JP2006005396A - 等化装置及び復調装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高精度な等化装置を従来よりも容易に開発、製造することや、更には、等化装置の装置規模の抑制と等化処理精度の維持または向上を両立させること。
【解決手段】フィルタ３１０は、通過帯域可変の帯域制限フィルタ２１０、２１０′、２１０″や、部分置換処理部３１１、３１２などから構成されている。部分置換処理部３１１は、両端の２つのＣＴＦデータを前段のフィルタリング処理を実行する前の状態に復元する。帯域制限フィルタ２１０は、ＳＰ信号系列（ＣＴＦ）の帯域を制限するので、その結果、総合的にはＳＰ信号にのったノイズが減少するが、時間補間により推定されたＳＰ信号の方がオリジナルのＳＰ信号よりも多くのノイズ成分を含むので、一旦帯域制限フィルタ２１０により修正されたＳＰ信号出力の内、オリジナルのＳＰ信号に対応するものは元のオリジナル値に復元した方が等化処理精度が高くなる。
【選択図】図９

Description

本発明は、ＯＦＤＭ方式に準拠する等化装置及び復調装置に関する。
本発明の装置は、ガードインターバルやスキャッタードパイロット信号（以下、ＳＰ信号と言うことがある。）を有するＯＦＤＭ変調波を復調する際の等化処理などに大いに有用なものである。

ガードインターバルやＳＰ信号を有するＯＦＤＭ変調波に関する復調方式としては、例えば下記の特許文献１〜３などに記載されているものが、一般にも広く知られている。
特に、伝送路特性データをフィルタリングによって補正する技術に特徴を有する特許文献１や特許文献２などの周知の従来装置では、求めた遅延プロファイルに応じて所定のノイズ除去フィルタの通過帯域を制御して伝送路特性を補正することにより、等化処理に対するノイズ若しくはドップラー効果に伴う悪影響などを効果的に抑制している。
これらの従来技術においては、上記のノイズ除去フィルタの通過帯域の幅を遅延波の最大遅延時間に略一致させる方式が採用されている。この幅の物理的な次元はケフレンシー（quefrency ）と呼ばれ時間の次元と同じである。時間の次元となるのは、上記のノイズ除去フィルタが、各伝送路（チャネル）の周波数特性を表す伝送路特性データを更にフーリエ変換した値に対して更に帯域制限を掛けるためである。また、ノイズ除去フィルタの通過帯域の幅を遅延波の最大遅延時間に略一致させる理由は、その幅を超えて更に遅れて来る到来波（遅延波）は存在しない筈であり、よってその幅を超えて現れる成分についてはノイズと見なすことができるためである。

図１２に、従来の復調装置に搭載されている一般的な等化装置１００の機能ブロック図を示す。ＤＡＴＡメモリ１１０には、ＦＦＴ処理後の受信信号を記憶する。一方、ＳＰ信号メモリ１２０には、ＦＦＴ処理後の受信信号に、所定の規格に従って周期的に挿入されたＳＰ信号を記憶する。等化装置１００は、ＳＰ信号を伝送したサブキャリアの周波数における伝送路特性を特定する図略の伝送路特性特定手段を有し、時間方向補間器１３０は、その伝送路特性特定手段によって特定された、各伝送路特性を表す伝送路特性データ（Channel Transfer Function ）を時間方向に補間する。

周波数方向補間器１４０は、更に周波数方向の補間処理を実行する。複素除算器１５０は、補間処理によって求められた各伝送路特性に基づいて受信信号の歪みを取り除く等化処理を複素除算処理によって実現する。
そして、この様な従来の一般的な等化装置の実現形式（例：図１２の等化装置１００）に対して、更に上記のノイズ除去フィルタの機能を追加したものが、特許文献１に開示されている等化装置（：等化処理回路）であると考えられる。

図１３は、時間方向補間器１３０によって実行される時間方向の補間処理の概念図である。時間軸方向に４シンボル周期（４サブキャリア周期）にスキャッタードパイロット信号が配置されている通常の場合、本図からも判るように、最も簡単な線形補間処理方式を採用する場合でも、少なくとも７シンボル分以上のシンボル記憶容量が必要とされる。

本願図１４に上記の特許文献１中の図５（即ち、従来の周波数方向補間手段の実現形態を例示するブロック図）を抜粋した。この図のシンボル方向補間処理部２１、サブキャリア方向補間処理部２２、及び等化演算処理部２３は、上記図１２の時間方向補間器１３０、周波数方向補間器１４０、及び複素除算器１５０にそれぞれ対応している。更に具体的には、この特許文献１の等化装置（：等化処理回路）においては、上記のノイズ除去フィルタは、フィルタ係数（タップ係数）を可変制御（または選択制御）することによって、そのフィルタを通過するＣＴＦデータ（Channel Transfer Function ）に対して、アダプティブに帯域制限を掛ける方式が採用されており、サブキャリア方向補間処理部２２の中の複素ＢＰＦ４３によって、この帯域制限フィルタが実現されている。
特開２００２−６４４６４ 特開２００２−２６１７２９ 特開２００２−３４４４１１

等化処理に対するノイズ若しくはドップラー効果などの悪影響を効果的に抑制するために、例えば前述の図１２に例示される様な従来の極めて一般的な、実際に具体的に既存の等化装置１００に対して、追加的な構造拡張を実施することによって、上記の本願図１４（特許文献１の図５）の様な高精度化手段を後付けする場合には、周波数方向補間器１４０の中に、複素バンドパスフィルタを増設しなければならない。

（問題点１）通常、周波数方向補間器１４０をソフトウェアで実現する場合、上記の様な等化処理の精度改善に関する機能拡張は、プログラムのエンハンス（更新）によって達成されるが、上記の事情は、周波数方向補間器１４０を実現している既存のプログラムモジュールを拡張又はリコーディングしなければならないことを意味するものであり、所望の機能拡張（：等化処理の精度改善）に関連するプログラムモジュールの独立性や拡張性の点で不利である。勿論、これらの事情は、周波数方向補間器１４０をハードウェア回路で実現する場合にも略同様であり、なおかつこれらの独立性や拡張性の問題は今後特に、上記のノイズ除去フィルタの機能を更により高度に発展させようとする場合などに、いっそう顕著となる恐れがある。

また、等化処理精度の高い所望の等化装置を全く新規に開発する場合においても、従来の装置構成には、容易には回避し難い以下の問題がある。
（問題点２）即ち、図１３からも判る様に、高次の補間公式を用いる場合には、その次数に略比例したシンボル記憶容量が必要とされる。したがって、近年の高精度復調技術に対する高度な要求を満たすために今後は、公知の従来構成に従う限り、益々膨大なシンボル記憶容量が必須とされるものと考えられる。
しかしながら、このことは、装置の規模やコストの点で明らかに不利である。

本発明は、上記の課題を解決するために成されたものであり、その目的は、ＯＦＤＭ方式に準拠した移動体通信において、環境変動に対して耐性（適応性）のある高精度な等化処理能力を発揮する等化装置を従来よりも容易に開発、製造することである。
また、本発明の更なる目的は、装置規模の抑制と等化処理精度の維持または向上を両立させることである。
ただし、上記の個々の目的は、本発明の個々の手段の内の少なくとも何れか１つによって、個々に達成されれば十分であって、本願の個々の発明（下記の個々の手段）は、上記の全ての課題を同時に解決する具体的実施形態が存在することを必ずしも保証するものではない。

上記の課題を解決するためには、以下の手段が有効である。
即ち、本発明の第１の手段は、スキャッタード・パイロット信号を含んだ直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ方式の復調装置の一部を構成する等化装置において、スキャッタード・パイロット信号を伝送したサブキャリアの周波数における伝送路特性を特定する伝送路特性特定手段と、この伝送路特性特定手段によって特定された伝送路特性を表す初期伝送路特性データを時間方向に補間することによって時間方向に補間された第１の拡張伝送路特性データを生成する時間方向補間手段と、この第１の拡張伝送路特性データが有するノイズ成分の少なくとも一部を取り除くことによって、ノイズ成分が低減された第２の拡張伝送路特性データを生成するノイズ除去手段と、この第２の拡張伝送路特性データを更に周波数方向に補間することによって、周波数方向に補間された第３の拡張伝送路特性データを生成する周波数方向補間手段と、この第３の拡張伝送路特性データに基づいて、フーリエ変換後の受信信号に対する等化処理を施す等化演算処理手段とを備え、上記のノイズ除去手段を時間方向補間手段及び周波数方向補間手段に対して独立かつ直列に構成し、かつ、第１の拡張伝送路特性データに対する逆フーリエ変換によって現在の受信環境における遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成手段と、ノイズ除去フィルタの通過帯域幅を遅延プロファイルに基づいて動的に変更する通過帯域幅可変手段とを上記のノイズ除去手段に備えることである。

ただし、上記の伝送路特性を表す初期伝送路特性データＺ（ｆ，ｔ）は、通常、スキャッタード・パイロット信号を実際に伝送したサブキャリアに付いて、各時刻ｔ及び周波数ｆ毎に、次式（１）で与えられるものである。
（初期伝送路特性データ）
Ｚ（ｆ，ｔ）＝ＲＳＰ（ｆ，ｔ）／ＳＳＰ（ｆ） …（１）
ＲＳＰ（ｆ，ｔ）： 受信側のパイロット信号の振幅と位相（複素数）
ＳＳＰ（ｆ） ： 送信側のパイロット信号の振幅と位相（既知定数）

このＲＳＰ（ｆ，ｔ）が、図１３に図示されるスキャッタードパイロット信号に相当する。ただし、ここで、何れの周波数ｆに対しても、ＳＳＰ（∀ｆ）≡１と固定すれば、恒等的にＺ（ｆ，ｔ）＝ＲＳＰ（ｆ，ｔ）が成り立つ。よって、この様な場合には、上記の伝送路特性特定手段は恒等変換手段であっても良い。即ち、上記の伝送路特性特定手段は、特にＳＳＰ（ｆ）≡１と固定する場合には、必ずしも具備する必要はないものと解釈することができる。

また、後述の本発明の実施例などにおいては、上記のＳＳＰ（∀ｆ）≡１を仮定することにより、Ｚ（ｆ，ｔ）とＲＳＰ（ｆ，ｔ）とを同一視して、この時の初期伝送路特性データＺ（ｆ，ｔ）や、或いは更に各軸方向（時間軸方向または周波数軸方向）の補間後の伝送路特性などを単にＳＰ信号などと呼ぶことがある。即ち、この様な特性と信号との同一視は、ＳＳＰ（∀ｆ）≡１と選択することができる任意性に基づいている。

また、本発明の第２の手段は、上記の第１の手段のノイズ除去手段において、所定のフィルタリング処理を複数回直列に順次実行する逐次近似部を設け、これにより、逐次漸近的に前記第２の拡張伝送路特性データを生成し、かつ、スキャッタード・パイロット信号を伝送したサブキャリアに関する伝送路特性データを上記のフィルタリング処理によって変更された値から、そのフィルタリング処理前の元の初期伝送路特性データに回復する初期値回復処理部を上記の逐次近似部の各フィルタリング処理部の間に挿入配置することである。

ただし、この本発明の第２の手段は、上記の第１の手段のノイズ除去手段において、上記の遅延プロファイル生成手段と通過帯域幅可変手段とを共に省略した場合にも、適用することが可能である。この本発明の第２の手段は、上記の逐次近似部の構成、作用、及び機能に大きな特徴を有するものであり、かつ、上記の遅延プロファイル生成手段や通過帯域幅可変手段とは独立に有効に作用し得るものである。
即ち、この本発明の第２の手段を採用する場合には、上記の遅延プロファイル生成手段や通過帯域幅可変手段は必ずしも必要ではなく、その様な適応制御器（遅延プロファイル生成手段と通過帯域幅可変手段）によるアダプティブな制御を実施しない場合においても、上記の逐次近似部は等化装置を構成する大いに有用な一機能部分となり得る。

また、本発明の第３の手段は、上記の第１または第２の手段の通過帯域幅可変手段において、予め想定されたＮ種類のガードインターバルの時間幅Ｔｇ_n （ｎ＝１，２，．．．，Ｎ）に通過帯域幅を対応させた合計Ｎ個のフィルタの内から、遅延プロファイルに基づいて最適なフィルタを動的に選択することにより、上記のノイズ除去フィルタの通過帯域幅を動的に変更することである。

また、本発明の第４の手段は、上記の第３の手段において、所定の有効シンボル長Ｔｕに対する上記の時間幅Ｔｇ_n を、Ｔｇ₁ ＝Ｔｕ／４，Ｔｇ₂ ＝Ｔｕ／８，Ｔｇ₃ ＝Ｔｕ／１６の合計３通りにすることである。

また、本発明の第５の手段は、スキャッタード・パイロット信号を含んだ直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ方式の復調装置において、上記の第１乃至第４の何れか１つの手段に基づいて構成された等化装置を具備することである。
以上の本発明の手段により、前記の課題を効果的、或いは合理的に解決することができる。

以上の本発明の手段によって得られる効果は以下の通りである。
即ち、本発明の第１の手段によれば、時間方向補間手段とノイズ除去手段と周波数方向補間手段とは、それぞれ互いに独立に構成される。また、時間方向補間手段と周波数方向補間手段との段間に、新規の拡張部分となるノイズ除去手段（：前述のノイズ除去フィルタ）を直列に挿入するだけで、所望のノイズ除去フィルタの機能を実現することができる。
この様に、本発明の第１の手段によれば、独立性や拡張性が高い装置構成を実現できるので、開発担当者は、時間方向補間手段と周波数方向補間手段との間の接続仕様だけを正しく理解すれば、上記のノイズ除去フィルタの機能（本発明のノイズ除去手段）を開発することがきる。

また、この場合、既存部分（時間方向補間手段や周波数方向補間手段など）に対する新規拡張部分（ノイズ除去手段）の構造上の独立性が非常に高く確保できるため、所望の改造に伴う既存部分への影響は最小限に抑制できる。例えば、ノイズ除去手段のプログラムテスト（モジュールテスト）は、周波数方向補間手段とは完全に独立に実施することも可能となる。即ち、本発明の第１の手段によれば、テスト工数も効果的に削減することができる。

したがって、本発明の第１の手段によれば、ＯＦＤＭ方式に準拠した移動体通信において、環境変動に対して耐性（適応性）のある高精度な等化処理能力を発揮する等化装置をを従来よりも容易に開発、製造することができる。即ち、新規の拡張部分となるノイズ除去手段（：前述のノイズ除去フィルタ）の移植が極めて容易となり、これにより、環境変動に対して耐性（適応性）のある高精度な等化処理能力を発揮する所望の等化装置の開発コスト（改造コスト）を大幅に削減することができる。

また、本発明の第２の手段によれば、上記の逐次近似部において、所定のフィルタリング処理が複数回直列に順次実行されるが、この動作は、１つのフィルタリング処理部の動作を繰り返し実行することによって実現することができる。このフィルタリング処理部の具体的な実現形態は、ハードウェアによるものであってもソフトウェアによるものであっても良い。この繰り返しにより、回路規模若しくはプログラムモジュールのステップ数を極めて効果的に抑制することができる。

また、本発明の第２の手段に従えば、帯域幅（ケフレンシー領域）を固定してフィルタリング処理を繰り返し実行することによって、効果的にノイズを除去して高い補間精度を得ることができる。この時、上記の初期値回復処理部は、この両端の２点（推定の基礎となる実測データ）を元通りに固定しておく機能を奏する。また、この初期値回復処理は、上記の個々のフィルタリング処理の各段間で実施されるので、本発明の第２の手段における上記のノイズ除去手段が最終的に実行する最後の処理は、上記の初期値回復処理ではなく上記のフィルタリング処理となる。このため、上記の両端の２点の特性データに含まれるノイズも、勿論最終的には良好に除去される。

したがって、以上の構成に従えば、単純な補間処理を繰り返し実行することによって等化処理精度を維持、向上させることができるので、上記の問題点２で言及したシンボル記憶容量を最小限に抑制することが可能または容易となる。

また、本発明の第３または第４の手段によれば、日本規格であるＩＳＤＢ−Ｔ方式に準拠した最も一般的なガードインターバルの長さの何れか１つを、受信時の受信環境における遅延波の最大遅延時間として想定することができる。このことは、ガードインターバルの長さを日本規格の様に規定する周知の合理的根拠と同様に、その理由に叶っており、処理効率の点で非常に合理的である。

また、本発明の第３または第４の手段によれば、ノイズ除去手段（：前述のノイズ除去フィルタ）の開発に当たってノイズ除去フィルタを、ガードインターバル削除処理用に具備された所定のローパスフィルタを流用して製造することができる。このローパスフィルタは、日本規格（例：ＩＳＤＢ−Ｔ方式など）に従って、ＯＦＤＭ方式の復調装置に通常無条件に標準装備されるものであるので、これらの構成に従えば更に、所定のノイズ除去フィルタ（ノイズ除去手段）の開発工数を大幅に削減することも可能である。

また、本発明の第５の手段によれば、ＯＦＤＭ方式に準拠した移動体通信において、環境変動に対して耐性（適応性）のある高精度な等化処理能力を発揮する上記の等化装置を用いることにより、ＯＦＤＭ対応の復調装置を従来よりも低コストまたは容易に開発、製造することができる。

以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説明する。
ただし、本発明の実施形態は、以下に示す個々の実施例に限定されるものではない。

図１に、本実施例１の等化装置２００の論理的な構成を示すブロック図を示す。この等化装置２００は、図１２の従来の等化装置１００の時間方向補間器１３０（時間方向補間手段）と周波数方向補間器１４０（周波数方向補間手段）との段間に、直列に本実施例１の拡張部２０１を挿入する形で、従来の等化装置１００を機能拡張したものであり、この機能拡張により、ノイズ除去機能（ノイズ除去手段）が追加されて、等化処理精度が向上する。

挿入される拡張部２０１は、適応制御器２２０及びフィルタ２１０（本実施例１のノイズ除去手段）等から成る。この拡張部２０１に対する入力情報は、図示するＣＴＦデータであり、この入力情報が本発明における第１の拡張伝送路特性データに相当する。また、この拡張部２０１の出力情報は、図示する周波数方向補間器１４０へ伝送される情報であり、この出力情報が本発明における第２の拡張伝送路特性データに相当する。
即ち、フィルタ２１０は、この第１の拡張伝送路特性データ（ＳＰ信号の時間補間値）を入力としてフィルタ処理を行い、この第１の拡張伝送路特性データの補正を行って、第２の拡張伝送路特性データを生成する。また、適応制御器２２０はＳＰ信号の時間補間値を解析して、フィルタパラメータ（：フィルタコードＦ＝ｃ／ｄ／ｅ）の選択を行う。

ＤＡＴＡメモリ１１０には、ＦＦＴ処理後の受信信号を記憶する。一方、ＳＰ信号メモリ１２０には、ＦＦＴ処理後の受信信号に、所定の規格に従って周期的に挿入されたＳＰ信号を記憶する。時間方向補間器１３０は、ＳＰ信号を伝送したサブキャリアの周波数における伝送路特性を特定する図略の伝送路特性特定手段によって特定された、各伝送路特性を表す伝送路特性データを、各サブキャリア単位に拡張するために時間方向に補間する。
周波数方向補間器１４０は、更に周波数方向の補間処理を行って、本発明における第３の拡張伝送路特性データを生成する。複素除算器１５０（等化演算処理手段）は、補間処理によって求められた各サブキャリアの伝送路特性（第３の拡張伝送路特性データ）に基づいて受信信号の歪みを取り除く等化処理を複素除算処理によって実現する。

図２は、周波数方向補間手段（周波数方向補間器１４０）に対して独立かつ直列に設けられた実施例１のフィルタ２１０の機能を説明する説明図である。このフィルタ２１０の更に具体的な構造に付いては、後から図３、図４を用いて更に詳しく説明するが、このフィルタ２１０は、スキャッタードパイロット信号と、●印で図示された時間補間によって推定されたパイロット信号の各特性データ（ＣＴＦ）だけをフィルタリングすることにより、図２に示す様に１シンボル中に離散的かつ周期的に配置された各特性データの全体を見て、２次又は３次などの高次の補間処理や更には適当な平滑化処理（：ＦＦＴデータのケフレンシーに対するフィルタリングによるスムージング処理）などを実施し、これによって特性データ（ＣＴＦ）の全体のノイズを総合的に減少させるものである。この時、本実施例１のフィルタ２１０では、本図２に図示する様に、時間方向補間後の各ＳＰ信号のみを平滑化処理する。

図３−Ａは、遅延波の遅延時間帯とガードインターバルとの関係を示す説明図であり、図３−Ｂは、ガードインターバルとフィルタの通過帯域との関係を示す説明図である。また、図３−Ｃ，−Ｄ，−Ｅは、それぞれフィルタ２１０を構成するフィルタｃ，ｄ，ｅの通過帯域の説明図である。横軸は時間ｔである。

以下、ＯＦＤＭ変調波の有効シンボル長をＴｕ、ガードインターバルの長さをＴｇとし、その比をＧＩ（≡Ｔｇ／Ｔｕ）と書く。本実施例１では、用いるフィルタを３種類としている。図３−Ａは、有効シンボル長Ｔｕと、ＧＩ＝1/4 、1/8 、１/16 の3 種類のガードインターバルとの関係を示している。遅延波の遅延時間がこのガードインターバル長Ｔｇ以下であれば、シンボル間干渉（ＩＳＩ）の影響の無い完全な１シンボル分のデータを復調することができるので、エラーの少ないＯＦＤＭ復調を行うことができる。逆に、ガードインターバルの長さを超える遅延波があると、ＳＰ値（伝送路特性）は周波数方向に見た場合、本来の値よりも余計に（細かく或いは急峻に）変動してしまい、そのＳＰ信号の余計な変動は、遅延波の遅延量に伴って顕著となる。

この帯域は信号の時間・周波数の双対性により、図３−Ａのｔ軸を周波数ｆ軸と読み直すことでその周波数帯域を知ることができる。すなわち、その帯域は０から左の方向に遅延波の量で変化するある幅をもつことになる。したがって、遅延波だけの影響であれば、図３−Ａで示す様な負値領域のある帯域内に、伝送路特性データのケフレンシー成分は存在する。
したがって、実際にＳＰ値の帯域を解析して図３−Ａで示す領域外に信号成分が存在する場合には、その領域外成分は通常のＳＰ信号の成分ではなく、不要なノイズ成分であることになる。

したがって、上記に述べたようなバンドパスフィルタ（ｃ、ｄ、e ）を用いることで、ＳＰ値上のノイズだけを効果的に除去することが可能になる。図３−Ｂはこの３つの帯域を、正負対称となる様に右側へシフトしたものを示しており、このシフト後の通過帯域は０に関して対称であるので、フィルタリング対称とすべきＦＦＴ処理後のＳＰ信号も予め同様にシフトしておけば、図３−Ｃ，−Ｄ，−Ｅで示す３種類のローパスフィルタｃ、ｄ、ｅでノイズ除去することができる。

図４にフィルタ２１０の論理的な構成を示すブロック図を示す。上記シフト動作は、複素除算器２１１により実行する。即ち、上記シフト動作は、複素数ｅｘｐ（２πｊ・（３ＧＩ／２）・ｎ）を乗算することに対応しており、図４に示すように複素乗算器２１１を用いて実装することができる。ただし、ここでｊは虚数単位であり、ｎは周波数である。フィルタ２１０では、3 種類のローパスフィルタｃ、ｄ、ｅが並列につながれており、前述のフィルタコードＦ（＝ｃ／ｄ／ｅ）で制御されるスイッチ２１２、２１３によって、適当な１つのローパスフィルタが選ばれる。その後、複素数ｅｘｐ（−２πｊ・（３ＧＩ／２）・ｎ）を乗算する複素除算器２１４により最初のシフトを逆方向に戻すことで所望のフィルタ処理を実現することができる。
勿論これらの構成は、コンピュータとプログラムを用いて同様に実現しても良い。

以上の本実施例１のフィルタ２１０では、図２に図示する様に各ＳＰ信号のみを処理しており、従来かつて見られた様な各シンボル毎のすべてのサブキャリアに１対１に対応する単純なフィルタリング処理は実行していないので、この様な処理方式に従えば、フィルタリング処理に関わる処理オーバーヘッドを効果的に抑制することができる。したがって、本実施例の処理方式に従えば、例えばこれらのフィルタをハードウェア回路で構成する場合には、回路規模の小さい回路で所望のフィルターを実現することができる。
また、従来は、周波数方向補間器１４０に対して複素バンドパスフィルタを追加しなければならなかったが、上記の構成に従えば、設計及び製造が容易なローパスフィルタを用いて所望の帯域制限フィルタを構成することができる。
また、これらの開発コストや装置規模などの抑制効果は、勿論これらのフィルタをソフトウェアで実現した場合にも容易かつ効果的に得ることができる。

図５に等化装置２００が備える適応制御器２２０の論理的な構成を示す。本実施例１の適応制御器２２０は主に、図示するＩＦＦＴ演算器２２１とパワー演算器２２２（遅延プロファイル生成手段）とフィルタ選択部２２３（通過帯域幅可変手段）などから構成されている。
本発明の第１の拡張伝送路特性データ（時間領域補間後のＳＰ値）は伝送チャネルの特性を示すため、図１、図２にも例示する様にＣＴＦ（Channel Transfer Function ）とも言われる。また、逆高速フーリエ変換を実行するＩＦＦＴ演算器２２１を用いて、このＣＴＦを逆フーリエ変換することでチャネル・インパルス・レスポンス（ＣＩＲ）が得られる。このＣＩＲの絶対値の二乗（到来波のパワー値）は、図６に例示する遅延電波のプロファイルに対応する。即ち、本図５のＩＦＦＴ演算器２２１及びパワー演算器２２２により、遅延電波のプロファイル（遅延プロファイル）を得ることができる。

図６に遅延プロファイルとガードインターバルとの関係を例示する。例えば本図６の点線以下のレベルのパワーが無視できる場合、遅延波のプロファイルはGI=1/16 の帯域よりややひろく、GI=1/8フィルタ帯域より狭いので、GI=1/8フィルタを適用することでＳＰ値のノイズ除去を行うことができる。もし、GI=1/16 フィルタを適用した場合、遅延波のGI=1/16 帯域幅より右側に３つの遅延波を検知しているが、それらがフィルタにより除去されるので、ノイズだけではなく有効な信号がフィルタにより除去されてしまい、ＳＰ信号の推定値の精度が悪化する。

図７は、図５のフィルタ選択部２２３の実現形態を例示するフローチャートである。本図７に記載した積分値Ｅ_k は、図６の積分区間Ｉ_k に渡って所定の基準点（ｔ＝０）から右側へ遅延プロファイルの値（到来波のパワー値）を積分（累積）したものである。
このフィルタ選択部２２３における最初の処理を構成するステップ１０では、上記の積分値Ｅ_k （ｋ＝１，２，３，４）を求める。次のステップ２０では所定の閾値βと比Ｅ₄ ／Ｅ₁ との大小関係をチェックし、Ｅ₄ ／Ｅ₁ ＞βならばステップ３０へ、そうでなければステップ４０へ処理を移す。ステップ３０では、フィルタコード格納領域に図４のフィルタｅを指定するコード’ｅ’を格納する。

ステップ４０では所定の閾値βと比Ｅ₃ ／Ｅ₁ との大小関係をチェックし、Ｅ₃ ／Ｅ₁ ＞βならばステップ５０へ、そうでなければステップ６０へ処理を移す。ステップ５０では、フィルタコード格納領域に図４のフィルタｄを指定するコード’ｄ’を格納する。一方、ステップ６０では、フィルタコード格納領域に図４のフィルタｃを指定するコード’ｃ’を格納する。そして、最後にステップ７０では、上記のフィルタコード格納領域に格納したフィルタコードＦの値を、図４のフィルタ２１０に出力する。

即ち、上記のフィルタ選択部２２３においては、４つの区間のＳＰ信号のパワーを積分し、フィルタ帯域内パワーとフィルタ帯域外パワーを計算し、Ｓ／Ｎ比に関わる所定の比（Ｅ₃ ／Ｅ₁ またはＥ₄ ／Ｅ₁ ）の大小により、フィルタコードＦ（フィルタ切り替え制御信号）を決定している。
なお、上記の閾値βは、Ｓ／Ｎ比に関わるものであるので、各受信環境下で想定され得るノイズのレベルや受信レベルなどに応じて動的に適当な値に変更しても良い。

以上の様にＳＰ信号の時間補間後の値に対してフィルタ処理を導入することにより、時間補間後のＳＰ信号の推定値の精度の向上を行い、そのフィルタ特性を電波状況により動的に切り替えて、最適なフィルタを使用することにより、都市部から郊外部、低速走行から高速走行などの移動受信状況に応じて動的にＳＰ信号の推定値の精度向上を行うことができる。

また更に、上記の実施例１により、従来の開発コストに関わる以下の問題が、効果的に解消または緩和することができる。
（１）既存のプログラムモジュールを改造することによって、上記の機能拡張を実施する場合、従来開発担当者は、関連モジュールの動作に関わる不測の影響（予期せぬ動作）を完全に排除するために、改造対象となるプログラムモジュールの拡張又はリコーディングを実施する前に、そのプログラムモジュールのソースコードなどに付いて、改めて詳細かつ正確に理解したり、或いは開発担当者が替わった際等には改めて解読し直したりする必要があった。

しかし、上記の等化装置２００では、図１２の従来の等化装置１００の時間方向補間器１３０（時間方向補間手段）と周波数方向補間器１４０（周波数方向補間手段）との段間に、直列に上記の拡張部２０１を挿入するだけで、従来の等化装置１００を機能拡張できるので、本実施例１の等化装置２００の開発担当者は、従来の等化装置１００の時間方向補間器１３０と周波数方向補間器１４０との間の接続仕様を正確に把握するだけで、上記のような所望の機能拡張の設計や製造を具体的に実施することができる。

（２）また、従来は、周波数方向補間器１４０のステップ数の増大に伴って、そのプログラムの構造が複雑となり易いため、設計、コーディング、テスト、デバッグ等の工数の効果的な抑制が困難であったが、本実施例１の構成に従えば、拡張部２０１の製造において高い独立性と拡張性を確保できるので、設計、コーディング、テスト、デバッグ等の工数の効果的な抑制が可能または容易である。
（３）また、従来は、拡張又はリコーディング後の周波数方向補間器に関わるプログラムテスト（モジュールテスト）を単独で再度実施し直す必要があったが、本実施例１の構成に従えば、開発担当者は、その様な必要性から解放される。

図２の●印で示されたＳＰ信号は、時間補間により推定されたＳＰ信号（ＣＴＦ）であるが、移動体通信でのＳＰ信号（ＣＴＦ）は、所望の到来波の到来方向やその伝送路の長さなどが時間と共に変化するような状況下や、或いはＲＦ周波数誤差がある場合などには、所望のチャンネルのＣＴＦも時間とともに変化する。また、時間方向補間器１３０による時間軸方向の補間処理では線形補間しか行っていない。
このため、●印で示されるＳＰ信号（補間によるＣＴＦの推定値）には、オリジナルのＳＰ信号（ＣＴＦの実測値）に比べて、相対的に大きなノイズがのることになる。本実施例２ではこの状況を改善するための等化装置の実施例（等化装置３００）を示す。

図８は、本実施例２の等化装置３００の論理的な構成を示すブロック図である。本実施例２の等化装置３００の構成は、フィルタ３１０の構造以外の点では、上記の実施例１の等化装置２００の構成と全く同じである。即ち、本実施例２の拡張部３０１は、上記の実施例１の適応制御器２２０と、図９に示すフィルタ３１０（実施例２のノイズ除去手段）等から構成されている。

以下、図９を用いて本実施例２のフィルタ３１０の構成を説明する。本実施例２のフィルタ３１０は、前述の実施例１と同一構成の帯域制限フィルタ２１０と、本発明の初期値回復処理部に相当する部分置換処理部３１１と、帯域制限フィルタ２１０と同一構成の帯域制限フィルタ２１０′と、部分置換処理部３１１と同一構成の部分置換処理部３１２（本発明の初期値回復処理部）と、帯域制限フィルタ２１０と同一構成の帯域制限フィルタ２１０″を、この順に直列に連結させたものである。ただし、ここで、部分置換処理部３１１は、両端の２つのＣＴＦデータを前段のフィルタリング処理を実行する前の状態（オリジナルのＳＰ信号）に復元するものである。また、各帯域制限フィルタ（２１０、２１０′、２１０″）に入力されるフィルタコードＦ０，Ｆ１，Ｆ２の値は、常時互いに一致している。即ち、フィルタコードＦ０，Ｆ１，Ｆ２には何れも、常時図７の出力値（フィルタコードＦ）が設定される。

帯域制限フィルタ２１０は、前述の実施例１と同様に入力されたＳＰ信号系列（ＣＴＦ）の帯域を制限するが、これにより、何れのＳＰ信号（ＣＴＦ）も帯域制限フィルタ２１０により値が修正されるので、その結果、前述の実施例１と同様に１シンボル中に離散的かつ周期的に配置された各特性データの全体を見て合理的に処理されるので、総合的にはＳＰ信号にのったノイズが減少する。
しかしながら、上記で説明したように時間補間により推定されたＳＰ信号の方がオリジナルのＳＰ信号（ＣＴＦ）よりも多くのノイズ成分を含むので、帯域制限フィルタ２１０により一旦修正されたＳＰ信号出力の内、オリジナルのＳＰ信号に対応するものは元のオリジナル値に復元した方が、等化処理精度が高くなる。そして、その後再度同じ機能である帯域制限フィルタ２１０′に入力することで、再び効果的にＳＰ信号にのったノイズを減少させることができる。

以下、この様な処理を例えば図９に例示する様に適当回数繰り返せば、その繰り返し回数の増大と共にＳＰ信号（ＣＴＦ）上のノイズを減少させることができる。図９の構成では、この繰り返し回数ｉは２に設定されている。ただし、現行の一般的な技術水準に照らして回路コスト等を考慮すると、その繰り返し回数は１回から４回程度が妥当だと考えられる。
また、帯域制限フィルタ２１０の複素除算器２１４が実行する処理と、次の帯域制限フィルタ２１０′の複素除算器２１１が実行する処理とは互いに実質的には相殺し合うので、部分置換処理部３１１、３１２によって置換されるオリジナルのＳＰ信号との整合性に注意すれば、これらのフィルタリング処理の途中で隣り合う各複素除算器（２１４、２１１）に付いては、双方一組にて省略することも可能である。この様な事情は勿論、帯域制限フィルタ２１０′と更にその次の帯域制限フィルタ２１０″との間でも同様である。

また、本方式は繰り返し処理なので、処理時間に余裕があれば、例えば図９の３１０などの様な直列構成にしたがって繰り返し処理を後段に追加することなく、同一回路を繰り返し稼働させる実装も勿論可能である。
なお、以上の様な高度なフィルタリング処理は、例えば特許文献１などに見られるような従来の、複素帯域制限フィルタ（複素ＢＰＦ４３）にてタップ係数を変化させるだけの単純なアプローチによっては決して実現することができないものである。

図１０は、本実施例２の効果を例示するグラフであり、上記のフィルタリングの繰り返し処理によって得られる、ビット誤り率（ＢＥＲ）の削減効果をコンピュータシミュレーションにより検証したものである。横軸はドップラー周波数であり、移動速度に比例して決まる値である。また、指標ｉは図９の繰り返し回数を示している。
本図１０に示すように、繰り返しフィルタを用いることでビット誤り率（ＢＥＲ）が、効果的に改善されていることが判る。また、この様な改善効果は、ドップラー周波数が大きくなるに従って大きくなっていることが判る。

図１１は、本実施例３の復調装置１０００（ＯＦＤＭ受信器）の論理的な構成を示すブロック図である。通常ＵＨＦ帯域伝送された地上波デジタル放送のＯＦＤＭ変調波は、アンテナ１１００から入力され、チューナ１２００により受信したいチャンネルの帯域電波が選択されて、その後、例えば８ＭＨｚ程度の中間周波数帯域へ変換される。その後アナログ・デジタル変換器１３００により中間周波数帯域のアナログ信号はデジタル化される。直交復調器１４００ではそのデジタル中間周波数信号を複素ベースバンド信号に変換する。通常システムのA/D クロック速度は所望のスペックに対して誤差を含んでいるので、リサンプラ１５００によりそのクロック誤差を修正する。その後、デロテータ１６００によりRF周波数誤差も除去される。

更に、ＯＦＤＭでは高速フーリエ変換（ＦＦＴ装置１７００）を用いて復調処理を行う。その後、ＯＦＤＭ信号に含まれる既知である信号、すなわちパイロット信号を用いてＦＦＴ出力データの補正を、上記の実施例１や或いは実施例２の等化装置（等化装置２００または等化装置３００）にて行うことで、正しいＯＦＤＭ復調信号を得ることができる。ただし、デマッパ１８００では、等化器（等化装置２００または等化装置３００）にて振幅等化及び位相等化された受信信号を例えば１６ＱＡＭ方式などに従って、でマッピングする。また、デジタル通信では通信路のノイズや干渉などで復調信号にエラーが発生するので、エラー訂正回路（エラー訂正器１９００）にて復調信号のエラー訂正が実行される。これらの復調処理により正しい送信情報を得ることができる。

本発明の装置は、ガードインターバルやスキャッタードパイロット信号を有するＯＦＤＭ変調波を復調する際の等化処理を実行する等化装置や、その様な等化処理を含んだ復調処理を実行する復調装置に利用することができる。したがって、本発明は、ＯＦＤＭ変調波を受信する受信装置に有用であり、特に移動体通信における受信処理おいて大きな効力を発揮するものである。

ただし、この様な移動体通信の移動は、発信局と受信局との間の相対的な運動を指すものであるので、固定局にこれらの受信装置を搭載しても、発信局が移動している際には、上記と同等の効果を得ることができる。したがって、本発明の装置を搭載すべき適用対象は移動体に限定されない。

実施例１の等化装置２００の論理的な構成を示すブロック図 実施例１のフィルタ２１０の機能を説明する説明図 遅延波の遅延時間帯とガードインターバルとの関係を示す説明図 ガードインターバルとフィルタの通過帯域との関係を示す説明図 フィルタ２１０を構成するフィルタｃの通過帯域の説明図 フィルタ２１０を構成するフィルタｄの通過帯域の説明図 フィルタ２１０を構成するフィルタｅの通過帯域の説明図 フィルタ２１０の論理的な構成を示すブロック図 等化装置２００の適応制御器２２０の論理的な構成を示すブロック図 遅延プロファイルとガードインターバルとの関係を例示するグラフ フィルタ選択部２２３の実現形態を例示するフローチャート 実施例２の等化装置３００の論理的な構成を示すブロック図 実施例２のフィルタ３１０の構成を説明する説明図 実施例２の効果を例示するグラフ 実施例３の復調装置１０００の論理的な構成を示すブロック図 従来の一般的な等化装置１００の論理的な構成を示すブロック図 線形補間による時間方向の補間処理の概念図 従来の周波数方向補間手段の実現形態を例示するブロック図

符号の説明

１００ ： 等化装置（従来）
１１０ ： ＤＡＴＡメモリ（ＲＡＭ）
１２０ ： ＳＰ信号メモリ（ＲＡＭ）
１３０ ： 時間方向補間器（時間方向補間手段）
１４０ ： 周波数方向補間器（周波数方向補間手段）
１５０ ： 複素除算器（等化演算処理手段）
２００ ： 等化装置（実施例１）
２０１ ： 実施例１の拡張部（適応制御器２２０及びフィルタ２１０等）
２１０ ： フィルタ（実施例１のノイズ除去手段）
２１０′： 帯域制限フィルタ（実施例２）
２１０″： 帯域制限フィルタ（実施例２）
２２０ ： 適応制御器（２２１、２２２、及び２２３等）
２２１ ： ＩＦＦＴ演算器
２２２ ： パワー演算器（遅延プロファイル生成手段）
２２３ ： フィルタ選択部（通過帯域幅可変手段）
３００ ： 等化装置（実施例２）
３０１ ： 実施例２の拡張部（適応制御器２２０及びフィルタ３１０等）
３１０ ： フィルタ（実施例２のノイズ除去手段）
３１１ ： 部分置換処理部（本発明の初期値回復処理部）
３１２ ： 部分置換処理部（本発明の初期値回復処理部）
１０００ ： 復調装置（実施例３）
ＧＩ ： 有効シンボル長Ｔｕに対するガードインターバルの長さＴｇの比
Ｆ ： フィルタコード
ｃ ： ＧＩ＝１／４に対応するフィルタ
ｄ ： ＧＩ＝１／８に対応するフィルタ
ｅ ： ＧＩ＝１／１６に対応するフィルタ
ｊ ： 虚数単位

Claims (5)

1. スキャッタード・パイロット信号を含んだ直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ方式の復調装置の一部を構成する等化装置において、
   スキャッタード・パイロット信号を伝送したサブキャリアの周波数における伝送路特性を特定する伝送路特性特定手段と、
   前記伝送路特性特定手段によって特定された前記伝送路特性を表す初期伝送路特性データを時間方向に補間することによって、時間方向に補間された第１の拡張伝送路特性データを生成する時間方向補間手段と、
   前記第１の拡張伝送路特性データが有するノイズ成分の少なくとも一部を取り除くことによって、ノイズ成分が低減された第２の拡張伝送路特性データを生成するノイズ除去手段と、
   前記第２の拡張伝送路特性データを更に周波数方向に補間することによって、周波数方向に補間された第３の拡張伝送路特性データを生成する周波数方向補間手段と、
   前記第３の拡張伝送路特性データに基づいて、フーリエ変換後の受信信号に対する等化処理を施す等化演算処理手段と
   を有し、
   前記ノイズ除去手段は、
   前記時間方向補間手段及び前記周波数方向補間手段に対して、独立かつ直列に構成されており、かつ、
   前記第１の拡張伝送路特性データに対する逆フーリエ変換によって現在の受信環境における遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成手段と、
   ノイズ除去フィルタの通過帯域幅を前記遅延プロファイルに基づいて動的に変更する通過帯域幅可変手段と
   を有する
   ことを特徴とする等化装置。
2. 前記ノイズ除去手段は、
   所定のフィルタリング処理を複数回直列に順次実行する逐次近似部を有して、逐次漸近的に前記第２の拡張伝送路特性データを生成し、
   前記逐次近似部の各フィルタリング処理部の間に、
   スキャッタード・パイロット信号を伝送したサブキャリアに関する伝送路特性データを、前記フィルタリング処理によって変更された値から、前記フィルタリング処理前の元の前記初期伝送路特性データに回復する初期値回復処理部が、
   挿入配置されている
   ことを特徴とする請求項１に記載の等化装置。
3. 前記通過帯域幅可変手段は、
   予め想定されたＮ種類のガードインターバルの時間幅Ｔｇ_n （ｎ＝１，２，．．．，Ｎ）に通過帯域幅を対応させた合計Ｎ個のフィルタの内から、前記遅延プロファイルに基づいて最適なフィルタを動的に選択することにより、
   前記ノイズ除去フィルタの通過帯域幅を動的に変更する
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の等化装置。
4. 所定の有効シンボル長Ｔｕに対する前記時間幅Ｔｇ_n は、
   Ｔｇ₁ ＝Ｔｕ／４，
   Ｔｇ₂ ＝Ｔｕ／８，
   Ｔｇ₃ ＝Ｔｕ／１６
   の合計３通りある
   ことを特徴とする請求項３に記載の等化装置。
5. スキャッタード・パイロット信号を含んだ直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ方式の復調装置であって、
   請求項１乃至請求項４の何れか１項に記載の等化装置を有する
   ことを特徴とする復調装置。

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