JP2002314506A - 受信装置及び受信方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 送受信機のクロック誤差による位相回転を補
正する際に、１次近似を求める処理に影響しないように
できる受信装置及び受信方法を提供する。 【解決手段】 受信装置は、等化器は、リファレンスシ
ンボルによる１次補正実行部５１と、パイロットキャリ
アによる２次補正実行部５８と、１次補正実行部５１と
２次補正実行部５８との間に、２次補正で位相を回転し
た分の補正係数を補助補正係数メモリ５７に保存し、次
回の補正時に１次補正を行った後、２次補正を行う前に
補助補正係数による補助補正を実行する補助補正実行部
５２とを備え、前回との差分しかパイロットキャリアの
位相回転が無くなるため、２次補正では、この１シンボ
ルの時間により生じた回転分だけを補正して、２次補正
で保持する角度の増大を防ぎ、通信品質の低下を防止す
ることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔ
ｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏ
ｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ：直交周波数分割多重）方式に
より伝送された情報を受信する受信装置及び受信方法に
関する。

【０００２】

【従来の技術】無線通信により、高速な画像伝送を実現
するための変調方式として、ＯＦＤＭ変調方式が知られ
ている。ＯＦＤＭ変調方式は、マルチキャリア変調方式
で、数十から数百、または、システムによっては、数千
の直交した搬送波周波数を持つデジタル変調波を多重し
た信号を送信する方式である。

【０００３】この変調方式は周波数選択性フェージング
に強く、マルチキャリアを作成するためにＤＦＴ（Ｄｉ
ｓｃｅｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：離散
フーリエ変換）または、その高速演算が可能なＦＦＴ
（Ｆａｓｔ ＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ：高速
フーリエ変換）が使用されるという特徴を持つ。

【０００４】ＯＦＤＭ変調方式に、１６ＱＡＭ（Ｑｕａ
ｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔ
ｉｏｎ（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ａｎｄ Ｐｈａｓｅ Ｓ
ｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ））等の多値変調を組み合わせ
る場合には同期検波で実現する必要がある。

【０００５】また、振幅に情報を載せる１６ＱＡＭ等の
多値変調方式では、受信装置では位相と振幅の補正を各
キャリア毎に行う必要があり、このための等化器が必要
となる。等化器は、送信した信号がフェージング等の伝
送路の影響により振幅の変化や位相の回転等の歪みを受
けた場合に、それを元の状態に戻す処理を施すための装
置である。

【０００６】等化器の原理としては、伝送路の伝達関数
を推定し、その逆フィルターを受信信号にかけることに
より伝送路の歪みをキャンセルすることにより実現す
る。ＯＦＤＭ変調方式による無線通信システムにおいて
は、ＦＦＴ変換処理後において周波数軸上としてのデー
タを持つことができるため、ＯＦＤＭ変調方式のための
等化器は、ＦＦＴ変換処理後に配置される場合が多い。

【０００７】図１は、一般的なＯＦＤＭ通信システムの
送信機である。ＦＥＣＣｏｄｅ（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒ
ｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）部１で畳み込み符号化
等の符号化を行った後に、ＭＡＰ部２で１６ＱＡＭ等の
マッピングを行い、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ ＦＦ
Ｔ）部３で逆ＦＦＴ演算を行う。

【０００８】逆ＦＦＴ演算の後にＧＩ部４でガードイン
ターバルの挿入を行い、ＲＦ部５で高周波処理のアナロ
グ回路部を通り、アンテナ６で伝送路である空間に電波
が送り出される。

【０００９】図２は、一般的なＯＦＤＭ通信システムの
受信機である。アンテナ７で受信した信号は、ＲＦ部８
で高周波処理のアナログ回路部を通り、パケット同期等
の同期回路で同期をとり、ＧＩ ｒｅｍｏｖｅ部９でＦ
ＦＴ演算への入力データの切り出しを行う。

【００１０】ＦＦＴ部１０でＦＦＴ演算を行った周波数
軸上に戻されたデータは、等化器１１で信号の振幅や位
相を補正される。従って、等化器１１は受信機側のＦＦ
Ｔ変換処理の後に配置する。等化器１１は、送信機側か
ら予め既知である信号、リファレンスシンボルおよびパ
イロットキャリアを使用して伝送路の状態を推定する。

【００１１】図３および図４はパケットのデータフォー
マットおよびユーザデータを示す図である。ここで、シ
ンボルとは、ＦＦＴ変換処理において６４ポイントのデ
ータの切り出しを行う場合に、その６４ポイントの内の
５２ポイントを使用してデータを送る場合について説明
する。この５２個のデータをシンボルという。図３に示
すリファレンスシンボル３１は、既知のパターンのＯＦ
ＤＭ信号である。図３に示すユーザデータ３１−２、３
１−３・・・３１−ｎのデータシンボルは、図４に示す
４８個のデータキャリア４１と４個のパイロットキャリ
ア４２とで構成される。

【００１２】ＦＦＴ変換処理の出力は、５２キャリア分
の５２個のデータである。このデータは、マルチパス等
の伝送路の影響、送受信機の周波数誤差、ＦＦＴ変換処
理タイミングの誤差となる送受信機のデジタルクロック
の周波数誤差等の影響により、振幅と位相が歪んでい
る。

【００１３】既知パターンで変調されたリファレンスシ
ンボルを用いて第１回目の振幅補正および位相補正を行
う。この第１回目の振幅補正および位相補正の補正係数
は、同一パケット内で共通に使用される。各データシン
ボルには、パイロットキャリアが含まれている。このパ
イロットキャリアを用いて、同一パケット内で時間的に
変化する要因による歪みを除去する。これが、第２回目
の位相補正である。

【００１４】以下に、この第１回目の振幅補正および位
相補正、第２回目の位相補正の補正方法を説明する。最
初に、第１回目の振幅補正および位相補正を行う。Ｙ
（ａ，ｂ）をａシンボル目のｂ番目のキャリアの受信信
号とする。Ｒ（ｂ）をリファレンスシンボルのｂ番目の
キャリアのデータとする。Ｃ（ｂ）をｂ番目のキャリア
に対する伝送路の伝達関数とする。その場合に、既知パ
ターンＲ（ｂ）は、伝送路等の歪みを受けて、受信信号
Ｙ（ａ、ｂ）となるため、以下の数１式のように表すこ
とができる。なお、Ｙ（ａ、ｂ）、Ｒ（ｂ）およびＣ
（ｂ）は、複素数である。

【００１５】

【数１】Ｙ（１、ｂ）＝Ｃ（ｂ）・Ｒ（ｂ）

【００１６】ここで、Ｙ（１、ｂ）は１シンボル目であ
るリファレンスシンボルの受信信号を表す。従って、伝
送路等の歪みとなる伝達関数は以下の数２式となる。

【００１７】

【数２】Ｃ（ｂ）＝Ｙ（１、ｂ）／Ｒ（ｂ）

【００１８】第２シンボル以降のデータシンボルは、歪
みの伝達関数の逆関数をかけることにより、元の値に戻
すことができる。Ｘ１（ａ，ｂ）を補正後のデータとす
ると、以下の数３式のように表すことができる。

【００１９】

【数３】Ｘ１（ａ，ｂ）＝Ｙ（ａ、ｂ）／Ｃ（ｂ）

【００２０】各データシンボルは、５２個のデータから
構成されている。６４ポイントのＦＦＴ変換処理を行っ
た場合は、キャリアが６４本存在する。その中で使用す
るのは、５２本のキャリアである。キャリア番号を、２
６，−２５，−２４，・・・，−１，０，＋１，＋２，
＋３，＋２５、＋２６で表す。０のキャリアはＤＣ成分
のため使用しない。パイロットキャリアは、例えば、−
２１，−７，＋７，＋２１番目に挿入されている。

【００２１】このパイロットキャリアは、主に位相雑音
を除去するために使用される。送信した既知パターンで
あるパイロットキャリアをＰ（ａ，ｂ）（ｂ＝−２１，
−７，＋７，＋２１）と表す。ＣＰ（ｂ）を位相雑音等
による位相回転の伝達関数とすると、以下の数４式のよ
うになる。

【００２２】

【数４】Ｘ１（ａ，ｂ）＝ＣＰ（ｂ）・Ｐ（ａ，ｂ）

【００２３】従って、ＣＰ（ｂ）は、以下の数５式のよ
うになる。

【００２４】

【数５】ＣＰ（ｂ）＝Ｘ１（ａ，ｂ）／Ｐ（ａ，ｂ）
（ｂ＝−２１，−７，＋７，＋２１）

【００２５】これら、４つのＣＰ（ｂ）から各サブキャ
リアに対応するＣＰ（ｂ）を求める。そして、パイロッ
トキャリアの４つの回転角度を求める。Ｔ（ｂ）をキャ
リアｂに対応する回転角度とすると、以下の数６式とな
る。

【００２６】

【数６】Ｔ（ｂ）＝ａｒｃｔａｎ（ＣＰ（ｂ））

【００２７】０次近似を行う場合は、４つの回転角度を
足して４で割ることにより平均した値を使用する。その
値を用いて、第２回目の位相補正を行う。以下の数７式
をＸ１（ａ，ｂ）にかけることで、位相が補正される。

【００２８】

【数７】ｃｏｓ（｛Ｔ（−２１）＋Ｔ（−７）＋Ｔ（＋
７）＋Ｔ（−２１）｝／４）−ｊｓｉｎ（｛Ｔ（−２
１）＋Ｔ（−７）＋Ｔ（＋７）＋Ｔ（−２１）｝／４）

【００２９】この補正値は、振幅方向には、補正されて
いない。つまり、信号強度を尤度として持っている信号
である。デマッピングを行うときにこの信号強度を考慮
して信号を切り出せば正しい信号を得ることができる。

【００３０】

【発明が解決しようとする課題】このような従来の通信
システムにおいては、０次近似の場合は、高周波処理を
行うアナログ回路部の位相雑音に起因する位相回転のみ
の場合は、全てのキャリアの回転角度が同一なため、ほ
ぼ正確に補正することができる。しかし、ＦＦＴ部への
データの切り出しタイミング誤差は、送受信機のデジタ
ルクロックの周波数差により起きる。送受信機のクロッ
ク周波数誤差が１ｐｐｍ程度であれば、この問題は起き
ないが、４０ｐｐｍ程度のずれがある場合は、問題とな
る。また、１６ＱＡＭよりも６４ＱＡＭのように高い精
度を必要とする場合には、深刻な問題となるという不都
合があった。

【００３１】上述したＦＦＴタイミング誤差は、時間が
経てば経つ程大きくなる。この影響は、各キャリアによ
って異なる。周波数の高いキャリアほどその影響が高い
ため、１次近似を行う必要がある。

【００３２】例えば、６４ポイントのＦＦＴを用いたＯ
ＦＤＭ通信システムにおいて、１本の正弦波で表された
キャリアは、キャリア番号が−１と＋１の場合、送受信
機のクロックが１クロックずれた場合には、３６０度／
６４＝５．６２５度の位相回転がＦＦＴ変換処理後のデ
ータにおいて観測することができるのに対して、例え
ば、２６個の正弦波で表すキャリアは、キャリア番号が
−１と＋１の場合、３６０度／６４＊２６＝１４６．２
５度となり、各キャリアで位相回転角度が異なる。ま
た、この回転角は、キャリアを横軸にとると比例直線の
関係になる。

【００３３】１次近似を行うには、パイロットキャリア
から求めた４つの位相回転角度から最小２乗法を使って
残りのキャリアに対応した位相回転角度を求めることが
考えられる。しかし、ここで以下に示す３つの問題点が
ある。

【００３４】第１に、時間が経過するに従って、つまり
シンボル数が増加するに従って各キャリアの角度の差が
広がっていく。この差が３６０度を超えると、角度の情
報を管理することができなくなり、１次近似を求めるこ
とができなくなるという不都合があった。

【００３５】第２に、４つのパイロットキャリアから直
線を導き出すために、フェージング等の影響により特定
のパイロットキャリアが誤った時にその影響が他のキャ
リアに伝達しやすくなるという不都合があった。

【００３６】第３に、１次近似を求める際に４つのパイ
ロットキャリアに雑音が乗った場合に、その影響も無視
することができないという不都合があった。

【００３７】本発明は、このような実情を鑑みてなされ
たものであり、送受信機のデジタルクロックの周波数差
による位相回転を補正する際に、各キャリアの角度情報
を管理でき、他のキャリアに影響することなく、１次近
似を求める際に影響しないようにすることができる受信
装置及び受信方法を提供することを目的とする。

【００３８】

【課題を解決するための手段】本発明の受信装置および
受信方法は、以下の手段により以下の作用をする。ＦＦ
Ｔタイミングに誤差が生じ、その誤差の影響が各サブキ
ャリアに対応するデータ毎に異なるため１次近似を行う
際に、その角度の差が増大したときに角度が管理できな
くなる第１の問題点を解決するための手段として、第１
回目の補正であるリファレンスシンボルによる補正係数
での補正と、第２回目のパイロットキャリアによる補正
係数での補正の間に、さらに、補助補正を行う。この補
助補正は、１つ前のシンボルで使用した第２回目の補正
係数を使用する。この操作を行うことにより、補助補正
を行った後は、各サブキャリアの角度は微小になり、角
度の差が３６０度以上になることがない。補助補正があ
る場合は、第２回目の補正係数は、１つ前のシンボルと
の間の差分を表す補正係数となる。補助補正の補正係数
は、この第２回目の補正係数を累積したものである。

【００３９】また、他のキャリアに影響する第２の問題
点を解決するための手段として、第２回目の補正係数を
求めるのは、１シンボルの間で生じた位相のずれに対す
る補正係数を求める手段を用いているため、各サブキャ
リアの位相を回転する補正角度は微小となる。そこで、
フェージングによりある特定のパイロットキャリアの角
度が例えば、１００度になった場合は、これを例えば２
５度等に制限してから、最小２乗法で直線を求めること
により、フェージングの影響を少なくすることができ
る。従って、ハード化する場合にパイロットキャリアの
角度制限によりアークタンジェントの値をテーブルで実
現する場合にテーブルのメモリ量を削減することができ
る。

【００４０】また、１次近似を求める際に影響する第３
の問題点を解決するための手段として、４つのパイロッ
トキャリアから最小２乗法で直線を求めると、ｙ＝ａｘ
＋ｂと表すことができる。ここで、ａは直線の傾き、ｂ
は切片、ｘがキャリア番号、ｙが各キャリアに対する回
転角度である。ここで、ｂについては、アナログ回路部
であるＲＦ部の雑音により各シンボル毎にランダムに変
化する。しかし、ａについては、送受信機のクロック周
波数誤差により時間に比例して変化していく成分であ
る。そこで、ａについてのみ時間方向に移動平均を行う
ことにより、雑音の影響を減らすことができる。

【００４１】

【発明の実施の形態】以下に、発明の実施の形態を説明
する。本実施の形態による受信装置は、ＯＦＤＭ伝送方
式のための等化器において、リファレンスシンボルによ
る１次補正の後で２次補正においてパイロットキャリア
を使用して各キャリアの回転角度を推定する際に、１次
近似を使用した等化器の構成を示し、その１次近似を行
う際に、パイロットキャリアがフェージングおよび雑音
により変動した場合に、その影響を最小にする補助補正
を行うものである。

【００４２】以下に、本実施の形態を説明する。図５は
本実施の形態による受信装置に適用される等化器の構成
例を示すブロック図である。図５に示す等化器は、図２
に示した受信機における等化器１１に対応する。

【００４３】まず、１次補正ブロックについて説明す
る。図５において、図２に示したＦＦＴ部１０の後に、
最初に１次補正係数を算出する１次補正係数算出部５
３、および１次補正係数を保存する１次補正係数メモリ
５４が設けられる。１次補正係数算出部５３は、リファ
レンスシンボルから補正係数を導出し、１次補正係数を
１次補正係数メモリ５４に保存する。１次補正実行部５
１は、リファレンスシンボルによる１次補正係数を１次
補正係数メモリ５４から読み出して１次補正を実行す
る。なお、１次補正係数算出部５３、および１次補正係
数メモリ５４はリファレンスシンボルに対してのみ動作
し、データシンボルのときは動作しない。

【００４４】リファレンスシンボルＲ（ｂ）（ｂ＝−２
１，−７，＋７，＋２１）は、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ
Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）で変調さ
れ、リアルパートは±１の値を持ち、イマジナリパート
は０である。なお、受信したリファレンスシンボルは理
想状態では、±５８である。

【００４５】受信したリファレンスシンボルをＹ（１，
ｂ）（ｂ＝−２１，−７，＋７，＋２１）とすると、１
次補正係数Ｃ１（ｂ）は、以下の数８式で導かれる。こ
こで、＊は複素乗算を表す。

【００４６】

【数８】Ｃ１（ｂ）＝Ｙ（１，ｂ）＊Ｒ（ｂ） Ｃ１（ｂ）は虚数であるため、数９式で表すことができ
る。

【００４７】

【数９】 Ｃ１（ｂ）＝Ｃ＿ｒｅ（ｂ）＋ｊＣ＿ｉｍ（ｂ）

【００４８】次に、１次補正係数を用いて１次補正を実
行する１次補正実行部５１が設けられる。１次補正実行
部５１は、受信した信号Ｙ（ａ，ｂ）（ａ≧２、ａ：シ
ンボル数、ｂ＝−２１，−７，＋７，＋２１、ｂ：キャ
リア番号）に対して、数１０式の演算を実行する。

【００４９】

【数１０】Ｘ１（ａ，ｂ）＝Ｙ（ａ，ｂ）＊｛Ｃ１＿ｒ
ｅ（ｂ）−ｊＣ１＿ｉｍ（ｂ）｝

【００５０】図６〜図９を用いて１次補正の詳細を説明
する。まず、１次補正係数の算出を説明する。図６は、
１次補正におけるリファレンスシンボルを示す図であ
る。上述したように、１次補正係数は、リファレンスシ
ンボルから算出される。リファレンスシンボルＳＣは、
５２本分のデータとして、数１１式のように表される。

【００５１】

【数１１】ＳＣ＝｛１，１，−１，−１，１，１，−
１，１，−１，１，１，・・・・｝

【００５２】ＦＦＴ変換処理後のリファレンスシンボル
は、送信側からＢＰＳＫ１／２で送信されるため、ＦＦ
Ｔ変換処理において全てのエラーが無い理想状態として
は、図６Ａに示す６１、６２の信号配置のコンスタレー
ション（Ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）となる。これに
なんらかのエラーが加わると図６Ｂに示す６３、６４の
信号配置のコンスタレーションの例になる。図６Ｂに示
すようにリファレンスシンボルは、５２キャリア分の５
２個のデータで構成されているが、この５２個はそれぞ
れ異なった回転振幅方向の乱れを受ける。

【００５３】いま、リファレンスシンボルのｘキャリア
を受信機で受信した信号をＳｉｇ＿Ｒ（１，ｘ）、伝送
路および送受信機のアナログ回路部の伝達関数をＳｉｇ
＿Ｃｏｅｆ（ｘ）、送信機で送信したリファレンスシン
ボルのｘキャリアの信号をＳｉｇ＿Ｒｅｆ（ｘ）、＊を
複素乗算とすると、以下の数１２式のようになる。

【００５４】

【数１２】Ｓｉｇ＿Ｒ（１，ｘ）＝Ｓｉｇ＿Ｃｏｅｆ
（ｘ）＊Ｓｉｇ＿Ｒｅｆ（ｘ）

【００５５】Ｓｉｇ＿Ｒｅｆ（ｘ）はＳｉｇ＿Ｃｏｅｆ
（ｘ）により位相の回転や振幅の変化を受けて、Ｓｉｇ
＿Ｒ（１，ｘ）として受信される。従って、位相の回転
や振幅の変化によるＳｉｇ＿Ｃｏｅｆ（ｘ）は、以下の
数１３式で表される。

【００５６】

【数１３】Ｓｉｇ＿Ｃｏｅｆ（ｘ）＝Ｓｉｇ＿Ｒ（１，
ｘ）／Ｓｉｇ＿Ｒｅｆ（ｘ）

【００５７】受信信号は、送信信号が伝達関数Ｓｉｇ＿
Ｃｏｅｆ（ｘ）により歪められたものであるから、伝達
関数の逆フィルタ（１／Ｓｉｇ＿Ｃｏｅｆ（ｘ））を乗
算することにより、この歪みを取り除くことができる。
歪められた受信信号をＳｉｇ＿Ｒ（ｚ，ｘ）、伝達関数
をＳｉｇ＿Ｃｏｅｆ（ｘ）、等化器で補正の対象となる
ｚシンボル目のｘ番目のキャリアの送信信号をＳｉｇ＿
Ｔ（ｚ，ｘ）とすると、以下の数１４式で表すことがで
きる。

【００５８】

【数１４】Ｓｉｇ＿Ｒ（ｚ，ｘ）＊（１／Ｓｉｇ＿Ｃｏ
ｅｆ（ｘ））＝Ｓｉｇ＿Ｔ（ｚ，ｘ）

【００５９】次に、１次補正の実行について説明する。
１次補正実行データをＳｉｇ＿Ｃｏｍｐ、振幅および位
相を元に戻す絶対値をａｂｓ、ｘのｙ乗をｐｏｗ（ｘ，
ｙ）、２シンボル目のリファレンスシンボルの受信信号
をＳｉｇ＿Ｒ（２，ｘ）、２つ目のリファレンスシンボ
ルを各ｘ毎に平均したものをＳｉｇ＿Ｒｍｅａｎ１ａｎ
ｄ２（ｘ）＝Ｓｉｇ＿Ｃｏｅｆ（ｘ）＊Ｓｉｇ＿Ｒｅｆ
（ｘ）、Ｓｉｇ＿Ｒｍｅａｎ１ａｎｄ２（ｘ）の共役を
Ｓｉｇ＿Ｒｍｅａｎ１ａｎｄ２＊（ｘ）とすると、以下
の数１５式の演算によって１次補正が実行される。

【００６０】

【数１５】 Ｓｉｇ＿Ｃｏｍｐ＝Ｓｉｇ＿Ｒ（ｚ，ｘ）／Ｓｉｇ＿Ｃｏｅｆ（ｘ） ＝Ｓｉｇ＿Ｒ（ｚ，ｘ）＊Ｓｉｇ＿Ｒｅｆ（ｘ）／Ｓｉｇ＿Ｒ ｍｅａｎ１ａｎｄ２（ｘ） ＝Ｓｉｇ＿Ｒ（ｚ，ｘ）＊Ｓｉｇ＿Ｒｍｅａｎ１ａｎｄ２＊（ ｘ）＊Ｓｉｇ＿Ｒｅｆ（ｘ）／ｐｏｗ（ａｂｓ（Ｓｉｇ＿Ｒｍｅａｎ１ａｎｄ２ （ｘ）），２）

【００６１】ここで、数１５式において、割り算を含ん
でいるので、複素数・複素数／実数の形に変形すること
により、数１６式のように割り算を実行しないで、ＤＭ
ＡＰ部におけるデマッピングの際に考慮することで割り
算を行わないで済む。

【００６２】

【数１６】Ｓｉｇ＿Ｃｏｍｐ＝Ｓｉｇ＿Ｒ（ｚ，ｘ）＊
Ｓｉｇ＿Ｒｍｅａｎ１ａｎｄ２＊（ｘ）＊Ｓｉｇ＿Ｒｅ
ｆ（ｘ）

【００６３】つまり、１次補正係数とは、Ｓｉｇ＿Ｒｍ
ｅａｎ１ａｎｄ２（ｘ）の共役に対応するｘキャリアの
リファレンスシンボルの±１をかけたものである。それ
をＳｉｇ＿Ｒ（ｚ，ｘ）と複素乗算することが１次補正
の実行である。

【００６４】ここでは、位相の回転方向のみ補正されて
いる。振幅方向の補正はここで割り算を実行するれば得
られるが、計算の複雑さを避けるために行わない。ま
た、デマッピング時にビタビ復号のアルゴリズムの判定
で必要になる尤度は、受信電力の２乗でつけるのが効果
的であることが知られている。数１６式で省いた割り算
（ｐｏｗ（ａｂｓ（Ｓｉｇ＿Ｒｍｅａｎ１ａｎｄ２
（ｘ）），２））は、受信信号のパワーであるので、デ
マッピング時に考慮することにより、ビタビ復号の尤度
をつけることができる上に割り算を省くことができる。

【００６５】図７は、１次補正におけるパイロットキャ
リアの状態を示す図である。図７は、送受信のクロック
誤差によるパイロットキャリアの位相回転を示す図であ
る。図７Ａに示す４つのパイロットキャリア７１、７
２、７３、７４は、送受信のクロック誤差により、図７
Ｂに示す位相回転によりパイロットキャリア７１−１
（＋方向），７１−２（−方向），７１−３（−方
向），７２−１（＋方向），７２−２（−方向），７２
−３（−方向），７３−１（＋方向），７３−２（−方
向），７３−３（−方向），７４−１（＋方向），７４
−２（−方向），７４−３（−方向）のようになる。

【００６６】各キャリアの回転量は、以下のようにな
る。いま、送受信機の発振器（２０ＭＨｚ）の精度が２
０ｐｐｍであるとする。送受信機で考えると４０ｐｐｍ
の誤差があり得る。このときに、リファレンスシンボル
が、１、２シンボル目であるとすると、その６０シンボ
ル後は、以下の数１７式となる。

【００６７】

【数１７】 ６０ｓｙｍｂｏｌ＊７２ｃｌｋ＊＝４３２０ｃｌｋ

【００６８】１００万クロックに４０クロックずれるか
ら、以下の数１８式のように示すクロックだけ送受信で
クロックがずれることになる。

【００６９】

【数１８】 ４３２０／１００００００＊４０＝０．１７２８

【００７０】この０．１７２８クロックがキャリアシン
ボルのコンスタレーションに与える影響は、ＦＦＴ部へ
のタイミング誤差で生じる。ＦＦＴ部はデータを６４ポ
イント切り出すものを使用している。データは、５２シ
ンボルなので、８個分は０を入れてＩＦＦＴ変換処理さ
れている。ここで、対応するキャリア番号−２６，−２
５，−２４，・・・，−２，−１，＋１，＋２，・・
・，＋２５，＋２６の５２個に着目する。

【００７１】±１は、１周期の正弦波のエネルギー、±
２は、２周期の正弦波のエネルギー、±２６は、２６周
期の正弦波のエネルギー、として送信側でＩＦＦＴ変換
処理されている。

【００７２】ここで、±２６のキャリアは、０．１７２
８クロックだけＦＦＴタイミングがずれると、以下の数
１９式となる。

【００７３】

【数１９】 ３６０／６４＊０．１７２８＊２６＝±２５度

【００７４】例えば、±１０のキャリアは、数２０式で
示す角度だけ回転する。また、リファレンスシンボルの
間隔が倍の１２０になれば、これらの値も倍になる。

【００７５】

【数２０】 ３６０／６４＊０．１７２８＊１０＝±９．７度

【００７６】図８は、１次補正における各キャリアの位
相回転量の１次近似直線を示す図である。図８におい
て、４つのキャリア（−２１，−７，＋７，＋２１）か
ら、ｙ＝ａｘ＋ｂで表される１次近似直線８１を得るた
めの直線近似を行う。直線近似は、最小２乗法により求
めることができる。求めたいパラメータ２をｈ，雑音を
σ、Ｕは既知信号、ｙは受信信号とおいて、数式２１式
のようにおくと、最小２乗解は、数２２式で与えられ
る。ＴはＵの転置行列を表している。

【００７７】

【数２１】

【００７８】

【数２２】 モデルを以下の数２３式のようにおくと、ｈのａ，ｂは
数２４式で表される。これらは、定数のみで表される。

【００７９】

【数２３】

【００８０】

【数２４】 ここで、各キャリア番号を−２６〜＋２６から０〜６３
とすると、パイロットキャリアは、−２１，−７，＋
７，＋２１から、Ｘ１＝５、Ｘ２＝１９、Ｘ３＝３３、
Ｘ４＝４７となる。ａ１１，ａ１２，ａ２１，ａ２２，
ｄは、以下の数２５式で示すようになる。

【００８１】

【数２５】ａ１１＝５＊５＋１９＊１９＋３３＊３３＋
４７＊４７＝３６８４ ａ１２＝５＋１９＋３３＋４７＝１０４ ａ２１＝ａ１２＝１０４ ａ２２＝４ ｄ＝ａ１１＊ａ２２−ａ１２＊ａ２１＝３９２０

【００８２】これにより、受信データがどんなデータで
あろうとも、逆行列は存在することが分かる。従って、
直線の傾きａは以下の数２６式のようになる。

【００８３】

【数２６】ａ＝（ａ２２＊ｂ１−ａ１２＊ｂ２）／３９
２０＝（−８４＊ｙ１−２８＊ｙ２＋２８＊ｙ３＋８４
＊ｙ４）／３９２０

【００８４】３９２０の割り算は、実際の装置では、４
０９６で割るとして、１０ビットシフトで済ませてい
る。

【００８５】傾きｂも最小２乗法の式に従って求めても
良いが、ｂについては、本実施の形態では、別の方法で
求めている。各パイロットキャリアの角度は、以下の数
２７式で求めることができる。

【００８６】

【数２７】 Ｙ１＝ａｒｃｔａｎ（ｐｉｌｏｔ（−２１）） Ｙ２＝ａｒｃｔａｎ（ｐｉｌｏｔ（−７）） Ｙ３＝ａｒｃｔａｎ（ｐｉｌｏｔ（＋７）） Ｙ４＝ａｒｃｔａｎ（ｐｉｌｏｔ（＋２１））

【００８７】この角度に変換する前の実部と虚部のデー
タを各パイロットキャリア間で平均して、そのアークタ
ンジェントをとったものを数２８式で示すようにｂとし
て使用する。

【００８８】

【数２８】ｂ＝ａｒｃｔａｎ（｛ｐｉｌｏｔ（−２１）
＋ｐｉｌｏｔ（−７）＋ｐｉｌｏｔ（＋７）＋ｐｉｌｏ
ｔ（＋２１）｝／４）

【００８９】このように平均をとるのは、パワーの大き
いものは多く反映され、パワーの小さいものは、あまり
反映されないという利点があるからである。

【００９０】図９は、１次補正におけるパイロットキャ
リア間の平均を示す図である。図９において、パイロッ
トキャリア９１とパイロットキャリア９２の角度を足し
て２で割ると、平均９３は、パワーの大きいパイロット
キャリア９１の方に引きずられることが分かる。つま
り、信頼性のないデータは使われない傾向になる。

【００９１】また、傾きａについて、パワーを考慮しな
かった理由は以下の通りである。パワーを考慮して傾き
と切片を求めるには、重み付き最小２乗法という方法が
ある。上述したように、数２１式に対して、評価関数Ｊ
を数２９とおくと、ここで、Ｗが重み関数であり、各受
信データのパワーの比になるような対角行列である。

【００９２】

【数２９】

【００９３】

【数３０】 この解は、数３０式で示されるが、各入力データのパワ
ーの比によって決められるＷが逆行列の計算の中に入っ
ているため、この行列が正則になるとは限らず、逆行列
の無い場合に陥る可能性があるため本実施の形態では、
使用しなかった。

【００９４】次に、２次補正ブロックについて説明す
る。図５において、２次補正係数算出部５５が設けられ
る。２次補正係数算出部５５は、１次補正および補助補
正されたＸ２（ａ，ｂ）データのデータシンボルのパイ
ロットキャリアの角度を求める。１つのデータシンボル
中には４つのパイロットキャリアが含まれている。この
４つのパイロットキャリアの角度をアークタンジェント
関数を使用して、以下の数３１式に示す４つの角度を求
める。このパイロットキャリアは、リアルパートとイマ
ジナリパートに分かれている。

【００９５】

【数３１】 Ｑ（０）＝ａｒｃｔａｎ（Ｘ２（ａ，−２１）） Ｑ（１）＝ａｒｃｔａｎ（Ｘ２（ａ，−７）） Ｑ（２）＝ａｒｃｔａｎ（Ｘ２（ａ，＋７）） Ｑ（４）＝ａｒｃｔａｎ（Ｘ２（ａ，＋２１））

【００９６】次に、求めた４つの角度から最小２乗法に
より直線近似を行う。ここで、４つの角度の中で＋２５
以上のものがあった場合は、＋２５度に制限をかける。
逆に、−２５以下のものがあった場合は、−２５度に制
限をかける。このようにパイロットキャリアの角度に制
限を付けることによって、フェージング等の影響により
異常な値となったパイロットキャリアの影響を排除する
ことができる。

【００９７】次に、その４つの角度から最小２乗法を使
用して直線を求める。具体的には、直線の傾きおよび切
片を求める。

【００９８】さらに、傾きに対して時間方法の平均を行
う。前７シンボル分の傾きと今回の傾きを足して８で割
ることにより平均化を行う。

【００９９】そして、直線の傾きと切片を求めたら、そ
れらを用いて他のキャリア（−２６，−２５，−２４・
・・＋２５、＋２６の内、−２１，−７，０，＋７，＋
２１を除いたもの）の回転角度を求める。

【０１００】各キャリアの回転角度からサイン関数、コ
サイン関数を用いて２次補正係数を求める。各キャリア
の回転角度をＱ（ｂ）とすると、２次補正係数Ｃ３
（ｂ）は以下の数３２式のようになる。

【０１０１】

【数３２】Ｃ３＿ｒｅ（ｂ）＝ｃｏｓ（Ｑ（ｂ）） Ｃ３＿ｉｍ（ｂ）＝−１＊ｓｉｎ（Ｑ（ｂ））

【０１０２】２次補正係数Ｃ３（ｂ）は２次補正係数メ
モリ５９に保存される。２次補正実行部５８は、２次補
正係数メモリ５９から２次補正係数を読み出して、２次
補正係数を用いて以下の数３３式の演算を行って２次補
正を実行する。２次補正実行部５８の演算結果は、図２
に示したＤＭＡＰ部１２に供給される。

【０１０３】

【数３３】 Ｘ３（ａ，ｂ）＝Ｘ２（ａ，ｂ）＊Ｃ３（ｂ）

【０１０４】次に、図５において、２次補正係数算出部
の後に補助補係数算出部５６および補助補正係数メモリ
５７が設けられる。補助補係数算出部５６は２次補正係
数Ｃ３と補助補正係数Ｃ２を以下の数３４式のように合
成することにより、次回の補助補正係数Ｃ２を求める。

【０１０５】

【数３４】Ｃ２＝Ｃ２＊Ｃ３

【０１０６】補助補正係数メモリ５７は次回の補助補正
係数Ｃ２を保存する。補助補正実行部５２は補助補正係
数メモリ５７から次回の補助補正係数Ｃ２を読み出して
次回の補助補正を実行する。

【０１０７】図１０〜図１４を用いて２次補正の詳細を
説明する。なお、２次補正は補助補正を実行したとして
説明する。２次補正は、各データ毎に変化する各データ
シンボルに含まれるパイロットキャリアを用いて行う補
正である。パイロットキャリアは、−２１，−７，＋
７，＋２１番目のキャリアに配置されている。

【０１０８】２次補正が必要な理由は、２つある。第１
の理由は、ＲＦ部のアナログ回路部の位相雑音により、
全キャリアが一定角度だけ位相回転する歪みを補正する
ためである。第２の理由は、送受信機の双方で４０ｐｐ
ｍ程度のクロック誤差により、各キャリアがそのキャリ
アに特有の角度だけ回転する歪みを補正するためであ
る。

【０１０９】図１０は、２次補正における全てのキャリ
アが同じだけ回転した状態を示す図である。図１０Ａに
示す４つのパイロットキャリア１０１、１０２、１０
３、１０４は、位相雑音により、図１０Ｂに示す全ての
キャリアが１０度回転してパイロットキャリア１０１−
１，１０２−１，１０３−１，１０４−１のようにな
る。図１０Ａに示す４つのパイロットキャリア１０１、
１０２、１０３、１０４は、ＱＰＳＫによるコンスタレ
ーションを示す。

【０１１０】位相雑音によるパイロットキャリアの回転
は、全てのパイロットキャリアが同じだけ回転するた
め、図１０に示すようなコンスタレーションとなる。

【０１１１】図１１は、２次補正における全キャリアの
位相回転量が一定の状態を示す図である。図１１におい
て、−２６〜−１および＋１〜＋２６の５２本のキャリ
アの内、−２１，−７，＋７，＋２１番目の４点のキャ
リアの平均をとることにより、０次近似で一定角度の平
均直線１１１を得ることができる。なお、ここでは、Ｄ
Ｃ成分となる０番目のキャリアは、使用しない。また、
−１および＋１は低周波成分、−２６および＋２６は高
周波成分であり、マイナスは複素乗算の成分である。

【０１１２】次に、２次補正係数の導出について説明す
る。１次補正されたデータには、位相雑音による回転と
送受信クロックによる位相回転がある。これらをパイロ
ットキャリアを用いて補正する。

【０１１３】図１２は、２次補正におけるパイロットキ
ャリアの位相回転状態を示す図である。まず、パイロッ
トキャリアの角度の抽出を行う。パイロットキャリアは
ＢＰＳＫ １／２方式で変調されているので、理想状態
では、パイロットキャリア１２１、１２２のコンスタレ
ーションは以下の図１２Ａに示すようになる。これに位
相雑音および送受信クロック誤差が加わって、図１２Ｂ
に示す位相回転により、パイロットキャリア１２３、１
２４のコンスタレーションとなる。

【０１１４】パイロットキャリアは、予め既知であり、
そのデータを±１の形で受信機で保存している。ここで
は、図１２Ａに示すパイロットキャリア１２１に−１を
対応させ、パイロットキャリア１２２に＋１を対応させ
ている。

【０１１５】図１３は、２次補正におけるパイロットキ
ャリアの、前処理を示す図である。図１３において、図
１２Ｂに示すパイロットキャリア１２３に前処理１３２
として−１をかけると、処理後のパイロットキャリア１
３１とすることができ、図１２Ｂに示したパイロットキ
ャリア１２４と同一の回転角度として捉えることができ
るようになる。このような前処理を施したパイロットキ
ャリアについて以下に示すようなアークタンジェントを
とる。

【０１１６】図１４は、２次補正における各キャリアの
位相回転量を示す直線を示す図である。図１４におい
て、−２１，−７，＋７，＋２１番目の４点のキャリア
のＸ１，Ｘ２，Ｘ３，Ｘ４に対応する位相回転量Ｙ１，
Ｙ２，Ｙ３，Ｙ４をアークタンジェントをとることによ
り得る。これにより、１次近似を行って、１４１で示す
直線Ｙ＝ａＸ＋ｂを得ることができる。

【０１１７】以上で求めた直線Ｙ＝ａＸ＋ｂを用いて、
各キャリアの角度が求められたら、数３５式で示すよう
に、ｓｉｎ、ｃｏｓを使用して、元の実軸Ｉ、虚軸Ｑで
表される空間に戻す。

【０１１８】

【数３５】Ｓｉｇ＿Ｃｏｅｆ２＿ｒｅａｌ（ｘ）＝５１
１＊ｃｏｓ（ｙ（ｘ）） Ｓｉｇ＿Ｃｏｅｆ２＿ｉｍａｇ（ｘ）＝−１＊５１１＊
ｓｉｎ（ｙ（ｘ））

【０１１９】ここで、５１１は単位円を想定している。
この補正係数をかけて２次補正した後に、９ビットシフ
トすることにより位相回転のみ補正したことになる。イ
マジナリパートの補正係数にのみ−１がかかっているの
は、回転方向を逆向きに戻して補正するためである。２
次補正の実行は、以下の数３６式で行われる。

【０１２０】

【数３６】Ｓｉｇ＿Ｃｏｍｐ２＝Ｓｉｇ＿Ｃｏｅｆ２＊
Ｓｉｇ＿Ｃｏｍｐ

【０１２１】次に、補助補正ブロックについて説明す
る。図５において、補助補正実行部５２が設けられる。
補助補正係数の初期値は、実数部５１１、虚数部は０で
ある。補助補正係数をＣ２（ｂ）とすると、補助補正実
行部で以下の数３７式の演算が実行される。

【０１２２】

【数３７】Ｘ２（ａ，ｂ）＝Ｘ１（ａ，ｂ）＊｛Ｃ２＿
ｒｅ（ｂ）＋ｊＣ２＿ｉｍ（ｂ）｝

【０１２３】図１５〜図１９を用いて補助補正の詳細を
説明する。上述したように、２次補正係数を求める際
に、各キャリアの位相回転量を示す直線Ｙ＝ａＸ＋ｂの
傾きａと切片ｂとを求める。この傾きａは、主に送受信
機のクロック誤差によるものであり、切片ｂは位相雑音
によるものである。

【０１２４】傾きａはクロック誤差によるものであるた
め、単調増加もしくは単調減少すると考えられる。従っ
て、次第に傾きａの絶対値は、大きくなり、アークタン
ジェントで角度をうまく算出することが不可能になる。

【０１２５】そこで、管理可能な角度の範囲内に収める
ために、数３８式で示すように前回の２次補正した値を
次回のシンボルの１次補正の後で前回の補助補正値に対
して複素乗算をすることにより補助補正として実行す
る。そうすると、１シンボルのデータの時間である７２
ｃｌｋでの送受信機間のクロック誤差を考えれば良く、
この値は、小さい値になる。さらに、その次のシンボル
の１次補正後には、１回目と２回目の２次補正を足し合
わせた補正値を補助補正値として用いる。

【０１２６】

【数３８】補助補正値（ｉ）＝正規化（補助補正値（ｉ
−１）＊２次補正値（ｉ−１））

【０１２７】数３８式において、補助補正値の初期値
は、リアルパートが５１１、イマジナリパートが０であ
り、正規化は絶対値５１１のベクトルへの正規化であ
り、補助補正値は全ての２次補正値の足し算である。

【０１２８】２次補正値は、１シンボルの間でのクロッ
ク誤差および位相雑音を補正するものである。補助補正
は、絶対値５１１であるので、１次補正されたデータに
対して補助補正係数をかけた後に９ビットシフトを行
う。

【０１２９】次に、補助補正を導入したことによる２次
補正係数導出の変更を説明する。図１５は、補助補正に
おけるパイロットキャリアの減衰を示す図である。図１
５において、パイロットキャリアがフェージングによる
パワーの落ち込みにより減衰パイロットキャリア１５１
になってしまった場合、そのパイロットキャリアは、簡
単に１８０度回転してしまう。

【０１３０】図１６は、補助補正におけるパイロットキ
ャリアの書換処理を示す図である。補助補正を導入した
ことにより、前回との差分しか位相回転が無くなるた
め、パイロットキャリアの回転角度は、１シンボル分の
クロック誤差による回転と、位相雑音によるものに限ら
れる。

【０１３１】図１６において、補助補正後におけるパイ
ロットキャリア１６５、１６６、１６７、１６８の回転
角度は、ほぼ＋２３から−２３度の範囲に入る。しか
し、フェージングにより明らかにエラー状態となったパ
イロットキャリア１６１、１６３は＋２３から−２３度
の範囲に入らない。そこで、強制的に、＋２３から−２
３度の範囲に入るように、パイロットキャリア１６１を
書換処理１６９によりパイロットキャリア１６２とし、
パイロットキャリア１６３を書換処理１７０によりパイ
ロットキャリア１６４とするように、パイロットキャリ
アの値を書き換えてからアークタンジェントによる角度
を求める処理に入るようにする。

【０１３２】これにより、フェージング環境下において
もパイロットキャリアのエラー状態による推定誤差を少
なくすることができる。また、アークタンジェント関数
は＋２３から−２３度の範囲でしか使用しなくなるの
で、アークタンジェントの値を保存するテーブルとし
て、＋２３から−２３度の範囲のデータを持っていれば
十分となるので、メモリ容量およびハードウエアを削減
することができる。

【０１３３】上述したように、補助補正係数導出の過程
で求める各キャリアの位相回転量を示す直線Ｙ＝ａＸ＋
ｂの傾きａは、主に送受信機のクロック誤差によるもの
である。従って、クロック誤差は、その時の気温差、送
信機および受信機のそれぞれの発信器の固体差がある
が、若干のジッタを持つものの短い時間でみると一定に
なる。

【０１３４】従って、直線Ｙ＝ａＸ＋ｂの傾きａは、単
調増加または単調減少する。ただし、雑音等が含まれて
いる受信データから傾きａを推定するため傾きａの値は
ばらつく。

【０１３５】図１７は、補助補正における過去８シンボ
ル分の傾きの平均処理を示す図である。図１７におい
て、過去の８シンボル分の傾きａの平均をとることによ
って、雑音のない場合の理想の傾き１７１を求めること
により、雑音を取り除くことができると予想することが
できる。

【０１３６】図１８は、補助補正における傾きおよび累
積を示す図である。図１８において、補助補正を導入し
た場合の傾きを示す太線１８２は、累積を示す細線１８
１の動きと同じになることが分かる。

【０１３７】図１９は、補助補正における平均化処理の
ための傾きを示す図である。上述したことを考慮した上
で補助補正導入下において平均化処理を行うと以下のよ
うになる。図１９において、補正した実際の傾きＢは、
平均操作を行った後に実際に決定された傾きである。取
得した傾きＡとは、最小２乗法を用いて取得した傾きで
ある。傾きの累積値Ｒは、過去の実際の傾きの累積とそ
の時点での取得した傾きを足したものであり、この値
は、補助補正を行わなかったときの傾きの大きさにな
る。そこで、数３９式に示すように、補助補正を行わな
かったときの前８シンボル分の傾きの平均をとり、その
値と前回の平均との差が補助補正を用いたときの傾きと
なる。

【０１３８】

【数３９】Ｂ９＝（Ｒ０＋Ｒ１＋・・・＋Ｒ７）／８−
（Ｒ１＋Ｒ２＋・・・＋Ｒ８）／８＝（Ｒ０−Ｒ８）／
８

【０１３９】上述した本実施の形態において、ワイヤレ
スネットワークを規定するＲＦ１３９４における例を示
したが、これに限らず、他のＩＥＥＥ８０２．１１ｂに
適用しても良い。

【０１４０】

【発明の効果】この発明の受信装置は、データシンボル
挿入領域に複数のＢＰＳＫ変調によるリファレンスシン
ボルが挿入された信号を、複数の搬送波を使用して直交
周波数分割多重方式により変調して無線伝送された変調
信号を受信して復調する受信装置において、復調された
上記データシンボルの振幅および位相を補正するための
等化手段は、上記リファレンスシンボルによる１次補正
実行部と、１次補正の後であって、全てのデータシンボ
ルに含まれているパイロットキャリアによる２次補正実
行部と、上記１次補正実行部と上記２次補正実行部との
間に、２次補正を行った後、上記２次補正で位相を回転
した分の補正係数を補助補正係数メモリに保存し、次回
の補正時に１次補正を行った後、２次補正を行う前に補
助補正係数による補助補正を実行する補助補正実行部と
を備えたので、補助補正を導入したことにより、前回と
の差分しかパイロットキャリアの位相回転が無くなるた
め、２次補正では、この１シンボルの時間により生じた
回転分だけを補正することになるため、２次補正で保持
する角度が大幅に増大することを防ぎ、パイロットキャ
リアの位相回転による通信品質の低下を防止することが
できるという効果を奏する。

【０１４１】また、この発明の受信装置は、上述におい
て、上記等化手段の補助補正実行部は、２次補正の１シ
ンボルの時間で生じた位相の回転を補正するものであっ
て、上記１シンボルの時間内で、上記パイロットキャリ
アがある一定角度以上に回転したときに、角度制限を設
けるので、パイロットキャリアがフェージングおよび雑
音により変動しても、その影響を最小限に止めることが
でき、異常な値のパイロットキャリアを排除することが
でき、２次補正係数の値が発散することを防ぐことがで
きるという効果を奏する。

【０１４２】また、この発明の受信装置は、データシン
ボル挿入領域に複数のＢＰＳＫ変調によるリファレンス
シンボルが挿入された信号を、複数の搬送波を使用して
直交周波数分割多重方式により変調して無線伝送された
変調信号を受信して復調する受信装置において、上記デ
ータシンボルの振幅および位相を補正するための等化手
段は、上記リファレンスシンボルによる１次補正実行部
と、１次補正の後であって、全てのデータシンボルに含
まれているパイロットキャリアによる２次補正実行部
と、上記１次補正実行部と上記２次補正実行部との間
に、２次補正を行った後、上記２次補正で位相を回転し
た分の補正係数を補助補正係数メモリに保存し、次回の
補正時に１次補正を行った後、２次補正を行う前に補助
補正係数による補助補正を実行する補助補正実行部とを
備え、上記補助補正実行部は、上記パイロットキャリア
の位相回転角度から近似直線を求め、上記近似直線の傾
きを所定データシンボル時間で平均化処理するので、近
似直線の傾き成分は、送受クロック誤差が連続的に単調
増加することに着目して、傾きは一定になると想定さ
れ、従って、平均化処理を行うことにより、雑音成分を
除去することができるという効果を奏する。

【０１４３】また、この発明の受信方法は、データシン
ボル挿入領域に複数のＢＰＳＫ変調によるリファレンス
シンボルが挿入された信号を、複数の搬送波を使用して
直交周波数分割多重方式により変調して無線伝送された
変調信号を受信して復調する受信方法において、復調さ
れた上記データシンボルの振幅および位相を補正するた
めの等化ステップは、上記リファレンスシンボルによる
１次補正実行ステップと、１次補正の後であって、全て
のデータシンボルに含まれているパイロットキャリアに
よる２次補正実行ステップと、上記１次補正実行ステッ
プと上記２次補正実行ステップとの間に、２次補正を行
った後、上記２次補正で位相を回転した分の補正係数を
補助補正係数メモリに保存し、次回の補正時に１次補正
を行った後、２次補正を行う前に補助補正係数を用いた
補助補正を実行する補助補正実行ステップとを備えたの
で、補助補正実行ステップを導入したことにより、前回
との差分しかパイロットキャリアの位相回転が無くなる
ため、２次補正実行ステップでは、この１シンボルの時
間により生じた回転分だけを補正することになるため、
２次補正で保持する角度が大幅に増大することを防ぎ、
パイロットキャリアの位相回転による通信品質の低下を
防止することができるという効果を奏する。

【０１４４】また、この発明の受信方法は、上述におい
て、上記等化ステップの補助補正実行ステップは、２次
補正の１シンボルの時間で生じた位相の回転を補正する
ものであって、上記１シンボルの時間内で、上記パイロ
ットキャリアがある一定角度以上に回転したときに、角
度制限を設けるので、パイロットキャリアがフェージン
グおよび雑音により変動しても、その影響を最小限に止
めることができ、異常な値のパイロットキャリアを排除
することができ、２次補正係数の値が発散することを防
ぐことができるという効果を奏する。

【０１４５】また、この発明の受信方法は、データシン
ボル挿入領域に複数のＢＰＳＫ変調によるリファレンス
シンボルが挿入された信号を、複数の搬送波を使用して
直交周波数分割多重方式により変調して無線伝送された
変調信号を受信して復調する受信方法において、上記デ
ータシンボルの振幅および位相を補正するための等化ス
テップは、上記リファレンスシンボルによる１次補正実
行ステップと、１次補正の後であって、全てのデータシ
ンボルに含まれているパイロットキャリアによる２次補
正実行ステップと、上記１次補正実行ステップと上記２
次補正実行ステップとの間に、２次補正を行った後、上
記２次補正で位相を回転した分の補正係数を補助補正係
数メモリに保存し、次回の補正時に１次補正を行った
後、２次補正を行う前に補助補正係数を用いた補助補正
を実行する補助補正実行ステップとを備え、上記補助補
正実行ステップは、上記パイロットキャリアの位相回転
角度ら近似直線を求め、上記近似直線の傾きを所定デー
タシンボル時間で平均化処理するので、近似直線の傾き
成分は、送受クロック誤差が連続的に単調増加すること
に着目して、傾きは一定になると想定され、従って、平
均化処理を行うことにより、雑音成分を除去することが
できるという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】ＯＦＤＭ通信システムの送信機を示す図であ
る。

【図２】ＯＦＤＭ通信システムの受信機を示す図であ
る。

【図３】データフォーマットを示す図である。

【図４】ユーザデータを示す図である。

【図５】本実施の形態に適用される等化器の構成を示す
ブロック図である。

【図６】１次補正におけるリファレンスシンボルを示す
図であり、図６Ａは理想状態、図６Ｂはエラー発生時で
ある。

【図７】１次補正におけるパイロットキャリアの状態を
示す図であり、図７Ａは正常位相、図７Ｂは位相回転時
である。

【図８】１次補正における各キャリアの位相回転量の１
次近似直線を示す図である。

【図９】１次補正におけるパイロットキャリア間の平均
を示す図である。

【図１０】２次補正における全てのキャリアが同じだけ
回転した状態を示す図であり、図１０Ａは正常位相、図
１０Ｂは全てのキャリアが１０度くらい回転した場合で
ある。

【図１１】２次補正における全キャリアの位相回転量が
一定の状態を示す図である。

【図１２】２次補正におけるパイロットキャリアの位相
回転状態を示す図であり、図１２Ａは正常位相、図１２
Ｂは位相回転時である。

【図１３】２次補正におけるパイロットキャリアの前処
理を示す図である。

【図１４】２次補正における各キャリアの位相回転量を
示す直線を示す図である。

【図１５】補助補正におけるパイロットキャリアの減衰
を示す図である。

【図１６】補助補正におけるパイロットキャリアの書換
処理を示す図である。

【図１７】補助補正における過去８シンボルの傾きの平
均処理を示す図である。

【図１８】補助補正における傾きと累積を示す図であ
る。

【図１９】補助補正における平均化処理のための傾きを
示す図である。

【符号の説明】

１……ＦＥＣ Ｃｏｄｅ部、２……ＭＡＰ部、３……Ｉ
ＦＦＴ部、４……ＧＩ部、５……ＲＦ部、６……アンテ
ナ、７……アンテナ、８……ＧＩ ｒｅｍｏｖｅ部、１
０……ＦＦＴ部、１１……等化器、１２……ＤＭＡＰ
部、１３……ＦＥＣ ｄｅｃｏｄｅ部、３１……リファ
レンスシンボル、３１−２〜３１−ｎ……ユーザデー
タ、４１…データキャリア、４２……パイロットキャリ
ア、５１……１次補正実行部、５２……補助補正実行
部、５３……１次補正係数算出部、５４……１次補正係
数メモリ、５５……２次補正係数算出部、５６……補助
補正係数算出部、５７……補助補正係数メモリ、５８…
…２次補正実行部、５９……２次補正係数メモリ、

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 データシンボル挿入領域に複数のＢＰＳ
   Ｋ変調によるリファレンスシンボルが挿入された信号
   を、複数の搬送波を使用して直交周波数分割多重方式に
   より変調して無線伝送された変調信号を受信して復調す
   る受信装置において、 復調された上記データシンボルの振幅および位相を補正
   するための等化手段は、 上記リファレンスシンボルによる１次補正実行部と、 １次補正の後であって、全てのデータシンボルに含まれ
   ているパイロットキャリアによる２次補正実行部と、 上記１次補正実行部と上記２次補正実行部との間に、２
   次補正を行った後、上記２次補正で位相を回転した分の
   補正係数を補助補正係数メモリに保存し、次回の補正時
   に１次補正を行った後、２次補正を行う前に補助補正係
   数による補助補正を実行する補助補正実行部とを備えた
   ことを特徴とする受信装置。
2. 【請求項２】 請求項１記載の受信装置において、 上記等化手段の補助補正実行部は、２次補正の１シンボ
   ルの時間で生じた位相の回転を補正するものであって、
   上記１シンボルの時間内で、上記パイロットキャリアが
   ある一定角度以上に回転したときに、角度制限を設ける
   ことを特徴とする受信装置。
3. 【請求項３】 データシンボル挿入領域に複数のＢＰＳ
   Ｋ変調によるリファレンスシンボルが挿入された信号
   を、複数の搬送波を使用して直交周波数分割多重方式に
   より変調して無線伝送された変調信号を受信して復調す
   る受信装置において、 上記データシンボルの振幅および位相を補正するための
   等化手段は、 上記リファレンスシンボルによる１次補正実行部と、 １次補正の後であって、全てのデータシンボルに含まれ
   ているパイロットキャリアによる２次補正実行部と、 上記１次補正実行部と上記２次補正実行部との間に、２
   次補正を行った後、上記２次補正で位相を回転した分の
   補正係数を補助補正係数メモリに保存し、次回の補正時
   に１次補正を行った後、２次補正を行う前に補助補正係
   数による補助補正を実行する補助補正実行部とを備え上
   記補助補正実行部は、上記パイロットキャリアの位相回
   転角度から近似直線を求め、上記近似直線の傾きを所定
   データシンボル時間で平均化処理することを特徴とする
   受信装置。
4. 【請求項４】 データシンボル挿入領域に複数のＢＰＳ
   Ｋ変調によるリファレンスシンボルが挿入された信号
   を、複数の搬送波を使用して直交周波数分割多重方式に
   より変調して無線伝送された変調信号を受信して復調す
   る受信方法において、 復調された上記データシンボルの振幅および位相を補正
   するための等化ステップは、 上記リファレンスシンボルによる１次補正実行ステップ
   と、 １次補正の後であって、全てのデータシンボルに含まれ
   ているパイロットキャリアによる２次補正実行ステップ
   と、 上記１次補正実行ステップと上記２次補正実行ステップ
   との間に、２次補正を行った後、上記２次補正で位相を
   回転した分の補正係数を補助補正係数メモリに保存し、
   次回の補正時に１次補正を行った後、２次補正を行う前
   に補助補正係数を用いた補助補正を実行する補助補正実
   行ステップとを備えたことを特徴とする受信方法。
5. 【請求項５】 請求項４記載の受信方法において、 上記等化ステップの補助補正実行ステップは、２次補正
   の１シンボルの時間で生じた位相の回転を補正するもの
   であって、上記１シンボルの時間内で、上記パイロット
   キャリアがある一定角度以上に回転したときに、角度制
   限を設けることを特徴とする受信方法。
6. 【請求項６】 データシンボル挿入領域に複数のＢＰＳ
   Ｋ変調によるリファレンスシンボルが挿入された信号
   を、複数の搬送波を使用して直交周波数分割多重方式に
   より変調して無線伝送された変調信号を受信して復調す
   る受信方法において、 上記データシンボルの振幅および位相を補正するための
   等化ステップは、 上記リファレンスシンボルによる１次補正実行ステップ
   と、 １次補正の後であって、全てのデータシンボルに含まれ
   ているパイロットキャリアによる２次補正実行ステップ
   と、 上記１次補正実行ステップと上記２次補正実行ステップ
   との間に、２次補正を行った後、上記２次補正で位相を
   回転した分の補正係数を補助補正係数メモリに保存し、
   次回の補正時に１次補正を行った後、２次補正を行う前
   に補助補正係数を用いた補助補正を実行する補助補正実
   行ステップとを備え上記補助補正実行ステップは、上記
   パイロットキャリアの位相回転角度から近似直線を求
   め、上記近似直線の傾きを所定データシンボル時間で平
   均化処理することを特徴とする受信方法。