JP2010141907A - 受信装置、受信方法、およびプログラム - Google Patents

受信装置、受信方法、およびプログラム Download PDF

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Abstract

【課題】受信性能の劣化を回避することができるようにする。
【解決手段】周波数補間回路８−３と周波数補間回路２１−３においては、時間方向伝送路特性推定回路８−２により推定された伝送路特性の補間が、制御回路２１−２により選択されたフィルタ帯域の補間フィルタを用いてそれぞれ行われる。除算回路８−４においては、周波数補間回路８−３による補間結果を用いて伝送路歪み補償後の信号が生成され、除算回路２１−４においては、周波数補間回路２１−３による補間結果を用いて伝送路歪み補償後の信号が生成される。２つの伝送路歪み補償後の信号の品質が信号品質検出回路２１−５において検出され、品質のよい方の伝送路歪み補償後の信号が選択回路２１−１により選択される。本発明は、OFDM受信機に適用することができる。
【選択図】図７

Description

本発明は、受信装置、受信方法、およびプログラムに関し、特に、受信性能の劣化を回避することができるようにした受信装置、受信方法、およびプログラムに関する。
地上デジタル放送の変調方式として、多数の直交搬送波を用い、各搬送波をPSK(Phase Shift Keying)やQAM(Quadrature Amplitude Modulation)で変調する直交周波数分割多重方式（OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式）が提案されている。
OFDM方式は、多数のサブキャリアで伝送帯域全体を分割するため、サブキャリア１波あたりの帯域は狭くなり、伝送速度は遅くなるが、トータルの伝送速度は従来の変調方式と変わらないという特徴を有している。
また、OFDM方式は、多数のサブキャリアが並列に伝送されるために、シンボル速度が遅くなるという特徴を有している。そのため、１シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くすることができ、これにより、マルチパスによる影響を受けにくくすることができるという特徴もOFDM方式は有している。
さらに、複数のサブキャリアにデータが割り当てられることから、OFDM方式は、逆フーリエ変換を変調時に行うIFFT(Inverse Fast Fourier Transform)演算回路を用いることにより送信回路を構成することができ、フーリエ変換を復調時に行うFFT(Fast Fourier Transform)演算回路を用いることにより受信回路を構成することができるという特徴を有している。
以上のような特徴から、OFDM方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上デジタル放送に適用されることが多い。OFDM方式を採用した地上デジタル放送の規格としては、例えば、DVB-T(Digital Video Broadcasting-Terrestrial)やISDB-T(Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial)，ISDB-TSBといった規格がある。
図１は、OFDMシンボルを示す図である。
OFDM方式においては、信号の伝送はOFDMシンボルと呼ばれる単位で行われる。
図１に示されるように、１OFDMシンボルは、送信時にIFFTが行われる信号区間である有効シンボルと、有効シンボルの後半の一部分の波形がコピーされたガードインターバル（以下、GIという）とから構成される。GIは、時間軸上で有効シンボルの前の位置に挿入される。
OFDM方式では、GIを挿入することにより、マルチパス環境下において発生するOFDMシンボル間の干渉を防ぐことが可能になる。
このようなOFDMシンボルが複数集められて１つのOFDM伝送フレームが形成される。例えば、ISDB-T規格においては、２０４のOFDMシンボルから１つのOFDM伝送フレームが形成される。このOFDM伝送フレームの単位を基準として、パイロット信号の挿入位置が定められている。
各サブキャリアに対する変調方式としてQAM系の変調方式を用いるOFDM方式においては、伝送時にマルチパス等の影響を受けることにより、サブキャリア毎に、振幅および位相が送信時のものと受信時のものとで異なるものになってしまう。そのため、受信側では、受信信号の振幅および位相が送信されたものと等しくなるように、信号の等化を行う必要がある。
OFDM方式では、送信側で、所定の振幅および所定の位相のパイロット信号を伝送シンボル内に離散的に挿入しておき、受信側で、パイロット信号の振幅および位相に基づいて伝送路の周波数特性を求め、求めた伝送路の特性により受信信号を等化するようにしている。
このように、伝送路特性を算出するために用いられるパイロット信号のことをスキャッタードパイロット信号（以下、SP信号）という。図２に、DVB-T規格やISDB-T規格で採用されているSP信号のOFDMシンボル内での配置パターンを示す。
図３は、従来のOFDM受信機の構成例を示すブロック図である。
図３のOFDM受信機１００は、受信アンテナ１、チューナ２、A/D(Analog/Digital)変換回路３、直交復調回路４、搬送波生成回路５、FFT回路６、FFT区間制御回路７、伝送路歪み補償回路８、誤り訂正回路９、遅延プロファイル推定回路１０、および周波数補間フィルタ選択回路１１から構成される。
チューナ２は、受信アンテナ１において受信されたRF信号をIF信号に周波数変換し、IF信号をA/D変換回路３に出力する。
A/D変換回路３は、チューナ２から供給されたIF信号に対してA/D変換を施し、デジタルのIF信号を直交復調回路４に出力する。
直交復調回路４は、搬送波生成回路５から供給された搬送波を用いて直交復調を行うことによって、A/D変換回路３から供給されたIF信号からベースバンドのOFDM信号を取得し、取得したOFDM信号を出力する。このベースバンドのOFDM信号は、FFT演算が行われる前の、いわゆる時間領域の信号である。
以下、FFT演算が行われる前のベースバンドのOFDM信号をOFDM時間領域信号という。OFDM時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と虚軸成分（Ｑチャンネル信号）を含んだ複素信号となる。直交復調回路４から出力されたOFDM時間領域信号は、搬送波生成回路５、FFT回路６、FFT区間制御回路７、および遅延プロファイル推定回路１０に供給される。
搬送波生成回路５は、直交復調回路４から供給されたOFDM時間領域信号に基づいて、受信信号との同期がとれた所定の周波数の搬送波を生成し、生成した搬送波を直交復調回路４に出力する。
FFT回路６は、FFT区間制御回路７から供給されたFFTトリガーパルスに基づいて、１つのOFDMシンボルの信号からGIの範囲の信号を除くことによって有効シンボル長の範囲の信号を抜き出す。
また、FFT回路６は、抜き出したOFDM時間領域信号に対してFFT演算を行うことによって、各サブキャリアに直交変調されているデータを抽出する。具体的には、FFT回路６によるFFT演算の開始位置は、OFDMシンボルの境界である図１の位置Ａから、GIと有効シンボルの境界位置である位置Ｂまでの間のいずれかの位置となる。FFT演算範囲はFFT区間と呼ばれ、このFFT区間の開始位置が、FFT区間制御回路７から供給されるFFTトリガーパルスにより指定される。
FFT回路６は、抽出したデータを表すOFDM信号を出力する。このOFDM信号は、FFT演算が行われた後の、いわゆる周波数領域の信号である。以下、FFT演算が行われた後のOFDM信号をOFDM周波数領域信号という。FFT回路６から出力されたOFDM周波数領域信号は伝送路歪み補償回路８のSP抽出回路８−１と除算回路８−４に供給される。
FFT区間制御回路７は、直交復調回路４から供給されたOFDM時間領域信号と、遅延プロファイル推定回路１０により推定された遅延プロファイルに基づいてFFT区間を決定し、決定したFFT区間の開始位置を指定するFFTトリガーパルスをFFT回路６に出力する。
伝送路歪み補償回路８は、SP抽出回路８−１、時間方向伝送路特性推定回路８−２、周波数補間回路８−３、および除算回路８−４から構成される。
SP抽出回路８−１は、FFT回路６から供給されたOFDM周波数領域信号からSP信号を抽出し、SP信号の変調成分を除去することによって、SP信号の配置位置におけるサブキャリアの伝送路特性を推定する。SP抽出回路８−１は、推定した伝送路特性を表す信号を時間方向伝送路特性推定回路８−２に出力する。
時間方向伝送路特性推定回路８−２は、SP抽出回路８−１により推定された伝送路特性に基づいて、SP信号が配置されているサブキャリアの、時間方向（OFDMシンボル方向）に並ぶ各OFDMシンボルの位置における伝送路特性を推定する。図２においては、縦方向が時間方向となり、横方向が周波数方向となる。
例えば、時間方向伝送路特性推定回路８−２は、SP抽出回路８−１により推定された図２のSP信号SP1の位置における伝送路特性と、SP信号SP2の位置における伝送路特性を用いて、図２の領域Ａ1内の他のシンボルの位置におけるサブキャリアの伝送路特性を推定する。
図２に示されるようにSP信号は同一時間上では１２サブキャリア毎に挿入されるから、時間方向伝送路特性推定回路８−２においては、３サブキャリア毎に、それぞれのOFDMシンボルの位置におけるサブキャリアの伝送路特性が推定される。時間方向伝送路特性推定回路８−２は、推定した３サブキャリア毎の伝送路特性を表す信号を出力する。時間方向伝送路特性推定回路８−２から出力された信号は周波数補間回路８−３と遅延プロファイル推定回路１０に供給される。
周波数補間回路８−３は、周波数方向の伝送路特性を補間する補間処理を行い、時間方向伝送路特性推定回路８−２から供給された３サブキャリア毎の伝送路特性から、周波数方向の各OFDMシンボルの位置におけるサブキャリアの伝送路特性を推定する。周波数補間回路８−３にはフィルタ帯域の異なる複数の補間フィルタが与えられており、この複数の補間フィルタを用いて補間処理が行われる。
例えば、周波数補間回路８−３は、図２の領域Ａ2に含まれるOFDMシンボルの位置のうち、伝送路特性の推定がまだ行われていないOFDMシンボルの位置におけるサブキャリアの伝送路特性を推定する。伝送路特性の推定は、SP抽出回路８−１、時間方向伝送路特性推定回路８−２により既に推定されている伝送路特性を用いて行われる。
この結果、各OFDMシンボルの位置における全サブキャリアの伝送路特性が推定される。周波数補間回路８−３は、周波数補間フィルタ選択回路１１から供給されたフィルタ選択信号により指定されるフィルタ帯域の補間フィルタを用いて補間処理を行うことによって得られた信号を、伝送路特性の推定結果を表す信号として除算回路８−４に出力する。
除算回路８−４は、FFT回路６から供給されたOFDM周波数領域信号から、周波数補間回路８−３から供給された全てのサブキャリアの伝送路特性を表す信号の成分を除算し、伝送路による歪みの成分をOFDM周波数領域信号から除去する。除算回路８−４は、歪みの成分を除去したOFDM周波数領域信号を誤り訂正回路９に出力する。
誤り訂正回路９は、送信側でインタリーブされている信号に対してデインタリーブ処理を施し、さらに、デンパンクチャ、ビタビ復号、拡散信号除去、RS復号などの処理を施す。誤り訂正回路９は、各種の処理を施すことによって得られたデータを復号データとして後段の回路に出力する。
遅延プロファイル推定回路１０は、伝送路の時間応答特性を求めることによって伝送路の遅延プロファイルを推定する。例えば、遅延プロファイル推定回路１０は、時間方向伝送路特性推定回路８−２により推定された伝送路特性にIFFTを施すことによって遅延プロファイルを推定する。時間方向伝送路特性推定回路８−２により推定された伝送路特性は周波数特性であり、これに対してIFFTを施すことによって求められた時間応答特性が遅延プロファイルとなる。
遅延プロファイル推定回路１０により推定された遅延プロファイルを表す信号はFFT区間制御回路７と周波数補間フィルタ選択回路１１に供給される。なお、遅延プロファイル推定の方法としては、GI期間をタップ係数とする整合フィルタ（MF(Matched Filter)）を利用して、OFDM時間領域信号から推定する方法も知られている。
周波数補間フィルタ選択回路１１は、遅延プロファイル推定回路１０により推定された遅延プロファイル（時間軸上のパスの位置）に基づいて遅延広がりを求め、遅延広がりに応じたフィルタ帯域を、周波数補間回路８−３に与えられている補間フィルタのフィルタ帯域の中から選択する。周波数補間フィルタ選択回路１１は、選択したフィルタ帯域を指定するフィルタ選択信号を周波数補間回路８−３に出力する。
図４は、周波数補間回路８−３の構成例を示す図である。
図４に示されるように、周波数補間回路８−３は、周波数補間フィルタ回路８−３ａ0乃至８−３ａN-1、およびセレクタ回路８−３ｂから構成される。時間方向伝送路特性推定回路８−２から出力された３サブキャリア毎の伝送路特性を表す信号は周波数補間フィルタ回路８−３ａ0乃至８−３ａN-1にそれぞれ入力され、周波数補間フィルタ選択回路１１から出力されたフィルタ選択信号はセレクタ回路８−３ｂに入力される。
周波数補間フィルタ回路８−３ａ0乃至８−３ａN-1は、それぞれ、与えられている補間フィルタを用いて補間処理を行い、補間結果を表す信号をセレクタ回路８−３ｂに出力する。図４の例においては、周波数補間フィルタ回路８−３ａ0はフィルタ帯域BW０の補間フィルタを用いて補間処理を行う回路とされ、周波数補間フィルタ回路８−３ａ1はフィルタ帯域BW１の補間フィルタを用いて補間処理を行う回路とされている。周波数補間フィルタ回路８−３ａN-1はフィルタ帯域BW(N-1)の補間フィルタを用いて補間処理を行う回路とされている。フィルタ帯域BW０乃至BW３を時間軸上に表したものを図５に示す。
図５の例においては、フィルタ帯域BW０の帯域幅が最も広く、フィルタ帯域BW３の帯域幅が最も狭いものとされている。上向きの白抜きの三角の位置がフィルタ帯域の中心位置を表す。フィルタ帯域の中心位置が遅延広がりの中心位置と同じ位置になるようにして補間処理が行われる。
セレクタ回路８−３ｂは、周波数補間フィルタ回路８−３ａ0乃至８−３ａN-1から供給された信号のうち、フィルタ選択信号により指定されるフィルタ帯域の補間フィルタを用いて補間処理を行うことによって得られた信号を選択し、選択した信号を除算回路８−４に出力する。
特許文献１には、等化後の信号の品質を検出し、検出した品質に応じて、複数のフィルタ係数のうちから最適なフィルタ係数を制御する技術が開示されている。
特開２００６−３１１３８５号公報
以上のように、推定された遅延プロファイルは、フィルタ帯域の選択に周波数補間フィルタ選択回路１１により用いられる。
従って、検出限界を超え、検出することができないようなパスが存在するマルチパス環境下ではフィルタ帯域を誤って選択してしまうことがある。伝送路の歪みを補償しきれないため、このことは、受信性能を劣化させてしまうことの原因になる。
図６は、３波環境での遅延プロファイルの例を示す図である。図６の横軸は時間軸であり、縦軸はパスのパワーを表す。
図６の例においては、パスＰ、パスＱ、パスＲの３つのパスがあり、このうちのパスＰとパスＱだけが検出可能とされ、パスＲはパワーが小さいために遅延プロファイル推定回路１０によっては検出できないものとされている。
この場合、検出できたパスはパスＰとパスＱだけであるから、実際にはパスＰとパスＲの間隔に相当する分だけ存在するにもかかわらず、遅延広がりはパスＰとパスＱの間隔に相当する分だけとして判断され、それに応じてフィルタ帯域が選択されてしまうことになる。
図６の例においては、パスＰとパスＱの中心位置とフィルタ帯域の中心位置を同じ位置にしたときに、パスＰとパスＱをフィルタ帯域に収めることのできるフィルタ帯域BW３が選択されている。最終的に得られる伝送路歪み補償後のOFDM周波数領域信号の品質は、パスＲをもフィルタ帯域に収めることのできる補間フィルタを用いて伝送路特性を補間し、伝送路歪みの補償を行って得られたOFDM周波数領域信号の品質と較べて劣ることになる。
図５のフィルタ帯域BW０などのように、帯域幅の広いフィルタ帯域を常に選択するようにすれば、検出できないパスも含めた形で補間を行うことができるが、図６のパスＲよりもパワーの小さいノイズがフィルタ帯域に多く含まれて補間が行われてしまうことになるため、フィルタ帯域は全てのパスを含みつつ、遅延広がりの幅にできるだけ近い帯域であることが好ましい。
本発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、受信性能の劣化を回避することができるようにするものである。
本発明の第１の側面の受信装置は、OFDM時間領域信号に対してFFT演算を施すFFT演算手段と、前記FFT演算手段によりFFT演算が施されることによって得られたOFDM周波数領域信号からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出手段と、前記パイロット信号に対する伝送路の特性を推定し、時間方向に補間することによって所定のサブキャリア毎の伝送路特性を求める推定手段と、前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性をフィルタリングして周波数方向に補間する処理である周波数補間処理に用いる補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置を制御する制御手段と、補間フィルタを用いて前記周波数補間処理を行い、全サブキャリアの伝送路特性を求めることを、同一のシンボルを表すOFDM周波数領域信号から求められた前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を対象として、補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置をそれぞれ前記制御手段による制御に従って変えて行う補間手段と、前記補間手段により求められたそれぞれの全サブキャリアの伝送路特性を用いて、前記同一のシンボルを表すOFDM周波数領域信号の歪みを補正する歪み補正手段と、歪みが補正されたそれぞれのOFDM周波数領域信号の品質を計算する計算手段と、前記計算手段により計算された品質に基づいて、最も良い品質の歪み補正後のOFDM周波数領域信号を得るのに用いられた補間フィルタを選択する選択手段と、通過帯域の幅と中心位置について、前記選択手段により選択された補間フィルタと同じ特性を有する補間フィルタを用いて、前記推定手段により求められた前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を対象として前記周波数補間処理を行い、全サブキャリアの伝送路特性を求める可変係数補間手段と、前記可変係数補間手段により求められた全サブキャリアの伝送路特性を用いてOFDM周波数領域信号の歪みを補正し、等化を行う等化手段とを備える。
前記補間手段には、通過帯域の幅と中心位置がそれぞれ異なる補間フィルタを用いて、複数の前記周波数補間処理を時間的に並行して行わせることができる。
前記制御手段には、遅延プロファイルを構成するパスのうちの、最も早く到来するパスの位置と最も遅く到来するパスの位置の間の所定の位置を中心として、補間フィルタの通過帯域の幅の１／２の幅ずつ広げた範囲内で、補間フィルタの通過帯域の中心位置を変えさせることができる。
本発明の第１の側面の受信方法は、OFDM時間領域信号に対してFFT演算を施し、FFT演算を施すことによって得られたOFDM周波数領域信号からパイロット信号を抽出し、前記パイロット信号に対する伝送路の特性を推定し、時間方向に補間することによって所定のサブキャリア毎の伝送路特性を求め、前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性をフィルタリングして周波数方向に補間する処理である周波数補間処理に用いる補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置を制御し、補間フィルタを用いて前記周波数補間処理を行い、全サブキャリアの伝送路特性を求めることを、同一のシンボルを表すOFDM周波数領域信号から求められた前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を対象として、補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置をそれぞれ変えて行い、それぞれの全サブキャリアの伝送路特性を用いて、前記同一のシンボルを表すOFDM周波数領域信号の歪みを補正し、歪みを補正したそれぞれのOFDM周波数領域信号の品質を計算し、計算した品質に基づいて、最も良い品質の歪み補正後のOFDM周波数領域信号を得るのに用いられた補間フィルタを選択し、通過帯域の幅と中心位置について、選択した補間フィルタと同じ特性を有する補間フィルタを用いて、前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を対象として前記周波数補間処理を行い、全サブキャリアの伝送路特性を求め、求めた全サブキャリアの伝送路特性を用いてOFDM周波数領域信号の歪みを補正し、等化を行うステップを含む。
本発明の第１の側面のプログラムは、OFDM時間領域信号に対してFFT演算を施し、FFT演算を施すことによって得られたOFDM周波数領域信号からパイロット信号を抽出し、前記パイロット信号に対する伝送路の特性を推定し、時間方向に補間することによって所定のサブキャリア毎の伝送路特性を求め、前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性をフィルタリングして周波数方向に補間する処理である周波数補間処理に用いる補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置を制御し、補間フィルタを用いて前記周波数補間処理を行い、全サブキャリアの伝送路特性を求めることを、同一のシンボルを表すOFDM周波数領域信号から求められた前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を対象として、補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置をそれぞれ変えて行い、それぞれの全サブキャリアの伝送路特性を用いて、前記同一のシンボルを表すOFDM周波数領域信号の歪みを補正し、歪みを補正したそれぞれのOFDM周波数領域信号の品質を計算し、計算した品質に基づいて、最も良い品質の歪み補正後のOFDM周波数領域信号を得るのに用いられた補間フィルタを選択し、通過帯域の幅と中心位置について、選択した補間フィルタと同じ特性を有する補間フィルタを用いて、前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を対象として前記周波数補間処理を行い、全サブキャリアの伝送路特性を求め、求めた全サブキャリアの伝送路特性を用いてOFDM周波数領域信号の歪みを補正し、等化を行うステップを含む処理をコンピュータに実行させる。
本発明の第２の側面の受信装置は、OFDM時間領域信号に対してFFT演算を施すFFT演算手段と、前記FFT演算手段によりFFT演算が施されることによって得られたOFDM周波数領域信号からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出手段と、前記パイロット信号に対する伝送路の特性を推定し、時間方向に補間することによって所定のサブキャリア毎の伝送路特性を求める推定手段と、前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性をフィルタリングして周波数方向に補間する処理である周波数補間処理に用いる補間フィルタの通過帯域の中心位置を制御する制御手段と、補間フィルタを用いて前記周波数補間処理を行い、全サブキャリアの伝送路特性を求めることを、同一のシンボルを表すOFDM周波数領域信号から求められた前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を対象として、補間フィルタの通過帯域の中心位置を前記制御手段による制御に従って変えて行う補間手段と、前記補間手段により求められたそれぞれの全サブキャリアの伝送路特性を用いて、前記同一のシンボルを表すOFDM周波数領域信号の歪みを補正する歪み補正手段と、歪みが補正されたそれぞれのOFDM周波数領域信号の品質を計算する計算手段と、前記計算手段により計算された品質に基づいて、最も良い品質の歪み補正後のOFDM周波数領域信号を得るのに用いられた補間フィルタを選択する選択手段と、前記推定手段により推定された前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を表すデータにIFFTを施すことによって得られる周波数領域のパスのうち、前記選択手段により選択された補間フィルタの通過帯域の中心位置と同じ位置を中心とする所定の周波数帯域に含まれるパスからなる遅延プロファイルを求める遅延プロファイル推定手段とを備える。
前記所定の周波数帯域の幅は、前記補間フィルタの通過帯域の幅と同じ幅であるようにすることができる。
本発明の第２の側面の受信方法は、OFDM時間領域信号に対してFFT演算を施し、FFT演算を施すことによって得られたOFDM周波数領域信号からパイロット信号を抽出し、前記パイロット信号に対する伝送路の特性を推定し、時間方向に補間することによって所定のサブキャリア毎の伝送路特性を求め、前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性をフィルタリングして周波数方向に補間する処理である周波数補間処理に用いる補間フィルタの通過帯域の中心位置を制御し、補間フィルタを用いて前記周波数補間処理を行い、全サブキャリアの伝送路特性を求めることを、同一のシンボルを表すOFDM周波数領域信号から求められた前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を対象として、補間フィルタの通過帯域の中心位置を前記制御手段による制御に従って変えて行い、求めたそれぞれの全サブキャリアの伝送路特性を用いて、前記同一のシンボルを表すOFDM周波数領域信号の歪みを補正し、歪みを補正したそれぞれのOFDM周波数領域信号の品質を計算し、計算した品質に基づいて、最も良い品質の歪み補正後のOFDM周波数領域信号を得るのに用いられた補間フィルタを選択し、推定した前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を表すデータにIFFTを施すことによって得られる周波数領域のパスのうち、選択した補間フィルタの通過帯域の中心位置と同じ位置を中心とする所定の周波数帯域に含まれるパスからなる遅延プロファイルを求めるステップを含む。
本発明の第２の側面のプログラムは、OFDM時間領域信号に対してFFT演算を施し、FFT演算を施すことによって得られたOFDM周波数領域信号からパイロット信号を抽出し、前記パイロット信号に対する伝送路の特性を推定し、時間方向に補間することによって所定のサブキャリア毎の伝送路特性を求め、前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性をフィルタリングして周波数方向に補間する処理である周波数補間処理に用いる補間フィルタの通過帯域の中心位置を制御し、補間フィルタを用いて前記周波数補間処理を行い、全サブキャリアの伝送路特性を求めることを、同一のシンボルを表すOFDM周波数領域信号から求められた前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を対象として、補間フィルタの通過帯域の中心位置を前記制御手段による制御に従って変えて行い、求めたそれぞれの全サブキャリアの伝送路特性を用いて、前記同一のシンボルを表すOFDM周波数領域信号の歪みを補正し、歪みを補正したそれぞれのOFDM周波数領域信号の品質を計算し、計算した品質に基づいて、最も良い品質の歪み補正後のOFDM周波数領域信号を得るのに用いられた補間フィルタを選択し、推定した前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を表すデータにIFFTを施すことによって得られる周波数領域のパスのうち、選択した補間フィルタの通過帯域の中心位置と同じ位置を中心とする所定の周波数帯域に含まれるパスからなる遅延プロファイルを求めるステップを含む処理をコンピュータに実行させる。
本発明の第１の側面においては、所定のサブキャリア毎の伝送路特性をフィルタリングして周波数方向に補間する処理である周波数補間処理に用いる補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置が制御され、補間フィルタを用いて前記周波数補間処理を行い、全サブキャリアの伝送路特性を求めることが、同一のシンボルを表すOFDM周波数領域信号から求められた前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を対象として、補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置をそれぞれ変えて行われる。また、それぞれの全サブキャリアの伝送路特性を用いて、前記同一のシンボルを表すOFDM周波数領域信号の歪みが補正され、歪みが補正されたそれぞれのOFDM周波数領域信号の品質が計算され、計算された品質に基づいて、最も良い品質の歪み補正後のOFDM周波数領域信号を得るのに用いられた補間フィルタが選択される。通過帯域の幅と中心位置について、選択された補間フィルタと同じ特性を有する補間フィルタを用いて、前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を対象として前記周波数補間処理が行われ、全サブキャリアの伝送路特性が求められ、求められた全サブキャリアの伝送路特性を用いてOFDM周波数領域信号の歪みが補正され、等化が行われる。
本発明の第２の側面においては、所定のサブキャリア毎の伝送路特性をフィルタリングして周波数方向に補間する処理である周波数補間処理に用いる補間フィルタの通過帯域の中心位置が制御され、補間フィルタを用いて前記周波数補間処理を行い、全サブキャリアの伝送路特性を求めることを、同一のシンボルを表すOFDM周波数領域信号から求められた前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を対象として、補間フィルタの通過帯域の中心位置を変えて行われる。また、それぞれの全サブキャリアの伝送路特性を用いて、前記同一のシンボルを表すOFDM周波数領域信号の歪みが補正され、歪みが補正されたそれぞれのOFDM周波数領域信号の品質が計算され、計算された品質に基づいて、最も良い品質の歪み補正後のOFDM周波数領域信号を得るのに用いられた補間フィルタが選択される。推定された前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を表すデータにIFFTを施すことによって得られる周波数領域のパスのうち、選択された補間フィルタの通過帯域の中心位置と同じ位置を中心とする所定の周波数帯域に含まれるパスからなる遅延プロファイルが求められる。
本発明によれば、受信性能の劣化を回避することができる。
OFDMシンボルを示す図である。 SP信号の配置の例を示す図である。 従来のOFDM受信機の構成例を示すブロック図である。 図３の周波数補間回路の構成例を示す図である。 フィルタ帯域の例を示す図である。 遅延プロファイルの例を示す図である。 本発明の一実施形態に係るOFDM受信機の構成例を示すブロック図である。 図７の信号品質検出回路の構成例を示す図である。 選択シーケンスを示す図である。 制御回路により選択されたフィルタ帯域の例を示す図である。 制御回路により選択された他のフィルタ帯域の例を示す図である。 制御回路により選択されたさらに他のフィルタ帯域の例を示す図である。 図７のOFDM受信機のOFDM復調処理について説明するフローチャートである。 図１３のステップＳ１２において行われる信号選択処理について説明するフローチャートである。 OFDM受信機の他の構成例を示すブロック図である。 信号品質について説明する図である。 信号品質について説明する他の図である。 信号品質について説明するさらに他の図である。 OFDM受信機の構成例を示すブロック図である。 図１９の周波数補間回路３２の構成例を示す図である。 時間方向特性推定データを示す図である。 周波数方向特性補間データを示す図である。 ０値補間特性データの時間領域のデータの例を示す図である。 図１９の最適フィルタ係数選択回路の構成例を示す図である。 OFDM受信機の受信処理について説明するフローチャートである。 図２５のステップＳ５８において行われるフィルタ係数選択処理について説明するフローチャートである。 最適フィルタ係数選択回路の他の構成例を示すブロック図である。 OFDM受信機の構成例を示すブロック図である。 図２８の最適フィルタ係数選択回路の構成例を示すブロック図である。 補間フィルタの通過帯域の中心位置の可変範囲の例を示す図である。 OFDM受信機の構成例を示すブロック図である。 図３１の最適フィルタ係数選択回路の構成例を示すブロック図である。 遅延プロファイルの推定について説明する図である。 パーソナルコンピュータの構成例を示すブロック図である。
＜第１の実施の形態＞
図７は、本発明の一実施形態に係るOFDM受信機の構成例を示すブロック図である。図３の構成と同じ構成には同じ符号を付してある。
図７のOFDM受信機１０１は、受信アンテナ１、チューナ２、A/D変換回路３、直交復調回路４、搬送波生成回路５、FFT回路６、FFT区間制御回路７、伝送路歪み補償回路８、誤り訂正回路９、遅延プロファイル推定回路１０、周波数補間フィルタ選択回路１１、および最適周波数補間フィルタ選択回路２１から構成される。OFDM受信機１０１は、最適周波数補間フィルタ選択回路２１がさらに設けられている点で図３のOFDM受信機１００と異なる。
チューナ２は、受信アンテナ１において受信されたRF信号をIF信号に周波数変換し、IF信号をA/D変換回路３に出力する。
A/D変換回路３は、チューナ２から供給されたIF信号に対してA/D変換を施し、デジタルのIF信号を直交復調回路４に出力する。
直交復調回路４は、搬送波生成回路５から供給された搬送波を用いて直交復調を行うことによって、A/D変換回路３から供給されたIF信号からOFDM時間領域信号を取得し、取得したOFDM時間領域信号を出力する。直交復調回路４から出力されたOFDM時間領域信号は、搬送波生成回路５、FFT回路６、FFT区間制御回路７、および遅延プロファイル推定回路１０に供給される。
搬送波生成回路５は、直交復調回路４から供給されたOFDM時間領域信号に基づいて所定の周波数の搬送波を生成し、生成した搬送波を直交復調回路４に出力する。
FFT回路６は、FFT区間制御回路７から供給されたFFTトリガーパルスに基づいて、１つのOFDMシンボルの信号からGIの範囲の信号を除くことによって有効シンボル長の範囲の信号を抜き出す。
また、FFT回路６は、抜き出したOFDM時間領域信号に対してFFT演算を行うことによって、各サブキャリアに直交変調されているデータを抽出し、抽出したデータを表すOFDM周波数領域信号を出力する。FFT回路６から出力されたOFDM周波数領域信号は、伝送路歪み補償回路８のSP抽出回路８−１、除算回路８−４と、最適周波数補間フィルタ選択回路２１の除算回路２１−４に供給される。
FFT区間制御回路７は、直交復調回路４から供給されたOFDM時間領域信号と、遅延プロファイル推定回路１０により推定された遅延プロファイルに基づいてFFT区間を決定し、決定したFFT区間の開始位置を指定するFFTトリガーパルスをFFT回路６に出力する。
OFDM時間領域信号を用いてFFT区間を決定する場合、FFT区間制御回路７は、１OFDMシンボルのOFDM時間領域信号においてGIのコピー元として用いられた有効シンボルの後半の一部と各部の相関値を求め、相関値の高い部分をGIとして検出する。FFT区間制御回路７は、検出したGIと、有効シンボルの境界位置をFFT区間の開始位置として決定する。
また、遅延プロファイルを用いてFFT区間を決定する場合、FFT区間制御回路７は、遅延プロファイルにより表される、GIと有効シンボルの境界位置をFFT区間の開始位置として決定する。
伝送路歪み補償回路８は、SP抽出回路８−１、時間方向伝送路特性推定回路８−２、周波数補間回路８−３、および除算回路８−４から構成される。
SP抽出回路８−１は、FFT回路６から供給されたOFDM周波数領域信号からSP信号を抽出し、SP信号の変調成分を除去することによって、SP信号の配置位置におけるサブキャリアの伝送路特性を推定する。SP抽出回路８−１は、推定した伝送路特性を表す信号を時間方向伝送路特性推定回路８−２に出力する。
時間方向伝送路特性推定回路８−２は、SP抽出回路８−１により推定された伝送路特性に基づいて、SP信号が配置されているサブキャリアの、時間方向に並ぶ各OFDMシンボルの位置における伝送路特性を推定し、推定した３サブキャリア毎の伝送路特性を表す信号を出力する。時間方向伝送路特性推定回路８−２から出力された信号は、周波数補間回路８−３、遅延プロファイル推定回路１０、および最適周波数補間フィルタ選択回路２１の周波数補間回路２１−３に供給される。
周波数補間回路８−３は、周波数方向の伝送路特性を補間することによって、時間方向伝送路特性推定回路８−２から供給された３サブキャリア毎の伝送路特性から、周波数方向の各OFDMシンボルの位置におけるサブキャリアの伝送路特性を推定する。
周波数補間回路８−３は図４に示される構成と同じ構成を有している。周波数補間回路８−３は、図５に示されるようにフィルタ帯域の異なる複数の補間フィルタを用いて得られた補間結果を表す信号の中から、いずれかの信号を制御回路２１−２から供給されたフィルタ選択信号に従って選択する。周波数補間回路８−３は、選択した信号を伝送路特性の推定結果を表す信号として除算回路８−４に出力する。
除算回路８−４は、FFT回路６から供給されたOFDM周波数領域信号から、周波数補間回路８−３から供給された全てのサブキャリアの伝送路特性を表す信号の成分を除算し、伝送路による歪みの成分をOFDM周波数領域信号から除去する。除算回路８−４は、歪みの成分を除去した伝送路歪み補償後のOFDM周波数領域信号を出力する。除算回路８−４から出力された伝送路歪み補償後のOFDM周波数領域信号は、最適周波数補間フィルタ選択回路２１の選択回路２１−１と信号品質検出回路２１−５に供給される。
誤り訂正回路９は、最適周波数補間フィルタ選択回路２１の選択回路２１−１から供給されたOFDM周波数領域信号に対してデインタリーブ処理を施し、さらに、デンパンクチャ、ビタビ復号、拡散信号除去、RS復号などの処理を施す。誤り訂正回路９は、各種の処理を施すことによって得られたデータを復号データとして後段の回路に出力する。
遅延プロファイル推定回路１０は、伝送路の時間応答特性を求めることによって伝送路の遅延プロファイルを推定し、推定した遅延プロファイルを表す信号を出力する。遅延プロファイル推定回路１０から出力された信号はFFT区間制御回路７と周波数補間フィルタ選択回路１１に供給される。
周波数補間フィルタ選択回路１１は、遅延プロファイル推定回路１０により推定された遅延プロファイルに基づいて遅延広がりを求め、遅延広がりに応じたフィルタ帯域を表すフィルタ選択信号を最適周波数補間フィルタ選択回路２１の制御回路２１−２に出力する。
最適周波数補間フィルタ選択回路２１は、選択回路２１−１、制御回路２１−２、周波数補間回路２１−３、除算回路２１−４、および信号品質検出回路２１−５から構成される。最適周波数補間フィルタ選択回路２１の構成のうち、周波数補間回路２１−３は伝送路歪み補償回路８の周波数補間回路８−３と同じ処理を行う回路であるため１つの回路によってまとめて実現されるようにしてもよい。また、除算回路２１−４は伝送路歪み補償回路８の除算回路８−４と同じ処理を行う回路であるため１つの回路によってまとめて実現されるようにしてもよい。
選択回路２１−１は、除算回路８−４から供給された伝送路歪み補償後のOFDM周波数領域信号と、除算回路２１−４から供給された伝送路歪み補償後のOFDM周波数領域信号のうちのいずれかを制御回路２１−２から供給された選択信号に従って選択し、選択したOFDM周波数領域信号を誤り訂正回路９に出力する。
制御回路２１−２は、信号品質検出回路２１−５から供給された情報に基づいて、品質のよい方のOFDM周波数領域信号を選択することを指示する選択信号を選択回路２１−１に出力する。信号品質検出回路２１−５から制御回路２１−２に対しては、伝送路歪みの補償が除算回路８−４により行われることによって得られたOFDM周波数領域信号の品質を表す情報と、除算回路２１−４により行われることによって得られたOFDM周波数領域信号の品質を表す情報がそれぞれ供給されるようになされている。また、制御回路２１−２は、フィルタ選択信号を周波数補間回路８−３と周波数補間回路２１−３に出力する。
周波数補間回路２１−３は、周波数方向の伝送路特性を補間することによって、伝送路歪み補償回路８の時間方向伝送路特性推定回路８−２から供給された３サブキャリア毎の伝送路特性から、周波数方向の各OFDMシンボルの位置におけるサブキャリアの伝送路特性を推定する。
周波数補間回路２１−３も図４に示される構成と同じ構成を有している。周波数補間回路２１−３は、図５に示されるようにフィルタ帯域の異なる複数の補間フィルタを用いて得られた補間結果を表す信号の中から、いずれかの信号を制御回路２１−２から供給されたフィルタ選択信号に従って選択する。周波数補間回路２１−３は、選択した信号を伝送路特性の推定結果を表す信号として除算回路２１−４に出力する。
除算回路２１−４は、FFT回路６から供給されたOFDM周波数領域信号から、周波数補間回路２１−３から供給された全てのサブキャリアの伝送路特性を表す信号の成分を除算し、伝送路による歪みの成分をOFDM周波数領域信号から除去する。除算回路２１−４は、歪みの成分を除去した伝送路歪み補償後のOFDM周波数領域信号を選択回路２１−１と信号品質検出回路２１−５に出力する。
信号品質検出回路２１−５は、除算回路８−４から供給された伝送路歪み補償後のOFDM周波数領域信号の品質と、除算回路２１−４から供給された伝送路歪み補償後のOFDM周波数領域信号の品質をそれぞれ検出し、検出した品質を表す信号品質情報を制御回路２１−２に出力する。例えば、品質はノイズの量によって定められ、信号品質検出回路２１−５においては、それぞれの伝送路歪み補償後のOFDM周波数領域信号に含まれるノイズの量が検出される。
図８は、信号品質検出回路２１−５の構成例を示す図である。
図８に示されるように、信号品質検出回路２１−５は、硬判定回路２１−５ａ、減算回路２１−５ｂ、２乗演算回路２１−５ｃ、キャリア方向平均化回路２１−５ｄ、および時間方向平均化回路２１−５ｅから構成される。除算回路８−４または除算回路２１−４から出力された伝送路歪み補償後のOFDM周波数領域信号は硬判定回路２１−５ａと減算回路２１−５ｂに供給される。
硬判定回路２１−５ａは、PSKやQAMなどの変調方式に従って、伝送路歪み補償後信号を対象として硬判定を行う。硬判定回路２１−５ａは、判定結果である硬判定値を減算回路２１−５ｂに出力する。
減算回路２１−５ｂは、硬判定値と伝送路歪み補償後のOFDM周波数領域信号の値の差を２乗演算回路２１−５ｃに出力する。硬判定値とOFDM周波数領域信号の差がノイズ量となる。
２乗演算回路２１−５ｃは、減算回路２１−５ｂにより算出されたノイズ量を２乗し、パワーに変換する。２乗演算回路２１−５ｃは、２乗演算によって求められたノイズのパワーをキャリア方向平均化回路２１−５ｄに出力する。
キャリア方向平均化回路２１−５ｄは、２乗演算回路２１−５ｃにより求められたパワーのキャリア方向の平均を取ることによって、その精度を向上させる。キャリア方向平均化回路２１−５ｄは、パワーのキャリア方向の平均を時間方向平均化回路２１−５ｅに出力する。
１つのフィルタ選択信号を複数シンボルに渡って適用する場合、時間方向に平均を取ることも可能となる。この場合、時間方向平均化回路２１−５ｅは、同じフィルタ選択信号が制御回路２１−２から出力されているときに生成された伝送路歪み補償後のOFDM周波数領域信号に含まれるノイズのパワーの時間方向の平均を算出し、算出した時間方向の平均を表す情報を制御回路２１−２に出力する。時間方向平均化回路２１−５ｅに対しては、それまでの演算に用いられた情報を消すためのリセット信号が、フィルタ選択信号が変更される毎に入力される。
ここで、制御回路２１−２によるフィルタ帯域の選択と伝送路歪み補償後のOFDM周波数領域信号の選択のシーケンスについて説明する。
図９は、選択シーケンスの例を示す図である。
図９において、それぞれの状態を表す楕円の中に示される文字は制御回路２１−２から周波数補間回路８−３および周波数補間回路２１−３に出力されるフィルタ選択信号を表し、ある状態から他の状態への遷移を表す矢印の近傍に示される文字はその遷移が起こる条件とそのときに制御回路２１−２から出力される信号の内容を表す。矢印の近傍に示される文字のうち、スラッシュ（／）の左側は遷移条件（アクションリスト）を表し、右側は信号の内容（次の遷移先の状態）を表す。
以下、制御回路２１−２から周波数補間回路８−３に対して出力されるフィルタ選択信号をFLT_Aとし、制御回路２１−２から周波数補間回路２１−３に対して出力されるフィルタ選択信号をFLT_Bとする。また、伝送路歪みの補償が除算回路８−４により行われることによって得られたOFDM周波数領域信号の品質を表す情報を信号品質情報NPWR_Aとし、除算回路２１−４により行われることによって得られたOFDM周波数領域信号の品質を表す情報を信号品質情報NPWR_Bとする。
さらに、遅延プロファイル推定回路１０により推定された遅延プロファイルに基づいて周波数補間フィルタ選択回路１１により選択されるフィルタ帯域をBWＸ（Ｘ＝０〜３）とする。周波数補間フィルタ選択回路１１から制御回路２１−２に供給されるフィルタ選択信号はこのBWＸを表す。なお、遅延プロファイルの状態は図６を参照して説明した状態とする。すなわち、パスＰ、パスＱ、パスＲの３つのパスがあり、このうちのパスＰとパスＱだけが遅延プロファイル推定回路１０によっては検出可能とされ、パスＲはパワーが小さいために検出できないものとされている。
初期状態である状態ｓ０は、FLT_A＝BWＸ，FLT_B＝BW０の状態である。状態ｓ０においては、遅延プロファイルに基づいて選択されたフィルタ帯域を選択することが周波数補間回路８−３に対して指示されることになる。制御回路２１−２においては、信号品質検出回路２１−５から供給される信号品質情報NPWR_AとNPWR_Bに基づいて、FLT_A＝BWＸ，FLT_B＝BW０としたときに除算回路８−４により生成されるOFDM周波数領域信号に含まれるノイズの量と除算回路２１−４により生成されるOFDM周波数領域信号に含まれるノイズの量が比較される。
図１０の上段に示されるように、BWＸ＝BW３である場合、未検出のパスＲが存在することから、除算回路８−４においては伝送路歪みを補償しきれず、受信性能の劣化が起こる。これに対して、図１０の下段に示されるように、周波数補間回路２１−３においては未検出のパスＲをも含むフィルタ帯域BW０の補間フィルタを用いて補間が行われ、その補間結果を表す信号に基づいて除算回路２１−４において伝送路歪みが補償される。
信号品質検出回路２１−５から供給される信号品質情報はNPWR_A＞＝NPWR_Bとなり、Ｘ＝３であるので制御回路２１−２の状態は状態ｓ０から状態ｓ１に遷移する。信号品質情報の値が大きいほどノイズの量が多く、ノイズの量を検出する元になったOFDM周波数領域信号の品質が悪いことになる。
このとき、周波数補間回路８−３に対するフィルタ選択信号はFLT_A＝BW２に切り替えられる。また、選択回路２１−１に対する選択信号SELとして、除算回路２１−４から出力されたOFDM周波数領域信号の方を選択することを指示するSEL＝FLT_Bが制御回路２１−２から出力される。
状態ｓ１は、FLT_A＝BW２，FLT_B＝BW０の状態である。制御回路２１−２においては、信号品質検出回路２１−５から供給される信号品質情報NPWR_AとNPWR_Bに基づいて、FLT_A＝BW２，FLT_B＝BW０としたときに除算回路８−４により生成されるOFDM周波数領域信号に含まれるノイズの量と除算回路２１−４により生成されるOFDM周波数領域信号に含まれるノイズの量が比較される。
状態ｓ１においても、図１１の上段に示されるように未検出のパスＲが存在することから、除算回路８−４においては伝送路歪みを補償しきれず、受信性能の劣化が起こる。これに対して、図１１の下段に示されるように、周波数補間回路２１−３においては未検出のパスＲをも含むフィルタ帯域BW０の補間フィルタを用いて補間が行われ、その補間結果を表す信号に基づいて除算回路２１−４において伝送路歪みが補償される。
信号品質検出回路２１−５から供給される信号品質情報はNPWR_A＞＝NPWR_Bとなり、Ｘ＝３であるので制御回路２１−２の状態は状態ｓ１から状態ｓ３に遷移する。
このとき、周波数補間回路８−３に対するフィルタ選択信号はFLT_A＝BW１に切り替えられる。また、選択回路２１−１に対する選択信号SELとして、除算回路２１−４から出力されたOFDM周波数領域信号の方を選択することを指示するSEL＝FLT_Bが制御回路２１−２から出力される。
状態ｓ３は、FLT_A＝BW１，FLT_B＝BW０の状態である。制御回路２１−２においては、信号品質検出回路２１−５から供給される信号品質情報NPWR_AとNPWR_Bに基づいて、FLT_A＝BW１，FLT_B＝BW０としたときに除算回路８−４により生成されるOFDM周波数領域信号に含まれるノイズの量と除算回路２１−４により生成されるOFDM周波数領域信号に含まれるノイズの量が比較される。
状態ｓ３においても、図１２の上段に示されるように未検出のパスＲが存在することから、除算回路８−４においては伝送路歪みを補償しきれず、受信性能の劣化が起こる。これに対して、図１２の下段に示されるように、周波数補間回路２１−３においては未検出のパスＲをも含むフィルタ帯域BW０の補間フィルタを用いて補間が行われ、その補間結果を表す信号に基づいて除算回路２１−４において伝送路歪みが補償される。
信号品質検出回路２１−５から供給される信号品質情報はNPWR_A＞＝NPWR_Bとなり、Ｘ＝３であるので制御回路２１−２の状態は状態ｓ３から状態ｓ０に遷移する。Ｘ＝２であるときも同様に制御回路２１−２の状態は状態ｓ３から状態ｓ０に遷移する。
このとき、周波数補間回路８−３に対するフィルタ選択信号はFLT_A＝BWＸに切り替えられる。また、選択回路２１−１に対する選択信号SELとして、除算回路２１−４から出力されたOFDM周波数領域信号の方を選択することを指示するSEL＝FLT_Bが制御回路２１−２から出力される。
このように、遅延プロファイル推定回路１０の検出限界を超えるパスＲが存在するような環境にあり、除算回路８−４においては伝送路歪みを補償しきれない場合であっても、除算回路２１−４により生成されたOFDM周波数領域信号が選択信号SEL＝FLT_Bに従って選択されるようにすることにより、パスＲをも含めた形で伝送路歪みの補償を行った結果を誤り訂正回路９に供給することができ、受信性能の劣化を防ぐことができる。
他の場合も同様にして制御回路２１−２の状態が適宜遷移する。例えば、状態ｓ０においてNPWR_A＜NPWR_Bであるとき、状態ｓ０が維持される。
一方、状態ｓ０においてNPWR_A＞＝NPWR_Bであり、かつ、Ｘ＝２であるとき、制御回路２１−２の状態は状態ｓ０から状態ｓ３に遷移する。このとき、周波数補間回路８−３に対するフィルタ選択信号はFLT_A＝BW１に切り替えられる。また、選択回路２１−１に対する選択信号SELとして、除算回路２１−４から出力されたOFDM周波数領域信号の方を選択することを指示するSEL＝FLT_Bが制御回路２１−２から出力される。
状態ｓ１においてNPWR_A＜NPWR_Bであり、かつ、Ｘ＝３であるとき、制御回路２１−２の状態は状態ｓ１から状態ｓ２に遷移する。このとき、周波数補間回路２１−３に対するフィルタ選択信号はFLT_B＝BW３に切り替えられる。また、選択回路２１−１に対する選択信号SELとして、除算回路８−４から出力されたOFDM周波数領域信号の方を選択することを指示するSEL＝FLT_Aが制御回路２１−２から出力される。
状態ｓ２は、FLT_A＝BW２，FLT_B＝BW３の状態である。制御回路２１−２においては、信号品質検出回路２１−５から供給される信号品質情報NPWR_AとNPWR_Bに基づいて、FLT_A＝BW２，FLT_B＝BW３としたときに除算回路８−４により生成されるOFDM周波数領域信号に含まれるノイズの量と除算回路２１−４により生成されるOFDM周波数領域信号に含まれるノイズの量が比較される。
状態ｓ２においてNPWR_A＜NPWR_Bであり、かつ、Ｘ＝３であるとき、制御回路２１−２の状態は状態ｓ２から状態ｓ１に遷移する。このとき、周波数補間回路２１−３に対するフィルタ選択信号はFLT_B＝BW０に切り替えられる。また、選択回路２１−１に対する選択信号SELとして、除算回路８−４から出力されたOFDM周波数領域信号の方を選択することを指示するSEL＝FLT_Aが制御回路２１−２から出力される。
一方、状態ｓ２においてNPWR_A＞＝NPWR_Bであり、かつ、Ｘ＝３であるとき、制御回路２１−２の状態は状態ｓ２から状態ｓ０に遷移する。このとき、周波数補間回路８−３に対するフィルタ選択信号はFLT_A＝BWＸに、周波数補間回路２１−３に対するフィルタ選択信号はFLT_B＝BW０にそれぞれ切り替えられる。また、選択回路２１−１に対する選択信号SELとして、除算回路２１−４から出力されたOFDM周波数領域信号の方を選択することを指示するSEL＝FLT_Bが制御回路２１−２から出力される。
状態ｓ３においてNPWR_A＜NPWR_Bであり、かつ、Ｘ＝２または３であるとき、制御回路２１−２の状態は状態ｓ３から状態ｓ４に遷移する。このとき、周波数補間回路２１−３に対するフィルタ選択信号はFLT_B＝BW２に切り替えられる。また、選択回路２１−１に対する選択信号SELとして、除算回路８−４から出力されたOFDM周波数領域信号の方を選択することを指示するSEL＝FLT_Aが制御回路２１−２から出力される。
状態ｓ４は、FLT_A＝BW１，FLT_B＝BW２の状態である。制御回路２１−２においては、信号品質検出回路２１−５から供給される信号品質情報NPWR_AとNPWR_Bに基づいて、FLT_A＝BW１，FLT_B＝BW２としたときに除算回路８−４により生成されるOFDM周波数領域信号に含まれるノイズの量と除算回路２１−４により生成されるOFDM周波数領域信号に含まれるノイズの量が比較される。
状態ｓ４においてNPWR_A＜NPWR_Bであり、かつ、Ｘ＝２または３であるとき、制御回路２１−２の状態は状態ｓ４から状態ｓ３に遷移する。このとき、周波数補間回路２１−３に対するフィルタ選択信号はFLT_B＝BW０に切り替えられる。また、選択回路２１−１に対する選択信号SELとして、除算回路８−４から出力されたOFDM周波数領域信号の方を選択することを指示するSEL＝FLT_Aが制御回路２１−２から出力される。
一方、状態ｓ４においてNPWR_A＞＝NPWR_Bであり、かつ、Ｘ＝２または３であるとき、制御回路２１−２の状態は状態ｓ４から状態ｓ０に遷移する。このとき、周波数補間回路８−３に対するフィルタ選択信号はFLT_A＝BWＸに、周波数補間回路２１−３に対するフィルタ選択信号はFLT_B＝BW０にそれぞれ切り替えられる。また、選択回路２１−１に対する選択信号SELとして、除算回路２１−４から出力されたOFDM周波数領域信号の方を選択することを指示するSEL＝FLT_Bが制御回路２１−２から出力される。
以上のような選択シーケンスは、OFDM受信機１０１において受信処理が行われている間、常時動作させることができ、これにより、最適なOFDM周波数領域信号を常に選択することが可能になる。すなわち、プロファイルが逐次変動するような環境でも追従性が高いといえる。
また、２つの周波数補間回路で用いられる補間フィルタのフィルタ帯域を適応的に制御することができ、データを破綻させずに、受信性能の劣化を防ぐことが可能になる。基本的には、選択回路２１−１により選択されなかった方の伝送路歪み補償後信号の生成の元になった伝送路特性を求めるのに用いられた周波数補間回路のフィルタ帯域を変えるように、フィルタ帯域が適応的に制御されることになる。
ここで、以上のような構成を有するOFDM受信機１０１の処理について説明する。以下のフローチャートの各ステップの処理は、番号順に行われるだけでなく、適宜、他のステップの処理と並行して行われたりもする。
はじめに、図１３のフローチャートを参照して、OFDM受信機１０１のOFDM復調処理について説明する。
ステップＳ１において、チューナ２は、受信アンテナ１において受信されたRF信号を周波数変換し、IF信号をA/D変換回路３に出力する。
ステップＳ２において、A/D変換回路３は、IF信号に対してA/D変換を施し、デジタルのIF信号を直交復調回路４に出力する。
ステップＳ３において、直交復調回路４は直交復調を行い、OFDM時間領域信号を搬送波生成回路５、FFT回路６、FFT区間制御回路７、および遅延プロファイル推定回路１０に出力する。
ステップＳ４において、FFT回路６は、FFT区間制御回路７から供給されるFFTトリガーパルスに基づいてFFT区間を設定し、FFT演算を行う。FFT回路６は、FFT演算を行うことによって得られたOFDM周波数領域信号をSP抽出回路８−１、除算回路８−４、および除算回路２１−４に出力する。
ステップＳ５において、SP抽出回路８−１は、OFDM周波数領域信号からSP信号を抽出し、SP信号の配置位置におけるサブキャリアの伝送路特性を推定する。SP抽出回路８−１は、推定した伝送路特性を表す信号を時間方向伝送路特性推定回路８−２に出力する。
ステップＳ６において、時間方向伝送路特性推定回路８−２は、３サブキャリア毎の時間方向の伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性を表す信号を周波数補間回路８−３、遅延プロファイル推定回路１０、および周波数補間回路２１−３に出力する。
ステップＳ７において、遅延プロファイル推定回路１０は、遅延プロファイルを推定し、遅延プロファイルをFFT区間制御回路７と周波数補間フィルタ選択回路１１に出力する。
ステップＳ８において、周波数補間フィルタ選択回路１１は、遅延プロファイル推定回路１０により推定された遅延プロファイルに基づいて遅延広がりを求め、遅延広がりに応じたフィルタ帯域を選択する。周波数補間フィルタ選択回路１１は、選択したフィルタ帯域を指定するフィルタ選択信号を制御回路２１−２に出力する。
ステップＳ９において、FFT区間制御回路７は、直交復調回路４から供給されたOFDM時間領域信号と、遅延プロファイル推定回路１０により推定された遅延プロファイルに基づいてFFT区間を決定し、決定したFFT区間を指定するFFTトリガーパルスをFFT回路６に出力する。
ステップＳ１０において、周波数補間回路８−３は、周波数方向の伝送路特性を補間することによって、時間方向伝送路特性推定回路８−２から供給された３サブキャリア毎の伝送路特性から、周波数方向の各OFDMシンボルの位置におけるサブキャリアの伝送路特性を推定し、推定結果を表す信号を除算回路８−４に出力する。補間結果を表す複数の信号の中からどの信号を伝送路特性の推定結果を表す信号として出力するのかは、制御回路２１−２から供給されたフィルタ選択信号FLT_Aに基づいて選択される。
ステップＳ１１において、除算回路８−４は、FFT回路６から供給されたOFDM周波数領域信号から、周波数補間回路８−３から供給された信号に基づいて伝送路による歪みの成分を除去する。除算回路８−４は、歪みの成分を除去したOFDM周波数領域信号を選択回路２１−１と信号品質検出回路２１−５に出力する。
ステップＳ１２において、誤り訂正回路９に出力するOFDM周波数領域信号を選択する信号選択処理が行われる。信号選択処理については図１４のフローチャートを参照して後述する。
ステップＳ１３において、誤り訂正回路９は、デインタリーブ処理、デンパンクチャ、ビタビ復号、拡散信号除去、RS復号などの各種の処理を選択回路２１−１から供給されたOFDM周波数領域信号に対して施し、復号データを後段の回路に出力する。
以上の処理が、信号の受信を行っている間、OFDM受信機１０１により繰り返される。
次に、図１４のフローチャートを参照して、図１３のステップＳ１２において行われる信号選択処理について説明する。
OFDM受信機１０１においては、信号の受信が行われている間、常時、図１３の処理と並行して図１４の処理が行われる。
ステップＳ２１において、制御回路２１−２は、フィルタ選択信号FLT_Aを周波数補間回路８−３に出力し、フィルタ選択信号FLT_Bを周波数補間回路２１−３に出力する。フィルタ選択信号FLT_A，FLT_Bは図９を参照して説明した選択シーケンスに従って選択される。
ステップＳ２２において、周波数補間回路２１−３は、周波数方向の伝送路特性を補間することによって、時間方向伝送路特性推定回路８−２から供給された３サブキャリア毎の伝送路特性から、周波数方向の各OFDMシンボルの位置におけるサブキャリアの伝送路特性を推定し、推定結果を表す信号を除算回路２１−４に出力する。補間結果を表す複数の信号の中からどの信号を伝送路特性の推定結果を表す信号として出力するのかは、制御回路２１−２から供給されたフィルタ選択信号FLT_Bに基づいて選択される。
ステップＳ２３において、除算回路２１−４は、FFT回路６から供給されたOFDM周波数領域信号から、周波数補間回路２１−３から供給された信号に基づいて伝送路による歪みの成分を除去する。除算回路２１−４は、歪みの成分を除去したOFDM周波数領域信号を選択回路２１−１と信号品質検出回路２１−５に出力する。なお、周波数補間回路８−３による伝送路特性の補間は図１３のステップＳ１０において行われ、除算回路８−４による伝送路歪みの補償はステップＳ１１において行われている。
ステップＳ２４において、信号品質検出回路２１−５は、除算回路８−４から供給された伝送路歪み補償後のOFDM周波数領域信号に含まれるノイズの量を検出し、信号品質情報NPWR_Aを制御回路２１−２に出力する。
ステップＳ２５において、信号品質検出回路２１−５は、除算回路２１−４から供給された伝送路歪み補償後のOFDM周波数領域信号に含まれるノイズの量を検出し、信号品質情報NPWR_Bを制御回路２１−２に出力する。
ステップＳ２６において、制御回路２１−２は、信号品質情報NPWR_AとNPWR_Bを比較し、品質のよい方のOFDM周波数領域信号を選択することを指示する選択信号SELを選択回路２１−１に出力する。
ステップＳ２７において、選択回路２１−１は、除算回路８−４から供給されたOFDM周波数領域信号と、除算回路２１−４から供給されたOFDM周波数領域信号のうちの品質のよい方のOFDM周波数領域信号を制御回路２１−２から供給された選択信号に従って選択し、選択したOFDM周波数領域信号を誤り訂正回路９に出力する。その後、図１３のステップＳ１１に戻り、それ以降の処理が行われる。
以上の処理により、受信性能の劣化を防ぐことが可能になる。
＜変形例＞
図１５は、他のOFDM受信機の構成例を示すブロック図である。図７のOFDM受信機１０１の構成と同じ構成には同じ符号を付してある。
図１５に示されるOFDM受信機１０２の構成は、周波数補間フィルタ選択回路１１が設けられていない点で図７のOFDM受信機１０１の構成と異なる。すなわち、図７のOFDM受信機１０１においては、遅延プロファイル推定回路１０により推定された遅延プロファイルに基づいて周波数補間フィルタ選択回路１１により選択されたフィルタ帯域と同じフィルタ帯域を選択することを指示するフィルタ選択信号が、図９を参照して説明した選択シーケンスに従って制御回路２１−１から適宜出力されるものとしたが、OFDM受信機１０２においては、制御回路２１−２自身によりフィルタ帯域が常に選択されるようになされている。制御回路２１−２自身によるフィルタ帯域の選択には、信号品質情報NPWR_AとNPWR_Bが参照される。
このように、周波数補間フィルタ選択回路１１が設けられていない場合であっても、除算回路８−４から出力されたOFDM周波数領域信号と除算回路２１−４から出力されたOFDM周波数領域信号のうち、最適なOFDM周波数領域信号を品質に基づいて選択することができ、受信性能の劣化を防ぐことが可能になる。
以上においては、周波数補間回路８−３と周波数補間回路２１−３、除算回路８−４と除算回路２１−４をそれぞれ１つの回路によって実現することができるものとしたが、反対に、除算回路８−４により生成されたOFDM周波数領域信号の品質を検出する信号品質検出回路と、除算回路２１−４により生成されたOFDM周波数領域信号の品質を検出する信号品質検出回路とが別々の回路によって実現されるようにしてもよい。
すなわち、フィルタ帯域の異なる複数の補間フィルタを用いて補間処理を行うことによって全サブキャリアの伝送路特性を複数得ることができ、それに基づいて伝送路歪みの補償を行うことによって複数の伝送路歪み補償後の信号を得ることができ、かつ、それぞれの伝送路歪み補償後の信号の品質を検出することができれば、周波数補間回路、除算回路、信号品質検出回路はどのような形で実現されるようにしてもよい。
また、品質を検出する対象となる信号として、伝送路歪みの補償後（等化後）の信号ではなく、誤り訂正後の信号が用いられるようにしてもよい。
さらに、２つの伝送路歪みの補償後の信号を生成し、その中から１つの信号を選択するのではなく、３以上の信号を生成し、その中から最も品質のよい信号を選択するようにしてもよい。
＜第２の実施の形態＞
以上においては、補間フィルタの通過帯域（フィルタ帯域）の幅を調整して信号品質を向上させる場合について説明したが、通過帯域の幅に加えて、通過帯域の中心位置（中心周波数）を調整するようにしてもよい。
図１６Ａ乃至Ｄは、補間フィルタの通過帯域の幅を可変、中心位置を固定とした場合の信号品質について説明する図である。
横方向が時間方向を表し、縦方向がパスのパワーを表す。上向きの白抜きの三角は補間フィルタの通過帯域の中心位置を表す。
図１６Ａは、受信信号のプロファイルの例を示す図である。パスＰ，Ｑ，Ｒの３つのパスが存在する場合について説明する。
図１６Ｂ，Ｃに示すように、一部のパスを通過帯域に含めることができないような補間フィルタをかけた場合、最終的に得られる歪み補正後のOFDM周波数領域信号の品質は、全てのパスを含めるように補間フィルタをかけた場合に得られる信号品質と較べて悪い。
全てのパスが通過帯域に含まれるように補間フィルタをかけた例を図１６Ｄに示す。歪み補正後のOFDM周波数領域信号の品質は、帯域BW３，BW２，BW１の補間フィルタを用いて得られた信号品質の中でも最も良い。
図１７Ａ乃至Ｄは、補間フィルタの通過帯域の幅をBW２として固定、中心位置を可変とした場合の信号品質について説明する図である。
図１７Ａは、図１６Ａと同じパスＰ，Ｑ，Ｒを示す図である。
図１７Ｂに示す位置ｐ１が通過帯域の中心位置になるようにして補間フィルタをかけた場合、その通過帯域にはパスＲが含まれない。
位置ｐ１から右方向に若干ずらして図１７Ｃに示す位置ｐ２が通過帯域の中心位置になるようにして補間フィルタをかけた場合、その通過帯域にはパスＰ，Ｑ，Ｒが全て含まれる。歪み補正後のOFDM周波数領域信号の品質は、全てのパスが通過帯域に含まれないような位置を中心位置とした図１７Ｂ等に示す場合の信号品質と較べて良くなる。
位置ｐ２から右方向に若干ずらして図１７Ｄに示す位置ｐ３が通過帯域の中心位置になるようにして補間フィルタをかけた場合、その通過帯域からはパスＰが外れてしまう。
補間フィルタの通過帯域の幅を可変、中心位置を固定とした図１６の場合、通過帯域の幅を固定、中心位置を可変にした図１７の場合のいずれの場合においても、通常、その調整の仕方によっては全てのパスを通過帯域に含めることができる。
図１８Ａ，Ｂは、補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置の両方を可変にした場合の信号品質について説明する図である。
図１８Ａは、通過帯域の幅をBW１、中心位置を位置ｐ１１として補間フィルタをかけた場合の例を示す図である。
図１８Ｂは、通過帯域の幅をBW２とするとともに、中心位置を位置ｐ１１から右方向に若干ずらして位置ｐ１２として補間フィルタをかけた場合の例を示す図である。
図１８Ａ，Ｂのいずれの補間フィルタの通過帯域にも全てのパスを収めることができるが、両者の補間フィルタを用いて得られた歪み補正後のOFDM周波数領域信号の品質を較べた場合、図１８Ｂの補間フィルタを用いた場合の信号品質の方が良くなる。
これは、図１８Ａ，Ｂに示すように実際には全域にわたって白色雑音が重畳されており、全てのパスを含みつつ、白色雑音をできるだけ通過帯域に含まないような補間フィルタを設定するのが望ましいためである。図１８Ａの補間フィルタと図１８Ｂの補間フィルタを較べた場合、図１８Ｂの補間フィルタの方が、通過帯域に含まれる白色雑音の量が一点鎖線で囲んで示す分だけ少なくなる。
以下で説明する受信機においては、このように、全てのパスを含みつつ、白色雑音をできるだけ通過帯域に含まないような補間フィルタが設定される。
図１９は、OFDM受信機１０３の構成例を示すブロック図である。
図１９に示す構成のうち、図７等の構成と同じ構成には同じ符号を付してある。
図１９のOFDM受信機１０３の構成は、主に、周波数補間フィルタ選択回路１１がなくなるとともに、最適周波数補間フィルタ選択回路２１に替えて最適フィルタ係数選択回路３１が設けられている点が図７等の構成と異なる。また、周波数方向に伝送路特性を補間する処理である周波数補間処理を行う回路として、補間フィルタの通過帯域の幅、中心位置を係数に従って変えて周波数補間処理を行う周波数補間回路３２が伝送路歪み補償回路８に設けられている。
チューナ２は、受信アンテナ１において受信されたRF信号をIF信号に周波数変換し、IF信号をA/D変換回路３に出力する。
A/D変換回路３は、IF信号に対してA/D変換を施し、デジタルのIF信号を直交復調回路４に出力する。
直交復調回路４は、搬送波生成回路５から供給された搬送波を用いて直交復調を行うことによってOFDM時間領域信号を取得し、出力する。
搬送波生成回路５は、所定の周波数の搬送波を生成し、直交復調回路４に出力する。
FFT回路６は、FFT区間制御回路７から供給されたFFTトリガーパルスに基づいてFFT区間を設定し、FFT区間内のOFDM時間領域信号を対象としてFFT演算を行う。FFT回路６は、FFT演算を行うことによって抽出した各サブキャリアに直交変調されているデータを表すOFDM周波数領域信号をSP抽出回路８−１、除算回路８−４、および最適フィルタ係数選択回路３１に出力する。
FFT区間制御回路７は、遅延プロファイル推定回路１０により推定された遅延プロファイルに基づいてFFT区間を決定し、FFTトリガーパルスをFFT回路６に出力する。
伝送路歪み補償回路８のSP抽出回路８−１は、OFDM周波数領域信号からSP信号を抽出し、SP信号に対する伝送路特性を推定する。SP抽出回路８−１は、推定した伝送路特性を表す伝送路特性データを時間方向伝送路特性推定回路８−２に出力する。
時間方向伝送路特性推定回路８−２は、SP信号が配置されているサブキャリアの時間方向に並ぶ各OFDMシンボルに対する伝送路特性を推定する。時間方向伝送路特性推定回路８−２は、３サブキャリア毎の伝送路特性を表すデータである時間方向特性推定データを最適フィルタ係数選択回路３１、周波数補間回路３２、および遅延プロファイル推定回路１０に出力する。
周波数補間回路３２は、最適フィルタ係数選択回路３１から供給される係数に基づいて、補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置を変え、周波数補間処理を行う。
図２０は、周波数補間回路３２の構成例を示す図である。
図２０に示すように、周波数補間回路３２は、３倍アップサンプリング回路４１と補間フィルタ回路４２から構成される。
３倍アップサンプリング回路４１は、時間方向伝送路特性推定回路８−２から供給された時間方向特性推定データのサンプル値どうしの間に、新たなサンプル値として例えば２個のゼロを補間する。３倍アップサンプリング回路４１は、サンプル値の数を元のデータの３倍にした時間方向特性推定データを補間フィルタ回路４２に出力する。
補間フィルタ回路４２は、周波数方向の伝送路特性の補間のためのフィルタリングを行うLPF(Low Pass Filter)からなり、３倍アップサンプリング回路４１からの時間方向特性推定データをフィルタリングする。フィルタリングに用いられるLPF（補間フィルタ）の通過帯域の幅と中心位置が、最適フィルタ係数選択回路３１から供給された係数により調整される。
補間フィルタ回路４２は、通過帯域の幅と中心位置を調整した補間フィルタを用いてフィルタリングを行うことによって、ゼロの補間によって時間方向特性推定データに生じる折り返り成分を除去し、周波数方向に補間をした伝送路特性を求める。補間フィルタ回路４２は、周波数方向に補間を行った伝送路特性、すなわち、全サブキャリアの伝送路特性を表すデータである周波数方向特性補間データを除算回路８−４に出力する。
１シンボルからGIを除いた区間の長さである有効シンボル長をTuとすると、補間フィルタの通過帯域の幅としては、例えば、約Tu／３［秒］に相当する幅以下の幅が用いられる。
補間フィルタの通過帯域の幅について説明する。
図２１は、時間方向特性推定データを示す図である。
図２１に示すような時間方向特性推定データが、図２に示すようにして配置されるSP信号に対する伝送路特性データを用いて時間方向伝送路特性推定回路８−２により求められる。図２１において、白丸と斜線を付した丸は、OFDM信号のサブキャリア（伝送シンボル）を表す。また、斜線を付した丸は、時間方向伝送路特性推定回路８−２での処理後に伝送路特性が推定されている伝送シンボルを表す。
SP信号に対する伝送路特性データを用いて時間方向に伝送路特性の推定が行われることによって、図２１に示すように、３サブキャリア毎に、各OFDMシンボルに対する伝送路特性が求められる。図２１に示すような伝送路特性を表す時間方向特性推定データが時間方向伝送路特性推定回路８−２から周波数補間回路３２に供給される。
図２２は、周波数方向特性補間データを示す図である。
周波数補間回路３２においては、３サブキャリア毎の伝送路特性を表す時間方向特性推定データをサブキャリア番号方向に用いて、図２２において斜線を付した範囲で囲む、OFDMシンボルのサブキャリアのそれぞれの伝送路特性が求められる。
具体的には、３倍アップサンプリング回路４１においては、時間方向特性推定データのサンプル値どうしの間に２個のゼロを補間することにより、データ量を元のデータの３倍にした時間方向特性推定データが生成される。
３倍アップサンプリング回路４１に入力される時間方向特性推定データは、図２１に示すような３サブキャリア毎の伝送路特性を表すサンプル値の系列である。従って、この時間方向特性推定データについては、伝送路特性が推定されているサブキャリアどうしの間に、伝送路特性が推定されていないサブキャリアが２個だけ存在する。このため、３倍アップサンプリング回路４１においては、伝送路特性が推定されていない２個のサブキャリアに対する伝送路特性のサンプル点となる２個のゼロが補間される。
なお、補間されるゼロの数は、時間方向伝送路特性推定回路８−２で得られる時間方向特性推定データが、いくつのサブキャリア毎の伝送路特性を表す伝送路特性データであるかによって異なる。
このように、時間方向特性推定データのサンプル値どうしの間に２個のゼロが補間されると、その補間の結果として得られる時間方向特性推定データは、時間領域においては、折り返り成分を含むものとなる。以下、適宜、ゼロが補間された時間方向特性推定データを０値補間特性データという。
時間方向特性推定データが折り返り成分を含む理由について説明する。
時間方向特性推定データはOFDM周波数領域信号から求められるデータであり、周波数領域のデータである。
そして、時間方向特性推定データと、その時間方向特性推定データにゼロを補間して得られる０値補間特性データとは、アナログ信号としては同一の信号である。時間方向特性推定データの時間領域のデータと、０値補間特性データの時間領域のデータとは、周波数成分が同一のデータとなる。
また、時間方向特性推定データは、３サブキャリア毎の伝送路特性を表すサンプル値の系列である。有効シンボル長をTu［秒］、サブキャリアどうしの間隔をFc［Hz］とすると式Fc＝１／Tu［Hz］が成り立つから、３サブキャリア毎の伝送路特性を表すサンプル値の系列である時間方向特性推定データのサンプル値どうしの間隔は３Fc＝３／Tu［Hz］である。
従って、時間方向特性推定データのサンプル値どうしの間に２個のゼロが補間されることによって得られる０値補間特性データのサンプル値どうしの間隔は、Fc＝１／Tu［Hz］となる。
一方、サンプル値どうしの間隔が３Fc＝３／Tu［Hz］の時間方向特性推定データは、時間領域では、１／３Fc＝Tu／３［秒］を１周期とするデータである。
また、サンプル値どうしの間隔がFc＝１／Tu［Hz］の０値補間特性データは、時間領域では、１／Fc＝Tu［秒］を１周期とするデータ、すなわち、時間方向特性推定データの周期の３倍を１周期とするデータである。
以上のように、時間方向特性推定データの時間領域のデータと周波数成分が同一であって、その周期の３倍を１周期とする０値補間特性データの時間領域のデータは、時間方向特性推定データの時間領域のデータが３回繰り返されたものとなる。
図２３は、０値補間特性データの時間領域のデータの例を示す図である。
ここでは、主波と遅延波の２つのパスがある場合について説明する。図２３の横軸は時間を表し、縦軸はパスのパワーレベルを表している。
周期がTu［秒］の０値補間特性データは、時間領域で見ると、周期がTu／３［秒］の時間方向特性推定データに対応するマルチパスが３回繰り返されたものとなる。
いま、図２３において斜線を付して示す中央のマルチパスを周波数方向特性補間データとして抽出するものとすると、周波数方向特性補間データに対応する所望のマルチパスを得るには他のマルチパスを除去する必要がある。
そこで、補間フィルタ回路４２においては、０値補間特性データをフィルタリングすることで、所望マルチパス以外のマルチパスを除去し、周波数方向特性補間データに対応する所望マルチパスを抽出することが行われる。
なお、０値補間特性データは周波数領域のデータであり、補間フィルタ回路４２での０値補間特性データのフィルタリングは、補間フィルタのフィルタ係数と、周波数領域のデータである０値補間特性データとの畳み込みとなる。
周波数領域での畳み込みは時間領域での窓関数との乗算になるので、０値補間特性データのフィルタリングは、時間領域においては、０値補間特性データと、補間フィルタ回路４２の通過帯域に対応する窓関数との乗算として表すことができる。図２３の太線で示す窓関数は、０値補間特性データのフィルタリングとしての乗算に用いられる、補間フィルタ回路４２の通過帯域に対応する関数を表している。
３回繰り返されているマルチパスの周期はTu／３［秒］である。よって、補間フィルタを、例えば、３回繰り返されているマルチパスの周期Tu／３［秒］と同一の幅の、−Tu／６〜＋Tu／６の帯域を通過帯域とするLPFとすることで、周波数方向特性補間データに対応する所望マルチパスを抽出することができる。
補間フィルタ回路４２において適宜用いられる補間フィルタの通過帯域の幅であるTu／３は、このように、時間方向の伝送路特性の推定によっていくつのサブキャリア毎の伝送路特性を求めることができるのかによって定まる。
補間フィルタ回路４２は、周波数補間処理により推定した全サブキャリアの伝送路特性の推定結果を図１９の除算回路８−４に出力する。
除算回路８−４は、周波数補間回路３２から供給された全サブキャリアの伝送路特性に基づいて、OFDM周波数領域信号に含まれる歪みを補正して等化を行う。除算回路８−４は、歪みを補正したOFDM周波数領域信号（伝送路歪み補償後のOFDM周波数領域信号）を誤り訂正回路９に出力する。
OFDM信号が伝送路で受けるマルチパス等に起因する歪みはOFDM信号に対する乗算となる。OFDM信号が伝送路で受ける歪みの補正は、実際に受信されたOFDM信号を伝送路特性で除算することで実現される。
誤り訂正回路９は、各種の処理を施すことによって得られたデータを復号データとして後段の回路に出力する。
遅延プロファイル推定回路１０は、伝送路の遅延プロファイルを推定し、遅延プロファイルをFFT区間制御回路７に出力する。
最適フィルタ係数選択回路３１は、通過帯域の幅と中心位置を変えた補間フィルタを用いて複数の条件の下で周波数補間処理を試行する。例えば、図５のフィルタ帯域BW０乃至BW３のそれぞれの通過帯域について、中心位置を所定の幅ずつずらした各条件の下で周波数補間処理が試行される。
また、最適フィルタ係数選択回路３１は、周波数補間処理を試行することによって求めた全サブキャリアの伝送路特性に基づいて、FFT回路６から供給されたOFDM周波数領域信号の歪みを補正する。最適フィルタ係数選択回路３１は、歪みを補正したそれぞれのOFDM周波数領域信号の品質を計算する。
最適フィルタ係数選択回路３１は、最も良い品質が得られた補間フィルタを選択し、その補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置を表す係数を周波数補間回路３２に出力する。
最適フィルタ係数選択回路３１においては、例えばシンボル毎に、最も良い品質の信号を得ることのできる補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置が求められる。
図２４は、最適フィルタ係数選択回路３１の構成例を示す図である。
コントローラ５１は、同一シンボルのデータを保持し、保持する同一シンボルのデータが読み出されるように、メモリ５２と５３の読み書きを制御する。また、コントローラ５１は、試行用の補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置を表すトライアル係数を周波数補間回路５４と最適値選択回路５７に出力する。
メモリ５２は、コントローラ５１による制御に従って、FFT回路６から供給されたOFDM周波数領域信号を１シンボル分保持する。メモリ５２により保持された１シンボルのOFDM周波数領域信号は伝送路歪み補正回路５５により読み出される。
メモリ５３は、コントローラ５１による制御に従って、時間方向伝送路特性推定回路８−２により推定された３サブキャリア毎の伝送路特性を表すデータである時間方向特性推定データを１シンボル分保持する。メモリ５３により保持された１シンボルの時間方向特性推定データは周波数補間回路５４により読み出される。
周波数補間回路５４は、図２０の周波数補間回路３２と同様の構成を有する。周波数補間回路５４は、時間方向特性推定データのサンプル値を３倍にアップサンプリングし、コントローラ５１から供給されるトライアル係数に従って通過帯域の幅と中心位置を調整した補間フィルタを用いて周波数補間処理を行う。
周波数補間回路５４は、周波数補間処理を行うことによって得られた全サブキャリアの伝送路特性を伝送路歪み補正回路５５に出力する。
周波数補間回路５４においては、同一のシンボルから得られたデータを対象として、補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置を変えて周波数補間処理が複数回行われ、それぞれの周波数補間処理によって得られた伝送路特性が出力される。通過帯域の幅と中心位置によって上述したようにパスが補間フィルタの通過帯域に含まれたり含まれなかったりするから、周波数補間処理によって求められる伝送路特性は、コントローラ５１により設定されるトライアル係数毎に適宜異なるものになる。
伝送路歪み補正回路５５は、周波数補間回路５４から伝送路特性が供給される毎に、メモリ５２から読み出した１シンボルのOFDM周波数領域信号に含まれる伝送路の歪みを補正する。伝送路歪み補正回路５５は、歪みを補正したOFDM周波数領域信号を信号品質計算回路５６に出力する。
信号品質計算回路５６は、伝送路歪み補正回路５５から１シンボルのOFDM周波数領域信号が供給される毎にその品質を計算し、計算した品質を試行結果として最適値選択回路５７に出力する。例えば、信号品質計算回路５６は、OFDM周波数領域信号に含まれるノイズのパワーを計算し、その値を出力する。
最適値選択回路５７は、信号品質計算回路５６により計算された品質を順次保持し、それを、対象としている１シンボルのOFDM周波数領域信号について、補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置を変えて全パターンの試行が完了するまで続ける。
最適値選択回路５７は、全パターンの試行結果を取得した場合、最も良い品質のOFDM周波数領域信号を生成するのに用いられた補間フィルタを選択し、選択した補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置を特定する。最適値選択回路５７においては、対象としている１シンボルのOFDM周波数領域信号については、どの程度の幅の通過帯域を有する補間フィルタを使って、どの位置を通過帯域の中心位置としたときに最も良い品質の信号が得られるのかが特定されることになる。
最適値選択回路５７は、選択した補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置を表す係数を周波数補間回路３２に出力する。
以下、適宜、最も良い品質のOFDM周波数領域信号を生成するのに用いられた補間フィルタを最適フィルタという。周波数補間回路３２においては、通過帯域の幅と中心位置について、最適フィルタと同じ特性（同じ幅と中心位置の通過帯域）を有する補間フィルタを用いて周波数補間処理が行われる。
［受信機の動作］
次に、以上のような構成を有するOFDM受信機１０３の動作について説明する。
はじめに、図２５のフローチャートを参照して、OFDM受信機１０３の受信処理について説明する。
各ステップの処理は、番号順に行われるだけでなく、適宜、他のステップの処理と並行して、または前後して行われる。
ステップＳ５１において、チューナ２は、受信アンテナ１において受信されたRF信号を周波数変換し、IF信号を出力する。
ステップＳ５２において、A/D変換回路３は、IF信号に対してA/D変換を施し、デジタルのIF信号を出力する。
ステップＳ５３において、直交復調回路４は直交復調を行い、OFDM時間領域信号を出力する。
ステップＳ５４において、FFT回路６は、FFT区間制御回路７による制御に従ってFFT演算を行い、OFDM周波数領域信号を出力する。
ステップＳ５５において、SP抽出回路８−１は、OFDM周波数領域信号からSP信号を抽出し、SP信号に対するサブキャリアの伝送路特性を推定する。
ステップＳ５６において、時間方向伝送路特性推定回路８−２は、３サブキャリア毎の伝送路特性を推定し、時間方向特性推定データを出力する。
ステップＳ５７において、遅延プロファイル推定回路１０は、時間方向特性推定データに基づいて遅延プロファイルを推定する。
ステップＳ５８において、最適フィルタ係数選択回路３１はフィルタ係数選択処理を行う。フィルタ係数選択処理によって選択された係数は周波数補間回路３２に出力される。フィルタ係数選択処理については図２６のフローチャートを参照して後述する。
ステップＳ５９において、FFT区間制御回路７は、FFT回路６によるFFT演算を制御する。
ステップＳ６０において、周波数補間回路３２は、時間方向特性推定データのサンプル値のアップサンプリングを行い、フィルタ係数選択処理によって選択された係数に基づいて通過帯域の幅と中心位置を調整した補間フィルタを用いて周波数補間処理を行う。
ステップＳ６１において、除算回路８−４は、周波数補間処理により得られた全サブキャリアの伝送路特性に基づいて、OFDM周波数領域信号に含まれる歪みを補正する。
ステップＳ６２において、誤り訂正回路９は、歪みが補正されたOFDM周波数領域信号に対して誤り訂正等の処理を施し、復号データを出力する。
以上の処理が、信号の受信を行っている間、OFDM受信機１０３により繰り返される。
次に、図２６のフローチャートを参照して、図２５のステップＳ５８において行われるフィルタ係数選択処理について説明する。
この処理は、１シンボルのOFDM周波数領域信号が図２４のメモリ５２から読み出されるとともに、１シンボル分の時間方向特性推定データがメモリ５３から読み出されたときに開始される。メモリ５２から読み出されるOFDM周波数領域信号とメモリ５３から読み出される時間方向特性推定データは同じシンボルについての信号、データである。
ステップＳ７１において、コントローラ５１は、補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置を選択し、選択した幅と中心位置を表すトライアル係数を出力する。
ステップＳ７２において、周波数補間回路５４は、トライアル係数に従って通過帯域の幅と中心位置を調整した補間フィルタを用いて周波数補間処理を行う。
ステップＳ７３において、伝送路歪み補正回路５５は、周波数補間処理によって求められた伝送路特性に基づいて、OFDM周波数領域信号に含まれる伝送路の歪みを補正する。
ステップＳ７４において、信号品質計算回路５６は、歪みが補正されたOFDM周波数領域信号の品質を計算する。信号品質計算回路５６により計算された品質は最適値選択回路５７により保持される。
ステップＳ７５において、信号品質計算回路５６は、対象のシンボルについて、補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置を変えて全パターンの周波数補間処理を試行したか否かを判定する。全パターンの周波数補間処理を試行していないとステップＳ７５において判定された場合、ステップＳ７１に戻り、通過帯域の幅と中心位置のうちの少なくともいずれかを変えて以上の処理が繰り返される。
一方、全パターンの周波数補間処理を試行したとステップＳ７５において判定された場合、ステップＳ７６において、最適値選択回路５７は、全パターンの試行結果に基づいて最適フィルタを選択する。最適値選択回路５７は、最適フィルタの通過帯域の幅と中心位置を表す係数を出力する。
その後、図２５のステップＳ５８に戻り、それ以降の処理が行われる。
以上の処理により、歪み補正後のOFDM周波数領域信号として最も良い品質の信号を最終的に得ることができる通過帯域の幅、中心位置を有する補間フィルタを使って周波数補間処理を周波数補間回路３２に行わせることができる。イメージとしては、図１８Ｂに示すような、通過帯域に全てのパスを含みつつ、白色雑音をできるだけ含まないような補間フィルタを用いて周波数補間処理が行われることになる。
図９を参照して説明したシーケンス処理で最適なフィルタの通過帯域を求める場合、正しい解を得るためには十分な数の積算が必要になる。なぜなら、固定の受信環境にあっても白色雑音などの受信状況は微小に変化しており、異なるシンボルのデータを対象として周波数補間処理、歪みの補正等を行い、試行結果である信号品質を比較すると逆転現象が起こりうるからである。逆転現象は、本来、他の補間フィルタより品質の良い信号を得ることができる補間フィルタであるにもかかわらず、受信状況が影響して、他の補間フィルタより品質の悪い信号しか得ることができなくなるような現象である。
従って、以上のようにして補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置を選択することにより、図９のシーケンス処理を行う場合に較べて、正しい解を得るまでの時間を短縮することが可能になる。
また、同期引き込み時間を短縮することができ、OFDM受信機１０３が移動体であり、受信環境が時変動な環境であっても、環境の変動に対する追従性を持たせることが可能になる。
さらに、同一のシンボルを対象として複数の条件下で処理を行って得られた信号の品質を比較するようにしたため、受信状況が時間によって変動する場合であってもその影響を受けることがなく、比較結果を安定させることが可能になる。
＜変形例１＞
図２７は、最適フィルタ係数選択回路３１の他の構成例を示すブロック図である。
図２７の構成のうち、図２４の構成と同じ構成には同じ符号を付してある。重複する説明については適宜省略する。
図２７の周波数補間回路５４は周波数補間回路５４−１乃至５４−Ｎにより構成され、伝送路歪み補正回路５５は伝送路歪み補正回路５５−１乃至５５−Ｎにより構成される。信号品質計算回路５６は信号品質計算回路５６−１乃至５６−Ｎにより構成される。
コントローラ５１は、補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置を表すトライアル係数１乃至Ｎを周波数補間回路５４−１乃至５４−Ｎと最適値選択回路５７に出力する。トライアル係数１乃至Ｎは、それぞれ異なる補間フィルタの特性を表す。
周波数補間回路５４−１乃至５４−Ｎは、それぞれ、コントローラ５１から供給されるトライアル係数に従って通過帯域の幅と中心位置を調整した補間フィルタを用いて周波数補間処理を行う。周波数補間回路５４−１乃至５４−Ｎにより、異なる条件下での周波数補間処理が時間的に並行して行われることになる。
周波数補間回路５４−１乃至５４−Ｎは、それぞれ、周波数補間処理を行うことによって得られた全サブキャリアの伝送路特性を伝送路歪み補正回路５５−１乃至５５−Ｎに出力する。
伝送路歪み補正回路５５−１乃至５５−Ｎは、それぞれ、周波数補間回路５４−１乃至５４−Ｎから供給された伝送路特性を用いて、メモリ５２から読み出した１シンボルのOFDM周波数領域信号に含まれる伝送路の歪みを補正する。伝送路歪み補正回路５５−１乃至５５−Ｎは、それぞれ、歪み補正後のOFDM周波数領域信号を信号品質計算回路５６−１乃至５６−Ｎに出力する。
信号品質計算回路５６−１乃至５６−Ｎは、それぞれ、伝送路歪み補正回路５５−１乃至５５−Ｎから１シンボルのOFDM周波数領域信号が供給される毎にその品質を計算し、最適値選択回路５７に出力する。
最適値選択回路５７は、信号品質計算回路５６−１乃至５６−Ｎにより計算された品質を保持する。最適値選択回路５７は、全パターンの試行結果に基づいて最適フィルタを選択し、その通過帯域の幅と中心位置を表す係数を周波数補間回路３２に出力する。
このように、異なる条件下での周波数補間処理、伝送路の歪みを補正する処理、および信号品質を計算する処理が時間的に並行して行われるようにすることにより、周波数補間回路３２に係数を出力するまでにかかる時間を短縮することができる。
図２７に示すように周波数補間回路５４、伝送路歪み補正回路５５、信号品質計算回路５６のそれぞれを複数の回路で構成するのではなく、周波数補間回路５４だけを複数の回路によって構成し、伝送路歪み補正回路５５と信号品質計算回路５６をそれぞれ１つの回路で構成することも可能である。
＜変形例２＞
図２８は、OFDM受信機１０４の構成例を示すブロック図である。
図２８の構成のうち、図１９の構成と同じ構成には同じ符号を付してある。重複する説明については適宜省略する。
図２８の例においては、重心位置の情報がFFT区間制御回路７から最適フィルタ係数選択回路３１に供給されるようになされている。
FFT区間制御回路７は、遅延プロファイル推定回路１０により推定された遅延プロファイルに基づいてFFT区間を決定し、FFTトリガーパルスを出力するとともに、例えば下式（１）に基づいて決定した重心位置の情報を最適フィルタ係数選択回路３１に出力する。各パスの到来時刻とパワーは、遅延プロファイル推定回路１０により推定された遅延プロファイルにより表される。
Figure 2010141907
なお、遅延プロファイルは、ある１シンボルに注目したときにGIの区間とGIのコピー元の区間が同じ信号であることを利用して、GIの区間を基準とした他の区間との相関に基づいて求められるようにしてもよい。重心位置の決定の仕方についても適宜変更可能である。
最適フィルタ係数選択回路３１は、補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置を変えて周波数補間処理を行うが、この際、通過帯域の中心位置については、FFT区間制御回路７により求められた重心位置を中心として定まる範囲でだけ変えて処理を行う。
図２９は、図２８の最適フィルタ係数選択回路３１の構成例を示すブロック図である。
図２９の構成のうち、図２４の構成と同じ構成には同じ符号を付してある。重複する説明については適宜省略する。FFT区間制御回路７から出力された重心位置の情報はコントローラ５１に入力される。
コントローラ５１は、メモリ５２と５３の読み書きを制御するとともに、補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置を表すトライアル係数を周波数補間回路５４と最適値選択回路５７に出力する。
図３０Ａ，Ｂは、補間フィルタの通過帯域の中心位置の可変範囲の例を示す図である。
図３０Ａに示すようにパスＰ，Ｑ，Ｒがあり、黒塗りの上向き三角によって示す位置が重心位置として求められた場合について説明する。
この場合、重心位置をgp、補間フィルタの通過帯域の幅をBWXとすると、最適フィルタ係数選択回路３１は、図３０Ｂに示すように、補間フィルタの通過帯域の中心位置を−BWX／２＋ｇｐから＋BWX／２＋ｇｐの範囲内で変えて周波数補間処理を行う。
このように、補間フィルタの通過帯域の中心位置の可変範囲を制限することにより、制限なく中心位置を変えて周波数補間処理を試行する場合に較べて、試行回数を減らすことができる。
可変範囲の基準となる位置として重心位置を用いるものとしたが、最も早く到来するパスの位置と最も遅く到来するパスの位置の間の位置であれば、どのような位置が基準として用いられるようにしてもよい。
例えば、遅延プロファイルに基づいて求められる、最も早く到来するパスの位置と最も遅く到来するパスの位置の中心位置を中心として前後にBWX／２だけ広げた範囲を可変範囲とするようにしてもよい。
＜変形例３＞
図３１は、OFDM受信機１０５の構成例を示すブロック図である。
図３１の構成のうち、図１９の構成と同じ構成には同じ符号を付してある。重複する説明については適宜省略する。
図３１の例においては、最適フィルタの通過帯域の中心位置の情報が、最適フィルタ係数選択回路３１から遅延プロファイル推定回路１０にフィードバックされるようになされている。
また、周波数補間回路３２が用いる補間フィルタは、通過帯域の幅がTu／３［秒］の固定であり、通過帯域の中心位置だけが可変であるものとする。最適フィルタ係数選択回路３１での周波数補間処理に用いられる試行用の補間フィルタも、通過帯域の幅がTu／３［秒］の固定であり、通過帯域の中心位置だけが可変なものになる。
図３２は、図３１の最適フィルタ係数選択回路３１の構成例を示すブロック図である。
図３２の構成のうち、図２４の構成と同じ構成には同じ符号を付してある。重複する説明については適宜省略する。
周波数補間回路５４は、コントローラ５１から供給されるトライアル係数に従って、Tu／３［秒］の幅の通過帯域を有する補間フィルタの通過帯域の中心位置を調整し、周波数補間処理を行う。
最適値選択回路５７は、全パターンの試行結果に基づいて最適フィルタを選択し、最適フィルタの通過帯域の中心位置を表す係数を周波数補間回路３２に出力する。
また、最適値選択回路５７は、最適フィルタの通過帯域の中心位置を表す情報を出力する。最適値選択回路５７から出力された情報は遅延プロファイル推定回路１０に入力される。
図３１の遅延プロファイル推定回路１０は、時間方向伝送路特性推定回路８−２から供給された時間方向特性推定データと、最適フィルタ係数選択回路３１から供給された最適フィルタの通過帯域の中心位置を表す情報に基づいて遅延プロファイルを推定する。
図３３Ａ乃至Ｄは、遅延プロファイルの推定について説明する図である。
ここでも、図３３Ａに示すようなパスＰ，Ｑ，Ｒがある場合について説明する。
遅延プロファイル推定回路１０においては、時間方向特性推定データに対してIFFTを施すことによって遅延プロファイルが求められる。IFFTの性質上、図３３Ｂに示すように、SP信号の間隔（図２）の逆数にあたるTu／３毎にパスの折り返りが発生する。
折り返り成分のパスを含むパス全体から抽出された所望のパスの構成が遅延プロファイルとなるが、IFFTの結果だけを見た場合、パスＰの前にあるパスＲ’が折り返り成分のパスなのか、実際のパスなのかを遅延プロファイル推定回路１０は判断できない。
そこで、各パスが折り返り成分のパスであるか否かを判断する仕組みが必要となり、その判断に、最適フィルタの通過帯域の中心位置が用いられる。
上述したように、全てのパスが補間フィルタの通過帯域に収まらないと歪み補正後のOFDM周波数領域信号の品質は悪くなる。
また、実在しない折り返り成分のパスが補間フィルタの通過帯域に含まれる場合も、歪み補正後のOFDM周波数領域信号の品質は悪くなる。
つまり、最適フィルタを選択することは、結果として、折り返り成分のパスを通過帯域に含まないような補間フィルタを選択することになる。最適フィルタの通過帯域には、実在する全てのパスが収まっているとともに、折り返り成分のパスが含まれていないと考えられる。
遅延プロファイル推定回路１０においては、このことが利用され、遅延プロファイルが推定される。
すなわち、遅延プロファイル推定回路１０は、図３３Ｃに示すように、最適フィルタの通過帯域の中心位置と同じ位置を中心として−Tu／６から＋Tu／６の範囲内にあるパス以外のパスを削除し、図３３Ｄに示すような所望のパスを抽出する。図３３Ｄのパスの構成は、図３３Ａに示す実際のパスの構成と同じ構成である。
このように、最適フィルタの通過帯域の中心位置を用いることにより、例えば、実際には最も早く到来するパスであるのにそれより前にパスがあると判断してしまうといったような、パスの前後関係の誤認識を防ぐことが可能になる。パスの前後関係を正しく認識することにより、遅延プロファイルの推定結果の確度を向上させることが可能になる。
上述した一連の処理は、ハードウエアにより実行することもできるし、ソフトウエアにより実行することもできる。一連の処理をソフトウエアにより実行する場合には、そのソフトウエアを構成するプログラムが、専用のハードウエアに組み込まれているコンピュータ、または、各種のプログラムをインストールすることで、各種の機能を実行することが可能な汎用のパーソナルコンピュータなどに、プログラム記録媒体からインストールされる。
図３４は、上述した一連の処理をプログラムにより実行するコンピュータのハードウエアの構成例を示すブロック図である。
CPU(Central Processing Unit)７１、ROM(Read Only Memory)７２、RAM(Random Access Memory)７３は、バス７４により相互に接続されている。
バス７４には、さらに、入出力インタフェース７５が接続されている。入出力インタフェース７５には、キーボード、マウス、マイクロホンなどよりなる入力部７６、ディスプレイ、スピーカなどよりなる出力部７７、ハードディスクや不揮発性のメモリなどよりなる記憶部７８、ネットワークインタフェースなどよりなる通信部７９、光ディスクや半導体メモリなどのリムーバブルメディア８１を駆動するドライブ８０が接続されている。
以上のように構成されるコンピュータでは、CPU７１が、例えば、記憶部７８に記憶されているプログラムを入出力インタフェース７５及びバス７４を介してRAM７３にロードして実行することにより、上述した一連の処理が行われる。
CPU７１が実行するプログラムは、例えばリムーバブルメディア８１に記録して、あるいは、ローカルエリアネットワーク、インターネット、デジタル放送といった、有線または無線の伝送媒体を介して提供され、記憶部７８にインストールされる。
なお、コンピュータが実行するプログラムは、本明細書で説明する順序に沿って時系列に処理が行われるプログラムであっても良いし、並列に、あるいは呼び出しが行われたとき等の必要なタイミングで処理が行われるプログラムであっても良い。
本発明の実施の形態は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。
１０１，１０２ OFDM受信機， １ 受信アンテナ， ２ チューナ， ３ A/D変換回路， ４ 直交復調回路， ５ 搬送波生成回路， ６ FFT回路， ７ FFT区間制御回路， ８ 伝送路歪み補償回路， ８−１ SP抽出回路， ８−２ 時間方向伝送路特性推定回路， ８−３ 周波数補間回路， ８−４ 除算回路， ９ 誤り訂正回路， １０ 遅延プロファイル推定回路， １１ 周波数補間フィルタ選択回路， ２１ 最適周波数補間フィルタ選択回路， ２１−１ 選択回路， ２１−２ 制御回路， ２１−３ 周波数補間回路， ２１−４ 除算回路， ２１−５ 信号品質検出回路

Claims (9)

  1. OFDM時間領域信号に対してFFT演算を施すFFT演算手段と、
    前記FFT演算手段によりFFT演算が施されることによって得られたOFDM周波数領域信号からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出手段と、
    前記パイロット信号に対する伝送路の特性を推定し、時間方向に補間することによって所定のサブキャリア毎の伝送路特性を求める推定手段と、
    前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性をフィルタリングして周波数方向に補間する処理である周波数補間処理に用いる補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置を制御する制御手段と、
    補間フィルタを用いて前記周波数補間処理を行い、全サブキャリアの伝送路特性を求めることを、同一のシンボルを表すOFDM周波数領域信号から求められた前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を対象として、補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置をそれぞれ前記制御手段による制御に従って変えて行う補間手段と、
    前記補間手段により求められたそれぞれの全サブキャリアの伝送路特性を用いて、前記同一のシンボルを表すOFDM周波数領域信号の歪みを補正する歪み補正手段と、
    歪みが補正されたそれぞれのOFDM周波数領域信号の品質を計算する計算手段と、
    前記計算手段により計算された品質に基づいて、最も良い品質の歪み補正後のOFDM周波数領域信号を得るのに用いられた補間フィルタを選択する選択手段と、
    通過帯域の幅と中心位置について、前記選択手段により選択された補間フィルタと同じ特性を有する補間フィルタを用いて、前記推定手段により求められた前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を対象として前記周波数補間処理を行い、全サブキャリアの伝送路特性を求める可変係数補間手段と、
    前記可変係数補間手段により求められた全サブキャリアの伝送路特性を用いてOFDM周波数領域信号の歪みを補正し、等化を行う等化手段と
    を備える受信装置。
  2. 前記補間手段は、通過帯域の幅と中心位置がそれぞれ異なる補間フィルタを用いて、複数の前記周波数補間処理を時間的に並行して行う
    請求項１に記載の受信装置。
  3. 前記制御手段は、遅延プロファイルを構成するパスのうちの、最も早く到来するパスの位置と最も遅く到来するパスの位置の間の所定の位置を中心として、補間フィルタの通過帯域の幅の１／２の幅ずつ広げた範囲内で、補間フィルタの通過帯域の中心位置を変える
    請求項１に記載の受信装置。
  4. OFDM時間領域信号に対してFFT演算を施し、
    FFT演算を施すことによって得られたOFDM周波数領域信号からパイロット信号を抽出し、
    前記パイロット信号に対する伝送路の特性を推定し、時間方向に補間することによって所定のサブキャリア毎の伝送路特性を求め、
    前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性をフィルタリングして周波数方向に補間する処理である周波数補間処理に用いる補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置を制御し、
    補間フィルタを用いて前記周波数補間処理を行い、全サブキャリアの伝送路特性を求めることを、同一のシンボルを表すOFDM周波数領域信号から求められた前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を対象として、補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置をそれぞれ変えて行い、
    それぞれの全サブキャリアの伝送路特性を用いて、前記同一のシンボルを表すOFDM周波数領域信号の歪みを補正し、
    歪みを補正したそれぞれのOFDM周波数領域信号の品質を計算し、
    計算した品質に基づいて、最も良い品質の歪み補正後のOFDM周波数領域信号を得るのに用いられた補間フィルタを選択し、
    通過帯域の幅と中心位置について、選択した補間フィルタと同じ特性を有する補間フィルタを用いて、前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を対象として前記周波数補間処理を行い、全サブキャリアの伝送路特性を求め、
    求めた全サブキャリアの伝送路特性を用いてOFDM周波数領域信号の歪みを補正し、等化を行う
    ステップを含む受信方法。
  5. OFDM時間領域信号に対してFFT演算を施し、
    FFT演算を施すことによって得られたOFDM周波数領域信号からパイロット信号を抽出し、
    前記パイロット信号に対する伝送路の特性を推定し、時間方向に補間することによって所定のサブキャリア毎の伝送路特性を求め、
    前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性をフィルタリングして周波数方向に補間する処理である周波数補間処理に用いる補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置を制御し、
    補間フィルタを用いて前記周波数補間処理を行い、全サブキャリアの伝送路特性を求めることを、同一のシンボルを表すOFDM周波数領域信号から求められた前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を対象として、補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置をそれぞれ変えて行い、
    それぞれの全サブキャリアの伝送路特性を用いて、前記同一のシンボルを表すOFDM周波数領域信号の歪みを補正し、
    歪みを補正したそれぞれのOFDM周波数領域信号の品質を計算し、
    計算した品質に基づいて、最も良い品質の歪み補正後のOFDM周波数領域信号を得るのに用いられた補間フィルタを選択し、
    通過帯域の幅と中心位置について、選択した補間フィルタと同じ特性を有する補間フィルタを用いて、前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を対象として前記周波数補間処理を行い、全サブキャリアの伝送路特性を求め、
    求めた全サブキャリアの伝送路特性を用いてOFDM周波数領域信号の歪みを補正し、等化を行う
    ステップを含む処理をコンピュータに実行させるプログラム。
  6. OFDM時間領域信号に対してFFT演算を施すFFT演算手段と、
    前記FFT演算手段によりFFT演算が施されることによって得られたOFDM周波数領域信号からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出手段と、
    前記パイロット信号に対する伝送路の特性を推定し、時間方向に補間することによって所定のサブキャリア毎の伝送路特性を求める推定手段と、
    前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性をフィルタリングして周波数方向に補間する処理である周波数補間処理に用いる補間フィルタの通過帯域の中心位置を制御する制御手段と、
    補間フィルタを用いて前記周波数補間処理を行い、全サブキャリアの伝送路特性を求めることを、同一のシンボルを表すOFDM周波数領域信号から求められた前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を対象として、補間フィルタの通過帯域の中心位置を前記制御手段による制御に従って変えて行う補間手段と、
    前記補間手段により求められたそれぞれの全サブキャリアの伝送路特性を用いて、前記同一のシンボルを表すOFDM周波数領域信号の歪みを補正する歪み補正手段と、
    歪みが補正されたそれぞれのOFDM周波数領域信号の品質を計算する計算手段と、
    前記計算手段により計算された品質に基づいて、最も良い品質の歪み補正後のOFDM周波数領域信号を得るのに用いられた補間フィルタを選択する選択手段と、
    前記推定手段により推定された前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を表すデータにIFFTを施すことによって得られる周波数領域のパスのうち、前記選択手段により選択された補間フィルタの通過帯域の中心位置と同じ位置を中心とする所定の周波数帯域に含まれるパスからなる遅延プロファイルを求める遅延プロファイル推定手段と
    を備える受信装置。
  7. 前記所定の周波数帯域の幅は、前記補間フィルタの通過帯域の幅と同じ幅である
    請求項６に記載の受信装置。
  8. OFDM時間領域信号に対してFFT演算を施し、
    FFT演算を施すことによって得られたOFDM周波数領域信号からパイロット信号を抽出し、
    前記パイロット信号に対する伝送路の特性を推定し、時間方向に補間することによって所定のサブキャリア毎の伝送路特性を求め、
    前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性をフィルタリングして周波数方向に補間する処理である周波数補間処理に用いる補間フィルタの通過帯域の中心位置を制御し、
    補間フィルタを用いて前記周波数補間処理を行い、全サブキャリアの伝送路特性を求めることを、同一のシンボルを表すOFDM周波数領域信号から求められた前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を対象として、補間フィルタの通過帯域の中心位置を前記制御手段による制御に従って変えて行い、
    求めたそれぞれの全サブキャリアの伝送路特性を用いて、前記同一のシンボルを表すOFDM周波数領域信号の歪みを補正し、
    歪みを補正したそれぞれのOFDM周波数領域信号の品質を計算し、
    計算した品質に基づいて、最も良い品質の歪み補正後のOFDM周波数領域信号を得るのに用いられた補間フィルタを選択し、
    推定した前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を表すデータにIFFTを施すことによって得られる周波数領域のパスのうち、選択した補間フィルタの通過帯域の中心位置と同じ位置を中心とする所定の周波数帯域に含まれるパスからなる遅延プロファイルを求める
    ステップを含む受信方法。
  9. OFDM時間領域信号に対してFFT演算を施し、
    FFT演算を施すことによって得られたOFDM周波数領域信号からパイロット信号を抽出し、
    前記パイロット信号に対する伝送路の特性を推定し、時間方向に補間することによって所定のサブキャリア毎の伝送路特性を求め、
    前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性をフィルタリングして周波数方向に補間する処理である周波数補間処理に用いる補間フィルタの通過帯域の中心位置を制御し、
    補間フィルタを用いて前記周波数補間処理を行い、全サブキャリアの伝送路特性を求めることを、同一のシンボルを表すOFDM周波数領域信号から求められた前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を対象として、補間フィルタの通過帯域の中心位置を前記制御手段による制御に従って変えて行い、
    求めたそれぞれの全サブキャリアの伝送路特性を用いて、前記同一のシンボルを表すOFDM周波数領域信号の歪みを補正し、
    歪みを補正したそれぞれのOFDM周波数領域信号の品質を計算し、
    計算した品質に基づいて、最も良い品質の歪み補正後のOFDM周波数領域信号を得るのに用いられた補間フィルタを選択し、
    推定した前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を表すデータにIFFTを施すことによって得られる周波数領域のパスのうち、選択した補間フィルタの通過帯域の中心位置と同じ位置を中心とする所定の周波数帯域に含まれるパスからなる遅延プロファイルを求める
    ステップを含む処理をコンピュータに実行させるプログラム。
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