JP5222843B2 - Ｏｆｄｍ受信装置、ｏｆｄｍ受信方法、ｏｆｄｍ受信回路、集積回路、及びプログラム - Google Patents

Description

本発明は、地上デジタル放送等に用いられる直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ；Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号の受信性能を改善する技術に関する。

地上デジタル放送及び無線ＬＡＮの伝送規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ａは、ＯＦＤＭ方式を採用している。ＯＦＤＭ方式は、１チャネルの帯域内に多数のサブキャリアを多重して伝送するマルチキャリア方式である。ＯＦＤＭ方式は、単一キャリア伝送に比べてシンボル期間長が長くなるため、マルチパス妨害に強い方式として知られている。また、有効シンボルの一部分を巡回的に複写したいわゆるガード期間を設けることにより、ガード期間以内のマルチパスであれば、シンボル間干渉が生じない利点も有する。

日本及び欧州における地上デジタル放送の伝送規格は、それぞれＩＳＤＢ−Ｔ方式及びＤＶＢ―Ｔ方式と呼ばれている。以下、ＩＳＤＢ−Ｔ方式とＤＶＢ―Ｔ方式とに共通な送信処理及び受信処理について説明する。

ＩＳＤＢ−Ｔ方式及びＤＶＢ―Ｔ方式では、サブキャリアの中に振幅・位相が既知のパイロット信号を周波数領域で分散して挿入している。これは分散パイロット信号（以下、ＳＰ信号と記す）と呼ばれる。図２４に、ＳＰ信号の配置を示す。図２４では、周波数（サブキャリア）方向及び時間（シンボル）方向に、シンボル番号ｎのシンボルに対し、キャリア番号ｋがｋ＝３（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐ（ｍｏｄは剰余演算を表し、ｐは整数）を満たすキャリア位置に、ＳＰ信号が配置される。すなわち、ＳＰ信号を４シンボルを周期として反復して配置し、シンボル毎に３キャリアずつシフトして配置する。このように配置したＳＰ信号をそのキャリア位置で決定される特定のパターンで２値に変調し、送信する。

また、ＩＳＤＢ−Ｔ方式及びＤＶＢ―Ｔ方式では、ＳＰ信号を配置していないキャリアを用いて、情報伝送信号をＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、及び６４ＱＡＭ等の方式で変調し、送信する。

図２５は、ＩＳＤＢ−Ｔ方式及びＤＶＢ―Ｔ方式における従来のＯＦＤＭ送信装置１０００の構成を示す図である。従来のＯＦＤＭ送信装置１０００は、誤り訂正符号化部１００１と、マッピング部１００２と、インタリーブ部１００３と、フレーム構成部１００４と、ＩＦＦＴ処理部１００５と、ガードインターバル付加部１００６と、ＲＦ周波数変換部１００７と、アンテナ１００８とを備える。

以下、従来のＯＦＤＭ送信装置１０００の動作について説明する。
誤り訂正符号化部１００１は、情報伝送信号を誤り訂正符号化する。マッピング部１００２は、誤り訂正符号化されたデータをＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、及び６４ＱＡＭ等にマッピングする。インタリーブ部１００３は、マッピングされたデータをサブキャリアシンボル単位で、時間インタリーブ及び周波数インタリーブ等のインタリーブを施す。フレーム構成部１００４は、インタリーブされたキャリアシンボル単位のデータをＳＰ信号と共に図２４に示す配置図に従って配置して、フレーム構成を行う。ＩＦＦＴ処理部１００５は、フレーム構成されたデータを時間領域の信号に変換する。ガードインターバル付加部１００６は、時間領域の信号に変換されたデータにガード期間を付加する。図２６に示すように、このガード期間は、有効シンボルの後部を巡回的にシンボルの前部に複写したものである。すなわち、１シンボル期間は、ガード期間及びそれに続く有効シンボル期間から構成される。ＲＦ周波数変換部１００７は、ガード期間が付加された信号をＲＦ周波数に変換する。アンテナ１００８は、ＲＦ周波数に変換された信号を送信する。

図２７は、ＩＳＤＢ−Ｔ方式及びＤＶＢ―Ｔ方式における従来のＯＦＤＭ受信装置１１００の構成を示す図である。従来のＯＦＤＭ受信装置１１００は、アンテナ１１０１、チューナ部１１０２、復調部１１１１、及び誤り訂正復号化部１１０８を備える。更に復調部１１１１はＡ／Ｄ変換部１１０３、直交検波部１１０４、同期部１１０５、ＦＦＴ処理部１１０６、等化部１１０７を備える。

以下、従来のＯＦＤＭ受信装置１１００の動作について説明する。
アンテナ１１０１が電波を受信し、チューナ部１１０２が所望のチャネルのＯＦＤＭ信号を選択受信し、選択された帯域にダウンコンバートする。Ａ／Ｄ変換部１１０３は、ダウンコンバートされたＯＦＤＭ信号をＡ／Ｄ変換する。直交検波部１１０４は、Ａ／Ｄ変換されたデジタル信号を直交検波する。同期部１１０５は、シンボル同期、サンプリング周波数同期、及び周波数同期等の同期処理を行うと共に、ＦＦＴの窓位置を決定する。ＦＦＴ処理部１１０６は、時間領域の信号をＦＦＴ処理して周波数領域の信号に変換する。等化部１１０７は、ＦＦＴ処理部１１０６が出力する周波数領域の信号から伝送路周波数応答を算出し、その伝送路周波数応答に基づいて周波数領域の信号を等化処理する。誤り訂正復号化部１１０８は、等化処理された信号に誤り訂正処理を行って、ＴＳ（Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｓｔｒｅａｍ）信号を出力する。

図２８は、図２７の等化部１１０７の詳細な構成を示す図である。等化部１１０７は、ＳＰ復調部１２０１、シンボル補間部１２０２、キャリア補間部１２０３、遅延部１２０４、及び複素除算部１２０５を備える。

以下、等化部１１０７の動作について説明する。
ＳＰ復調部１２０１は、図２４に示すＳＰ信号の配置に従って、ＦＦＴ処理部１１０６が出力する周波数領域の信号からＳＰ信号を抽出する。そして、ＳＰ復調部１２０１は、ＳＰ信号をそのキャリア位置で決定される特定のパターンで複素除算を行い、ＳＰ信号位置の伝送路特性推定値を出力する。シンボル補間部１２０２は、図２９に示すように、ＳＰ信号位置の伝送路特性を時間軸方向に補間することで、３キャリア毎の伝送路特性推定値を出力する。キャリア補間部１２０３は、図３０に示すように、３キャリア毎の伝送路特性を周波数軸方向に補間することにより、全キャリア位置での伝送路特性推定値を出力する。以上に示した伝送路推定法は、まず４シンボル毎のＳＰ信号を用いて時間軸方向に補間する。以下、この方法を「４シンボル等化」と呼ぶ。

また、遅延部１２０４は、キャリア補間部１２０３が出力する全キャリア位置での伝送路特性推定値と、ＦＦＴ処理部１１０６が出力する周波数領域の信号との遅延を合わせる。複素除算部１２０５は、遅延部１２０４が出力する周波数領域の信号をキャリア補間部１２０３が出力する全キャリア位置での伝送路特性推定値で複素除算して、受信信号を等化する。

一方、図３１は、非特許文献に開示されている等化部１３００の構成を示す図である。図３１において、等化部１３００は、図２８の等化部１１０７と比較して、シンボル補間部１２０２を削除し、キャリア補間部１３０１を置き換えた構成である。図３２に示すように、等化部１３００は、ＳＰ復調部１２０１から出力されるＳＰ信号位置の伝送路特性を時間軸方向に補間せず、キャリア補間部１３０１が周波数軸方向に補間することにより、全キャリア位置での伝送路特性推定値を出力する。すなわち、この伝送路推定法は、１シンボル毎に独立に全キャリア位置での伝送路特性推定値を算出する。以下、この方法を「１シンボル等化」と呼ぶ。

この１シンボル等化は、４シンボル等化と比較して周波数方向の分解能が落ちるため、周波数方向の推定精度は劣化する。しかしながら、高速移動受信時の時間方向の推定精度を向上させることができる。

また、図３３は、特許文献１に開示されている等化部１４００の構成を示す図である。図３３において、等化部１４００は、図２８の等化部１１０７と比較して、図３１に示す１シンボル等化のキャリア補間部１３０１と、振幅変動検出部１４０１と、切替部１４０２とを追加した構成である。等化部１４００は、振幅変動検出部１４０１がキャリアの振幅変動速度を検出し、検出結果により１シンボル等化と４シンボル等化とを切り替える。

この構成により、振幅変動速度が大きい場合には１シンボル等化を行って高速移動受信時の時間方向の推定精度を向上させ、振幅変動速度が小さい場合には４シンボル等化を行って周波数特性の推定精度を維持することができる。

特開２００６−１４０９８７号公報 特開２００４−３３６２７９号公報 特開２００５−３１２０２７号公報

木村他「シンボル毎伝送路推定による地上デジタル放送の高速移動受信特性」、映像情報メディア学会技術報告、ＢＣＴ２００５−６９、Ｊｕｎ．２００５

図３４に、ガード期間が１／８で、到来波が１つの場合のＦＦＴ窓位置と、キャリア補間フィルタ通過帯域に対する遅延プロファイルとの関係を示す。図３４に示すように、有効シンボル長をＴｕと、ガード期間をＴｇとすると、Ｔｇ＝Ｔｕ／８と表わされる。ここで、遅延プロファイルとは、直接波と遅延波との受信レベルの相対比及び直接波と遅延波との遅延時間とを表すものである。遅延プロファイルは、ＦＦＴ前の時間領域では、後述するガード相関により観測することができる。また、遅延プロファイルは、ＦＦＴ後の周波数領域では、伝送路特性のＩＦＦＴ出力で観測することができる。図３４に示すように、ＦＦＴ処理部１１０６の出力、すなわち周波数領域では、ＦＦＴ窓位置の到来波に対する変化は伝送路特性における遅延時間の変化となる。この遅延時間の変化は、伝送路特性のキャリア方向周波数特性（次元は遅延時間）におけるシフトとなる。

ここで、図２７のＦＦＴ処理部１１０６の出力段において−Ｔｇ／２の帯域シフト処理を行うものとすると、ガード期間内の遅延波はキャリア補間フィルタ帯域内の−Ｔｇ／２〜Ｔｇ／２の範囲に収まる。よって、キャリア補間フィルタをＩ軸とＱ軸独立の実数フィルタで構成することができる。

図３０に示すように、４シンボル等化のキャリア補間フィルタは、３キャリア毎の伝送路特性を周波数軸方向に補間する。よって、キャリア補間フィルタの通過帯域を−Ｔｕ／６〜Ｔｕ／６の範囲に設計すれば、遅延プロファイルがその範囲に収まる場合には伝送路特性を補間により算出することができる（図３４）。また、図３２に示すように、１シンボル等化のキャリア補間フィルタは、１２キャリア毎の伝送路特性を周波数軸方向に補間する。よって、キャリア補間フィルタの通過帯域を−Ｔｕ／２４〜Ｔｕ／２４と設計すれば、遅延プロファイルがその範囲に収まる場合には伝送路特性を補間により算出することができる（図３４）。

このように、ＦＦＴ窓位置の先頭がガード期間内であれば、シンボル間干渉を発生させない。この範囲は、図３４のＦＦＴ窓位置（ｂ）からＦＦＴ窓位置（ｃ）までの範囲である。ＦＦＴ窓位置（ａ）のように窓位置の先頭がガード期間中央にある場合、遅延プロファイルはキャリア補間フィルタの通過帯域中央に収まる。ところが、ＦＦＴ窓位置（ｂ）のように窓位置の先頭がガード期間の先頭にある場合、遅延プロファイルは通過帯域中央からＴｇ／２（＝Ｔｕ／１６）だけシフトする。また、ＦＦＴ窓位置（ｃ）のように窓位置の先頭がガード期間の最後部にある場合、遅延プロファイルは通過帯域中央から−Ｔｇ／２（＝−Ｔｕ／１６）だけシフトする。このため、４シンボル等化では遅延プロファイルがキャリア補間フィルタの通過帯域内に収まるが、１シンボル等化では遅延プロファイルがキャリア補間フィルタの通過帯域からはみ出してしまい、伝送路推定が不可能になる。

この問題は、到来波が２つの場合も同様に生じる。図３５は、ガード期間が１／８で、到来波が２つであり遅延差がＴｇ／２の場合のＦＦＴ窓位置と、キャリア補間フィルタ通過帯域に対する遅延プロファイルとの関係を示す図である。

ＦＦＴ窓位置の先頭が２つの到来波のガード期間内であれば、シンボル間干渉を発生させない。この範囲は、図３５のＦＦＴ窓位置（ｂ）からＦＦＴ窓位置（ｃ）までの範囲である。４シンボル等化では２つの到来波の遅延プロファイルは、キャリア補間フィルタの通過帯域内に収まる。また、１シンボル等化では、ＦＦＴ窓位置（ａ）のように窓位置の先頭がＦＦＴ窓位置（ｂ）とＦＦＴ窓位置（ｃ）との中央にある場合、２つの到来波の遅延プロファイルはキャリア補間フィルタの通過帯域内に収まる。ところが、ＦＦＴ窓位置（ｂ）の場合やＦＦＴ窓位置（ｃ）の場合、遅延プロファイルがキャリア補間フィルタの通過帯域からはみ出してしまい、伝送路推定が不可能になる。

以上のように、ＦＦＴ窓位置をシンボル間干渉を発生させない範囲で自由に設定すると、１シンボル等化では伝送路推定が不可能になる場合があるという課題があった。この課題に対する解決手段として、到来波の遅延プロファイルを予め１シンボル等化におけるキャリア補間フィルタの通過帯域内に収めるようにＦＦＴ窓位置範囲を制限することが考えられる。しかし、この方法ではＦＦＴ窓位置範囲を制限しているため、４シンボル等化が選択される場合にシンボル間干渉が最小にならない場合があるという欠点を有する。

また、この課題に対する別の解決手段として、特許文献２に開示されている従来のＦＦＴ窓位置制御を適用することが考えられる。図３６は、この従来のＦＦＴ窓位置制御で示されている同期部１５０１の構成を示す図である。この同期部１５０１はバッファメモリ１５０２、制御用ＦＦＴ１５０３、制御用等化部１５０４、Ｓ／Ｎ算出部１５０５、及び時間窓制御部１５０６を備える。

従来の同期部１５０１の動作を、以下に説明する。
時間窓制御部１５０６は、新しいＦＦＴ窓位置を検出する期間、直交検波部１１０４が出力したＯＦＤＭ時間領域信号を記憶し、読み出すようにバッファメモリ１５０２を制御する。そして、時間窓制御部１５０６は、制御用ＦＦＴ１５０３に対して、ＦＦＴ窓位置を設定する。制御用ＦＦＴ１５０３は、ＯＦＤＭ周波数領域信号を出力し、制御用等化部１５０４が等化を行い、Ｓ／Ｎ算出部１５０５がＳ／Ｎを算出して受信品質として出力し、時間窓制御部１５０６が受信品質を記録する。時間窓制御部１５０６がＦＦＴ窓位置を順次変更し、以上の処理を繰り返す。最も良い受信品質であったＦＦＴ窓位置を新しいＦＦＴ窓位置として決定し、ＦＦＴ処理部１１０６へ出力する。すなわち、バッファメモリ１５０２を用いることにより、同じＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ窓位置を順次変更し、最も良い受信品質であったＦＦＴ窓位置を新しいＦＦＴ窓位置として決定する。

しかしながら、この従来のＦＦＴ窓位置制御を適用した場合、ＦＦＴ窓位置決定に用いたＯＦＤＭ時間領域信号と、決定したＦＦＴ窓位置が反映されるＯＦＤＭ時間領域信号との間には時間差が存在する。しかも、複数のＦＦＴ窓位置を順次変更しながら検出するため、その時間差は大きくなってしまう。よって、高速移動受信時には、この時間差の間に遅延プロファイルが変化し、伝送路推定に悪影響を及ぼす場合がある。特に１シンボル等化は通過帯域が狭いため、遅延プロファイルがキャリア補間フィルタの通過帯域からはみ出してしまい、伝送路推定が不可能になる確率が高くなる。

また、特許文献３には、伝送路周波数応答の雑音低減を目的として、遅延スプレッドに基づいてキャリア補間フィルタの通過帯域幅を適切に選択すると共に、遅延スプレッドに基づいて伝送路周波数応答をシフトする発明が開示されている。すなわち、この特許文献３の発明は、プロファイルの遅延時間の広がりのみを考慮してシフト量を検出することが開示されている。

ところで、上述した課題の根本原因は、１シンボル等化におけるキャリア補間フィルタの通過帯域（Ｔｕ／１２）がガード期間Ｔｇ（＝Ｔｕ／８）より狭いことである。よって、１シンボル等化に限らず、４シンボル等化でもキャリア補間フィルタの通過帯域をガード期間より狭く設計すると、同様に伝送路推定が不可能になる場合があるという課題があった。

それ故に、本発明の目的は、１シンボル等化及び４シンボル等化のいずれにおいて、キャリア補間フィルタの通過帯域がガード期間より狭い場合であっても、ＦＦＴ窓位置の範囲に制限を加えることなく、伝送路推定を可能にできるＯＦＤＭ受信装置を提供することである。

本発明は、ＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信装置に向けられている。上記目的を達成させるために、本発明のＯＦＤＭ受信装置は、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換部と、フーリエ変換部が出力する周波数領域の信号から伝送路周波数応答を算出し、伝送路周波数応答に基づいて周波数領域の信号を等化処理する等化部とを備える。そして、等化部は、伝送路周波数応答を算出する際、キャリア補間フィルタの通過帯域がＯＦＤＭ信号のガード期間よりも狭い場合に、通過帯域に含まれる伝送路周波数応答のエネルギーが増加するように決定されるシフト量に基づいて、通過帯域をシフトさせるキャリア補間部を含んでいる。

等化部は、キャリア補間部と異なる通過帯域を有する第２のキャリア補間部と、キャリア補間部の出力及び第２のキャリア補間部の出力のいずれか１つを選択する切り替え部とをさらに備えてもよい。

好ましくは、同期を確立すると共に、到来波のプロファイル情報に基づいてシフト量を決定する同期部をさらに備え、キャリア補間部は、同期部が決定したシフト量に基づいて通過帯域をシフトさせる。この場合、同期部は、ＯＦＤＭ信号のガード期間同士の相関を算出することにより、到来波のプロファイル情報を得るとよい。また、同期部は、プロファイルの各ビンの電力又は振幅と各ビンの遅延時間とのバランスで定義されるガード相関重心の位置が、キャリア補間フィルタの通過帯域の中心の位置にシフトされるように、到来波のプロファイル情報からシフト量を決定することが望ましい。

典型的なキャリア補間部は、入力を遅延する複数の遅延素子と、複数の遅延素子の各出力とキャリア方向の補間処理の各係数とを乗算する複数の乗算器と、複数の乗算器の各出力に対するシフト量に基づく位相回転量を各々算出し、複数の乗算器の各出力に対して位相回転量の分だけ各々位相回転を行う通過帯域シフト部と、通過帯域シフト部の全出力を加算して出力する加算器とを含む。又は、キャリア補間部は、入力を遅延する複数の遅延素子と、複数の遅延素子の各出力に対するシフト量に基づく位相回転量を各々算出し、複数の遅延素子の各出力に対して位相回転量の分だけ各々位相回転を行う通過帯域シフト部と、通過帯域シフト部の各出力とキャリア方向の補間処理の各係数とを乗算する複数の乗算器と、複数の乗算器の全出力を加算して出力する加算器とを含む。あるいは、キャリア補間部は、入力を遅延する複数の遅延素子と、キャリア方向の補間処理の各係数と、キャリア方向の補間処理の各係数に対するシフト量に基づく位相回転量を各々算出し、キャリア方向の補間処理の各係数に対して位相回転量の分だけ各々位相回転を行う通過帯域シフト部と、複数の遅延素子の各出力と通過帯域シフト部の各出力とを乗算する複数の乗算器と、複数の乗算器の全出力を加算して出力する加算器とを含む。

なお、選局された周波数チャネルの信号を選択受信するチューナ部と、上記ＯＦＤＭ受信装置を含んだチューナ部で選択受信された信号を復調する復調部と、復調部で復調された信号の誤りを訂正する誤り訂正部とによって、ＯＦＤＭ受信回路を実現できる。復調部と誤り訂正部とは、集積回路化が可能である。また、上記ＯＦＤＭ受信装置が行う処理は、ＯＦＤＭ受信方法として捉えることができ、このＯＦＤＭ受信方法が実行する処理手順は、方法プログラムとして記録可能である。

上記本発明によれば、キャリア補間フィルタの通過帯域がＯＦＤＭ信号のガード期間よりも狭い場合であっても、ＦＦＴ窓位置の範囲に制限を加えることなく、到来波の遅延プロファイルをキャリア補間フィルタの通過帯域内に収めて、伝送路推定を可能にする。

本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００の構成を示す図 到来波が１つの場合のガード相関重心位置を説明する図 キャリア補間部１１１の通過帯域シフト処理の一例を説明する図 等化部１０２の詳細な構成を示す図 キャリア補間部１１１の詳細な構成を示す図 到来波が２つの場合のガード相関重心位置を説明する図 キャリア補間部１１１の通過帯域シフト処理の他の一例を説明する図 本発明の第２の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置２００の構成を示す図 等化部２０２の詳細な構成を示す図 キャリア補間部３０１の詳細な構成を示す図 キャリア補間部３１１の詳細な構成を示す図 本発明の第３の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置３２０の構成を示す図 等化部３２２の詳細な構成を示す図 キャリア補間部３３１の詳細な構成を示す図 本発明の第４の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置３６０の構成を示す図 等化部３６１の詳細な構成を示す図 キャリア補間部３８１の詳細な構成を示す図 キャリア補間部３９１の詳細な構成を示す図 本発明の第５の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置４００の構成を示す図 等化部４０１の詳細な構成を示す図 キャリア補間部４１１の詳細な構成を示す図 本発明の第６の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置４３０の構成を示す図 等化部４３１の詳細な構成を示す図 一般的なＳＰ信号の配置を説明する図 従来のＯＦＤＭ送信装置１０００の構成を示す図 ガード期間を説明する図 従来のＯＦＤＭ受信装置１１００の構成を示す図 等化部１１０７の詳細な構成を示す図 シンボル補間部１２０２が行う補間動作を説明する図 キャリア補間部１２０３が行う補間動作を説明する図 等化部１３００の詳細な構成を示す図 キャリア補間部１３０１が行う補間動作を説明する図 等化部１４００の詳細な構成を示す図 到来波が１つの場合のＦＦＴ窓位置とキャリア補間フィルタ通過帯域に対する遅延プロファイルとの関係の一例を説明する図 到来波が２つの場合のＦＦＴ窓位置とキャリア補間フィルタ通過帯域に対する遅延プロファイルとの関係の一例を示す説明図 従来の同期部１５０１の詳細な構成を示す図

以下、本発明の各実施形態について、図面を用いて詳細に説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００の構成を示す図である。第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００は、アンテナ１１０１と、チューナ部１１０２と、復調部１０３と、誤り訂正復号化部１１０８とを備える。復調部１０３は、Ａ／Ｄ変換部１１０３と、直交検波部１１０４と、同期部１０１と、ＦＦＴ処理部１１０６と、等化部１０２とを備える。

このＯＦＤＭ受信装置１００は、図２７に示す従来のＯＦＤＭ受信装置１１００と比べて、同期部１０１及び等化部１０２の構成が異なる。なお、この同期部１０１及び等化部１０２以外の構成は、従来のＯＦＤＭ受信装置１１００と同じであるので、同じ符号を用いてその説明を省略する。以下、同期部１０１及び等化部１０２が行う詳細な処理を説明する。この等化部１０２は、１シンボル等化を行う。

同期部１０１は、ガード相関値に基づいてガード相関重心位置を特定し、キャリア方向シフト量Ｆｓｈｉｆｔを算出する。図２は、ガード相関重心位置を説明する図である。図２では、到来波が１つの場合を例に挙げて説明している。ガード相関値とは、入力される時間領域信号と有効シンボル長Ｔｕだけ遅延させた時間領域信号との間の複素相関値を算出し、この複素相関値をガード期間Ｔｇだけ区間積分した値である。同期部１０１は、次式［１］に基づいてキャリア方向シフト量Ｆｓｈｉｆｔを算出する。
Ｆｓｈｉｆｔ＝Ｔｇ／２＋（ＦＦＴ窓位置−ガード相関重心位置） …［１］

ここで、図２に示すように、あるサンプルから以前のサンプル数をｉと、以後のサンプル数をｊとして、各サンプルにおけるガード相関値をそれぞれＰｉ、Ｐｊとすると、ガード相関重心位置は、Σ（ｉ＊Ｐｉ）とΣ（ｊ＊Ｐｊ）との差が最小になるサンプルの位置にすることが好ましい。すなわち、重心は、プロファイルの各ビンの電力又は振幅と各ビンの遅延時間とがバランスした点である。なお、ガード相関重心位置の定義は、これに限られるものではなく、プロファイルの各ビンの電力又は振幅と各ビンの遅延時間とを考慮しつつ目的に応じて自由に設定することができる。

このように算出されたキャリア方向シフト量Ｆｓｈｉｆｔは、キャリア補間部１１１におけるキャリア補間フィルタの通過帯域に含まれる伝送路周波数応答のエネルギーを増加させるように決定されるシフト量と言える。

図２に示すＦＦＴ窓位置（ａ）〜（ｃ）の場合、キャリア方向シフト量Ｆｓｈｉｆｔは、式［１］よりそれぞれ以下の通りとなる。
Ｆｓｈｉｆｔ＝ ０ （ＦＦＴ窓位置（ａ））
Ｆｓｈｉｆｔ＝−Ｔｇ／２ （ＦＦＴ窓位置（ｂ））
Ｆｓｈｉｆｔ＝ Ｔｇ／２ （ＦＦＴ窓位置（ｃ））

等化部１０２は、同期部１０１で算出されたキャリア方向シフト量Ｆｓｈｉｆｔだけ、キャリア補間部１１１におけるキャリア補間フィルタの通過帯域をシフトさせる。図３に、この様子を示す。このシフト処理により、いずれのＦＦＴ窓位置に対しても遅延プロファイルは、キャリア補間フィルタの通過帯域の中央に収まることになる。

図４は、等化部１０２の詳細な構成を示す図である。等化部１０２は、図３１に示す従来の等化部１３００と比べてキャリア補間部１１１が異なる。図５は、キャリア補間部１１１の詳細な構成を示す図である。キャリア補間部１１１は、Ｉ軸用補間フィルタ１２１−Ｉと、Ｑ軸用補間フィルタ１２１−Ｑとを備える。補間フィルタ１２１は、２Ｍ個の遅延素子１３１−１〜１３１−２Ｍと、（２Ｍ＋１）個の乗算器１３２−０〜１３２−２Ｍと、通過帯域シフト部１３３と、加算器１３４とを備える。通過帯域シフト部１３３は（２Ｍ＋１）個の位相回転量算出部１４１−０〜１４１−２Ｍと、（２Ｍ＋１）個の回転演算部１４２−０〜１４２−２Ｍとを備える。すなわち、キャリア補間部１１１は、（２Ｍ＋１）タップ（Ｍは自然数）のＦＩＲフィルタに対して、通過帯域シフト部１３３が追加された構成である。

位相回転量算出部１４１−０〜１４１−２Ｍは、位相回転量θ０〜θ２Ｍを次式［２］に従って算出する。但し、ＮはＦＦＴのサンプル数である。
θｉ＝２π（Ｍ−ｉ）・Ｆｓｈｉｆｔ／Ｎ …［２］

回転演算部１４２−０〜１４２−２Ｍは、それぞれ乗算器１３２−０〜１３２−２Ｍの出力に対してθ０〜θ２Ｍだけ回転演算を行う。その他の動作は、一般的なＦＩＲフィルタと同様である。

以上のように、本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置によれば、１シンボル等化におけるキャリア補間フィルタの通過帯域がＯＦＤＭ信号のガード期間よりも狭い場合であっても、ＦＦＴ窓位置の範囲に制限を加えることなく、到来波の遅延プロファイルをキャリア補間フィルタの通過帯域内に収めて、伝送路推定を行うことが可能となる。
特に、プロファイルの各ビンの電力又は振幅と各ビンの遅延時間とがバランスした点である重心を用いることにより、プロファイルの遅延時間の広がりのみを考慮した特許文献３の発明よりも、より精度良く到来波の遅延プロファイルをキャリア補間フィルタの通過帯域内に収めることができる。

また、図６は、到来波が２つでありかつ遅延差がＴｇ／２の場合における、ガード相関重心位置を説明するための図である。ガード相関重心位置の定義は、上述したとおりである。図６に示すＦＦＴ窓位置（ａ）〜（ｃ）の場合のキャリア方向シフト量Ｆｓｈｉｆｔは、式［１］よりそれぞれ以下の通りとなる。
Ｆｓｈｉｆｔ＝ ０ （ＦＦＴ窓位置（ａ））
Ｆｓｈｉｆｔ＝−Ｔｇ／４ （ＦＦＴ窓位置（ｂ））
Ｆｓｈｉｆｔ＝ Ｔｇ／４ （ＦＦＴ窓位置（ｃ））

この到来波が２つの場合におけるキャリア方向シフト量Ｆｓｈｉｆｔだけキャリア補間フィルタの通過帯域をシフトする様子を、図７に示す。このシフト処理により、いずれのＦＦＴ窓位置に対しても、２つの到来波遅延プロファイルはキャリア補間フィルタの通過帯域内に収まり、伝送路推定を行うことが可能となる。

（第２の実施形態）
図８は、本発明の第２の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置２００の構成を示す図である。第２の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置２００は、アンテナ１１０１と、チューナ部１１０２と、復調部２０３と、誤り訂正復号化部１１０８とを備える。復調部２０３は、Ａ／Ｄ変換部１１０３と、直交検波部１１０４と、同期部１０１と、ＦＦＴ処理部１１０６と、等化部２０２とを備える。

このＯＦＤＭ受信装置２００は、図１に示す第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００と比べて、等化部２０２の構成が異なる。なお、この等化部２０２以外の構成は、ＯＦＤＭ受信装置１００と同じであるので、同じ符号を用いてその説明を省略する。以下、等化部２０２が行う詳細な処理を説明する。この等化部２０２は、１シンボル等化と４シンボル等化を切り替えて行う。

図９は、等化部２０２の詳細な構成を示す図である。等化部２０２は、図３３に示す従来の等化部１４００と比べてキャリア補間部１１１が異なる。キャリア補間部１１１の詳細な構成は、図５に示したとおりである。等化部２０２は、第１の実施形態で説明したように１シンボル等化処理において、同期部１０１で算出されたキャリア方向シフト量Ｆｓｈｉｆｔだけキャリア補間フィルタの通過帯域をシフトさせる。

以上のように、本発明の第２の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置によれば、１シンボル等化と４シンボル等化の切り替えを行う場合に１シンボル等化が選択されても、ＦＦＴ窓位置の範囲に制限を加えることなく、到来波の遅延プロファイルをキャリア補間フィルタの通過帯域内に収めて、伝送路推定を行うことが可能となる。

なお、上記第１及び第２の実施形態では、キャリア補間部１１１中の通過帯域シフト部１３３が、乗算器１３２−０〜１３２−２Ｍの後段に配置される構成を説明した（図５）。しかしながら、図１０に示すキャリア補間部３０１のように、通過帯域シフト部１３３を乗算器１３２−０〜１３２−２Ｍの前段に配置してもよい。また、図１１に示すキャリア補間部３１１のように、通過帯域シフト部１３３を、係数Ｃ０〜Ｃ２Ｍと乗算器１３２−０〜１３２−２Ｍとの間に配置してもよい。

（第３の実施形態）
図１２は、本発明の第３の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置３２０の構成を示す図である。第３の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置３２０は、アンテナ１１０１と、チューナ部１１０２と、復調部３２３と、誤り訂正復号化部１１０８とを備える。復調部３２３は、Ａ／Ｄ変換部１１０３と、直交検波部１１０４と、同期部１０１と、ＦＦＴ処理部３２１と、等化部３２２とを備える。

このＯＦＤＭ受信装置３２０は、図１に示す第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００と比べて、ＦＦＴ処理部３２１及び等化部３２２の構成が異なる。なお、このＦＦＴ処理部３２１及び等化部３２２以外の構成は、ＯＦＤＭ受信装置１００と同じであるので、同じ符号を用いてその説明を省略する。以下、ＦＦＴ処理部３２１及び等化部３２２が行う詳細な処理を説明する。この等化部３２２は、１シンボル等化を行う。

上記第１及び第２の実施形態で説明したＦＦＴ処理部１１０６では、出力段で−Ｔｇ／２の帯域シフト処理を行い、キャリア補間フィルタをＩ軸とＱ軸独立の実数フィルタで構成した。しかし、この第３の実施形態におけるＦＦＴ処理部３２１では、出力段で−Ｔｇ／２の帯域シフト処理を行わず、キャリア補間フィルタを複素フィルタで構成する。

図１３は、等化部３２２の詳細な構成を示す図である。等化部３２２は、図４に示す第１の実施形態の等化部１０２と比べてキャリア補間部３３１が異なる。図１４は、キャリア補間部３３１の詳細な構成を示す図である。キャリア補間部３３１は、２Ｍ個の複素遅延素子３４１−１〜３４１−２Ｍと、（２Ｍ＋１）個の複素乗算器３４２−０〜３４２−２Ｍと、通過帯域シフト部３４３と、複素加算器３４４とを備える。通過帯域シフト部３４３は、（２Ｍ＋１）個の複素位相回転量算出部３５１−０〜３５１−２Ｍと、（２Ｍ＋１）個の複素回転演算部３５２−０〜３５２−２Ｍとを備える。すなわち、キャリア補間部３３１は、（２Ｍ＋１）タップの複素ＦＩＲフィルタに対して通過帯域シフト部３４３が追加された構成である。このキャリア補間部３３１の動作は、全ての処理を複素で扱う以外はキャリア補間部１１１と同様である。

（第４の実施形態）
図１５は、本発明の第４の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置３６０の構成を示す図である。第４の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置３６０は、アンテナ１１０１と、チューナ部１１０２と、復調部３６２と、誤り訂正復号化部１１０８とを備える。復調部３６２は、Ａ／Ｄ変換部１１０３と、直交検波部１１０４と、同期部１０１と、ＦＦＴ処理部３２１と、等化部３６１とを備える。

このＯＦＤＭ受信装置３６０は、図１２に示す第３の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置３２０と比べて、等化部３６１の構成が異なる。なお、この等化部３６１以外の構成は、ＯＦＤＭ受信装置３２０と同じであるので、同じ符号を用いてその説明を省略する。以下、等化部３６１が行う詳細な処理を説明する。この等化部３６１は、１シンボル等化と４シンボル等化を切り替えて行う。

図１６は、等化部３６１の詳細な構成を示す図である。等化部３６１は、図９に示す第２の実施形態の等化部２０２と比較して、４シンボル等化のキャリア補間部３７１及び１シンボル等化のキャリア補間部３８１が異なる。４シンボル等化のキャリア補間部３７１の動作は、全ての処理を複素で扱う以外はキャリア補間部１２０３と同様である。１シンボル等化のキャリア補間部３８１は、図１７に示すように、通過帯域シフト部３４３を複素乗算器３４２−０〜３４２−２Ｍの前段に配置している。なお、図１８に示すキャリア補間部３９１のように、通過帯域シフト部３４３を、係数Ｃ０Ｉ＋ｊＣ０Ｑ〜Ｃ２ＭＩ＋ｊＣ２ＭＱと複素乗算器３４２−０〜３４２−２Ｍとの間に配置してもよい。

（第５の実施形態）
図１９は、本発明の第５の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置４００の構成を示す図である。第５の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置４００は、アンテナ１１０１と、チューナ部１１０２と、復調部４０２と、誤り訂正復号化部１１０８とを備える。復調部４０２は、Ａ／Ｄ変換部１１０３と、直交検波部１１０４と、同期部１０１と、ＦＦＴ処理部１１０６と、等化部４０１とを備える。

このＯＦＤＭ受信装置４００は、４シンボル等化のキャリア補間フィルタの通過帯域がガード期間より狭い場合に、通過帯域シフトを行う構成である。ＯＦＤＭ受信装置４００は、図１に示す第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００と比べて、等化部４０１の構成が異なる。なお、この等化部４０１以外の構成は、ＯＦＤＭ受信装置１００と同じであるので、同じ符号を用いてその説明を省略する。以下、等化部４０１が行う詳細な処理を説明する。この等化部４０１は、４シンボル等化を行う。

図２０は、等化部４０１の詳細な構成を示す図である。等化部４０１は、図４に示す第１の実施形態の等化部１０２と比較して、キャリア補間部４１１及びシンボル補間部１２０２が異なる。図２１は、キャリア補間部４１１の詳細な構成を示す図である。キャリア補間部４１１は、図５に示すキャリア補間部１１１と比較して、タップ数が（２Ｍ＋１）から（２Ｌ＋１）に変わり、係数Ｃ０’〜Ｃ２Ｌ’が変わっている。このキャリア補間フィルタの通過帯域がガード期間より狭い場合、第１の実施形態と同様に通過帯域をシフトする。

（第６の実施形態）
図２２は、本発明の第６の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置４３０の構成を示す図である。第６の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置４３０は、アンテナ１１０１と、チューナ部１１０２と、復調部４３２と、誤り訂正復号化部１１０８とを備える。復調部４３２は、Ａ／Ｄ変換部１１０３と、直交検波部１１０４と、同期部１０１と、ＦＦＴ処理部１１０６と、等化部４３１とを備える。

このＯＦＤＭ受信装置４３０は、図８に示す第２の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置２００と比べて、等化部４３１の構成が異なる。なお、この等化部４３１以外の構成は、ＯＦＤＭ受信装置２００と同じであるので、同じ符号を用いてその説明を省略する。以下、等化部４３１が行う詳細な処理を説明する。この等化部４３１は、通過帯域の異なる２つの４シンボル等化を切り替えて行う。

図２３は、等化部４３１の詳細な構成を示す図である。等化部４３１は、図９に示す第２の実施形態の等化部２０２と比較して、４シンボル等化のキャリア補間部４１１及び遅延プロファイル検出部４４１が異なる。遅延プロファイル検出部４４１は、遅延プロファイルを検出し、その検出結果により通過帯域の異なる２つの４シンボル等化用のキャリア補間部１２０３及び４１１を切り替える。

以上のように、本発明の第３〜第６の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置によっても、ＦＦＴ窓位置の範囲に制限を加えることなく、到来波の遅延プロファイルをキャリア補間フィルタの通過帯域内に収めて、伝送路推定を行うことが可能となる。

なお、各実施形態における復調部及び誤り訂正復号化部の機能ブロック（１０４、２０４、３２４、３６３、及び４３３）は、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されても良いし、一部又は全てを含むように１チップ化されても良い。または、自システム内での通信に関与する部分と共存信号の送受信に関与する部分を、それぞれ個別のＬＳＩとしてチップ化されても良い。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。
さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。

また、上述の各実施形態で説明した処理をプログラムとしてプログラムメモリに記載し、ＣＰＵを用いて復調処理をリアルタイム処理することで、本発明の目的を実現することもできる。

本発明は、地上デジタル放送の受信装置や無線受信機等に利用可能であり、特にキャリア補間フィルタの通過帯域がガード期間より狭い場合に有用である。

１００、２００、３２０、３６０、４００、４３０、１１００ ＯＦＤＭ受信装置
１０１、１１０５、１５０１ 同期部
１０２、２０２、３２２、３６１、４０１、４３１、１１０７、１３００、１４００ 等化部
１０３、２０３、３２３、３６２、４３２、１１１１ 復調部
１１１、３０１、３１１、３３１、３７１、３８１、３９１、４１１、１２０３、１３０１ キャリア補間部
１０４、２０４、３２４、３６３、４３３ 集積回路
１２１、３０２、３１２、４２１ 補間フィルタ
１３１ 遅延素子
１３２ 乗算器
１３３、３４３、４２２ 通過帯域シフト部
１３４、４２３ 加算器
１４１ 位相回転量算出部
１４２ 複素回転演算部
３２１、１１０６ ＦＦＴ処理部
３４１ 複素遅延素子
３４２ 複素乗算器
３４４ 複素加算器
３５１ 複素位相回転量算出部
３５２ 複素回転演算部
４４１ 遅延プロファイル検出部
１０００ ＯＦＤＭ送信装置
１００１ 誤り訂正符号化部
１００２ マッピング部
１００３ インタリーブ部
１００４ フレーム構成部
１００５ ＩＦＦＴ処理部
１００６ ガードインターバル付加部
１００７ ＲＦ周波数変換部
１１０８ 誤り訂正復号化部
１００８、１１０１ アンテナ
１１０２ チューナ部
１１０３ Ａ／Ｄ変換部
１１０４ 直交検波部
１２０１ ＳＰ復調部
１２０２ シンボル補間部
１２０４ 遅延部
１２０５ 複素除算部
１４０１ 振幅変動検出部
１４０２ 切替部
１５０２ バッファメモリ
１５０３ 制御用ＦＦＴ
１５０４ 制御用等化部
１５０５ Ｓ／Ｎ算出部
１５０６ 時間窓制御部

Claims (12)

1. ＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信装置であって、
   時間領域の信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換部と、
   前記フーリエ変換部が出力する前記周波数領域の信号から伝送路周波数応答を算出し、当該伝送路周波数応答に基づいて前記周波数領域の信号を等化処理する等化部とを備え、
   前記等化部は、前記伝送路周波数応答を算出する際、キャリア補間フィルタの通過帯域がＯＦＤＭ信号のガード期間よりも狭い場合に、当該通過帯域に含まれる前記伝送路周波数応答のエネルギーが増加するように決定されるシフト量に基づいて、当該通過帯域をシフトさせる第１のキャリア補間部を含み、
   前記第１のキャリア補間部は、ＯＦＤＭ信号の伝送路特性をキャリア方向に補間する、ＯＦＤＭ受信装置。
2. 前記等化部は、
   ＯＦＤＭ信号の伝送路特性をシンボル方向に補間するシンボル補間部と、
   前記第１のキャリア補間部と異なる通過帯域を有し、前記シンボル補間部から出力されたＯＦＤＭ信号の伝送路特性をキャリア方向に補間する第２のキャリア補間部と、
   前記第１のキャリア補間部の出力及び前記第２のキャリア補間部の出力のいずれか１つを選択する切り替え部とをさらに備え、
   前記第１のキャリア補間部は、ＯＦＤＭ信号のガード期間よりも狭い通過帯域を有し、
   前記第２のキャリア補間部は、ＯＦＤＭ信号のガード期間よりも広い通過帯域を有する、請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。
3. 同期を確立すると共に、到来波のプロファイル情報に基づいて前記シフト量を決定する同期部をさらに備え、
   前記第１のキャリア補間部は、前記同期部が決定したシフト量に基づいて通過帯域をシフトさせる、請求項１又は２に記載のＯＦＤＭ受信装置。
4. 前記同期部は、前記ＯＦＤＭ信号のガード期間同士の相関を算出することにより、前記到来波のプロファイル情報を得る、請求項３に記載のＯＦＤＭ受信装置。
5. 前記同期部は、プロファイルの各ビンの電力又は振幅と各ビンの遅延時間とのバランスで定義されるガード相関重心の位置が、前記キャリア補間フィルタの通過帯域の中心の位置にシフトされるように、前記到来波のプロファイル情報から前記シフト量を決定する、請求項３又は４に記載のＯＦＤＭ受信装置。
6. 前記第１のキャリア補間部は、
   入力を遅延する複数の遅延素子と、
   前記複数の遅延素子の各出力とキャリア方向の補間処理の各係数とを乗算する複数の乗算器と、
   前記複数の乗算器の各出力に対する前記シフト量に基づく位相回転量を各々算出し、前記複数の乗算器の各出力に対して前記位相回転量の分だけ各々位相回転を行う通過帯域シフト部と、
   前記通過帯域シフト部の全出力を加算して出力する加算器とを含む、請求項１〜５のいずれかに記載のＯＦＤＭ受信装置。
7. 前記第１のキャリア補間部は、
   入力を遅延する複数の遅延素子と、
   前記複数の遅延素子の各出力に対する前記シフト量に基づく位相回転量を各々算出し、前記複数の遅延素子の各出力に対して前記位相回転量の分だけ各々位相回転を行う通過帯域シフト部と、
   前記通過帯域シフト部の各出力とキャリア方向の補間処理の各係数とを乗算する複数の乗算器と、
   前記複数の乗算器の全出力を加算して出力する加算器とを含む、請求項１〜５のいずれかに記載のＯＦＤＭ受信装置。
8. 前記第１のキャリア補間部は、
   入力を遅延する複数の遅延素子と、
   キャリア方向の補間処理の各係数と、
   キャリア方向の補間処理の各係数に対する前記シフト量に基づく位相回転量を各々算出し、キャリア方向の補間処理の各係数に対して前記位相回転量の分だけ各々位相回転を行う通過帯域シフト部と、
   前記複数の遅延素子の各出力と通過帯域シフト部の各出力とを乗算する複数の乗算器と、
   前記複数の乗算器の全出力を加算して出力する加算器とを含む、請求項１〜５のいずれかに記載のＯＦＤＭ受信装置。
9. ＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信装置に用いられる集積回路であって、
   時間領域の信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換部、
   前記フーリエ変換部が出力する前記周波数領域の信号から伝送路周波数応答を算出し、当該伝送路周波数応答に基づいて前記周波数領域の信号を等化処理すると共に、キャリア補間フィルタの通過帯域がＯＦＤＭ信号のガード期間よりも狭い場合に、当該通過帯域に含まれる前記伝送路周波数応答のエネルギーが増加するように決定されるシフト量に基づいて、当該通過帯域をシフトさせる等化部、及び
   前記等化部から出力される信号の誤りを訂正する誤り訂正部、として機能する回路を集積する、集積回路。
10. ＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信回路であって、
    選局された周波数チャネルの信号を選択受信するチューナ部と、
    前記チューナ部で選択受信された信号を復調する復調部と、
    前記復調部で復調された信号の誤りを訂正する誤り訂正部とを備え、
    前記復調部は、
    時間領域の信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換部と、
    前記フーリエ変換部が出力する前記周波数領域の信号から伝送路周波数応答を算出し、当該伝送路周波数応答に基づいて前記周波数領域の信号を等化処理する等化部とを備え、
    前記等化部は、前記伝送路周波数応答を算出する際、キャリア補間フィルタの通過帯域がＯＦＤＭ信号のガード期間よりも狭い場合に、当該通過帯域に含まれる前記伝送路周波数応答のエネルギーが増加するように決定されるシフト量に基づいて、当該通過帯域をシフトさせるキャリア補間部を含む、ＯＦＤＭ受信回路。
11. ＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信方法であって、
    時間領域の信号を周波数領域の信号に変換するステップと、
    前記周波数領域の信号から伝送路周波数応答を算出し、当該伝送路周波数応答に基づいて前記周波数領域の信号を等化処理するステップと、
    前記伝送路周波数応答を算出する際、キャリア補間フィルタの通過帯域がＯＦＤＭ信号のガード期間よりも狭いか否かを判定するステップと
    前記通過帯域が前記ガード期間よりも狭い場合に、前記通過帯域に含まれる前記伝送路周波数応答のエネルギーが増加するように決定されるシフト量に基づいて、当該通過帯域をシフトさせるステップとを含む、ＯＦＤＭ受信方法。
12. 請求項１１に記載のＯＦＤＭ受信方法を実行するための信号処理手順を記載した、プログラム。

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