位相補償量決定部に通知する。

位相補償量決定部では、カウンタを用いてＯＦＤＭシンボル数をカウントしている。そして、１ＯＦＤＭシンボル目のデータに含まれるパイロット・サブキャリアを用いてＭＩＭＯチャネル毎に得られた位相回転量を打ち消すだけの回転量を、そのままそれぞれのＭＩＭＯチャネルの位相補正量として決定し、各ＭＩＭＯチャネル上の位相補償処理部に通知する。

また、位相補償量決定部は、２ＯＦＤＭシンボル以降では、ＯＦＤＭシンボル中のパイロット・サブキャリアを用いてＭＩＭＯチャネル毎に測定された位相の回転量を統合する。すなわち、各ＭＩＭＯチャネルからのデータを統合した平均値を基に、残留周波数オフセットや位相雑音に起因する位相回転量を打ち消す値を決定し、これを各ＭＩＭＯチャネル上の位相補償処理部に通知する。

各ＭＩＭＯチャネル上の位相補償処理部は、位相補償量決定部から通知された位相補償量を用いて、位相補償量だけデータを逆回転して位相補正を行なう。２ＯＦＤＭシンボル以降のＯＦＤＭシンボルについては、過去の位相回転補償量の累積値をデフォルト値として補正を行なう。

以上、位相雑音による移相回転量が残留周波数オフセットの量に比べて無視できるくらい小さい場合と、無視できない場合について説明してきた。後者の方法は前者の場合にも使用できるが、前者の方法は後者には使用できないという点を十分理解されたい。

以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。

本発明は、ＭＩＭＯ方式の通信システム、とりわけマルチキャリア方式のＭＩＭＯ通信システムの受信機に対し好適に適用することができ、その適用範囲はＶ−ＢＬＡＳＴなどのオープンループ方式、ＳＶＤ−ＭＩＭＯなどのクローズドループ方式の如何を問わない。

要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲の記載を参酌すべきである。

図１は、本発明の一実施形態に係る無線通信装置の構成を模式的に示した図である。 図２は、パケットの構成例を模式的に示した図である。 図３は、位相回転補償部３７の内部構成を模式的に示した図である。 図４は、残留周波数オフセットの影響に比べ位相雑音による影響が小さい場合について、時分割で送受信されるリファレンス信号から取得したベクトルに含まれる位相回転が変化する様子を示した図である。 図５は、残留周波数オフセットの影響に比べ位相雑音による影響が大きい場合について、時分割で送受信されるリファレンス信号から取得したベクトルに含まれる位相回転が変化する様子を示した図である。 図６は、位相回転補償部３７の内部構成を模式的に示した図である。 図７は、位相雑音による位相回転が残留周波数オフセットによる回転量と比較してかなり小さい場合における、位相回転の補正処理の手順を示した図である。 図８は、位相雑音による位相回転が残留周波数オフセットによる回転量と比較してかなり小さい場合における、位相回転補償部３７の機能構成を模式的に示した図である。 図９は、位相雑音による位相回転が残留周波数オフセットによる回転量と比較して大きい場合における、位相回転の補正処理の手順を示した図である。 図１０は、位相雑音による位相回転が残留周波数オフセットによる回転量と比較して大きい場合における、位相回転補償部３７の機能構成を模式的に示した図である。 図１１は、ＭＩＭＯ通信システムの構成を概念的に示した図である。 図１２は、ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送システムを概念的に示した図である。 図１３は、位相空間（コンスタレーション）上でチャネル補正後のサブキャリアと変調点との比を３次元的に表した図である。

符号の説明

１１…アンテナ
１２…スイッチ
２１…変調符号化部
２２…ＩＦＦＴ
２３…ガード付与部
２４…プリアンブル／リファレンス付与部
２５…Ｄ／Ａ変換器
２６…送信用アナログ処理部
３１…受信用アナログ処理部
３２…Ａ／Ｄ変換器
３３…同期獲得部
３４…周波数オフセット補償部
３５…ＦＦＴ
３６…空間分離部
３７…位相回転量補償部
３８…復号器

Claims (14)

1. 複数のアンテナを用いて受信した信号を合成して複数の論理チャネルの合成信号に分離する無線通信装置であって、
   各アンテナによる受信信号を合成して複数の論理チャネルの合成信号に空間分離する空間分離部と、
   前記空間分離部により分離された合成信号に基づいて、論理チャネル毎の位相回転量を観測する位相回転量観測部と、
   論理チャネル毎に見積もられた位相回転量に基づいて各論理チャネルに対して適用すべき位相補償量を決定する位相補償量決定部と、
   決定された位相補償量を用いて各論理チャネルの合成信号の位相を補償する位相補償処理部を備え、
   前記位相補償量決定部は、１回目の位相回転の見積もり時には、各論理チャネルでの位相回転の観測結果を統合せずに、各論理チャネルの観測結果に基づいて論理チャネル毎の独立した位相補償量をそれぞれ決定し、２回目以降の位相補償の見積もり時には、各論理チャネルでの位相回転の観測結果を統合してすべての論理チャネルに共通の位相補償量を決定する、
   ことを特徴とする無線通信装置。
2. 送信機側からは各論理チャネルに対応したリファレンス信号が時分割で送られ、
   前記空間分離部は、各リファレンス信号から取得した伝達関数を各列ベクトルとして構成されるチャネル行列の逆行列を求め、これを受信重みに用いて受信信号の空間分離を行なう、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
3. ＯＦＤＭ変調方式を適用し、
   前記位相回転量観測部は、論理チャネル毎に、ＦＦＴされた周波数領域のデータに含まれたパイロット・サブキャリアから位相回転量を観測する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信装置。
4. 位相雑音及び残留周波数オフセットがそれぞれ位相回転に及ぼす影響を解析する位相回転解析部をさらに備え、
   前記位相補償量決定部は、該解析結果に応じて、各論理チャネルに対して適用すべき位相補償量を決定する、
   ことを特徴とする請求項３に記載の無線通信装置。
5. 前記位相回転解析部により残留周波数オフセットに比べ位相雑音の影響が小さいと判別されたとき、前記位相補償量決定部は、１回目の位相回転の見積もり時において、チャネル行列の各列ベクトルに含まれる位相回転量を直線近似でより高精度に求める、
   ことを特徴とする請求項４に記載の無線通信装置。
6. 前記位相回転解析部により残留周波数オフセットに比べ位相雑音の影響が大きいと判別されたとき、前記位相補償量決定部は、１回目の位相回転の見積もり時において、チャネル行列の各列ベクトルに含まれる位相回転量の直線近似を行なわない、
   ことを特徴とする請求項４に記載の無線通信装置。
7. 前記位相補償処理部は、２回目以降の位相補償時には、１回目の位相回転の見積もりにより得られた位相補償量をデフォルトの補正回転として位相補正を行なう、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
8. 複数のアンテナを用いて受信した信号を合成して複数の論理チャネルの合成信号に分離する無線通信方法であって、
   各アンテナによる受信信号を合成して複数の論理チャネルの合成信号に空間分離する空間分離ステップと、
   前記空間分離ステップにおいて分離された合成信号に基づいて、論理チャネル毎の位相回転量を観測する位相回転量観測ステップと、
   論理チャネル毎に見積もられた位相回転量に基づいて各論理チャネルに対して適用すべき位相補償量を決定する位相補償量決定ステップと、
   決定された位相補償量を用いて各論理チャネルの合成信号の位相を補償する位相補償処理ステップを備え、
   前記位相補償量決定ステップでは、１回目の位相回転の見積もり時には、各論理チャネルでの位相回転の観測結果を統合せずに、各論理チャネルの観測結果に基づいて論理チャネル毎の独立した位相補償量をそれぞれ決定し、２回目以降の位相補償の見積もり時には、各論理チャネルでの位相回転の観測結果を統合してすべての論理チャネルに共通の位相補償量を決定する、
   ことを特徴とする無線通信方法。
9. 送信機側からは各論理チャネルに対応したリファレンス信号が時分割で送られ、
   前記空間分離ステップでは、各リファレンス信号から取得した伝達関数を各列ベクトルとして構成されるチャネル行列の逆行列を求め、これを受信重みに用いて受信信号の空間分離を行なう、
   ことを特徴とする請求項８に記載の無線通信方法。
10. ＯＦＤＭ変調方式を適用し、
    前記位相回転量観測ステップでは、論理チャネル毎に、ＦＦＴされた周波数領域のデータに含まれるパイロット・サブキャリアから位相回転量を観測する、
    ことを特徴とする請求項９に記載の無線通信方法。
11. 位相雑音及び残留周波数オフセットがそれぞれ位相回転に及ぼす影響を解析する位相回転解析ステップをさらに備え、
    前記位相補償量決定ステップでは、該解析結果に応じて、各論理チャネルに対して適用すべき位相補償量を決定する、
    ことを特徴とする請求項１０に記載の無線通信方法。
12. 前記位相回転解析ステップにおいて残留周波数オフセットに比べ位相雑音の影響が小さいと判別されたとき、前記位相補償量決定ステップでは、１回目の位相回転の見積もり時において、チャネル行列の各列ベクトルに含まれる位相回転量を直線近似でより高精度に求める、
    ことを特徴とする請求項１１に記載の無線通信方法。
13. 前記位相回転解析ステップにおいて残留周波数オフセットに比べ位相雑音の影響が大きいと判別されたとき、前記位相補償量決定ステップでは、１回目の位相回転の見積もり時において、チャネル行列の各列ベクトルに含まれる位相回転量の直線近似を行なわない、
    ことを特徴とする請求項１１に記載の無線通信方法。
14. 前記位相補償処理ステップでは、２回目以降の位相補償時には、１回目の位相回転の見積もりにより得られた位相補償量をデフォルトの補正回転として位相補正を行なう、
    ことを特徴とする請求項８に記載の無線通信方法。
    

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