JP4295012B2 - 半導体集積回路及び復調装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex：直交周波数分割多重）変調方式により伝送された情報を復調するＯＦＤＭ復調技術に関し、それを適用した無線ＬＡＮのベースバンド処理等に用いられる半導体集積回路及び復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
５ＧＨｚ帯無線ＬＡＮ（Local Area Network）の規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ａでは、変調方式としてマルチキャリア変調方式であるＯＦＤＭ変調方式が用いられている。この変調方式は数十から数千の直交した搬送波周波数を持つディジタル変調波を多重した信号を送信する方式である。この変調方式には例えばマルチキャリアを生成する為にＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）が使用される。ＯＦＤＭ変調方式での複数の直交した搬送波周波数の変調に、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）や６４ＱＡＭ等の振幅に情報を乗せる多値変調を組み合わせる場合には同期検波を行う必要がある。
【０００３】
振幅に情報を乗せる多値変調では、復調装置にて振幅と位相の補正を各キャリア毎に行う必要があり、この補正には等化器が用いられる。等化器は、送信した信号がフェージング等の伝送路の影響や復調装置の同期ずれの影響により振幅の変化や位相の回転等の歪み受けた場合に、それを元の状態、即ち送信した信号と同じ振幅と位相の状態に戻す処理を行う。
【０００４】
例えば、等化器はＦＦＴ演算によって周波数軸に戻されたデータを入力する。このＦＦＴ演算処理による入力データは、マルチパスなどの伝送路の影響、受信側の同期部での周波数推定誤差（周波数ずれ）、ＦＦＴ変換処理タイミングの誤差となる送受信機のクロック周波数誤差（送信側と受信側のクロック周波数ずれ）などの影響によって振幅と位相が歪んでいる。
【０００５】
等化器による補正は一次補正と二次補正に大別することができる。一次補正では既知パターンで変調されたリファレンスシンボルを用いてパケット内のデータシンボルに対して共通に振幅及び位相補正を行う。すなわち、リファレンスシンボル（同期用プリアンブル）の受信信号に基いて伝送路等の歪みとなる伝達関数を求め、データシンボルに前記歪みの伝達関数の逆関数をかけることにより、元の値に補正することができる。
【０００６】
二次補正では、データシンボルに含まれるパイロットキャリアを用いて同一パケット内で時間的に変化する要因による歪みを除去する補正を行う。すなわち、データシンボル毎にそのパイロットキャリアを用いてパイロットキャリアに関する周波数推定誤差や送受信機のクロック周波数誤差による位相回転の伝達関数を求め，この伝達関数に係るアークタンジェントからパイロットキャリアの回転角を求める。この回転角を用いてデータキャリアの位相を元に戻す位相補正を行う。
【０００７】
高周波処理を行うアナログ回路部の位相雑音に起因する位相回転のみの場合は、全てのキャリアの回転角度が同一なため、上記二次補正によりほぼ正確に位相歪等を補正することができる。しかしながら、送受信機のクロック周波数ずれに起因するＦＦＴタイミング誤差の影響によって生ずる歪みについては十分に補正することは難しい。ＦＦＴタイミング誤差は、時間が経てば経つ程大きくなる。この影響は、各キャリアによって異なり、周波数の高いキャリアほどその影響が大きくなるからである。例えば、６４ポイントのＦＦＴを用いたＯＦＤＭ通信システムにおいて、１本の正弦波で表されたキャリアは、キャリア番号が−１と＋１の場合、送受信機のクロックが１クロックずれた場合には、３６０度／６４＝５．６２５度の位相回転がＦＦＴ変換処理後のデータにおいて観測することができるのに対して、例えば、２６個の正弦波で表すキャリアは、キャリア番号が−１と＋１の場合、３６０度／６４＊２６＝１４６．２５度となり、各キャリアで位相回転角度が異なる。この回転角は、キャリアを横軸にとると比例直線の関係になる。
【０００８】
特許文献１には、復調装置の同期ずれ（周波数推定誤差）や送受信機間のクロック周波数ずれに伴う位相ずれを一次近似で補正する等化技術が示される。同文献では、一次近似による二次補正において、シンボル数が増加するに従って各キャリアの角度の差が広がっていき、この差が３６０度を超えると、角度の情報を管理することができなくなるという不都合、４つのパイロットキャリアから一次近似直線を導き出すために、フェージング等の影響により特定のパイロットキャリアが誤った時にその影響が他のキャリアに伝達しやすくなるという不都合等に着目する。同文献に記載の等化器は、リファレンスシンボルによる一次補正実行部と、パイロットキャリアによる二次補正実行部の他に、一次補正実行部と二次補正実行部との間に補助補正実行部を設けて構成される。補助補正実行部は二次補正を行う前に補助補正係数による補助補正を実行する。補助補正係数としては前回のデータシンボルのパイロットキャリアより算出した二次補正係数を利用する。この補助補正が行なわれるとサブキャリアの位相差が微小になり、３６０度以上に累積されることはない。即ち、前回の差分しかパイロットキャリアの位相回転がなくなるため、二次補正では、この１シンボルの時間により生じた回転分だけを補正し、二次補正で保持する角度の増大を防ぎ、通信品質の低下を防止することができる。また、各サブキャリアの位相を回転する補正角度が微小であるからフェージングの影響を少なくすることができる。一次近似を求める場には４つのパイロットキャリアから最小２乗法で直線を求めると、ｙ＝ａｘ＋ｂと表すことができる。ここで、ａは直線の傾き、ｂは切片、ｘがキャリア番号、ｙが各キャリアに対する回転角度である。ここで、ｂについては、アナログ回路部であるＲＦ部の雑音により各シンボル毎にランダムに変化する。傾きａについては、送受信機のクロック周波数誤差により時間に比例して変化していく成分となる。
【０００９】
【特許文献１】
特開２００２−３１４５０６号公報
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来技術では、一次補正、その後の補助補正、及び補助補正後のパイロットキャリアによる二次補正を実行するため、１データキャリアについて３回の複素乗算処理を行わなければならない。これによって演算処理時間が増大する。
【００１１】
本発明の目的は、送受信機間でのクロック周波数ずれと、同期部で残留した周波数誤差に起因する位相ずれと、に対する補正演算処理時間を短縮することができる信号等化技術、更にはそれを適用した半導体集積回路を提供することにある。
【００１２】
本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば下記の通りである。
【００１４】
〔１〕本発明に係る半導体集積回路は、直交周波数分割多重方式の変調信号に対する復調信号の振幅及び位相を補正する等化手段を有し、前記等化手段は、一次補正部及び二次補正部を有する。前記一次補正部は、復調信号に含まれるロングシンボルを用いて推定された位相及び振幅誤差に基いてパケット内の各データシンボルを共通に補正する。前記二次補正部は、一次補正部で補正されたデータシンボル毎に含まれる既知のパイロットサブキャリア間の位相差に基づいてサブキャリア間位相誤差を演算し、演算されたサブキャリア間位相誤差とそれよりも時間的に先行するデータシンボルに係るサブキャリア間位相誤差とを平均化し、平均化したサブキャリア間位相誤差（ａ）を用いて、送受信動作のクロック周波数差による当該データシンボルのデータサブキャリア毎の位相ずれを補正する。
【００１５】
前記二次補正部は、一次補正部で補正されたデータシンボルに含まれる既知の複数のパイロットサブキャリアの位相を平均化し、この平均化されたパイロットサブキャリアの位相（ｂ）を用いて、信号周波数推定誤差による当該データシンボルにおけるデータサブキャリアの位相ずれを共通に補正する。
【００１６】
前記二次補正部によって補正されるデータサブキャリアの位相ずれは、一次近似で表せば、θｋ＝ａ・ｋ＋ｂと表すことができる。ここで、ａは直線の傾き、ｂは切片、ｋがキャリア番号、θｋが各キャリアに対する回転角度である。ここで、ｂについては、アナログ回路部であるＲＦ部の位相雑音により各シンボル毎にランダムに変化する成分と同期部で残留した周波数誤差に起因する位相ずれの成分である。ａ・ｋについては、送受信機のクロック周波数誤差により時間に比例して変化していく成分である。パイロットキャリアについては、フェージングや熱雑音などの伝送路環境によって検出誤差を含む虞があるため、１データシンボル内の複数個のパイロットキャリアから検出しただけでは位相補正を行なえないことがある。時間的に前の複数データシンボル毎に検出したサブキャリア間のサブキャリア間位相誤差（クロック周波数ずれ位相誤差）を平均化したものを位相誤差ａとして生成する。これを用いて補正することにより伝送路環境による検出誤差を抑制することができる。平均化に用いるシンボル数は、クロック周波数ずれの抑制精度が高いほど多くすればよい。
【００１７】
上記より、一次補正及び二次補正の他に補助補正を必要とせず、その分だけ、各データキャリアに対する複素乗算処理の回数を減らすことができる。したがって、送受信機間でのクロック周波数ずれと、同期部で残留した周波数誤差に起因する位相ずれとに対する補正演算処理時間を短縮することができる。
【００１８】
〔２〕本発明の具体的な形態として、前記等化手段は、データシンボルに対しそれに含まれるパイロットサブキャリアを前置入力する。これにより、データキャリアが入力される前に位相ずれを検出することができる。
【００１９】
〔３〕前記傾きａを求めるような場合に、サブキャリア間位相差の演算には所定パワー値以上のパイロットサブキャリアに係るパイロットサブキャリア間の位相差を用いるのがよい。特定のパイロットキャリアだけがフェージング等の影響を強く受けているような場合を想定した場合に、補正精度が低下しないようにするためである。
【００２０】
全て又は一つを除く残りのパイロットサブキャリアのパワー値が所定値よりも小さいときは当該所定値よりもパワー値の小さなパイロットサブキャリアに係るパイロットサブキャリア間の位相差を用いてサブキャリア間位相誤差の演算を行うのがよい。
【００２１】
パイロットサブキャリア間の位相差が複数ある場合にはその平均に係るパイロットサブキャリア間の位相差を用いてサブキャリア間位相誤差の演算を行うのがよい。
【００２２】
〔４〕本発明の具体的な形態として、パイロットサブキャリア間位相差の位相差ベクトルに対し、その実数部が負のとき、虚数部が正から負に変わる場合と逆の場合で相互に符号を変えて累積演算を行い、その累積値に基いて、サブキャリア間位相誤差の演算に用いるパイロットサブキャリア間の位相差に対する３６０度を越える位相回転量を管理すればよい。
【００２３】
〔５〕前記切片ｂを求めるような場合に、所定パワー値以上のパイロットサブキャリアの位相を平均化するのがよい。特定のパイロットキャリアだけがフェージング等の影響を強く受けているような場合を想定した場合に、補正精度が低下しないようにするためである。
【００２４】
全て又は一つを除く残りのパイロットサブキャリアのパワー値が所定値よりも小さいときは当該所定値よりもパワー値の小さなパイロットサブキャリアの位相を平均化すればよい。
【００２５】
〔６〕本発明に係る半導体集積回路は、例えば直交周波数分割多重方式で復変調された変調信号の復調と等化を無線ＬＡＮのベースバンド処理として行う無線ＬＡＮベースバンドＬＳＩとされる。
【００２６】
〔７〕本発明に係る復調装置は、直交周波数分割多重方式で変調された変調信号を復調する復調部と、復調部で復調された復調信号を等化する等化部を有する。前記復調信号は一のデータシンボル内のサブキャリアの構成が、情報ビットを送るデータサブキャリアと、送信側と受信側で既知となるパイロットサブキャリアから成る。前記等化部は、信号周波数推定誤差によるデータサブキャリアの位相回転を補正するために、一のデータシンボル内のパイロットサブキャリアを用いて各サブキャリアに共通な位相回転を推定し、また、送受信動作のクロック周波数差によるデータサブキャリアの位相回転を補正するために、一つのデータシンボルのパイロットサブキャリアとそのデータシンボルに先行する別のデータシンボルのパイロットサブキャリアとを用いて各サブキャリア毎の位相回転を推定し、推定した双方の位相回転に基いて各サブキャリアを補正する。
【００２７】
前記復調部は、データサブキャリアより先にパイロットサブキャリアを等化部へ出力するようにしてよい。
【００２８】
【発明の実施の形態】
図１にはＯＦＤＭ変調装置の一例が示される。ＯＦＤＭ送信装置１００の畳込み符号化部１０６では、入力される情報ビットが符号化され出力される。畳込み符号化部１０６の出力は、バーストエラーの影響を軽減するため、ビットインタリーバ１０５に送られ、ここでインターリーブが施される。ビットインタリーバ１０５の出力は、多値レベル信号点変換部１０４に入力され、グループ化された複数ビット毎に１つの多値レベル送信信号Ｘに変換される。例えば、６４ＱＡＭでは６ビット毎に１つの送信信号点に変換される。多値レベルに変換された送信信号点Ｘは、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）演算部１０３に入力されてＯＦＤＭ変調が施され、Ｄ／Ａ変換器１０２でアナログ信号に変換されて、アンテナ１０１から送信される。
【００２９】
図２には本発明に係る復調装置の一例であるＯＦＤＭ復調装置が示される。ＯＦＤＭ復調装置２００には、上記変調装置１００から送信される信号がアンテナ２０１を通して受信される。受信された信号は、Ａ／Ｄ変換部２０２でディジタル信号に変換され、図示を省略する同期推定部を経てＦＦＴ演算部２０３に入力される。前記同期推定部では受信信号周波数を推定する。前記ＦＦＴ演算部２０３は、入力信号をＯＦＤＭ復調して、伝送路上のノイズやゲインを受けた復調信号Ｙを出力する。ＦＦＴ演算部２０３の出力Ｙは、等化器２０４に入力され伝送路上の振幅及び位相を補正（等化）して受信信号Ｚを出力する。等化器２０４は、送信機から予め既知であるリファレンスシンボルであるロングシンボル及びデータシンボル中のパイロットキャリアを用いて伝送路の状態を推定する。等化された受信信号点Ｚは、ビットメトリック演算部２０５にて１ビット毎の尤度を求め、ビットメトリックデインターリーバ２０６にてデインタリーブされ、ビタビ復号部２0７により復号処理され、これによって推定ビットが復号ビット出力として得られる。
【００３０】
尚、図１及び図２では、実際の構成上必要な周波数変換部やフィルタ等の詳細ブロックは省略されている。
【００３１】
図３にはパケットの構成が例示される。ＩＥＥＥ８０２．１１ａの物理層でのパケットは、同期用のプリアンブル３０１として、ショートシンボル３０２及びロングシンボル３０３がある。このプリアンブル３０１を処理することにより同期を確立して通信を行なう。ロングシンボル３０３は、既知パターンの５２個のサブキャリアから成るシンボルである。その後に伝送情報用のシグナルシンボル３０４、データ用のデータシンボル３０５−１からデータシンボル３０５−ｎで構成される。ロングシンボル３０３は１６０サンプルから成り、シグナルシンボル３０４及びデータシンボル３０５は夫々８０サンプルから成る。例えば帯域周波数が２０ＭＨｚの場合に、１データシンボルに要する伝送時間は約４マイクロ秒（μｓｅｃ）であり、１パケットに要する伝送時間は約３〜４ミリ秒（ｍｓｅｃ）である。
【００３２】
図４にはシグナルシンボルとデータシンボルの１ＯＦＤＭシンボルのサブキャリア配置を表している。シグナルシンボルとデータシンボルは、５２個のサブキャリアから構成され、４８個のデータキャリア４０１と、４個のパイロットキャリア４０２からなる。６４ポイントのＦＦＴ演算を行った場合は、サブキャリアが６４本存在する。その中で使用するのは５２本のサブキャリアである。サブキャリア番号を、−２６、−２５、…、−１、０、＋１、＋２、…、＋２５、＋２６で表す。但し、サブキャリア番号０のサブキャリアは、ＤＣ成分である為使用しない。パイロットキャリア４０２は、例えば、図４中のサブキャリア番号−２１、−７、＋７、＋２１番目に挿入されている。特に、本発明ではこれら４個のパイロットキャリアをｐｃ(−２１)、ｐｃ(−７)、ｐｃ(＋７)、ｐｃ(＋２１)と表す。
【００３３】
図５には本発明による等化器の構成を表すブロック図である。大別して一次補正部５００と二次補正部５１０とで構成されている。一次補正部５００は、一次補正値検出部５０１、一次補正値メモリ５０２、及び等化補正部５０３から構成される。また、二次補正部５１０は、クロック周波数ずれ位相誤差検出部５１１、周波数ずれ位相誤差検出部５１２、二次補正値生成部５１３、及び等化補正部５１４から構成される。
【００３４】
等化器の一次補正部５００の処理について説明する。等化器の一次補正部５００では、ＦＦＴ演算後の受信ロングシンボルを使用して、一次補正値検出部５０１で次のように一次補正値を求める。すなわち、ロングシンボルのサブキャリアは既知パターンの信号である為、まず、受信ロングシンボルの各サブキャリアを送信時の１ロングシンボルの各サブキャリアで複素除算する。複素除算した結果は、受信パケット中のロングシンボルの位置でのＦＦＴ演算後の５２サブキャリア分の位相振幅誤差となる。検出された５２サブキャリア分の位相振幅誤差は、ロングシンボルの後に続くデータシンボルの各サブキャリアに対しても複素乗算されている。一次補正部５００は、受信データシンボルの各サブキャリアを対応するサブキャリア番号の位相振幅誤差で複素除算することで、複素乗算されている位相振幅誤差を補正する。上記複素除算する場合は、受信ロングシンボルで求めた位相振幅誤差の複素共役を位相振幅誤差の大きさの二乗で除算した補正値を先に求め、求めた補正値を受信データシンボルの各サブキャリアに複素乗算する。ここで求めた補正値を一次補正値と定義する。一次補正値は、ロングシンボルの後に続く受信データシンボル全てに使用する為、一次補正値メモリ５０２に保存しておく。等化補正部５０３では、受信データシンボルに一次補正値メモリ５０２から読み出した一次補正値を複素乗算することで位相振幅誤差の補正を実行する。
【００３５】
このとき前記同期推定部などの同期部で周波数推定誤差があり、また、送受信機でのクロック周波数ずれがあると、受信ロングシンボルによる一次補正だけでは、受信データシンボルを補正しきれない。その為、二次補正部５１０では、データシンボル内のパイロットキャリアを用いて、周波数推定誤差によるサブキャリアに共通な位相回転の検出と、送受信機でのクロック周波数ずれによる各サブキャリアで異なる位相回転の検出を行い、受信データシンボルの各サブキャリアを等化補正する。
【００３６】
図４のサブキャリア配置において、ＦＦＴ演算後にサブキャリアを取り出す順番、言い換えれば等化器２０４に入力する順番は図８に示される。（Ａ）は、通常のＦＦＴ演算後のサブキャリアの並びであり、等化器２０４への入力順はサブキャリア番号−２６、−２５、…、−１、＋１、…、＋２６の順である。それに対して（Ｂ）は、等化器２０４への入力順をサブキャリア番号−２１、−７、＋７、＋２１、−２６、−２５、…、−１、＋１、…、＋２６とする。即ち、４個のパイロットキャリアの等化器２０４への入力が、少なくとも同じデータシンボルのデータサブキャリアが入力される前に行なわれるようにする。このように配置することで、受信データシンボル毎にデータシンボル内のパイロットキャリア４個を用いて行なう、周波数推定誤差によるサブキャリアに共通な位相ずれの検出と、送受信機でのクロック周波数ずれによる各サブキャリアで異なる位相ずれの検出が、同じデータシンボルのデータサブキャリアの補正を開始する前に行なうことができる。且つ、補正値の計算もデータサブキャリアの入力前に実施できる為、データサブキャリアが等化器２０４に入力された時点から等化補正を実行することができる。また、パイロットキャリアを用いた二次補正値を求める際の複素乗算処理と、求めた二次補正値で一次補正後のデータシンボルを等化補正する複素乗算処理を、時分割して処理できる。即ち、１ＯＦＤＭシンボル期間を二次補正値生成期間とデータキャリア補正期間の２期間に分割できる為、複素乗算器を共有する事で、回路規模を削減できる利点がある。
【００３７】
図６及び図７を参照しながら等化器２０４の二次補正部５１０の処理について説明する。
【００３８】
図６にはクロック周波数ずれ位相誤差検出部５１１の構成が例示される。クロック周波数ずれ位相誤差検出部５１１は、パイロットキャリアパワー計算部６０１、有効キャリア選択部６０２、パイロットキャリア間位相差計算部６０３、パイロットキャリア間位相差平均部６０４、位相回転累積部６０５、位相変換部６０６、及び１／１４位相演算部６０７とからなる。
【００３９】
クロック周波数ずれによる位相差の検出は、以下のようにして行なう。まず、パイロットキャリア間位相差計算部６０３にて、４個のパイロットキャリアからパイロットキャリア間の位相差ベクトルを３個求める。図６中のＰ１２はｐｃ(−21)とｐｃ(−7)の位相差ベクトルであり、Ｐ２３はｐｃ(−7)とｐｃ(＋7)の位相差ベクトル、Ｐ３４はｐｃ(＋7)とｐｃ(＋21)の位相差ベクトルである。位相差ベクトルは、
Ｐ１２＝ｐｃ(−７)／ｐｃ(−２１)
Ｐ２３＝ｐｃ(＋７)／ｐｃ(−７)
Ｐ３４＝ｐｃ(＋２１)／ｐｃ(＋７)
のように複素除算を行なうことで求めることができる。
【００４０】
次に、パイロットキャリア間位相差平均部６０４では、求めた位相差ベクトルＰ１２、Ｐ２３、Ｐ３４の平均値を求める。この時、有効キャリア選択部６０２で選択された位相差ベクトルのみで平均値を求める。有効キャリア選択部６０２での選択は、まず、パイロットキャリアパワー計算部６０１で、４個のパイロットキャリア全てのパワーを計算する。求めた４個のパイロットキャリアのパワーは、有効キャリア選択部６０２にて、サブキャリアの平均パワーと比較される。位相差ベクトルを求める組合せである２個のパイロットキャリアのパワーが、サブキャリアの平均パワーの１／４以上の場合に、その２個のパイロットキャリアを用いた位相差ベクトルを有効とし、パイロットキャリア間位相差平均部６０４にて平均化処理に用いる。但し、無効なパイロットキャリアが、３個以上の場合は全ての位相差ベクトルを使用して位相差ベクトルの平均を求める。
【００４１】
送受信機間でクロック周波数ずれがあると、時間が経てば経つほどパイロットキャリア間の位相差は大きくなり、±１８０度以上になると位相回転量を管理できなくなる。その為に位相回転累積部６０５で、位相差ベクトルの実数部が負の場合に、虚数部が正から負、または負から正に変わる回数を数える。即ち、位相差ベクトルの実数部が負の時に、虚数部が正から負に変わる場合に＋１、虚数部が負から正に変わる場合に−１として回数を累積する。この位相回転累積部６０５により、位相差が±１８０度以上となった場合でも位相回転量を正しく管理することができる。
【００４２】
次に、前記パイロットキャリア間位相差平均部６０４で生成された位相差ベクトルと位相回転累積部６０５で生成された位相回転量を位相変換部６０６に出力し、位相差ベクトルから位相角に変換する。位相差ベクトルから位相角への変換には、変換テーブル用いる。その位相角の範囲は−１８０度から＋１８０度となる為、位相回転量に１８０度を乗じた結果を位相角変換後のデータに加算することで±１８０度以上の位相角を得ることができる。
【００４３】
位相変換部６０６で求めた位相角は、パイロットキャリア間の位相角である為、パイロットキャリアの間隔１４個分の位相差の総和になっている。この為、１／１４位相変換部６０７にて、位相角を１４で除算し１キャリア間隔当りの位相角を求める。
【００４４】
以上により、クロック周波数ずれによる１キャリア間隔当りの位相誤差の検出ができる。
【００４５】
図７には周波数ずれ位相誤差検出部５１２の構成が例示される。周波数ずれ位相誤差検出部５１２は、パイロットキャリアパワー計算部７０１、有効キャリア選択部７０２、位相変換部７０３、パイロットキャリア位相平均部７０４からなる。４個のパイロットキャリアの位相を位相変換部７０３にて求め、パイロットキャリア位相平均部７０４にて、位相の平均を求める。但し、前記クロック周波数ずれ位相誤差検出部と同様に、４個のパイロットキャリアのパワーをパイロットキャリアパワー計算部７０１で計算し、有効キャリア選択部７０２で、パイロットキャリアのパワーがサブキャリアの平均パワーの１／４以上のパイロットキャリアのみ選択し、位相平均化処理を行なう。有効キャリア選択部７０２で４個のパイロットキャリア全てがサブキャリア平均パワーの１／４以上にならない場合は、パイロットキャリア位相平均部７０４では、全てのパイロットキャリアの位相を用いて位相平均化処理を行なう。
【００４６】
以上のようにして、送受信機の周波数ずれによる位相誤差の検出を行なう。
【００４７】
上記クロック周波数ずれ位相誤差検出部５１１と周波数ずれ位相誤差検出部５１２では、パイロットキャリアパワー計算部６０１、７０１と、有効キャリア選択部６０２、７０２と、位相変換部６０６、７０３とをそれぞれ別々に設けられた回路として説明したが、クロック周波数ずれ位相誤差検出部５１１と周波数ずれ位相誤差検出部５１２との双方で共通化してもよい。
【００４８】
以上のようにして求めたクロック周波数ずれ位相誤差と周波数ずれ位相誤差を、図５の二次補正値生成部５１３に入力し二次補正値を生成する。二次補正値は、１サブキャリア間のクロック周波数ずれ位相誤差と、全サブキャリアに共通な周波数ずれ位相誤差の和となる。クロック周波数ずれ位相誤差は、サブキャリア番号が大きいほど大きくなる。ここで、１サブキャリア間のクロック周波数ずれ位相誤差をａと置く。また、全サブキャリアに共通な周波数ずれ位相誤差をｂと置く。サブキャリア番号ｋの一次補正後の位相ずれをθｋとすると、
θｋ＝ａ・ｋ＋ｂ
のように表すことができる。即ち、一次補正後のデータシンボルのサブキャリア番号ｋのキャリアは、θｋの位相回転がある。
【００４９】
図９には二次補正における各キャリアの位相回転量を示す直線を例示する。サブキャリア番号−２１、−７、＋７、＋２１の４点に対応する位相回転量は、θ−２１、θ−７、θ＋７、θ＋２１と示される。上記クロック周波数ずれ位相誤差検出部５１１及び周波数ずれ位相誤差検出部５１２によって得られる位相誤差は、θｋ＝ａ・ｋ＋ｂの直線で表すことができ、これは、θ−２１、θ−７、θ＋７、θ＋２１の４点に対する一次近似直線として把握される。
【００５０】
ところで、パイロットキャリアについては、フェージングや熱雑音などの伝送路環境によって検出誤差を含む虞がある為、１ＯＦＤＭシンボル内の４個のパイロットキャリアから二次補正におけるキャリアの位相回転量を求めたのでは必要な位相補正を行なえないことがある。そこで、時間的に前の複数ＯＦＤＭシンボル毎に検出した１サブキャリア間のクロック周波数ずれ位相誤差を平均化したものを位相誤差ａとして生成する。例えば、３シンボル前から１シンボル前までの位相誤差ａを平均化することで、伝送路環境による検出誤差を抑制することができる。クロック周波数ずれが４０ｐｐｍ以上と大きい場合は、２シンボル前から１シンボル前までの２つの位相誤差ａを平均化することで、検出誤差を抑制することができる。また、クロック周波数ずれが小さい場合は、３シンボル以上前から１シンボル前までの位相誤差ａを平均化するようにしてよい。
【００５１】
上記実現の為二次補正値生成部５１３は、レジスタを有しており、直近の数ＯＦＤＭシンボル分の上記クロック周波数ずれ位相誤差検出部５１１からの位相誤差ａを保持する機能を持っている。１ＯＦＤＭシンボル毎に入力される位相誤差ａを累積し、累積した個数で除算することにより、１サブキャリア間のクロック周波数ずれ位相誤差ａを生成して、後段に出力する。
【００５２】
二次補正値生成部５１３では、各サブキャリアの位相回転θｋを戻す為、符号を反転した値をサブキャリア番号ｋの位相回転補正値（−θｋ）として求める。この位相回転補正値から、ｃｏｓ(−θｋ)とｓｉｎ(−θｋ)に変換した値を二次補正値とする。等化補正部５１４では、この二次補正値を入力して、同じサブキャリア番号ｋのデータサブキャリアに入力した二次補正値を複素乗算して二次補正を行なう。
【００５３】
二次補正されたデータシンボルは、ビットメトリック演算部２０５へ出力される。
【００５４】
以上説明したＯＦＤＭ復調技術によれば以下の作用効果を得ることができる。
【００５５】
クロック周波数ずれ位相誤差ａについては、先行するデータシンボルに係るサブキャリア間位相差とを平均化し、平均化したサブキャリア間位相誤差を用いて、送受信動作のクロック周波数差による当該データシンボルのデータサブキャリア毎の位相ずれを補正する。これにより、伝送路環境による検出誤差を抑制することができる。これより、一次補正及び二次補正の他に補助補正を必要とせず、その分だけ、各データキャリアに対する複素乗算処理の回数を減らすことができる。したがって、送受信機間でのクロック周波数ずれと、同期部で残留した周波数誤差に起因する位相ずれとに対する補正演算処理時間を短縮することができる。
【００５６】
前記等化器２０４は、データシンボルに対しそれに含まれるパイロットサブキャリアを前置入力する。これにより、データキャリアが入力される前に位相ずれを検出することができる。
【００５７】
前記傾きａを求めるような場合に、サブキャリア間位相差の演算には所定パワー値以上のパイロットサブキャリアに係るパイロットサブキャリア間の位相差を用いる。特定のパイロットキャリアだけがフェージング等の影響を強く受けているような場合を想定した場合に、補正精度が低下しないようにすることができる。
【００５８】
パイロットサブキャリア間位相差の位相差ベクトルに対し、その実数部が負のとき、虚数部が正から負に変わる場合と逆の場合で相互に符号を変えて累積演算を行い、その累積値を用いることにより、サブキャリア間位相誤差の演算に用いるパイロットサブキャリア間の位相差に対する３６０度を越える位相回転量を管理することができる。
【００５９】
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。
【００６０】
例えば、無線ＬＡＮはＩＥＥＥ８０２．１１ａ以外の規格に準拠するものであってもよいことは言うまでもない。半導体集積回路は無線ＬＡＮ用のベースバンド処理ＬＳＩに限定されない。
【００６１】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。
【００６２】
すなわち、本発明によれば、無線伝送システムにおける送受信機でのサンプリングタイミングずれによる各サブキャリアによって異なる位相ずれに対し、時間的に前後する複数シンボル分の位相ずれを平均化するので、伝送路の影響による位相ずれの推定誤差を軽減できる。したがって、一次補正及び二次補正の他に補助補正を必要とせず、その分だけ、各データキャリアに対する複素乗算処理の回数を減らすことができ、送受信機間でのクロック周波数ずれと、同期部で残留した周波数誤差に起因する位相ずれとに対する補正演算処理時間を短縮することができる。
【００６３】
データシンボル内のパイロットキャリアをデータキャリアより先に等化器に入力することでデータキャリアが入力される前に位相ずれを検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＯＦＤＭ変調装置の一例を示すブロック図である。
【図２】本発明に係る復調装置の一例であるＯＦＤＭ復調装置のブロック図である。
【図３】ＩＥＥＥ８０２．１１ａの物理層でのパケット構成を例示する説明図である。
【図４】シグナルシンボルとデータシンボルの１ＯＦＤＭシンボルのサブキャリア配置を示す説明図である。
【図５】本発明による等化器の全体的な構成を示すブロック図である。
【図６】クロック周波数ずれ位相誤差検出部の構成を例示するブロック図である。
【図７】周波数ずれ位相誤差検出部の構成を例示するブロック図である。
【図８】ＦＦＴ演算後の１ＯＦＤＭシンブル内のサブキャリア配置を示す説明図である。
【図９】二次補正における各キャリアの位相回転量を示す直線を例示する説明図である。
【符号の説明】
１００ ＯＦＤＭ変調装置
１０１ アンテナ
１０２ Ｄ／Ａ変換部
１０３ ＩＦＦＴ演算部
１０４ 多値レベル信号点変換部
１０５ ビットインタリーバ
１０６ 畳込み符号化部
２００ ＯＦＤＭ復調装置
２０１ アンテナ
２０２ Ａ／Ｄ変換部
２０３ ＦＦＴ演算部
２０４ 等化器
２０５ ビットメトリック演算部
２０６ ビットメトリックデインタリーバ
２０７ ビタビ復号部
３０１ プリアンブル
３０２ ショートシンボル
３０３ ロングシンボル
３０４ シグナルシンボル
３０５−１〜３０５−ｎ データシンボル
４０１ データキャリア
４０２ パイロットキャリア
５００ 一次補正部
５０１ 一次補正値検出部
５０２ 一次補正値メモリ
５０３、５１４ 等化補正部
５１０ 二次補正部
５１１ クロック周波数ずれ位相誤差検出部
５１２ 周波数ずれ位相誤差検出部
５１３ 二次補正値生成部
６０１、７０１ パイロットキャリアパワー計算部
６０２、７０２ 有効キャリア選択部
６０３ パイロットキャリア間位相差計算部
６０４ パイロットキャリア間位相差平均部
６０５ 位相回転累積部
６０６、７０３ 位相変換部
６０７ １／１４位相変換部
７０４ パイロットキャリア位相平均部
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex：直交周波数分割多重）変調方式により伝送された情報を復調するＯＦＤＭ復調技術に関し、それを適用した無線ＬＡＮのベースバンド処理等に用いられる半導体集積回路及び復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
５ＧＨｚ帯無線ＬＡＮ（Local Area Network）の規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ａでは、変調方式としてマルチキャリア変調方式であるＯＦＤＭ変調方式が用いられている。この変調方式は数十から数千の直交した搬送波周波数を持つディジタル変調波を多重した信号を送信する方式である。この変調方式には例えばマルチキャリアを生成する為にＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）が使用される。ＯＦＤＭ変調方式での複数の直交した搬送波周波数の変調に、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）や６４ＱＡＭ等の振幅に情報を乗せる多値変調を組み合わせる場合には同期検波を行う必要がある。
【０００３】
振幅に情報を乗せる多値変調では、復調装置にて振幅と位相の補正を各キャリア毎に行う必要があり、この補正には等化器が用いられる。等化器は、送信した信号がフェージング等の伝送路の影響や復調装置の同期ずれの影響により振幅の変化や位相の回転等の歪み受けた場合に、それを元の状態、即ち送信した信号と同じ振幅と位相の状態に戻す処理を行う。
【０００４】
例えば、等化器はＦＦＴ演算によって周波数軸に戻されたデータを入力する。このＦＦＴ演算処理による入力データは、マルチパスなどの伝送路の影響、受信側の同期部での周波数推定誤差（周波数ずれ）、ＦＦＴ変換処理タイミングの誤差となる送受信機のクロック周波数誤差（送信側と受信側のクロック周波数ずれ）などの影響によって振幅と位相が歪んでいる。
【０００５】
等化器による補正は一次補正と二次補正に大別することができる。一次補正では既知パターンで変調されたリファレンスシンボルを用いてパケット内のデータシンボルに対して共通に振幅及び位相補正を行う。すなわち、リファレンスシンボル（同期用プリアンブル）の受信信号に基いて伝送路等の歪みとなる伝達関数を求め、データシンボルに前記歪みの伝達関数の逆関数をかけることにより、元の値に補正することができる。
【０００６】
二次補正では、データシンボルに含まれるパイロットキャリアを用いて同一パケット内で時間的に変化する要因による歪みを除去する補正を行う。すなわち、データシンボル毎にそのパイロットキャリアを用いてパイロットキャリアに関する周波数推定誤差や送受信機のクロック周波数誤差による位相回転の伝達関数を求め，この伝達関数に係るアークタンジェントからパイロットキャリアの回転角を求める。この回転角を用いてデータキャリアの位相を元に戻す位相補正を行う。
【０００７】
高周波処理を行うアナログ回路部の位相雑音に起因する位相回転のみの場合は、全てのキャリアの回転角度が同一なため、上記二次補正によりほぼ正確に位相歪等を補正することができる。しかしながら、送受信機のクロック周波数ずれに起因するＦＦＴタイミング誤差の影響によって生ずる歪みについては十分に補正することは難しい。ＦＦＴタイミング誤差は、時間が経てば経つ程大きくなる。この影響は、各キャリアによって異なり、周波数の高いキャリアほどその影響が大きくなるからである。例えば、６４ポイントのＦＦＴを用いたＯＦＤＭ通信システムにおいて、１本の正弦波で表されたキャリアは、キャリア番号が−１と＋１の場合、送受信機のクロックが１クロックずれた場合には、３６０度／６４＝５．６２５度の位相回転がＦＦＴ変換処理後のデータにおいて観測することができるのに対して、例えば、２６個の正弦波で表すキャリアは、キャリア番号が−１と＋１の場合、３６０度／６４＊２６＝１４６．２５度となり、各キャリアで位相回転角度が異なる。この回転角は、キャリアを横軸にとると比例直線の関係になる。
【０００８】
特許文献１には、復調装置の同期ずれ（周波数推定誤差）や送受信機間のクロック周波数ずれに伴う位相ずれを一次近似で補正する等化技術が示される。同文献では、一次近似による二次補正において、シンボル数が増加するに従って各キャリアの角度の差が広がっていき、この差が３６０度を超えると、角度の情報を管理することができなくなるという不都合、４つのパイロットキャリアから一次近似直線を導き出すために、フェージング等の影響により特定のパイロットキャリアが誤った時にその影響が他のキャリアに伝達しやすくなるという不都合等に着目する。同文献に記載の等化器は、リファレンスシンボルによる一次補正実行部と、パイロットキャリアによる二次補正実行部の他に、一次補正実行部と二次補正実行部との間に補助補正実行部を設けて構成される。補助補正実行部は二次補正を行う前に補助補正係数による補助補正を実行する。補助補正係数としては前回のデータシンボルのパイロットキャリアより算出した二次補正係数を利用する。この補助補正が行なわれるとサブキャリアの位相差が微小になり、３６０度以上に累積されることはない。即ち、前回の差分しかパイロットキャリアの位相回転がなくなるため、二次補正では、この１シンボルの時間により生じた回転分だけを補正し、二次補正で保持する角度の増大を防ぎ、通信品質の低下を防止することができる。また、各サブキャリアの位相を回転する補正角度が微小であるからフェージングの影響を少なくすることができる。一次近似を求める場には４つのパイロットキャリアから最小２乗法で直線を求めると、ｙ＝ａｘ＋ｂと表すことができる。ここで、ａは直線の傾き、ｂは切片、ｘがキャリア番号、ｙが各キャリアに対する回転角度である。ここで、ｂについては、アナログ回路部であるＲＦ部の雑音により各シンボル毎にランダムに変化する。傾きａについては、送受信機のクロック周波数誤差により時間に比例して変化していく成分となる。
【０００９】
【特許文献１】
特開２００２−３１４５０６号公報
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来技術では、一次補正、その後の補助補正、及び補助補正後のパイロットキャリアによる二次補正を実行するため、１データキャリアについて３回の複素乗算処理を行わなければならない。これによって演算処理時間が増大する。
【００１１】
本発明の目的は、送受信機間でのクロック周波数ずれと、同期部で残留した周波数誤差に起因する位相ずれと、に対する補正演算処理時間を短縮することができる信号等化技術、更にはそれを適用した半導体集積回路を提供することにある。
【００１２】
本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば下記の通りである。
【００１４】
〔１〕本発明に係る半導体集積回路は、直交周波数分割多重方式の変調信号に対する復調信号の振幅及び位相を補正する等化手段を有し、前記等化手段は、一次補正部及び二次補正部を有する。前記一次補正部は、復調信号に含まれるロングシンボルを用いて推定された位相及び振幅誤差に基いてパケット内の各データシンボルを共通に補正する。前記二次補正部は、一次補正部で補正されたデータシンボル毎に含まれる既知のパイロットサブキャリア間の位相差に基づいてサブキャリア間位相誤差を演算し、演算されたサブキャリア間位相誤差とそれよりも時間的に先行するデータシンボルに係るサブキャリア間位相誤差とを平均化し、平均化したサブキャリア間位相誤差（ａ）を用いて、送受信動作のクロック周波数差による当該データシンボルのデータサブキャリア毎の位相ずれを補正する。
【００１５】
前記二次補正部は、一次補正部で補正されたデータシンボルに含まれる既知の複数のパイロットサブキャリアの位相を平均化し、この平均化されたパイロットサブキャリアの位相（ｂ）を用いて、信号周波数推定誤差による当該データシンボルにおけるデータサブキャリアの位相ずれを共通に補正する。
【００１６】
前記二次補正部によって補正されるデータサブキャリアの位相ずれは、一次近似で表せば、θｋ＝ａ・ｋ＋ｂと表すことができる。ここで、ａは直線の傾き、ｂは切片、ｋがキャリア番号、θｋが各キャリアに対する回転角度である。ここで、ｂについては、アナログ回路部であるＲＦ部の位相雑音により各シンボル毎にランダムに変化する成分と同期部で残留した周波数誤差に起因する位相ずれの成分である。ａ・ｋについては、送受信機のクロック周波数誤差により時間に比例して変化していく成分である。パイロットキャリアについては、フェージングや熱雑音などの伝送路環境によって検出誤差を含む虞があるため、１データシンボル内の複数個のパイロットキャリアから検出しただけでは位相補正を行なえないことがある。時間的に前の複数データシンボル毎に検出したサブキャリア間のサブキャリア間位相誤差（クロック周波数ずれ位相誤差）を平均化したものを位相誤差ａとして生成する。これを用いて補正することにより伝送路環境による検出誤差を抑制することができる。平均化に用いるシンボル数は、クロック周波数ずれの抑制精度が高いほど多くすればよい。
【００１７】
上記より、一次補正及び二次補正の他に補助補正を必要とせず、その分だけ、各データキャリアに対する複素乗算処理の回数を減らすことができる。したがって、送受信機間でのクロック周波数ずれと、同期部で残留した周波数誤差に起因する位相ずれとに対する補正演算処理時間を短縮することができる。
【００１８】
〔２〕本発明の具体的な形態として、前記等化手段は、データシンボルに対しそれに含まれるパイロットサブキャリアを前置入力する。これにより、データキャリアが入力される前に位相ずれを検出することができる。
【００１９】
〔３〕前記傾きａを求めるような場合に、サブキャリア間位相差の演算には所定パワー値以上のパイロットサブキャリアに係るパイロットサブキャリア間の位相差を用いるのがよい。特定のパイロットキャリアだけがフェージング等の影響を強く受けているような場合を想定した場合に、補正精度が低下しないようにするためである。
【００２０】
全て又は一つを除く残りのパイロットサブキャリアのパワー値が所定値よりも小さいときは当該所定値よりもパワー値の小さなパイロットサブキャリアに係るパイロットサブキャリア間の位相差を用いてサブキャリア間位相誤差の演算を行うのがよい。
【００２１】
パイロットサブキャリア間の位相差が複数ある場合にはその平均に係るパイロットサブキャリア間の位相差を用いてサブキャリア間位相誤差の演算を行うのがよい。
【００２２】
〔４〕本発明の具体的な形態として、パイロットサブキャリア間位相差の位相差ベクトルに対し、その実数部が負のとき、虚数部が正から負に変わる場合と逆の場合で相互に符号を変えて累積演算を行い、その累積値に基いて、サブキャリア間位相誤差の演算に用いるパイロットサブキャリア間の位相差に対する３６０度を越える位相回転量を管理すればよい。
【００２３】
〔５〕前記切片ｂを求めるような場合に、所定パワー値以上のパイロットサブキャリアの位相を平均化するのがよい。特定のパイロットキャリアだけがフェージング等の影響を強く受けているような場合を想定した場合に、補正精度が低下しないようにするためである。
【００２４】
全て又は一つを除く残りのパイロットサブキャリアのパワー値が所定値よりも小さいときは当該所定値よりもパワー値の小さなパイロットサブキャリアの位相を平均化すればよい。
【００２５】
〔６〕本発明に係る半導体集積回路は、例えば直交周波数分割多重方式で復変調された変調信号の復調と等化を無線ＬＡＮのベースバンド処理として行う無線ＬＡＮベースバンドＬＳＩとされる。
【００２６】
〔７〕本発明に係る復調装置は、直交周波数分割多重方式で変調された変調信号を復調する復調部と、復調部で復調された復調信号を等化する等化部を有する。前記復調信号は一のデータシンボル内のサブキャリアの構成が、情報ビットを送るデータサブキャリアと、送信側と受信側で既知となるパイロットサブキャリアから成る。前記等化部は、信号周波数推定誤差によるデータサブキャリアの位相回転を補正するために、一のデータシンボル内のパイロットサブキャリアを用いて各サブキャリアに共通な位相回転を推定し、また、送受信動作のクロック周波数差によるデータサブキャリアの位相回転を補正するために、一つのデータシンボルのパイロットサブキャリアとそのデータシンボルに先行する別のデータシンボルのパイロットサブキャリアとを用いて各サブキャリア毎の位相回転を推定し、推定した双方の位相回転に基いて各サブキャリアを補正する。
【００２７】
前記復調部は、データサブキャリアより先にパイロットサブキャリアを等化部へ出力するようにしてよい。
【００２８】
【発明の実施の形態】
図１にはＯＦＤＭ変調装置の一例が示される。ＯＦＤＭ送信装置１００の畳込み符号化部１０６では、入力される情報ビットが符号化され出力される。畳込み符号化部１０６の出力は、バーストエラーの影響を軽減するため、ビットインタリーバ１０５に送られ、ここでインターリーブが施される。ビットインタリーバ１０５の出力は、多値レベル信号点変換部１０４に入力され、グループ化された複数ビット毎に１つの多値レベル送信信号Ｘに変換される。例えば、６４ＱＡＭでは６ビット毎に１つの送信信号点に変換される。多値レベルに変換された送信信号点Ｘは、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）演算部１０３に入力されてＯＦＤＭ変調が施され、Ｄ／Ａ変換器１０２でアナログ信号に変換されて、アンテナ１０１から送信される。
【００２９】
図２には本発明に係る復調装置の一例であるＯＦＤＭ復調装置が示される。ＯＦＤＭ復調装置２００には、上記変調装置１００から送信される信号がアンテナ２０１を通して受信される。受信された信号は、Ａ／Ｄ変換部２０２でディジタル信号に変換され、図示を省略する同期推定部を経てＦＦＴ演算部２０３に入力される。前記同期推定部では受信信号周波数を推定する。前記ＦＦＴ演算部２０３は、入力信号をＯＦＤＭ復調して、伝送路上のノイズやゲインを受けた復調信号Ｙを出力する。ＦＦＴ演算部２０３の出力Ｙは、等化器２０４に入力され伝送路上の振幅及び位相を補正（等化）して受信信号Ｚを出力する。等化器２０４は、送信機から予め既知であるリファレンスシンボルであるロングシンボル及びデータシンボル中のパイロットキャリアを用いて伝送路の状態を推定する。等化された受信信号点Ｚは、ビットメトリック演算部２０５にて１ビット毎の尤度を求め、ビットメトリックデインターリーバ２０６にてデインタリーブされ、ビタビ復号部２0７により復号処理され、これによって推定ビットが復号ビット出力として得られる。
【００３０】
尚、図１及び図２では、実際の構成上必要な周波数変換部やフィルタ等の詳細ブロックは省略されている。
【００３１】
図３にはパケットの構成が例示される。ＩＥＥＥ８０２．１１ａの物理層でのパケットは、同期用のプリアンブル３０１として、ショートシンボル３０２及びロングシンボル３０３がある。このプリアンブル３０１を処理することにより同期を確立して通信を行なう。ロングシンボル３０３は、既知パターンの５２個のサブキャリアから成るシンボルである。その後に伝送情報用のシグナルシンボル３０４、データ用のデータシンボル３０５−１からデータシンボル３０５−ｎで構成される。ロングシンボル３０３は１６０サンプルから成り、シグナルシンボル３０４及びデータシンボル３０５は夫々８０サンプルから成る。例えば帯域周波数が２０ＭＨｚの場合に、１データシンボルに要する伝送時間は約４マイクロ秒（μｓｅｃ）であり、１パケットに要する伝送時間は約３〜４ミリ秒（ｍｓｅｃ）である。
【００３２】
図４にはシグナルシンボルとデータシンボルの１ＯＦＤＭシンボルのサブキャリア配置を表している。シグナルシンボルとデータシンボルは、５２個のサブキャリアから構成され、４８個のデータキャリア４０１と、４個のパイロットキャリア４０２からなる。６４ポイントのＦＦＴ演算を行った場合は、サブキャリアが６４本存在する。その中で使用するのは５２本のサブキャリアである。サブキャリア番号を、−２６、−２５、…、−１、０、＋１、＋２、…、＋２５、＋２６で表す。但し、サブキャリア番号０のサブキャリアは、ＤＣ成分である為使用しない。パイロットキャリア４０２は、例えば、図４中のサブキャリア番号−２１、−７、＋７、＋２１番目に挿入されている。特に、本発明ではこれら４個のパイロットキャリアをｐｃ(−２１)、ｐｃ(−７)、ｐｃ(＋７)、ｐｃ(＋２１)と表す。
【００３３】
図５には本発明による等化器の構成を表すブロック図である。大別して一次補正部５００と二次補正部５１０とで構成されている。一次補正部５００は、一次補正値検出部５０１、一次補正値メモリ５０２、及び等化補正部５０３から構成される。また、二次補正部５１０は、クロック周波数ずれ位相誤差検出部５１１、周波数ずれ位相誤差検出部５１２、二次補正値生成部５１３、及び等化補正部５１４から構成される。
【００３４】
等化器の一次補正部５００の処理について説明する。等化器の一次補正部５００では、ＦＦＴ演算後の受信ロングシンボルを使用して、一次補正値検出部５０１で次のように一次補正値を求める。すなわち、ロングシンボルのサブキャリアは既知パターンの信号である為、まず、受信ロングシンボルの各サブキャリアを送信時の１ロングシンボルの各サブキャリアで複素除算する。複素除算した結果は、受信パケット中のロングシンボルの位置でのＦＦＴ演算後の５２サブキャリア分の位相振幅誤差となる。検出された５２サブキャリア分の位相振幅誤差は、ロングシンボルの後に続くデータシンボルの各サブキャリアに対しても複素乗算されている。一次補正部５００は、受信データシンボルの各サブキャリアを対応するサブキャリア番号の位相振幅誤差で複素除算することで、複素乗算されている位相振幅誤差を補正する。上記複素除算する場合は、受信ロングシンボルで求めた位相振幅誤差の複素共役を位相振幅誤差の大きさの二乗で除算した補正値を先に求め、求めた補正値を受信データシンボルの各サブキャリアに複素乗算する。ここで求めた補正値を一次補正値と定義する。一次補正値は、ロングシンボルの後に続く受信データシンボル全てに使用する為、一次補正値メモリ５０２に保存しておく。等化補正部５０３では、受信データシンボルに一次補正値メモリ５０２から読み出した一次補正値を複素乗算することで位相振幅誤差の補正を実行する。
【００３５】
このとき前記同期推定部などの同期部で周波数推定誤差があり、また、送受信機でのクロック周波数ずれがあると、受信ロングシンボルによる一次補正だけでは、受信データシンボルを補正しきれない。その為、二次補正部５１０では、データシンボル内のパイロットキャリアを用いて、周波数推定誤差によるサブキャリアに共通な位相回転の検出と、送受信機でのクロック周波数ずれによる各サブキャリアで異なる位相回転の検出を行い、受信データシンボルの各サブキャリアを等化補正する。
【００３６】
図４のサブキャリア配置において、ＦＦＴ演算後にサブキャリアを取り出す順番、言い換えれば等化器２０４に入力する順番は図８に示される。（Ａ）は、通常のＦＦＴ演算後のサブキャリアの並びであり、等化器２０４への入力順はサブキャリア番号−２６、−２５、…、−１、＋１、…、＋２６の順である。それに対して（Ｂ）は、等化器２０４への入力順をサブキャリア番号−２１、−７、＋７、＋２１、−２６、−２５、…、−１、＋１、…、＋２６とする。即ち、４個のパイロットキャリアの等化器２０４への入力が、少なくとも同じデータシンボルのデータサブキャリアが入力される前に行なわれるようにする。このように配置することで、受信データシンボル毎にデータシンボル内のパイロットキャリア４個を用いて行なう、周波数推定誤差によるサブキャリアに共通な位相ずれの検出と、送受信機でのクロック周波数ずれによる各サブキャリアで異なる位相ずれの検出が、同じデータシンボルのデータサブキャリアの補正を開始する前に行なうことができる。且つ、補正値の計算もデータサブキャリアの入力前に実施できる為、データサブキャリアが等化器２０４に入力された時点から等化補正を実行することができる。また、パイロットキャリアを用いた二次補正値を求める際の複素乗算処理と、求めた二次補正値で一次補正後のデータシンボルを等化補正する複素乗算処理を、時分割して処理できる。即ち、１ＯＦＤＭシンボル期間を二次補正値生成期間とデータキャリア補正期間の２期間に分割できる為、複素乗算器を共有する事で、回路規模を削減できる利点がある。
【００３７】
図６及び図７を参照しながら等化器２０４の二次補正部５１０の処理について説明する。
【００３８】
図６にはクロック周波数ずれ位相誤差検出部５１１の構成が例示される。クロック周波数ずれ位相誤差検出部５１１は、パイロットキャリアパワー計算部６０１、有効キャリア選択部６０２、パイロットキャリア間位相差計算部６０３、パイロットキャリア間位相差平均部６０４、位相回転累積部６０５、位相変換部６０６、及び１／１４位相演算部６０７とからなる。
【００３９】
クロック周波数ずれによる位相差の検出は、以下のようにして行なう。まず、パイロットキャリア間位相差計算部６０３にて、４個のパイロットキャリアからパイロットキャリア間の位相差ベクトルを３個求める。図６中のＰ１２はｐｃ(−21)とｐｃ(−7)の位相差ベクトルであり、Ｐ２３はｐｃ(−7)とｐｃ(＋7)の位相差ベクトル、Ｐ３４はｐｃ(＋7)とｐｃ(＋21)の位相差ベクトルである。位相差ベクトルは、
Ｐ１２＝ｐｃ(−７)／ｐｃ(−２１)
Ｐ２３＝ｐｃ(＋７)／ｐｃ(−７)
Ｐ３４＝ｐｃ(＋２１)／ｐｃ(＋７)
のように複素除算を行なうことで求めることができる。
【００４０】
次に、パイロットキャリア間位相差平均部６０４では、求めた位相差ベクトルＰ１２、Ｐ２３、Ｐ３４の平均値を求める。この時、有効キャリア選択部６０２で選択された位相差ベクトルのみで平均値を求める。有効キャリア選択部６０２での選択は、まず、パイロットキャリアパワー計算部６０１で、４個のパイロットキャリア全てのパワーを計算する。求めた４個のパイロットキャリアのパワーは、有効キャリア選択部６０２にて、サブキャリアの平均パワーと比較される。位相差ベクトルを求める組合せである２個のパイロットキャリアのパワーが、サブキャリアの平均パワーの１／４以上の場合に、その２個のパイロットキャリアを用いた位相差ベクトルを有効とし、パイロットキャリア間位相差平均部６０４にて平均化処理に用いる。但し、無効なパイロットキャリアが、３個以上の場合は全ての位相差ベクトルを使用して位相差ベクトルの平均を求める。
【００４１】
送受信機間でクロック周波数ずれがあると、時間が経てば経つほどパイロットキャリア間の位相差は大きくなり、±１８０度以上になると位相回転量を管理できなくなる。その為に位相回転累積部６０５で、位相差ベクトルの実数部が負の場合に、虚数部が正から負、または負から正に変わる回数を数える。即ち、位相差ベクトルの実数部が負の時に、虚数部が正から負に変わる場合に＋１、虚数部が負から正に変わる場合に−１として回数を累積する。この位相回転累積部６０５により、位相差が±１８０度以上となった場合でも位相回転量を正しく管理することができる。
【００４２】
次に、前記パイロットキャリア間位相差平均部６０４で生成された位相差ベクトルと位相回転累積部６０５で生成された位相回転量を位相変換部６０６に出力し、位相差ベクトルから位相角に変換する。位相差ベクトルから位相角への変換には、変換テーブル用いる。その位相角の範囲は−１８０度から＋１８０度となる為、位相回転量に１８０度を乗じた結果を位相角変換後のデータに加算することで±１８０度以上の位相角を得ることができる。
【００４３】
位相変換部６０６で求めた位相角は、パイロットキャリア間の位相角である為、パイロットキャリアの間隔１４個分の位相差の総和になっている。この為、１／１４位相変換部６０７にて、位相角を１４で除算し１キャリア間隔当りの位相角を求める。
【００４４】
以上により、クロック周波数ずれによる１キャリア間隔当りの位相誤差の検出ができる。
【００４５】
図７には周波数ずれ位相誤差検出部５１２の構成が例示される。周波数ずれ位相誤差検出部５１２は、パイロットキャリアパワー計算部７０１、有効キャリア選択部７０２、位相変換部７０３、パイロットキャリア位相平均部７０４からなる。４個のパイロットキャリアの位相を位相変換部７０３にて求め、パイロットキャリア位相平均部７０４にて、位相の平均を求める。但し、前記クロック周波数ずれ位相誤差検出部と同様に、４個のパイロットキャリアのパワーをパイロットキャリアパワー計算部７０１で計算し、有効キャリア選択部７０２で、パイロットキャリアのパワーがサブキャリアの平均パワーの１／４以上のパイロットキャリアのみ選択し、位相平均化処理を行なう。有効キャリア選択部７０２で４個のパイロットキャリア全てがサブキャリア平均パワーの１／４以上にならない場合は、パイロットキャリア位相平均部７０４では、全てのパイロットキャリアの位相を用いて位相平均化処理を行なう。
【００４６】
以上のようにして、送受信機の周波数ずれによる位相誤差の検出を行なう。
【００４７】
上記クロック周波数ずれ位相誤差検出部５１１と周波数ずれ位相誤差検出部５１２では、パイロットキャリアパワー計算部６０１、７０１と、有効キャリア選択部６０２、７０２と、位相変換部６０６、７０３とをそれぞれ別々に設けられた回路として説明したが、クロック周波数ずれ位相誤差検出部５１１と周波数ずれ位相誤差検出部５１２との双方で共通化してもよい。
【００４８】
以上のようにして求めたクロック周波数ずれ位相誤差と周波数ずれ位相誤差を、図５の二次補正値生成部５１３に入力し二次補正値を生成する。二次補正値は、１サブキャリア間のクロック周波数ずれ位相誤差と、全サブキャリアに共通な周波数ずれ位相誤差の和となる。クロック周波数ずれ位相誤差は、サブキャリア番号が大きいほど大きくなる。ここで、１サブキャリア間のクロック周波数ずれ位相誤差をａと置く。また、全サブキャリアに共通な周波数ずれ位相誤差をｂと置く。サブキャリア番号ｋの一次補正後の位相ずれをθｋとすると、
θｋ＝ａ・ｋ＋ｂ
のように表すことができる。即ち、一次補正後のデータシンボルのサブキャリア番号ｋのキャリアは、θｋの位相回転がある。
【００４９】
図９には二次補正における各キャリアの位相回転量を示す直線を例示する。サブキャリア番号−２１、−７、＋７、＋２１の４点に対応する位相回転量は、θ−２１、θ−７、θ＋７、θ＋２１と示される。上記クロック周波数ずれ位相誤差検出部５１１及び周波数ずれ位相誤差検出部５１２によって得られる位相誤差は、θｋ＝ａ・ｋ＋ｂの直線で表すことができ、これは、θ−２１、θ−７、θ＋７、θ＋２１の４点に対する一次近似直線として把握される。
【００５０】
ところで、パイロットキャリアについては、フェージングや熱雑音などの伝送路環境によって検出誤差を含む虞がある為、１ＯＦＤＭシンボル内の４個のパイロットキャリアから二次補正におけるキャリアの位相回転量を求めたのでは必要な位相補正を行なえないことがある。そこで、時間的に前の複数ＯＦＤＭシンボル毎に検出した１サブキャリア間のクロック周波数ずれ位相誤差を平均化したものを位相誤差ａとして生成する。例えば、３シンボル前から１シンボル前までの位相誤差ａを平均化することで、伝送路環境による検出誤差を抑制することができる。クロック周波数ずれが４０ｐｐｍ以上と大きい場合は、２シンボル前から１シンボル前までの２つの位相誤差ａを平均化することで、検出誤差を抑制することができる。また、クロック周波数ずれが小さい場合は、３シンボル以上前から１シンボル前までの位相誤差ａを平均化するようにしてよい。
【００５１】
上記実現の為二次補正値生成部５１３は、レジスタを有しており、直近の数ＯＦＤＭシンボル分の上記クロック周波数ずれ位相誤差検出部５１１からの位相誤差ａを保持する機能を持っている。１ＯＦＤＭシンボル毎に入力される位相誤差ａを累積し、累積した個数で除算することにより、１サブキャリア間のクロック周波数ずれ位相誤差ａを生成して、後段に出力する。
【００５２】
二次補正値生成部５１３では、各サブキャリアの位相回転θｋを戻す為、符号を反転した値をサブキャリア番号ｋの位相回転補正値（−θｋ）として求める。この位相回転補正値から、ｃｏｓ(−θｋ)とｓｉｎ(−θｋ)に変換した値を二次補正値とする。等化補正部５１４では、この二次補正値を入力して、同じサブキャリア番号ｋのデータサブキャリアに入力した二次補正値を複素乗算して二次補正を行なう。
【００５３】
二次補正されたデータシンボルは、ビットメトリック演算部２０５へ出力される。
【００５４】
以上説明したＯＦＤＭ復調技術によれば以下の作用効果を得ることができる。
【００５５】
クロック周波数ずれ位相誤差ａについては、先行するデータシンボルに係るサブキャリア間位相差とを平均化し、平均化したサブキャリア間位相誤差を用いて、送受信動作のクロック周波数差による当該データシンボルのデータサブキャリア毎の位相ずれを補正する。これにより、伝送路環境による検出誤差を抑制することができる。これより、一次補正及び二次補正の他に補助補正を必要とせず、その分だけ、各データキャリアに対する複素乗算処理の回数を減らすことができる。したがって、送受信機間でのクロック周波数ずれと、同期部で残留した周波数誤差に起因する位相ずれとに対する補正演算処理時間を短縮することができる。
【００５６】
前記等化器２０４は、データシンボルに対しそれに含まれるパイロットサブキャリアを前置入力する。これにより、データキャリアが入力される前に位相ずれを検出することができる。
【００５７】
前記傾きａを求めるような場合に、サブキャリア間位相差の演算には所定パワー値以上のパイロットサブキャリアに係るパイロットサブキャリア間の位相差を用いる。特定のパイロットキャリアだけがフェージング等の影響を強く受けているような場合を想定した場合に、補正精度が低下しないようにすることができる。
【００５８】
パイロットサブキャリア間位相差の位相差ベクトルに対し、その実数部が負のとき、虚数部が正から負に変わる場合と逆の場合で相互に符号を変えて累積演算を行い、その累積値を用いることにより、サブキャリア間位相誤差の演算に用いるパイロットサブキャリア間の位相差に対する３６０度を越える位相回転量を管理することができる。
【００５９】
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。
【００６０】
例えば、無線ＬＡＮはＩＥＥＥ８０２．１１ａ以外の規格に準拠するものであってもよいことは言うまでもない。半導体集積回路は無線ＬＡＮ用のベースバンド処理ＬＳＩに限定されない。
【００６１】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。
【００６２】
すなわち、本発明によれば、無線伝送システムにおける送受信機でのサンプリングタイミングずれによる各サブキャリアによって異なる位相ずれに対し、時間的に前後する複数シンボル分の位相ずれを平均化するので、伝送路の影響による位相ずれの推定誤差を軽減できる。したがって、一次補正及び二次補正の他に補助補正を必要とせず、その分だけ、各データキャリアに対する複素乗算処理の回数を減らすことができ、送受信機間でのクロック周波数ずれと、同期部で残留した周波数誤差に起因する位相ずれとに対する補正演算処理時間を短縮することができる。
【００６３】
データシンボル内のパイロットキャリアをデータキャリアより先に等化器に入力することでデータキャリアが入力される前に位相ずれを検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＯＦＤＭ変調装置の一例を示すブロック図である。
【図２】本発明に係る復調装置の一例であるＯＦＤＭ復調装置のブロック図である。
【図３】ＩＥＥＥ８０２．１１ａの物理層でのパケット構成を例示する説明図である。
【図４】シグナルシンボルとデータシンボルの１ＯＦＤＭシンボルのサブキャリア配置を示す説明図である。
【図５】本発明による等化器の全体的な構成を示すブロック図である。
【図６】クロック周波数ずれ位相誤差検出部の構成を例示するブロック図である。
【図７】周波数ずれ位相誤差検出部の構成を例示するブロック図である。
【図８】ＦＦＴ演算後の１ＯＦＤＭシンブル内のサブキャリア配置を示す説明図である。
【図９】二次補正における各キャリアの位相回転量を示す直線を例示する説明図である。
【符号の説明】
１００ ＯＦＤＭ変調装置
１０１ アンテナ
１０２ Ｄ／Ａ変換部
１０３ ＩＦＦＴ演算部
１０４ 多値レベル信号点変換部
１０５ ビットインタリーバ
１０６ 畳込み符号化部
２００ ＯＦＤＭ復調装置
２０１ アンテナ
２０２ Ａ／Ｄ変換部
２０３ ＦＦＴ演算部
２０４ 等化器
２０５ ビットメトリック演算部
２０６ ビットメトリックデインタリーバ
２０７ ビタビ復号部
３０１ プリアンブル
３０２ ショートシンボル
３０３ ロングシンボル
３０４ シグナルシンボル
３０５−１〜３０５−ｎ データシンボル
４０１ データキャリア
４０２ パイロットキャリア
５００ 一次補正部
５０１ 一次補正値検出部
５０２ 一次補正値メモリ
５０３、５１４ 等化補正部
５１０ 二次補正部
５１１ クロック周波数ずれ位相誤差検出部
５１２ 周波数ずれ位相誤差検出部
５１３ 二次補正値生成部
６０１、７０１ パイロットキャリアパワー計算部
６０２、７０２ 有効キャリア選択部
６０３ パイロットキャリア間位相差計算部
６０４ パイロットキャリア間位相差平均部
６０５ 位相回転累積部
６０６、７０３ 位相変換部
６０７ １／１４位相変換部
７０４ パイロットキャリア位相平均部
Claims (11)
- 直交周波数分割多重方式の変調信号に対する復調信号の振幅及び位相を補正する等化手段を有し、
前記等化手段は、一次補正部及び二次補正部を有し、
前記一次補正部は、復調信号に含まれるロングシンボルを用いて推定された位相及び振幅誤差に基いてパケット内の各データシンボルを共通に補正し、
前記二次補正部は、一次補正部で補正されたデータシンボル毎に含まれる既知のパイロットサブキャリア間の位相差に基づいてサブキャリア間位相誤差を演算し、演算されたサブキャリア間位相誤差とそれよりも時間的に先行するデータシンボルに係るサブキャリア間位相誤差とを平均化し、平均化したサブキャリア間位相誤差を用いて、送受信動作のクロック周波数差による当該データシンボルのデータサブキャリア毎の位相ずれを補正する半導体集積回路であって、
前記二次補正部は、パイロットサブキャリア間位相差の位相差ベクトルに対し、その実数部が負のとき、虚数部が正から負に変わる場合と逆の場合で相互に符号を変えて累積演算を行い、その累積値に基いて、サブキャリア間位相誤差の演算に用いるパイロットサブキャリア間の位相差に対する３６０度を越える位相回転量を管理する位相回転累積部を含むことを特徴とする半導体集積回路。 - 前記二次補正部は、一次補正部で補正されたデータシンボルに含まれる既知の複数のパイロットサブキャリアの位相を平均化し、平均化されたパイロットサブキャリアの位相を用いて、信号周波数推定誤差による当該データシンボルにおけるデータサブキャリアの位相ずれを共通に補正することを特徴とする請求項１記載の半導体集積回路。
- 前記等化手段は、データシンボルに対しそれに含まれるパイロットサブキャリアを前置入力することを特徴とする請求項１又は２記載の半導体集積回路。
- サブキャリア間位相差の演算には所定パワー値以上のパイロットサブキャリアに係るパイロットサブキャリア間の位相差を用いることを特徴とする請求項１記載の半導体集積回路。
- 全て又は一つを除いた残りのパイロットサブキャリアのパワー値が所定値よりも小さいときは当該所定値よりもパワー値の小さなパイロットサブキャリアに係るパイロットサブキャリア間の位相差を用いてサブキャリア間位相誤差の演算を行うことを特徴とする請求項４記載の半導体集積回路。
- パイロットサブキャリア間の位相差が複数ある場合にはその平均に係るパイロットサブキャリア間の位相差を用いてサブキャリア間位相誤差の演算を行うことを特徴とする請求項５記載の半導体集積回路。
- 所定パワー値以上のパイロットサブキャリアの位相を平均化することを特徴とする請求項２記載の半導体集積回路。
- 全て又は一つを除いた残りのパイロットサブキャリアのパワー値が所定値よりも小さいときは当該所定値よりもパワー値の小さなパイロットサブキャリアの位相を平均化することを特徴とする請求項７記載の半導体集積回路。
- 直交周波数分割多重方式で復変調された変調信号の復調と等化を無線ＬＡＮのベースバンド処理として行うことが可能な請求項１又は２記載の半導体集積回路。
- 直交周波数分割多重方式で変調された変調信号を復調する復調部と、復調部で復調された復調信号を等化する等化部を有し、
前記復調信号は一のデータシンボル内のサブキャリアの構成が、情報ビットを送るデータサブキャリアと、送信側と受信側で既知となるパイロットサブキャリアから成り、
前記等化部は、信号周波数推定誤差によるデータサブキャリアの位相回転を補正するために、一のデータシンボル内のパイロットサブキャリアを用いて各サブキャリアに共通な位相回転を推定し、送受信動作のクロック周波数差によるデータサブキャリアの位相回転を補正するために、一つのデータシンボルのパイロットサブキャリアとそのデータシンボルに先行する別のデータシンボルのパイロットサブキャリアとに基づいて各サブキャリア毎の位相回転を推定し、推定した双方の位相回転に基いて各サブキャリアを補正する復調装置であって、
前記等化部は、パイロットサブキャリア間位相差の位相差ベクトルに対し、その実数部が負のとき、虚数部が正から負に変わる場合と逆の場合で相互に符号を変えて累積演算を行い、その累積値に基いて、サブキャリア間位相誤差の演算に用いるパイロットサブキャリア間の位相差に対する３６０度を越える位相回転量を管理し、管理された前記位相回転量を管理する位相回転累積部を含むことを特徴とする復調装置。 - 前記復調部は、データサブキャリアより先にパイロットサブキャリアを等化部へ出力することを特徴とする請求項１０記載の復調装置。
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