WO2005109712A1 - Ofdm受信装置及びofdm受信方法 - Google Patents

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WO2005109712A1
WO2005109712A1 PCT/JP2005/008431 JP2005008431W WO2005109712A1 WO 2005109712 A1 WO2005109712 A1 WO 2005109712A1 JP 2005008431 W JP2005008431 W JP 2005008431W WO 2005109712 A1 WO2005109712 A1 WO 2005109712A1
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signal
ofdm
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PCT/JP2005/008431
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Takaya Hayashi
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Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375—Passband transmission
    • H04L2025/03414—Multicarrier

Definitions

  • the present invention relates to orthogonal frequency division multiplexing (OFDM).
  • the present invention relates to an apparatus and a method for receiving a signal modulated and transmitted by a multiplexing method.
  • OFDM is used as a transmission system for digital terrestrial broadcasting in Europe and Japan, wireless LAN, and the like.
  • the OFDM system is a transmission system that modulates and demodulates data by allocating data to a plurality of orthogonal carriers.
  • the transmitting side performs an inverse fast Fourier transform (IFFT) process
  • IFFT fast Fourier transform
  • FFT Fast Fourier Transform
  • An arbitrary modulation method can be used for each carrier, and a modulation method such as QPSK (Quaternary Phase Shift Keying) QAM (Quadrature Amplitude Modulation) can be selected.
  • QPSK Quadrature Phase Shift Keying
  • QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • a frequency characteristic (transmission line characteristic) of a transmission line is estimated based on a pilot signal inserted into a received OFDM signal.
  • waveform equalization is performed using the estimated transmission path characteristics.
  • Patent Document 1 An example of a technique related to such estimation of transmission path characteristics and waveform equalization is described in Patent Document 1 below.
  • Patent Document 1 a transmission path characteristic of a carrier for transmitting a received pilot signal by separating a received pilot signal from an OFDM signal converted into a signal in a frequency domain by an FFT circuit and dividing the received pilot signal by a known pilot signal is disclosed. Seeking.
  • the transmission path characteristics are smoothed in the time direction by a symbol filter, that is, interpolation between symbols is performed, and then interpolation between carriers is performed by an interpolation circuit to perform transmission path characteristics H (l, kd) is obtained, and the equalized data X (l, kd) is obtained by dividing the received data signal Y (l, kd) by the transmission path characteristic H (l, kd).
  • noise power can be increased by increasing the passband of the filter used to perform interpolation between carriers. It is known that the larger the bandwidth, the smaller the bandwidth. For this reason, it is effective to narrow the pass band width of the filter in order to eliminate the influence of noise and improve the estimation accuracy of the transmission path characteristics.
  • the guard period length is TuZ4, TuZ8, TuZl6, or TuZ32 (Tu: effective symbol period length). Then, the OFDM signal is transmitted.
  • the delay time of multipath interference that can be eliminated is determined according to the guard period length. For example, when the guard period length is TuZ4, it is possible to receive the signal while eliminating the effect of the delay wave up to TuZ4 on the delay time of the main wave. Therefore, it is effective to widen the passband of the filter in order to eliminate the effects of multipath and improve the estimation accuracy of the transmission path characteristics.
  • the interpolation circuit described in Patent Document 1 determines the guard period length of the received OFDM signal power, and performs interpolation between carriers in the interpolation circuit based on the determination result of the guard period length.
  • carrier filter By controlling the coefficient of the filter (hereinafter referred to as "carrier filter"), the pass bandwidth of this filter is switched. That is, if the guard period is long, the filter coefficient should be set so that the pass band becomes wider, and if the guard period is short V ⁇ , the filter coefficient should be set so that the pass band becomes narrow. Te ru.
  • the bandwidth of the interpolation filter is switched in accordance with the guard period length, thereby suppressing the noise component superimposed on the estimated transmission path characteristic.
  • Patent Document 1 JP-A-11-163822
  • the present invention provides an OFDM (transmitting a pilot signal having a known amplitude and phase).
  • An OFDM receiving apparatus for receiving and demodulating an Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) signal, calculates a transmission path characteristic before interpolation based on the received OFDM signal, and transmits the signal before interpolation.
  • the channel characteristics are interpolated using a plurality of filters with different characteristics to obtain a plurality of interpolated transmission line characteristics.
  • a high-quality demodulated signal is obtained.
  • the demodulated signal is obtained by using the transmission path characteristics obtained as follows.
  • the present invention is an OFDM receiving apparatus for receiving and demodulating an OFDM signal transmitting a pilot signal whose amplitude and phase are known, wherein the received OFDM signal is subjected to Fourier transform.
  • the transmission path characteristics before interpolation are calculated by an operation between the obtained OFDM signal in the frequency domain and the pilot signal, and interpolation is performed on the transmission path characteristics before interpolation by a plurality of filters having different characteristics.
  • a transmission path characteristic estimating unit that outputs a plurality of interpolated transmission path characteristics based on interpolation results obtained by each of the plurality of filters; Equalization unit that performs waveform equalization on the OFDM signal in the wave number domain, and outputs a plurality of demodulated signals based on the waveform equalization results corresponding to the plurality of transmission path characteristics after interpolation. And the plurality A determination unit that determines a signal having the best quality from among the demodulated signals and outputs a determination result; and a selection unit that selects and outputs one of the plurality of demodulated signals according to the determination result. It is provided with.
  • the transmission path characteristics obtained from each of the plurality of filters having different characteristics are obtained. That is, it is possible to know a transmission path characteristic that can obtain a high-quality demodulated signal. That is, it is possible to improve the estimation accuracy of the transmission path characteristics, to obtain high quality, and to obtain a demodulated signal.
  • the transmission path characteristics are not dependent on the guard period length but are dependent on the interference situation. And the quality of the demodulated signal can be improved. As a result, it is possible to improve the reception performance in the OFDM receiver and the like.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of an OFDM receiving apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of an OFDM demodulation unit according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of a pilot signal arrangement format in an OFDM signal received by the OFDM receiving apparatus in FIG. 1.
  • FIG. 4 is a diagram showing positions where transmission path characteristics interpolated in the symbol direction by the symbol interpolator of FIG. 2 are obtained.
  • FIG. 5 is a diagram showing positions where transmission line characteristics interpolated in the carrier direction by the wideband filter and the narrowband filter of FIG. 2 are obtained.
  • FIGS. 6 (a) and 6 (b) are diagrams respectively showing a transmission path characteristic obtained by a wideband filter and a transmission path characteristic obtained by a narrowband filter unit under a Gaussian noise disturbance environment.
  • FIGS. 7 (a) and 7 (b) are diagrams respectively showing a transmission path characteristic obtained by a wideband filter and a transmission path characteristic obtained by a narrowband filter under a multipath interference environment.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration example of a quality detection unit in FIG. 1.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration example of an OFDM demodulation unit according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of an OFDM demodulation unit according to a modification of the second embodiment.
  • FIG. 11 is a professional example showing a configuration example of an OFDM demodulation unit according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 A first figure.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration example of an OFDM demodulation unit according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a schematic diagram showing an example of a transmission path characteristic magnitude I HP I of a pilot carrier of this OFDM signal when noise is superimposed on the received OFDM signal.
  • FIG. 14 is a diagram showing an impulse response level obtained by the IFFT unit in FIG.
  • FIGS. 15 (a) and 15 (b) are diagrams respectively showing impulse responses before and after noise component removal.
  • FIG. 16 is a diagram showing transmission path characteristics obtained by the FFT unit in FIG.
  • FIG. 17 is a diagram showing transmission path characteristics HP ′ obtained by the noise removing unit in FIG. 12.
  • FIG. 18 is a block diagram showing a configuration of an OFDM demodulation unit according to a modification of the fourth embodiment.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of the OFDM receiving apparatus according to the embodiment of the present invention.
  • the OFDM receiving apparatus 100 in FIG. 1 includes a tuner 3, an OFDM demodulation unit 4, an error correction unit 5, an information source decoding unit 6, and an output unit 7.
  • a signal received by antenna 1 is supplied to tuner 3 in OFDM receiving apparatus 100.
  • the tuner 3 extracts the OFDM signal containing the desired service from the supplied received signal, converts the frequency from the RF (Radio Frequency) band to the IF (Intermediate Frequency) band, adjusts the gain, etc. And outputs the processing result to the OFDM demodulation unit 4.
  • the OFDM demodulation unit 4 demodulates the signal DI supplied from the tuner unit 3 based on the frequency characteristics of the transmission line (transmission line characteristics), and outputs the demodulation result DO to the error correction unit 5.
  • the error correction unit 5 restores the transmitted digital data from the demodulation result DO of the OFDM demodulation unit 4, and performs Viterbi decoding and Reed-Solomon decoding on transmission errors caused by disturbances applied on the transmission path. And outputs the result to the information source decoding unit 6.
  • the information source decoding unit 6 separates the output of the error correction unit 5 into data such as video and audio, performs data decompression processing on the separated data, and outputs the data to the output unit 7.
  • the output unit 7 displays video information out of the output of the information source decoding unit 6 on a CRT (Cathode Ray Tube: cathode ray tube) or the like, and outputs audio information from a speaker or the like, thereby providing a desired service to the user. To provide.
  • the output unit 7 can also output the output of the information source decoding unit to an external device.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration example of the OFDM demodulation unit 4 according to the first embodiment of the present invention.
  • the OFDM demodulation unit 4 includes a quadrature detection unit 11, an FFT unit 12, a channel characteristic estimation unit 20, an equalization unit 60, a determination unit 80, delay units 16, 17, and a selection unit 19. ing.
  • the quadrature detection section 11 performs quadrature detection to frequency-convert the output of the tuner 3 in FIG. 1 from a signal in the IF band to a signal in a baseband (hereinafter, referred to as a baseband). Output.
  • the output of the tuner 3 which is a real number signal is converted into a complex signal including a Kin Phase (in-phase) axis component and a Q (Quadrature Phase) axis component.
  • the FFT unit 12 converts the output of the quadrature detection unit 11 from a time-domain OFDM signal to a frequency-domain OFDM signal, and converts the obtained frequency-domain OFDM signal Y into a transmission path characteristic estimation unit 20 and an equalization unit. Output to part 60.
  • the OFDM signal Y in the frequency domain output from the FFT unit 12 indicates the phase and amplitude of each carrier of the OFDM signal, and specifically has independent levels in the I-axis direction and the Q-axis direction. It is represented in the form of a complex signal.
  • the transmission line characteristic estimating unit 20 estimates a plurality of frequency characteristics (transmission line characteristics) of the transmission line through which the received OFDM signal is transmitted, using a plurality of filters having different characteristics for interpolation. Yes, it includes a transmission path characteristic calculation unit 30, a symbol interpolation unit 42, and a carrier interpolation unit 50.
  • the transmission path characteristic calculation unit 30 includes a pilot signal extraction unit 31, a division unit 32, and a pilot signal generation unit 33.
  • the carrier interpolation unit 50 has a wideband filter 51 and a narrowband filter 52 as carrier interpolation filters.
  • the equalization section 60 includes division sections 61 and 62, and the determination section 80 includes quality detection sections 81 and 82 and a comparison section 83.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of an arrangement format of a noise signal in an OFDM signal received by the OFDM receiving apparatus in FIG. Fig. 3 shows the arrangement format of pilot signals such as the terrestrial digital broadcasting system in Europe (DVB-T) and the terrestrial digital broadcasting system in Japan (ISDB-T).
  • pilot signals such as the terrestrial digital broadcasting system in Europe (DVB-T) and the terrestrial digital broadcasting system in Japan (ISDB-T).
  • k on the horizontal axis represents a carrier index
  • 1 on the vertical axis represents a symbol index.
  • the black circles indicate pilot signals (SP (Scattered Pilot: distributed pilot)
  • a white circle is a data signal (D) including control information and additional information.
  • the control information is TPS (Transmission Parameter; signaling) ⁇ in DVB-T, TM (Transmission Multiplexing Configuration Control) in ISi3B-T, and the attached information is AC (Transmission Parameter; Control) in ISDB-T. Auxiliary Channel).
  • pilot signals indicated by black circles are arranged for every 12 carriers in each symbol, and are shifted by 3 carriers for each symbol. Further, the pilot signal is modulated based on a pseudo-random code sequence, and its amplitude and phase are determined only by the index k of the arranged carrier, and do not depend on the index 1 of the symbol.
  • Pilot signal extraction section 31 extracts a pilot signal included in the OFDM signal in the frequency domain supplied from FFT section 2, and outputs the pilot signal to division section 32.
  • the pilot signal generating section 33 is a predetermined pilot signal (the SP signal in ISDB-T and DVB-T) corresponding to the pilot signal supplied from the pilot signal extracting section 31 to the dividing section 32 and having a known amplitude and phase. ) Is generated and output to the division unit 32.
  • Dividing section 32 divides the pilot signal supplied from pilot signal extracting section 31 by the pilot signal supplied from pilot signal generating section 33 to generate a carrier for transmitting the pilot signal (hereinafter referred to as a pilot signal). It calculates the frequency characteristic of the transmission path with respect to the carrier, that is, the transmission path characteristic HP, and outputs this to the symbol interpolation unit 42.
  • This transmission path characteristic HP is obtained as the transmission path characteristic before interpolation, where the pilot signal SP is inserted in FIG.
  • the symbol interpolation unit 42 interpolates between the symbols by performing filtering (band limitation) in the symbol direction (time axis direction) on the channel characteristics HP supplied from the division unit 32.
  • the transmission path characteristic HS obtained as a result is output to the wide band filter 51 and the narrow band filter 52.
  • FIG. 4 is a diagram showing positions where the channel characteristics interpolated in the symbol direction by the symbol interpolation unit 42 in FIG. 2 are obtained. As shown in Fig. 4, the interpolated channel characteristics HS are obtained for the position of the symbol CT.
  • the wideband filter 51 and the narrowband filter 52 of the carrier interpolation unit 50 have different characteristics from each other. It has become.
  • the wide-band filter 51 and the narrow-band filter 52 perform carrier-direction (frequency-axis direction) filtering (band limitation) on the transmission path characteristics HS supplied from the symbol interpolation unit 42, thereby interpolating between carriers. Is performed respectively.
  • Broadband filter 51 outputs the obtained transmission path characteristic HCW to division section 61
  • narrowband filter 52 outputs the obtained transmission path characteristic HCN to division section 62.
  • FIG. 5 is a diagram showing positions where transmission path characteristics interpolated in the carrier direction by the wide band filter 51 and the narrow band filter 52 of FIG. 2 are obtained. As shown in Fig. 5, the interpolated transmission line characteristics HCW and HCN are obtained for the position of symbol CF.
  • the wide band filter 51 and the narrow band filter 52 are configured by FIR filters. However, the characteristics of the two, that is, the pass bands are different from each other.
  • the pass band width of the wide band filter 51 is TuZ4
  • the pass band width of the narrow band filter 52 is TuZ8.
  • FIGS. 6 (a) and 6 (b) show transmission path characteristics obtained by the wideband filter 51 and transmission obtained by the narrowband filter section 52 in a Gaussian noise (hereinafter simply referred to as noise) interference environment. It is a figure which shows a road characteristic, respectively. 6 (a) and 6 (b) show the signal level (signal power) on the vertical axis and the time axis on the horizontal axis, and show the characteristics of the transmission path passing through the wideband filter 51 and the narrowband filter 52, respectively. And the noise are converted to the time axis response.
  • noise Gaussian noise
  • the narrowband filter 52 can obtain higher transmission path characteristics with higher estimation accuracy than the wideband filter 51.
  • FIGS. 7A and 7B are diagrams respectively showing a transmission path characteristic obtained by the wideband filter 51 and a transmission path characteristic obtained by the narrowband filter 52 in a multipath interference environment.
  • 7 (a) and 7 (b) also use the signal level on the vertical axis and the time axis on the horizontal axis, and convert the characteristics of the transmission path passing through each of the wideband filter 51 and the narrowband filter 52 into a time axis response. Is shown.
  • the delay time of the delayed wave with respect to the main wave is When the passband width exceeds TuZ8, the transmission path characteristics of the main wave and the delayed wave are both blocked by the narrowband filter 52 that can pass through the broadband filter 51 and must pass through both. Can not. Therefore, when receiving an OFDM signal in an environment of multipath interference in which a delayed wave having a long delay time exceeding the pass band width of the filter is received, the estimation accuracy of the wideband filter 51 is higher than that of the narrowband filter 52. High transmission line characteristics can be obtained.
  • Dividing section 61 divides OFDM signal Y in the frequency domain supplied from FFT section 12 by transmission path characteristic HCW, and outputs the obtained demodulated signal XCW to delay section 16 and quality detecting section 81.
  • Dividing section 62 divides frequency domain OFDM signal Y supplied from FFT section 12 by transmission path characteristic HCN, and outputs obtained demodulated signal XCN to delay section 17 and quality detecting section 82. That is, the division units 61 and 62 equalize the waveform of the OFDM signal Y in the frequency domain to compensate for waveform distortion due to multipath generated in the transmission path.
  • the two transmission path characteristics HCW and HCN obtained by the carrier interpolation unit 50 have different estimation accuracy depending on the state of interference (noise, multipath), division is performed based on these transmission path characteristics.
  • Demodulated signals XCW and XCN obtained in each of sections 61 and 62 also have different qualities depending on the interference situation.
  • Determination section 80 determines which of the demodulated signals XCW and XCN supplied from each of division sections 61 and 62 has higher quality (higher quality).
  • the determining unit 80 will be described.
  • the quality detection unit 81 detects the quality value QCW of the demodulated signal XCW, and outputs the detection result to the comparison unit 83.
  • Quality detection section 82 detects quality value QCN of demodulated signal XCN, and outputs the detection result to comparison section 83.
  • the comparing section 83 compares the quality value QCW with the quality value QCN to judge the higher quality, and outputs the judgment result to the selecting section 19.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration example of the quality detection unit 81 in FIG.
  • the quality detection section 81 includes a hard decision section 86, a signal point distance calculation section 87, and an average calculation section 88. It is assumed that the quality detection unit 82 has the same configuration as the quality detection unit 81.
  • Hard decision section 86 decides an ideal signal point closest to the signal point on the IQ plane of the carrier of demodulated signal XCW, and uses this as an ideal signal to calculate a signal point distance calculation section.
  • Signal point distance calculation section 87 calculates the signal point distance for each carrier based on the ideal signal output from hard decision section 86 and demodulated signal XCW.
  • the signal point distance calculation unit 87 calculates the difference value of the I-axis component between the ideal signal point on the IQ plane indicated by the ideal signal and the signal point on the IQ plane indicated by the demodulated signal. Is calculated, and the square of the difference value of the Q-axis component is calculated. The sum of these is calculated as the distance between signal points and output to the average calculation unit 88.
  • the average calculation unit 88 calculates an average value over a plurality of carriers for the signal point distance obtained for each carrier by the signal point distance calculation unit 87.
  • the period for calculating the average value may be within one symbol, or may be a period over a plurality of symbols. The longer the calculation period, the higher the detection accuracy of the demodulated signal quality. Conversely, if the calculation period is shortened, the time until the judgment result is obtained in the judgment unit 80 is shortened, so that the hardware amount of the delay units in the delay units 16 and 17 can be reduced.
  • the quality values QCW and QCN of each signal are calculated from the two demodulated signals XCW and XCN having different qualities depending on the interference situation, and the calculated quality values QCW and QCN are calculated.
  • a higher-quality demodulated signal can be determined based on the QCN comparison result.
  • Delay sections 16 and 17 delay demodulated signals XCW and XCN, respectively, and output the result to selection section 19.
  • the selecting section 19 selects one of the demodulated signals XCW and XCN with good quality according to the judgment result output from the judging section 80, and outputs the selected result to the error correcting section 5 as the demodulated signal DO.
  • delay sections 16 and 17 delay demodulated signals XCW and XCN, respectively, by the time required for quality value detection, comparison, and determination in determination section 80, for example.
  • delay sections 16 and 17 delay demodulated signals XCW and XCN, respectively, by the time required for quality value detection, comparison, and determination in determination section 80, for example.
  • the two transmissions output from the carrier interpolation unit 50 due to a change in the interference situation, etc.
  • the OFDM demodulation unit 4 can quickly follow this change and output an appropriate demodulated signal DO.
  • the delay units 16 and 17 may not be provided. In this case, the circuit cost required for the delay units 16 and 17 can be reduced.
  • the carrier interpolation unit 50 has been described as having two types of filters, but may be provided with more types of filters. Also in this case, waveform equalization based on the transmission path characteristics obtained by each filter may be performed, and the demodulated signal with the highest quality may be selected from the demodulated signals obtained as a result. Since the accuracy of the quality of the demodulated signal can be selected more flexibly in accordance with the interference situation, the reception performance of the OFDM receiver can be improved.
  • the carrier interpolation unit 50 has been described as including a plurality of filters having different pass bands (pass band widths).
  • a plurality of filters whose bands are shifted from each other may be provided.
  • two filters with a pass bandwidth of TuZ4 are provided, one with a passband of 0 to TuZ4 (center position is TuZ2), and the other with a passband of one TuZ8 to + TuZ8 (center position is TuZ8). 0).
  • the accuracy of the quality of the demodulated signal can be selected more flexibly even in the case of multipath interference having various delay times, so that the reception performance of the OFDM receiver can be improved.
  • a plurality of filters having different passbands and having their passbands shifted may be provided.
  • the OFDM receiver performs demodulation of a received OFDM signal based on transmission path characteristics obtained from each of a plurality of filters having different characteristics (passbands). Equalization is performed, and a signal having the best quality is determined and selected from a plurality of demodulated signals obtained as a result. For this reason, it is possible to improve the reception performance of the OFDM receiving apparatus without depending on the guard period length, even in a situation where there is a possibility that a gap of Gaussian noise interference and multipath interference may occur.
  • FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration example of the OFDM demodulation unit 204 according to the second embodiment of the present invention.
  • an OFDM demodulation section 204 is used instead of the OFDM demodulation section 4 in the OFDM receiving apparatus of FIG.
  • the OFDM demodulation section 204 in FIG. 9 includes a transmission path characteristic estimation section 220 instead of the transmission path characteristic estimation section 20 in the OFDM demodulation section 4 in FIG.
  • the other components are the same as those described with reference to FIG. 2, and thus the same reference numerals are given and the description will be omitted.
  • the channel characteristic estimating unit 220 includes a channel characteristic calculating unit 30, a symbol interpolating unit 40, and carrier interpolating units 53 and 54.
  • the transmission line characteristic calculation unit 30 is the same as that described with reference to FIG.
  • the symbol interpolation unit 40 includes a wideband filter 43 having different characteristics and a narrowband filter 44. These filters have different passbands.
  • the wideband filter 43 and the narrowband filter 44 perform inter-symbol interpolation by filtering the channel characteristics HP supplied from the divider 32 in the symbol direction.
  • the wideband filter 43 outputs the obtained transmission path characteristic HSW to the carrier interpolation unit 53, and the narrowband filter 44 outputs the obtained transmission path characteristic HSN to the carrier interpolation unit 54.
  • the interpolated transmission path characteristics HSW and HSN are obtained for the position of the symbol CT in FIG.
  • each of the wide band filter 43 and the narrow band filter 44 is configured by an FIR filter.
  • the wideband filter 43 is configured as a first-order interpolation filter
  • the narrow-band filter 44 is configured as a zeroth-order interpolation filter.
  • wideband filter 43 performs linear interpolation in accordance with symbol timing, based on transmission path characteristics HP corresponding to pilot signals obtained every four symbols.
  • transmission path characteristics HP corresponding to pilot signals obtained every four symbols In the case of large fluctuations in the transmission line characteristics over time during mobile reception, etc. (during fogging disturbance), a relatively high estimation accuracy for the transmission line characteristics can be ensured, but the noise suppression effect is relatively low, so noise At the time of disturbance, estimation accuracy may be degraded.
  • the narrowband filter 44 performs interpolation using the average value of the transmission path characteristic HP corresponding to the pilot signal inserted into the symbols before and after the received symbol, and the passband width is wideband. Narrower than filter 43. Therefore, when there is a large variation in the channel characteristics over time, such as when fading occurs, the estimation accuracy for the channel characteristics deteriorates. Since the effect of suppressing power noise is relatively high, a relatively high estimation accuracy can be assured during noise interference.
  • Carrier interpolation section 53 performs inter-carrier interpolation on transmission path characteristic HSW, and outputs the obtained interpolated transmission path characteristic HCW to division section 61.
  • the carrier interpolation unit 54 interpolates the transmission path characteristics HSN between carriers, and outputs the obtained interpolated transmission path characteristics HCN to the division unit 62.
  • the quality values of the two demodulated signals XCW and XCN signals having different qualities depending on the interference situation are calculated, and based on the calculated quality values. ! /, And higher quality demodulated signals can be selected.
  • the symbol interpolating unit 40 has the power described above as including two types of filters.
  • the symbol interpolating unit 40 may include more types of filters.
  • waveform equalization based on the transmission path characteristics obtained by each filter is performed, and the highest quality demodulated signal may be selected from the demodulated signals obtained as a result. Since the accuracy of the quality of the demodulated signal can be selected more flexibly in accordance with the interference situation, the reception performance of the OFDM receiver can be improved.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of an OFDM demodulation unit according to a modification of the second embodiment.
  • the OFDM demodulation section 304 in FIG. 10 is a transmission path characteristic estimation section instead of the transmission path characteristic estimation section 220, the equalization section 60, the determination section 80, the delay section 17 and the selection section 19 in the OFDM demodulation section 204 in FIG. 320, an equalizing unit 360, a judging unit 380, a delaying unit 17A and a selecting unit 319, respectively, and further including a delaying unit 17B.
  • the transmission path characteristic estimating section 320 is connected to the carrier interpolation section 54 in the transmission path characteristic estimating section 220. Instead, a carrier interpolation unit 350 is provided.
  • the carrier interpolation unit 350 has a wideband filter 351 and a narrowband filter 352 as carrier interpolation filters.
  • the wide band filter 351 and the narrow band filter 352 are similar to the wide band filter 51 and the narrow band filter 52 of FIG. 2, respectively.
  • Equalization section 360 includes division sections 61, 62A, and 62B.
  • the determination unit 380 includes quality detection units 81, 82A, 82B, and a comparison unit 383.
  • the wideband filter 351 and the narrowband filter 352 perform carrier-to-carrier interpolation on the transmission path characteristics HSN supplied from the symbol interpolation unit 42 by performing carrier-direction filtering.
  • Broadband filter 351 outputs obtained transmission path characteristic HCW1 to division section 62A
  • narrowband filter 352 outputs obtained transmission path characteristic HCN1 to division section 62B.
  • Dividing section 62A divides OFDM signal Y in the frequency domain supplied from FFT section 12 by transmission path characteristic HCW1, and outputs demodulated signal XCN1 to delay section 17A and quality detecting section 82A. Output.
  • Dividing section 62B divides frequency domain OFDM signal Y supplied from FFT section 12 by transmission path characteristic HCN1, and outputs the obtained demodulated signal XCN2 to delay section 17B and quality detecting section 82B.
  • Quality detection section 82A detects quality value QCN1 of demodulated signal XCN1, and outputs the detection result to comparison section 383.
  • Quality detecting section 82B detects quality value QCN2 of demodulated signal XCN2, and outputs the detection result to comparing section 383.
  • the comparing unit 383 compares the quality values QCW, QCN1 and QCN2, determines the highest quality, and outputs the determination result to the selecting unit 319.
  • the delay units 17A and 17B are the same as the delay unit 16, and delay the demodulated signals XCN1 and XCN2, respectively, and output the delayed signals to the selection unit 319.
  • Selection section 319 selects one of the demodulated signals XCW, XCN1 and XCN2 having the best quality according to the determination result output from determination section 380, and outputs the selected result to error correction section 5 as demodulated signal DO. .
  • OFDM demodulation section 304 in FIG. 10 selection can be made from more demodulated signals according to the situation of noise interference, multipath interference, fading interference, and the like, so that the reception performance can be further improved.
  • the carrier interpolation units 53 and 54 in the OFDM demodulation unit 204 in FIG. 9 and the carrier interpolation unit 53 in the OFDM demodulation unit 304 in FIG. Taka It is assumed that both have the same characteristics as the broadband filter 351.
  • the OFDM demodulation section 304 sets the amount of noise to be superimposed to be smaller than any of the other transmission path characteristics HCW, HCN, and HCW1. Since characteristic HCN1 can be obtained, reception performance in a noise interference environment can be improved as compared with OFDM demodulation section 204.
  • a carrier interpolation section 350 may be provided instead of carrier interpolation section 53. That is, four kinds of transmission path characteristics are calculated, waveform equalization is performed based on each transmission path characteristic to obtain four kinds of demodulated signals, and the highest quality demodulated signal is selected.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration example of the OFDM demodulation section 404 according to the third embodiment of the present invention.
  • an OFDM demodulation section 404 is used instead of the OFDM demodulation section 4 in the OFDM receiving apparatus of FIG.
  • OFDM demodulation section 404 in FIG. 11 includes quadrature detection section 11, FFT section 12, transmission path characteristic calculation section 30, symbol interpolation section 40, equalization section 460, determination section 480, delay section 416, 417, a selection unit 419, a carrier interpolation unit 453, and a division unit 463.
  • the same components as those described with reference to FIGS. 2 and 9 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
  • Equalization section 460 includes division sections 461 and 462.
  • the division unit 461 divides the frequency-domain OFDM signal Y supplied from the FFT unit 12 by the transmission path characteristic HSW output from the wideband filter 43, and outputs the obtained demodulated signal XSW to the quality detection unit 481. I do.
  • Dividing section 462 divides frequency-domain OFDM signal Y supplied from FFT section 12 by transmission path characteristic HSN output from narrowband filter 44, and obtains demodulated signal XSN, which is obtained by quality detecting section 482. Output to
  • the division sections 461 and 462 are based on these transmission path characteristics.
  • the quality of the demodulated signals XSW and XSN obtained in each of the above will also differ depending on the interference situation.
  • the transfer obtained by the symbol interpolation unit 40 is The channel characteristics HSW and HSN are obtained at the position indicated by the symbol CT of the carrier on which the pilot signal is transmitted in FIG. 4, and the demodulated signals XSW and XSN obtained by the equalizer 460 are obtained. Are also in these same positions!
  • the determination section 480 includes quality detection sections 481 and 482 and a comparison section 483. These components are configured in the same manner as in the determination unit 80 of FIG. Judging section 480 judges which one of the demodulated signals XSW and XSN has higher quality (has better quality).
  • Quality detection section 481 detects quality value QSW of demodulated signal XSW and outputs the detection result to comparison section 483.
  • Quality detecting section 482 detects quality value QSN of demodulated signal XSN and outputs the detection result to comparing section 483.
  • the comparing section 483 compares the quality value QSW with the quality value QSN to judge the higher quality, and outputs the judgment result to the selecting section 419.
  • the determination unit 480 configured as above, the quality values QSW and QSN of the two demodulated signals XSW and XSN having different qualities depending on the interference situation are calculated, and the calculated quality values QSW and QSN are calculated. Based on the QSN comparison result, it is possible to determine the transmission path characteristics with higher estimation accuracy.
  • Delay sections 416 and 417 delay transmission path characteristics HSW and HSN, respectively, and output the result to selection section 419.
  • Selection section 419 selects one of the transmission path characteristics HSW and HSN having good quality according to the determination result output from determination section 480, and outputs the selected transmission path characteristic HS to carrier interpolation section 453.
  • delay sections 416 and 417 delay transmission path characteristics HSW and HSN, respectively, by the time required for processing in equalization section 460 and determination section 480, for example.
  • delay sections 416 and 417 delay transmission path characteristics HSW and HSN, respectively, by the time required for processing in equalization section 460 and determination section 480, for example.
  • the delay units 416 and 417 may not be provided. In this case, it is possible to reduce the circuit cost required for the delay units 416 and 417.
  • Carrier interpolating section 453 provides carrier for transmission path characteristic HS selected by selecting section 419. Interpolation between carriers is performed by filtering in the direction.
  • the carrier interpolation unit 453 outputs the interpolated transmission path characteristics HC to the division unit 463. As shown in FIG. 5, the interpolated transmission path characteristic HC is obtained at the position of the symbol CF.
  • Dividing section 463 divides frequency-domain OFDM signal Y supplied from FFT section 12 by transmission path characteristic HC, and outputs obtained demodulated signal DO. That is, division section 463 performs waveform equalization of frequency-domain OFDM signal Y, and compensates for waveform distortion due to multipath generated in the transmission path.
  • the amount of calculation in the determination unit can be reduced.
  • FIG. 12 is a block diagram illustrating a configuration example of the OFDM demodulation section 504 according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the OFDM demodulation unit 504 includes a quadrature detection unit 11, an FFT unit 12, a transmission path characteristic calculation unit 30, a symbol interpolation unit 42, a carrier interpolation unit 50, a noise removal unit 70, a difference detection unit 583, It includes delay units 516 and 517, a selection unit 519, and a division unit 461.
  • the quadrature detection unit 11, FFT unit 12, channel characteristic calculation unit 30, symbol interpolation unit 42, and carrier interpolation unit 50 are the same as those described with reference to FIG. You.
  • the noise removal unit 70 calculates the impulse response by performing IFFT on the transmission path characteristic HP, removes a noise component superimposed on the transmission path characteristic HP based on the impulse response, and The channel characteristics HP 'are output to the symbol interpolation unit 42.
  • the noise removing section 70 includes an IFFT section 71, a zero substitution section 72, an FFT section 73, and an end substitution section 74.
  • FIG. 13 is a schematic diagram showing an example of the magnitude I HP I of the transmission path characteristics of a received OFDM signal with respect to a pilot carrier when noise is superimposed on the OFDM signal.
  • the magnitude I HPI of the transmission path characteristics is constant in an ideal case, but in FIG. 13, distortion occurs over the entire band.
  • IFFT section 71 performs IFFT for each symbol on transmission path characteristic HP obtained in transmission path characteristic calculation section 30 to convert a frequency domain signal into a time domain signal!
  • the obtained time-domain signal that is, the impulse response is output to the zero replacement unit 72.
  • This The impulse response of is obtained in the form of a complex signal (vector) having components in each direction of I-axis and Q-axis.
  • FIG. 14 is a diagram showing the level (square of magnitude) of the impulse response obtained by IFFT section 71 of FIG. As can be seen in Fig. 14, the level of the transmission path characteristic has a local peak. The noise component is distributed over the floor of the entire area. The zero replacement unit 72 removes this impulse response noise component.
  • FIGS. 15A and 15B are diagrams respectively showing impulse responses before and after noise component removal.
  • the zero replacement unit 72 sets a threshold to a predetermined level.
  • the zero replacement unit 72 calculates the sum of the square value of the I-axis component and the square value of the Q-axis component of the impulse response output from the IFFT unit 71 as the power of the impulse response.
  • the comparison with the set threshold value is performed, the impulse response indicating power smaller than the threshold value is replaced with “0 vector”, and the impulse response indicating power smaller than the threshold value! / Is output to the FFT unit 73 as it is.
  • the zero substitution unit 72 outputs the impulse response after substitution as shown in FIG.
  • FFT section 73 performs FFT on the impulse response after removing the noise component, converts the FFT into a signal in the frequency domain again, and outputs the signal to end replacement section 74.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating transmission path characteristics obtained by the FFT unit 73 in FIG. As shown in FIG. 16, the characteristics at both ends of the band may be degraded due to the effect of data truncation.
  • the end replacement unit 74 is provided to bypass the above-described noise removal processing for the purpose of avoiding characteristic deterioration at both ends of the band.
  • the end replacement unit 74 outputs, as it is, the transmission line characteristics within a predetermined frequency band including the center of the band, out of the transmission line characteristics output from the FFT unit 73, In other words, the transmission line characteristics around the band edge (low-band portion and high-band portion) where the characteristic deterioration is large are replaced with the transmission line characteristics HP before removing the noise component and output.
  • the end replacement unit 74 outputs the obtained transmission path characteristic HP 'to the symbol interpolation unit 42. At this time, noise was removed from the transmission path characteristic HP 'at the center of the band not subjected to substitution, and noise was removed from the transmission path characteristic HP' at the end of the substituted band. It has not been done.
  • FIG. 17 is a diagram showing transmission path characteristics HP ′ obtained by the noise removing unit 70 of FIG. As shown in Fig. 17, the effect of noise is removed at the center of the band, but the noise remains at both ends of the band without being removed.
  • the IFFT may be performed by multiplying the transmission path characteristic HP by an appropriate window function.
  • the channel characteristics obtained in 73 may be divided by this window function.
  • the symbol interpolating unit 42 performs interpolation in the symbol direction by performing inter-symbol filtering on the transmission path characteristic HP 'after noise removal, and performs carrier interpolation on the transmission path characteristic HS after symbol interpolation. It outputs to the wide band filter 51 and the narrow band filter 52 of the section 50.
  • the wideband filter 51 and the narrowband filter 52 calculate the transmission path characteristics HCW and HCN, respectively.
  • the wideband filter 51 outputs the obtained transmission path characteristics HCW to the delay section 516 and the difference detection section 583, and the narrowband filter 52 outputs the obtained transmission path characteristics HCN to the delay section 517 and the difference detection section 583. I do.
  • the transmission path characteristics HS obtained by interpolating the output of the noise removing unit 70 in the symbol direction have noise removed at the center of the band. For this reason, among the transmission path characteristics HCW and HCN obtained from each of the wide band filter 51 and the narrow band filter 52 in the noise disturbance environment, there is almost no difference between the two in the center of the band due to the influence of noise.
  • difference detecting section 583 provides transmission path characteristic H at the center (or a part thereof) of the band.
  • the presence or absence of a difference between the CW and the transmission path characteristic HCN (or that the value of the difference exceeds a certain range) is detected, and the detection result is output to the selection unit 519.
  • the difference value of the I-axis component and the difference value of the Q-axis component are calculated for the transmission path characteristic HCW and the transmission path characteristic HCN at the center of the band.
  • the sum of the squares may be calculated as the difference power for each carrier, and the determination may be made based on whether or not the maximum value of the difference power exceeds a predetermined value.
  • the magnitude of the difference power between the transmission path characteristic HCW and the transmission path characteristic HCN in the center band is accumulated over the entire carriers belonging to the center band, and it is determined based on whether the accumulation result exceeds a predetermined value. You may.
  • the difference detection unit 583 the difference may be detected at the center of the band or a part of the center of the band.
  • Delay sections 516 and 517 delay transmission path characteristics HCW and HCN, respectively, and output the result to selection section 519.
  • the selection unit 519 selects one of the transmission path characteristics HCW and HCN based on the detection result output from the difference detection unit 583, and outputs the selected transmission path characteristic HC to the division unit 461. .
  • the noise suppression effect is obtained.
  • the transmission path characteristic HCN obtained from the high and narrow band filter 52 is selected and output as the transmission path characteristic HC for the entire band. As a result, it is possible to obtain transmission path characteristics in which the influence of noise at both ends is reduced.
  • delay sections 516 and 517 delay transmission path characteristics HCW and HCN, respectively, by the time required for processing in difference detection section 583, for example. Then, there is a difference between the timing at which the transmission path characteristics HC W and HCN are input to the selection section 519 and the timing at which the detection result of the difference detection section 583 is input to the selection section 519 for these transmission path characteristics. But Disappears. Therefore, even when the estimation accuracy of the two transmission path characteristics HCW and HCN output from the carrier interpolation unit 50 changes, the OFDM demodulation unit 504 can quickly follow the change.
  • Dividing section 461 divides OFDM signal Y in the frequency domain by transmission path characteristic HC, and performs waveform equalization of OFDM signal Y in the frequency domain. Thus, division section 461 compensates for waveform distortion caused by multinos interference generated on the transmission path, and outputs demodulated signal DO obtained as a result.
  • the transmission path characteristics HC for the entire band obtained in this way are obtained by appropriately selecting from the outputs of a plurality of filters used for estimating the transmission path characteristics in an environment where noise interference or multipath interference exists. Therefore, if waveform equalization is performed using this transmission path characteristic, which has a high estimation accuracy of the transmission path, the reception performance can be improved. Further, since a plurality of filter output powers can be selected for each symbol, the tracking performance under an environment in which the transmission path characteristics fluctuate is very excellent.
  • the delay units 516 and 517 may not be provided. In this case, it is possible to reduce the circuit cost required for the delay units 516 and 517.
  • the selection section 519 selects the transmission path of the entire band.
  • the characteristics either of the transmission path characteristics HCW and HCN may be selected, or the transmission path characteristic HCW is always selected for the center of the band, and the transmission path characteristic HCW is used only for the band end. It is also possible to select from among HCN and HCN! As described above, since the influence of noise is removed from the transmission path characteristics in the center of the band, there is no problem even if the transmission path characteristics HCW are always used in the center of the band.
  • one of the transmission path characteristics may be selected for only one edge, for example, only the edge on the high frequency side. In this case, the amount of hardware of the delay units in the delay units 516 and 517 can be reduced.
  • FIG. 18 is a block diagram illustrating a configuration of OFDM demodulation section 604 according to a modification of the fourth embodiment.
  • the OFDM demodulation unit 604 is similar to the OFDM demodulation unit 504 in FIG.
  • a noise removing unit 670 is provided in place of the unit 70, and the noise removing process is performed after the symbol interpolation process.
  • the symbol interpolation unit 42 interpolates the transmission path characteristics HP obtained by the transmission path characteristic calculation unit 30 in the symbol direction by performing inter-symbol filtering, and performs transmission path characteristics after symbol interpolation. Is output to the noise removing unit 670.
  • the noise removing section 670 includes an IFFT section 671, a zero replacement section 672, an FFT section 673, and an end replacement section 674, and has almost the same configuration as the noise removing section 70 in FIG. I have.
  • the noise removing unit 670 removes a noise component superimposed on the transmission path characteristics from the transmission path characteristics output from the symbol interpolation unit 42 in the same manner as the noise removing unit 70, and widens the transmission path characteristics HS after the noise removal. Output to the filter 51 and the narrow band filter 52.
  • the present invention does not depend on the interference condition of the transmission path such as Gaussian noise or multipath, and does not depend on the guard period length. Since it can improve the estimation accuracy and improve the quality of the demodulated signal, it is useful as an OFDM receiver that receives OFDM signals for digital broadcasting, wireless LAN, etc.

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Abstract

　伝送路特性の推定精度を向上させる。パイロット信号を伝送するＯＦＤＭ信号を受信し復調するＯＦＤＭ受信装置であって、周波数領域のＯＦＤＭ信号と前記パイロット信号との間の演算によって補間前の伝送路特性を算出し、前記補間前の伝送路特性に対して、互いに特性が異なる複数のフィルタによる補間を行い、前記複数のフィルタのそれぞれによって得られた補間結果に基づいて、複数の補間後の伝送路特性を出力する伝送路特性推定部と、前記複数の補間後の伝送路特性によって、前記周波数領域のＯＦＤＭ信号に対して波形等化を行い、前記複数の補間後の伝送路特性のそれぞれに対応した波形等化結果に基づいて、複数の復調信号を出力する等化部と、前記複数の復調信号の中から、品質が最も良好なものを判定し、判定結果を出力する判定部と、前記判定結果に従って、前記複数の復調信号の中から１つを選択して出力する選択部とを備える。

Description

明 細 書
OFDM受信装置及び OFDM受信方法
技術分野
[0001] 本発明は、直交周波数分割多重（OFDM： Orthogonal Frequency Division
Multiplexing)方式で変調され、伝送された信号を受信する装置及び方法に関する。 背景技術
[0002] 欧州及び日本における地上デジタル放送、並びに無線 LAN等の伝送方式には、 OFDM方式が用いられている。 OFDM方式は、互いに直交する複数のキャリアに データを割り当てて変復調を行う伝送方式であり、送信側では逆高速フーリエ変換 (I FFT: Inverse Fast Fourier Transform)処理を行い、受信側では高速フーリエ変換（ FFT: Fast Fourier Transform)処理を行う。各キャリアには任意の変調方式を用いる ことが可能であり、 QPSK (Quaternary Phase Shift Keying) QAM (Quadrature Amplitude Modulation：直交振幅変調）等の変調方式も選択可能となって 、る。
[0003] ところで、地上デジタル放送を受信する装置においては、受信された OFDM信号 中に挿入されて!、るパイロット信号に基づ 、て、伝送路の周波数特性 (伝送路特性） を推定し、推定した伝送路特性を用いて波形等化を行うことが一般的である。
[0004] このような伝送路特性の推定及び波形等化に関する技術の例が、下記特許文献 1 に記載されている。特許文献 1では、 FFT回路によって周波数領域の信号に変換さ れた OFDM信号から、受信パイロット信号を分離し、これを既知のパイロット信号で 除することにより受信パイロット信号を伝送するキャリアの伝送路特性を求めている。 更に、この伝送路特性をシンボルフィルタによって時間方向に平滑化、すなわち、シ ンボル間の補間をした後、補間回路にお 1、てキャリアの間の補間を行って伝送路特 性 H (l, kd)を求め、この伝送路特性 H (l, kd)で受信データ信号 Y(l, kd)を除する ことにより、等化後のデータ X(l, kd)を得ている。
[0005] このように、フイノレタによってシンポノレ間やキャリア間のネ ΐ間を行って伝送路特'性を 推定する際には、推定された伝送路特性に雑音が重畳する。この雑音の電力 (雑音 電力）は、キャリア間の補間を行うために用いるフィルタの通過帯域幅を広くすれば 大きくなり、通過帯域幅を狭くすれば小さくなることがわ力 ている。このため、雑音の 影響を排除して伝送路特性の推定精度を高めるためには、フィルタの通過帯域幅を 狭くすることが有効である。
[0006] ところで、欧州及び日本における地上デジタルテレビジョン放送の伝送規格にお!ヽ ては、ガード期間長として TuZ4、 TuZ8、 TuZl6、 TuZ32(Tu:有効シンボル期 間長）の 、ずれかを採用して OFDM信号が伝送されることになつて 、る。受信機側 では、このガード期間長に応じて、排除可能なマルチパス妨害の遅延時間が決まる。 例えば、ガード期間長が TuZ4の場合には、主波に対する遅延時間が最大 TuZ4 までの遅延波の影響を排除して受信することが可能となる。したがって、マルチパス の影響を排除して伝送路特性の推定精度を高めるためには、フィルタの通過帯域幅 を広くすることが有効である。
[0007] そこで、特許文献 1に記載された補間回路では、受信した OFDM信号力もガード 期間長を判定し、このガード期間長の判定結果に基づいて、補間回路におけるキヤ リア間の補間を行うフィルタ（以下、 "キャリアフィルタ"と称する）の係数を制御して、こ のフィルタの通過帯域幅を切り替えるようにしている。すなわち、ガード期間が長い場 合には通過帯域幅が広くなるようにフィルタ係数を設定するようにし、ガード期間が短 Vヽ場合には通過帯域幅が狭くなるようにフィルタ係数を設定するようにして 、る。
[0008] このように、この補間回路では、ガード期間長に合わせて補間用のフィルタの帯域 幅を切り替えることによって、推定した伝送路特性に重畳する雑音成分の抑圧'低減 を行うようにしている。
特許文献 1：特開平 11― 163822号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0009] 以上のようにして、ガード期間長に基づ 、てキャリアフィルタの通過帯域幅を制御 すると、ガード期間長が TuZ4である OFDM信号を受信する場合には、伝送路の推 定の際に最も広い通過帯域幅を持つキャリアフィルタが使用されることになる。このと き、キャリアフィルタによる雑音成分の抑圧 ·低減効果は最小限になってしまうことに なり、伝送路特性の推定精度が大きく劣化する。 [0010] また、例えばガード期間長が TuZ8である OFDM信号を受信する場合には、遅延 時間が TuZ8を超える遅延波が存在すると、遅延時間がフィルタの通過帯域幅 (Tu
Z8)を超えるので、伝送路特性の推定ができなくなる。
[0011] このようにして求められた伝送路特性の推定精度が低い場合には、復調を正確に 行うことができず、 OFDM信号の受信性能が大きく劣化することになる。
[0012] 本発明は、 OFDM信号の受信時における伝送路特性の推定精度を向上させるこ とを目的とする。
課題を解決するための手段
[0013] 本発明は、振幅及び位相が既知であるノ ィロット信号を伝送する OFDM (
Orthogonal Frequency Division Multiplexing:直交周波数分割多重）信号を受信し復 調する OFDM受信装置であって、前記受信された OFDM信号に基づ 、て補間前 の伝送路特性を算出し、前記補間前の伝送路特性に対して、互いに特性が異なる 複数のフィルタによる補間を行うことによって複数の補間後の伝送路特性を求め、求 められた複数の補間後の伝送路特性のうち、品質の高い復調信号が得られる伝送 路特性を用いて、復調信号を求めるものである。
[0014] より具体的には、本発明は、振幅及び位相が既知であるパイロット信号を伝送する OFDM信号を受信し復調する OFDM受信装置であって、前記受信された OFDM 信号がフーリエ変換されて得られた周波数領域の OFDM信号と前記パイロット信号 との間の演算によって補間前の伝送路特性を算出し、前記補間前の伝送路特性に 対して、互いに特性が異なる複数のフィルタによる補間を行い、前記複数のフィルタ のそれぞれによって得られた補間結果に基づ 、て、複数の補間後の伝送路特性を 出力する伝送路特性推定部と、前記複数の補間後の伝送路特性によって、前記周 波数領域の OFDM信号に対して波形等化を行 、、前記複数の補間後の伝送路特 性のそれぞれに対応した波形等化結果に基づ 、て、複数の復調信号を出力する等 化部と、前記複数の復調信号の中から、品質が最も良好なものを判定し、判定結果 を出力する判定部と、前記判定結果に従って、前記複数の復調信号の中から 1つを 選択して出力する選択部とを備えるものである。
[0015] これによると、特性の異なる複数のフィルタのそれぞれから得られる伝送路特性のう ち、品質が高い復調信号が得られるような伝送路特性を知ることができる。すなわち、 伝送路特性の推定精度を高めることができ、品質が高 、復調信号を得ることができる 発明の効果
[0016] 本発明によれば、 OFDM信号の受信時にぉ 、て、受信信号に雑音妨害やマルチ パス妨害が存在する場合でも、ガード期間長に依存することなぐ妨害の状況に応じ て伝送路特性の推定精度や復調信号の品質を向上させることができる。この結果、 OFDM受信装置等における受信性能の向上を図ることが可能となる。
図面の簡単な説明
[0017] [図 1]図 1は、本発明の実施形態に係る OFDM受信装置の構成例を示すブロック図 である。
[図 2]図 2は、本発明の第 1の実施形態に係る OFDM復調部の構成例を示すブロッ ク図である。
[図 3]図 3は、図 1の OFDM受信装置によって受信される OFDM信号における、パイ ロット信号の配置フォーマットの一例を示す図である。
[図 4]図 4は、図 2のシンボル補間部によってシンボル方向に補間された伝送路特性 が得られる位置を示す図である。
[図 5]図 5は、図 2の広帯域フィルタ及び狭帯域フィルタによってキャリア方向に補間さ れた伝送路特性が得られる位置を示す図である。
[図 6]図 6 (a) , (b)は、ガウス雑音妨害環境下における、広帯域フィルタで得られる伝 送路特性、及び狭帯域フィルタ部で得られる伝送路特性をそれぞれ示す図である。
[図 7]図 7 (a) , (b)は、マルチパス妨害環境下における、広帯域フィルタで得られる伝 送路特性、及び狭帯域フィルタで得られる伝送路特性をそれぞれ示す図である。
[図 8]図 8は、図 1の品質検出部の構成例を示すブロック図である。
[図 9]図 9は、本発明の第 2の実施形態に係る OFDM復調部の構成例を示すブロッ ク図である。
[図 10]図 10は、第 2の実施形態の変形例に係る OFDM復調部の構成を示すブロッ ク図である。 [図 11]図 11は、本発明の第 3の実施形態に係る OFDM復調部の構成例を示すプロ1—
ック図である。
[図 12]図 12は、本発明の第 4の実施形態に係る OFDM復調部の構成例を示すプロ ック図である。
[図 13]図 13は、受信した OFDM信号に雑音が重畳している場合に、この OFDM信 号のパイロットキャリアに対する伝送路特性の大きさ I HP Iの例を示す模式図であ る。
[図 14]図 14は、図 12の IFFT部で得られるインパルス応答のレベルを示す図である
[図 15]図 15 (a) , (b)は、雑音成分除去の前後におけるインパルス応答をそれぞれ 示す図である。
[図 16]図 16は、図 12の FFT部で得られる伝送路特性を示す図である。
[図 17]図 17は、図 12の雑音除去部で得られた伝送路特性 HP'を示す図である。
[図 18]図 18は、第 4の実施形態の変形例に係る OFDM復調部の構成を示すブロッ ク図である。
符号の説明
17, 17A, 17B, 416, 417, 516, 517 遅延部
19, 319, 419, 519 選択部
20, 220, 320 伝送路特性推定部
40, 42 シンボル補間部
43, 51, 351 広帯域フィルタ
44, 52, 352 狭帯域フイノレタ
50, 53, 54, 350, 453 キャリア補間部
60, 360, 460 等ィ匕部
70, 670 雑音除去部
71, 671 IFFT部
72, 672 零置換部
73, 673 FFT咅 74, 674 端部置換部
80, 380, 480 判定部
81, 82, 82A, 82B 品質検出部
83, 383 比較部
463 除算部
583 差異検出部
発明を実施するための最良の形態
[0019] 以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。
[0020] 図 1は、本発明の実施形態に係る OFDM受信装置の構成例を示すブロック図であ る。図 1の OFDM受信装置 100は、チューナ 3と、 OFDM復調部 4と、誤り訂正部 5と 、情報源復号部 6と、出力部 7とを備えている。
[0021] 図 1において、アンテナ 1で受信された信号は、 OFDM受信装置 100内のチュー ナ 3に供給される。チューナ 3は、供給される受信信号に対して、所望のサービスを 含む OFDM信号の抽出、 RF (Radio Frequency:無線周波数）帯域から IF ( Intermediate Frequency:中間周波数）帯域への周波数変換、ゲイン調整等を行い、 その処理結果を OFDM復調部 4に出力する。 OFDM復調部 4は、チューナ部 3より 供給された信号 DIを伝送路の周波数特性 (伝送路特性)に基づいて復調し、復調結 果 DOを誤り訂正部 5に出力する。
[0022] 誤り訂正部 5は、 OFDM復調部 4の復調結果 DOから、伝送されたデジタルデータ を復元し、伝送路において加えられた外乱等に起因する伝送誤りをビタビ復号、リー ド.ソロモン復号等により訂正し、その結果を情報源復号部 6に出力する。情報源復 号部 6は、誤り訂正部 5の出力を、映像、音声等のデータに分離した後、分離後のデ ータにデータ伸張処理を施して、出力部 7に出力する。出力部 7は、情報源復号部 6 の出力のうち、映像情報を CRT (Cathode Ray Tube:陰極線管）等に表示し、音声情 報をスピーカ等より出力することにより、所望のサービスを利用者に提供する。また、 出力部 7は、情報源復号部の出力を外部機器に出力することも可能である。
[0023] 以下では、 OFDM復調部の種々の例について説明する。
[0024] (第 1の実施形態） 図 2は、本発明の第 1の実施形態に係る OFDM復調部 4の構成例を示すブロック 図である。 OFDM復調部 4は、直交検波部 11と、 FFT部 12と、伝送路特性推定部 2 0と、等化部 60と、判定部 80と、遅延部 16, 17と、選択部 19とを備えている。
[0025] 直交検波部 11は、直交検波することにより、図 1のチューナ 3の出力を、 IF帯域の 信号から基底帯域 (以下、ベースバンドと称する）の信号へ周波数変換し、 FFT部 12 に出力する。この際、実数信号であるチューナ 3の出力は、 Kin Phase:同相）軸成分 と Q (Quadrature Phase：直交位相）軸成分とからなる複素信号に変換される。
[0026] FFT部 12は、直交検波部 11の出力を時間領域の OFDM信号から周波数領域の OFDM信号に変換し、得られた周波数領域の OFDM信号 Yを、伝送路特性推定部 20及び等化部 60に出力する。 FFT部 12から出力される周波数領域の OFDM信号 Yは、 OFDM信号の各キャリアの位相と振幅を示すものであり、具体的には I軸方向 のレベルと Q軸方向のレベルとを独立に持つ複素信号の形で表される。
[0027] 伝送路特性推定部 20は、互いに特性の異なる複数のフィルタを補間のために用い て、受信した OFDM信号が伝送された伝送路の周波数特性 (伝送路特性)を複数 推定するものであり、伝送路特性算出部 30と、シンボル補間部 42と、キャリア補間部 50とを備えている。
[0028] 伝送路特性算出部 30は、パイロット信号抽出部 31と、除算部 32と、パイロット信号 発生部 33とを有している。キャリア補間部 50は、キャリア補間フィルタとして、広帯域 フィルタ 51と、狭帯域フィルタ 52とを有している。等化部 60は、除算部 61, 62を備え 、判定部 80は、品質検出部 81, 82と、比較部 83とを備えている。
[0029] 以上のように構成された本実施形態に係る OFDM復調部 4の動作につ ヽて詳細 に説明する。
[0030] 図 3は、図 1の OFDM受信装置によって受信される OFDM信号における、ノイロッ ト信号の配置フォーマットの一例を示す図である。図 3は、具体的には、欧州の地上 デジタル放送方式 (DVB— T)や日本の地上デジタル放送方式 (ISDB— T)等のパ ィロット信号の配置フォーマットである。
[0031] 図 3において、横軸 (周波数軸）の kはキャリアのインデックスを表し、縦軸（時間軸） の 1はシンボルのインデックスを表す。また、黒丸はパイロット信号（SP (Scattered Pilot：分散パイロット) )であり、白丸は制御情報や付加情報を含むデータ信号 (D)で ある。ここで、制御情報とは、 DVB—Tにおける TPS (Transmission Parameter ； signaling) ~ 、 ISi3B—Tにおける TMし C (Transmission Multiplexing Connguration Control)であり、付カ卩情報とは、 ISDB—Tにおける AC (Auxiliary Channel)である。
[0032] 図 3において、黒丸で示されたパイロット信号は、各々のシンボルに 12キャリアごと に配置されており、シンボルごとに 3キャリアずつシフトしている。また、パイロット信号 は、擬似ランダム符号系列に基づいて変調されており、その振幅及び位相は、配置 されるキャリアのインデックス kのみによって決定され、シンボルのインデックス 1には依 存しない。
[0033] パイロット信号抽出部 31は、 FFT部 2より供給される周波数領域の OFDM信号か ら、この中に含まれるパイロット信号を抽出し、除算部 32に出力する。パイロット信号 発生部 33は、パイロット信号抽出部 31から除算部 32に供給されるパイロット信号に 対応する、その振幅及び位相が既知である所定のノィロット信号 (ISDB—T及び D VB— Tにおける SP信号)を発生し、除算部 32に出力する。
[0034] 除算部 32は、パイロット信号発生部 33より供給されるノィロット信号によって、パイ ロット信号抽出部 31より供給されるパイロット信号を除算して、パイロット信号を伝送 するキャリア（以下では、ノィロットキャリアと称する）に対する伝送路の周波数特性、 すなわち伝送路特性 HPを算出し、これをシンボル補間部 42に出力する。この伝送 路特性 HPは、補間前の伝送路特性として、図 3のパイロット信号 SPの挿入位置につ いて得られる。
[0035] シンボル補間部 42は、除算部 32から供給される伝送路特性 HPに対して、シンポ ル方向（時間軸方向）のフィルタリング（帯域制限)をすることによりシンボル間の補間 を行 ヽ、その結果得られる伝送路特性 HSを広帯域フィルタ 51及び狭帯域フィルタ 5 2に出力する。
[0036] 図 4は、図 2のシンボル補間部 42によってシンボル方向に補間された伝送路特性 が得られる位置を示す図である。図 4のように、補間された伝送路特性 HSは記号 CT の位置について得られる。
[0037] キャリア補間部 50の広帯域フィルタ 51と、狭帯域フィルタ 52とは、互いに特性が異 なっている。広帯域フィルタ 51及び狭帯域フィルタ 52は、シンボル補間部 42から供 給される伝送路特性 HSに対して、キャリア方向（周波数軸方向）のフィルタリング (帯 域制限)をすることにより、キャリア間の補間をそれぞれ行う。広帯域フィルタ 51は、得 られた伝送路特性 HCWを除算部 61に出力し、狭帯域フィルタ 52は、得られた伝送 路特性 HCNを除算部 62に出力する。
[0038] 図 5は、図 2の広帯域フィルタ 51及び狭帯域フィルタ 52によってキャリア方向に補 間された伝送路特性が得られる位置を示す図である。図 5のように、補間された伝送 路特性 HCW, HCNは、いずれも記号 CFの位置について得られる。
[0039] 広帯域フィルタ 51及び狭帯域フィルタ 52は、 FIRフィルタにより構成されている。た だし、両者の特性、すなわち通過帯域は互いに異なっており、本実施形態において は、広帯域フィルタ 51の通過帯域幅を TuZ4とし、狭帯域フィルタ 52の通過帯域幅 を TuZ8とする。
[0040] 図 6 (a) , (b)は、ガウス雑音 (以下では、単に雑音と称する）妨害環境下における、 広帯域フィルタ 51で得られる伝送路特性、及び狭帯域フィルタ部 52で得られる伝送 路特性をそれぞれ示す図である。図 6 (a) , (b)は、縦軸を信号のレベル (信号の電 力）、横軸を時間軸としており、広帯域フィルタ 51及び狭広帯域フィルタ 52のそれぞ れを通過する伝送路特性及び雑音を、時間軸応答に変換して示して ヽる。
[0041] 図 6に示されているように、伝送路特性はピークを有する形状になるのに対して、こ れに重畳する雑音はフロアに平坦に分布する。また、広帯域フィルタ 51を通過する 雑音の量に比べて、狭帯域フィルタ部 52を通過する雑音の量は少ない。したがって 、雑音妨害が存在する環境下で OFDM信号を受信する場合には、広帯域フィルタ 5 1に比べて狭帯域フィルタ 52の方が、推定精度のより高い伝送路特性が得られる。
[0042] 図 7 (a) , (b)は、マルチパス妨害環境下における、広帯域フィルタ 51で得られる伝 送路特性、及び狭帯域フィルタ 52で得られる伝送路特性をそれぞれ示す図である。 図 7 (a) , (b)も、縦軸を信号のレベル、横軸を時間軸としており、広帯域フィルタ 51 及び狭広帯域フィルタ 52のそれぞれを通過する伝送路特性を、時間軸応答に変換 して示している。
[0043] 図 7に示されているように、主波に対する遅延波の遅延時間が狭帯域フィルタ 52の 通過帯域幅 TuZ8を超えるような場合には、主波及び遅延波の伝送路特性は、とも に広帯域フィルタ 51を通過することができる力 狭帯域フィルタ 52では阻止されてし まい、ともに通過することはできない。したがって、フィルタの通過帯域幅を超えるよう な遅延時間の長い遅延波が生じるマルチパス妨害の環境下で OFDM信号を受信 する場合には、広帯域フィルタ 51の方が、狭帯域フィルタ 52よりも推定精度の高い 伝送路特性が得られる。
[0044] このように、雑音やマルチパスといった妨害の要因によって、広帯域フィルタ 51及 び狭帯域フィルタ 52のそれぞれで得られる伝送路特性 HCW, HCNには、推定精 度に違!、が生じる場合がある。
[0045] 除算部 61は、 FFT部 12から供給される周波数領域の OFDM信号 Yを、伝送路特 性 HCWで除算して、得られた復調信号 XCWを遅延部 16及び品質検出部 81に出 力する。除算部 62は、 FFT部 12から供給される周波数領域の OFDM信号 Yを、伝 送路特性 HCNで除算して、得られた復調信号 XCNを遅延部 17及び品質検出部 8 2に出力する。すなわち、除算部 61, 62は、周波数領域の OFDM信号 Yの波形等 化を行って、伝送路で生じたマルチパスによる波形ひずみを補償する。
[0046] ここで、キャリア補間部 50で得られる 2つの伝送路特性 HCW及び HCNは、妨害（ 雑音、マルチパス)の状況に応じて推定精度が異なるため、これらの伝送路特性に 基づいて除算部 61, 62のそれぞれで得られる復調信号 XCW及び XCNもまた、妨 害の状況によってその品質が異なったものとなる。
[0047] 判定部 80は、除算部 61, 62のそれぞれから供給される復調信号 XCW, XCNのう ち、品質の高い方（品質の良好な方)を判定する。判定部 80について説明する。品 質検出部 81は、復調信号 XCWの品質値 QCWを検出し、検出結果を比較部 83〖こ 出力する。品質検出部 82は、復調信号 XCNの品質値 QCNを検出し、検出結果を 比較部 83に出力する。比較部 83は、品質値 QCWと品質値 QCNとの比較を行って 品質の高い方を判定し、判定結果を選択部 19に出力する。
[0048] 図 8は、図 1の品質検出部 81の構成例を示すブロック図である。図 8のように、品質 検出部 81は、硬判定部 86と、信号点間距離算出部 87と、平均算出部 88とを備えて いる。品質検出部 82は、品質検出部 81と同様に構成されているものとする。 [0049] 硬判定部 86は、復調信号 XCWのキャリアの I Q平面上における信号点に対して 、そこからの距離が最も近い理想信号点を判定し、これを理想信号として信号点間距 離算出部 87に出力する。信号点間距離算出部 87は、硬判定部 86から出力された 理想信号と、復調信号 XCWとに基づいて、信号点間距離をキャリアごとに算出する
[0050] 具体的には、信号点間距離算出部 87は、理想信号が示す I Q平面上の理想信 号点と、復調信号が示す I Q平面上の信号点とに関して、 I軸成分の差分値の 2乗 と、 Q軸成分の差分値の 2乗とを算出し、これらの和を信号点間距離として算出し、平 均算出部 88に出力する。
[0051] 平均算出部 88は、信号点間距離算出部 87でキャリアごとに得られる信号点間距離 に対して、複数のキャリアにわたって平均値を算出する。この平均値を算出する期間 としては、 1シンボル内としてもよいし、複数のシンボルにわたる期間としてもよい。算 出期間が長いほど復調信号の品質の検出精度が高くなる。逆に算出期間を短くす れば、判定部 80において判定結果が得られるまでの時間が短くなることから、遅延 部 16及び 17における遅延器のハードウェア量が少なくて済む。
[0052] このように構成された判定部 80によると、妨害の状況によって品質の異なる 2つの 復調信号 XCW及び XCNからそれぞれの信号の品質値 QCW及び QCNを算出し、 算出された品質値 QCW及び QCNの比較結果に基づいて、より品質の高い復調信 号を判定することができる。
[0053] 遅延部 16及び 17は、復調信号 XCW, XCNをそれぞれ遅延させて、選択部 19〖こ 出力する。選択部 19は、判定部 80から出力された判定結果に従って、復調信号 XC W及び XCNから品質の良好なものを 1つ選択し、選択結果を復調信号 DOとして誤 り訂正部 5に出力する。
[0054] ここで、遅延部 16及び 17は、例えば、判定部 80での品質値の検出、比較、判定に 要する時間だけ、復調信号 XCW, XCNをそれぞれ遅延させる。すると、復調信号 X CW, XCNが選択部 19に入力されるタイミングと、これらの復調信号について判定部 80で行われた判定結果が選択部 19に入力されるタイミングとのずれがなくなる。この ため、妨害の状況が変化する等によって、キャリア補間部 50から出力される 2つの伝 送路特性 HCW及び HCNの推定精度の状況が変化した場合であっても、 OFDM復 調部 4は、この変化にすばやく追従して、適切な復調信号 DOを出力することができ る。
[0055] なお、遅延部 16及び 17を備えないようにしてもよい。この場合、遅延部 16, 17に 要する回路コストの低減を図ることができる。
[0056] 本実施形態において、キャリア補間部 50は、 2種類のフィルタを備えるものとして説 明を行ったが、更に多くの種類のフィルタを備えるようにしてもよい。この場合も、各フ ィルタで得られる伝送路特性による波形等化を行 ヽ、この結果得られる復調信号の 中から、最も品質の高い復調信号を選択するようにすればよい。妨害の状況に応じ てより柔軟に復調信号の品質の精度を選ぶことができるので、 OFDM受信装置の受 信性能を向上させることができる。
[0057] また、本実施形態において、キャリア補間部 50は、通過帯域 (通過帯域幅）の異な る複数のフィルタを備えるものとして説明を行った力 これに代えて、通過帯域幅は 同じでも通過帯域を互いにずらした (通過帯域の中心位置を互いにずらした)フィル タを複数備えるようにしてもよい。例えば、通過帯域幅 TuZ4のフィルタを 2つ備え、 一方は通過帯域を 0から TuZ4とするもの（中心位置は TuZ2)とし、他方は通過帯 域を一 TuZ8から +TuZ8とするもの（中心位置は 0)としてもよい。この場合には、 多様な遅延時間を有するマルチパス妨害の状況下でもより柔軟に復調信号の品質 の精度を選ぶことができるので、 OFDM受信装置の受信性能を向上させることがで きる。更に、通過帯域幅が異なり、かつ、それらの通過帯域をずらした (通過帯域の 中心位置を互 、にずらした)複数のフィルタを備えるようにしてもょ 、。
[0058] このように、本実施形態の OFDM受信装置は、受信した OFDM信号の復調に際 して、特性 (通過帯域)の異なる複数のフィルタのそれぞれから得られる伝送路特性 に基づいて、波形等化を行い、この結果得られる複数の復調信号の中から最も良好 な品質のものを判定し、選択するようにしている。このため、ガード期間長に依存する ことなく、ガウス雑音妨害及びマルチパス妨害の 、ずれをも受ける可能性がある状況 下においても、 OFDM受信装置の受信性能の向上を図ることができる。
[0059] (第 2の実施形態） 図 9は、本発明の第 2の実施形態に係る OFDM復調部 204の構成例を示すブロッ ク図である。第 2の実施形態では、図 1の OFDM受信装置において、 OFDM復調部 4に代えて、 OFDM復調部 204を用いる。図 9の OFDM復調部 204は、図 2の OFD M復調部 4にお ヽて、伝送路特性推定部 20に代えて伝送路特性推定部 220を備え たものである。その他の構成要素は、図 2を参照して説明したものと同様であるので、 同一の参照番号を付してその説明を省略する。
[0060] 伝送路特性推定部 220は、伝送路特性算出部 30と、シンボル補間部 40と、キヤリ ァ補間部 53, 54とを有している。伝送路特性算出部 30は、図 2を参照して説明した ものと同様である。
[0061] シンボル補間部 40は、互いに特性の異なる広帯域フィルタ 43と、狭帯域フィルタ 4 4とを備えている。これらのフィルタは、通過帯域が互いに異なっている。広帯域フィ ルタ 43及び狭帯域フィルタ 44は、除算部 32から供給される伝送路特性 HPに対して 、シンボル方向のフィルタリングをすることにより、シンボル間の補間をそれぞれ行う。 広帯域フィルタ 43は、得られた伝送路特性 HSWをキャリア補間部 53に出力し、狭 帯域フィルタ 44は、得られた伝送路特性 HSNをキャリア補間部 54に出力する。補間 された伝送路特性 HSW, HSNは、図 4の記号 CTの位置について得られる。
[0062] ここで、広帯域フィルタ 43及び狭帯域フィルタ 44は、いずれも FIRフィルタにより構 成されている。本実施形態においては、広帯域フィルタ 43は 1次補間フィルタとして 構成され、狭帯域フィルタ 44は 0次補間フィルタとして構成されて ヽるものとする。
[0063] より具体的には、広帯域フィルタ 43は、 4シンボルごとに得られるパイロット信号に 対応する伝送路特性 HPに基づ ヽて、シンボルのタイミングに応じて直線的に補間を 行う。移動受信時等の伝送路特性の時間的な変動が大き 、場合 (フ ージング妨害 時）には伝送路特性に関する比較的高い推定精度が確保できるものの、雑音の抑圧 効果が比較的低いため、雑音妨害時には推定精度が劣化する場合がある。
[0064] 一方、狭帯域フィルタ 44は、受信したシンボルの前後のシンボルに挿入されたパイ ロット信号に対応する伝送路特性 HPの平均値で補間を行うものであり、その通過帯 域幅は広帯域フィルタ 43よりも狭くなる。したがって、フェージング妨害時等の伝送 路特性の時間的な変動が大きい場合には伝送路特性に関する推定精度が劣化する 力 雑音の抑圧効果が比較的高いため、雑音妨害時には比較的高い推定精度が確 保できる。
[0065] このように、雑音やフェージングと!、つた妨害の要因によって、広帯域フィルタ 43及 び狭帯域フィルタ 44のそれぞれで得られる伝送路特性 HSW及び HSNには、推定 精度に違 、が生じる場合がある。
[0066] キャリア補間部 53は、伝送路特性 HSWに対するキャリア間の補間を行って、得ら れた補間後の伝送路特性 HCWを除算部 61に出力する。キャリア補間部 54は、伝 送路特性 HSNに対するキャリア間の補間を行って、得られた補間後の伝送路特性 HCNを除算部 62に出力する。
[0067] 伝送路特性推定部 220で得られる 2つの伝送路特性 HCW及び HCNは、妨害 (雑 音、フェージング)の状況に応じて推定精度が異なるので、これらの伝送路特性に基 づ ヽて等化部 60で得られる復調信号 XCW及び XCNもまた、妨害の状況によってそ の品質が異なったものとなる。
[0068] 以上のように、本実施形態においても、妨害の状況によって品質の異なる 2つの復 調信号 XCW及び XCNカゝらそれぞれの信号の品質値を算出し、算出された品質値 に基づ!/、て、より品質の高 、復調信号を選択することができる。
[0069] 本実施形態において、シンボル補間部 40は、 2種類のフィルタを備えるものとして 説明を行った力 更に多くの種類のフィルタを備えるようにしてもよい。この場合も、各 フィルタで得られる伝送路特性による波形等化を行!ヽ、この結果得られる復調信号の 中から、最も品質の高い復調信号を選択するようにすればよい。妨害の状況に応じ てより柔軟に復調信号の品質の精度を選ぶことができるので、 OFDM受信装置の受 信性能を向上させることができる。
[0070] 図 10は、第 2の実施形態の変形例に係る OFDM復調部の構成を示すブロック図 である。図 10の OFDM復調部 304は、図 9の OFDM復調部 204における、伝送路 特性推定部 220、等化部 60、判定部 80、遅延部 17及び選択部 19に代えて、伝送 路特性推定部 320、等化部 360、判定部 380、遅延部 17A及び選択部 319をそれ ぞれ備え、遅延部 17Bを更に備えたものである。
[0071] 伝送路特性推定部 320は、伝送路特性推定部 220において、キャリア補間部 54に 代えてキャリア補間部 350を備えたものである。キャリア補間部 350は、キャリア補間 フィルタとして、広帯域フィルタ 351と、狭帯域フィルタ 352とを有している。広帯域フ ィルタ 351及び狭帯域フィルタ 352は、図 2の広帯域フィルタ 51及び狭帯域フィルタ 52とそれぞれ同様のものである。等化部 360は、除算部 61, 62A, 62Bを備えてい る。判定部 380は、品質検出部 81, 82A, 82Bと、比較部 383とを備えている。
[0072] 広帯域フィルタ 351及び狭帯域フィルタ 352は、シンボル補間部 42から供給される 伝送路特性 HSNに対して、キャリア方向のフィルタリングをすることにより、キャリア間 の補間をそれぞれ行う。広帯域フィルタ 351は、得られた伝送路特性 HCW1を除算 部 62Aに出力し、狭帯域フィルタ 352は、得られた伝送路特性 HCN1を除算部 62B に出力する。
[0073] 除算部 62Aは、 FFT部 12から供給される周波数領域の OFDM信号 Yを、伝送路 特性 HCW1で除算して、得られた復調信号 XCN 1を遅延部 17A及び品質検出部 8 2Aに出力する。除算部 62Bは、 FFT部 12から供給される周波数領域の OFDM信 号 Yを、伝送路特性 HCN1で除算して、得られた復調信号 XCN2を遅延部 17B及 び品質検出部 82Bに出力する。
[0074] 品質検出部 82Aは、復調信号 XCN1の品質値 QCN1を検出し、検出結果を比較 部 383に出力する。品質検出部 82Bは、復調信号 XCN2の品質値 QCN2を検出し 、検出結果を比較部 383に出力する。比較部 383は、品質値 QCW, QCN1及び Q CN2の間で比較を行って、最も品質の高いものを判定し、判定結果を選択部 319に 出力する。
[0075] 遅延部 17A, 17Bは、遅延部 16と同様のものであり、復調信号 XCN1, XCN2を それぞれ遅延させて、選択部 319に出力する。選択部 319は、判定部 380から出力 された判定結果に従って、復調信号 XCW, XCN1及び XCN2から品質の最も良好 なものを 1つ選択し、選択結果を復調信号 DOとして誤り訂正部 5に出力する。
[0076] 図 10の OFDM復調部 304によると、より多くの復調信号から、雑音妨害、マルチパ ス妨害、フェージング妨害等の状況に応じて選択を行うことができるので、受信性能 を更に向上させることができる。例えば、図 9の OFDM復調部 204におけるキャリア 補間部 53, 54、及び図 10の OFDM復調部 304におけるキャリア補間部 53のフィル タカ いずれも広帯域フィルタ 351と同じ特性のものであるとする。このような場合で あって、受信信号に雑音妨害のみが存在するようなときには、 OFDM復調部 304は 、重畳する雑音の量が他の伝送路特性 HCW, HCN, HCW1のいずれよりも少ない 伝送路特性 HCN1を得ることができるので、 OFDM復調部 204に比べて、雑音妨害 環境下での受信性能を向上させることができる。
[0077] なお、図 10の OFDM復調部において、キャリア補間部 53に代えて、キャリア補間 部 350を備えるようにしてもよい。すなわち、 4通りの伝送路特性を算出し、各伝送路 特性に基づいて波形等化を行って 4通りの復調信号を求め、その中力 最も品質の 高 ヽ復調信号を選択するようにしてもょ ヽ。
[0078] (第 3の実施形態）
図 11は、本発明の第 3の実施形態に係る OFDM復調部 404の構成例を示すプロ ック図である。第 3の実施形態では、図 1の OFDM受信装置において、 OFDM復調 部 4に代えて、 OFDM復調部 404を用いる。
[0079] 図 11の OFDM復調部 404は、直交検波部 11と、 FFT部 12と、伝送路特性算出 部 30と、シンボル補間部 40と、等化部 460と、判定部 480と、遅延部 416, 417と、 選択部 419と、キャリア補間部 453と、除算部 463とを備えている。図 2及び図 9を参 照して説明したものと同一の構成要素には、同一の参照番号を付してその説明を省 略する。
[0080] 等化部 460は、除算部 461, 462を備えている。除算部 461は、 FFT部 12から供 給される周波数領域の OFDM信号 Yを、広帯域フィルタ 43から出力された伝送路 特性 HSWで除算して、得られた復調信号 XSWを品質検出部 481に出力する。除 算部 462は、 FFT部 12から供給される周波数領域の OFDM信号 Yを、狭帯域フィ ルタ 44から出力された伝送路特性 HSNで除算して、得られた復調信号 XSNを品質 検出部 482に出力する。
[0081] シンボル補間部 40で得られる 2つの伝送路特性 HSW及び HSNは、妨害 (雑音、 フェージング)の状況に応じて推定精度が異なるため、これらの伝送路特性に基づい て除算部 461, 462のそれぞれで得られる復調信号 XSW及び XSNもまた、妨害の 状況によってその品質が異なったものとなる。なお、シンボル補間部 40で得られる伝 送路特性 HSW及び HSNは、図 4において、パイロット信号が伝送されるキャリアの 記号 CTで示された位置にっ 、て得られるものであり、等化部 460で得られる復調信 号 XSW及び XSNもまた、これらと同じ位置につ!、て得られるものである。
[0082] 判定部 480は、品質検出部 481, 482と、比較部 483とを備えている。これらの構 成要素は、図 2の判定部 80におけるものと同様に構成されている。判定部 480は、 復調信号 XSW及び XSNのうち、品質の高い方（品質の良好な方）を判定する。品質 検出部 481は、復調信号 XSWの品質値 QSWを検出し、検出結果を比較部 483に 出力する。品質検出部 482は、復調信号 XSNの品質値 QSNを検出し、検出結果を 比較部 483に出力する。比較部 483は、品質値 QSWと品質値 QSNとの比較を行つ て品質の高い方を判定し、判定結果を選択部 419に出力する。
[0083] このように構成された判定部 480によると、妨害の状況によって品質の異なる 2つの 復調信号 XSW及び XSN力 それぞれの信号の品質値 QSW及び QSNを算出し、 算出された品質値 QSW及び QSNの比較結果に基づいて、より推定精度の高い伝 送路特性を判定することができる。
[0084] 遅延部 416及び 417は、伝送路特性 HSW及び HSNをそれぞれ遅延させて、選択 部 419に出力する。選択部 419は、判定部 480から出力された判定結果に従って、 伝送路特性 HSW及び HSNから品質の良好なものを 1つ選択し、選択された伝送路 特性 HSをキャリア補間部 453に出力する。
[0085] ここで、遅延部 416及び 417は、例えば、等化部 460及び判定部 480での処理に 要する時間だけ、伝送路特性 HSW及び HSNをそれぞれ遅延させる。すると、伝送 路特性 HSW及び HSNが選択部 419に入力されるタイミングと、これらの伝送路特性 について判定部 480で行われた判定結果が選択部 419に入力されるタイミングとの ずれがなくなる。このため、シンボル補間部 40から出力される 2つの伝送路特性 HS W及び HSNの推定精度の状況が変化した場合であっても、 OFDM復調部 404は、 この変化にすばやく追従することができる。
[0086] なお、遅延部 416及び 417を備えないようにしてもよい。この場合、遅延部 416, 41 7に要する回路コストの低減を図ることができる。
[0087] キャリア補間部 453は、選択部 419で選択された伝送路特性 HSに対してキャリア 方向のフィルタリングをすることにより、キャリア間の補間を行う。キャリア補間部 453 は、補間された伝送路特性 HCを除算部 463に出力する。図 5のように、補間された 伝送路特性 HCは、記号 CFの位置にっ ヽて得られる。
[0088] 除算部 463は、 FFT部 12から供給される周波数領域の OFDM信号 Yを、伝送路 特性 HCで除算して、得られた復調信号 DOを出力する。すなわち、除算部 463は、 周波数領域の OFDM信号 Yの波形等化を行って、伝送路で生じたマルチパスによ る波形ひずみを補償する。
[0089] 本実施形態によれば、キャリア補間前の伝送路特性力 適切なものを選択するの で、判定部における演算量を抑えることができる。
[0090] (第 4の実施形態）
図 12は、本発明の第 4の実施形態に係る OFDM復調部 504の構成例を示すプロ ック図である。 OFDM復調部 504は、直交検波部 11と、 FFT部 12と、伝送路特性算 出部 30と、シンボル補間部 42と、キャリア補間部 50と、雑音除去部 70と、差異検出 部 583と、遅延部 516, 517と、選択部 519と、除算部 461とを備えている。直交検波 部 11、 FFT部 12、伝送路特性算出部 30、シンボル補間部 42、及びキャリア補間部 50については、図 2を参照して説明したものと同様であるので、詳細な説明を省略す る。
[0091] 雑音除去部 70は、伝送路特性 HPに対して IFFTを行ってインパルス応答を算出し 、このインパルス応答に基づいて伝送路特性 HPに重畳する雑音成分を除去し、雑 音除去後の伝送路特性 HP'をシンボル補間部 42に出力する。雑音除去部 70は、 I FFT部 71と、零置換部 72と、 FFT部 73と、端部置換部 74とを備えている。
[0092] 図 13は、受信した OFDM信号に雑音が重畳している場合に、この OFDM信号の ノ ィロットキャリアに対する伝送路特性の大きさ I HP Iの例を示す模式図である。伝 送路特性の大きさ I HP Iは、理想的な場合は一定であるが、図 13では、帯域全体 にわたつて歪が生じている。
[0093] IFFT部 71は、伝送路特性算出部 30で得られた伝送路特性 HPに対して、シンポ ルごとに IFFTを行って、周波数領域の信号から時間領域の信号への変換を行!、、 得られた時間領域の信号、すなわち、インパルス応答を零置換部 72に出力する。こ のインパルス応答は I軸及び Q軸の各方向の成分を持つ複素信号 (ベクトル)の形式 で得られる。
[0094] 図 14は、図 12の IFFT部 71で得られるインパルス応答のレベル（大きさの 2乗）を 示す図である。図 14力もわ力るように、伝送路特性のレベルは局所的にピークを持 つ力 雑音成分は領域全体のフロア部分にわたって分布している。零置換部 72は、 このインパルス応答力 雑音成分の除去を行う。
[0095] 図 15 (a) , (b)は、雑音成分除去の前後におけるインパルス応答をそれぞれ示す 図である。図 15 (a)のように、零置換部 72は、所定のレベルに閾値を設定する。零置 換部 72は、 IFFT部 71から出力されたインパルス応答の I軸成分の 2乗値と Q軸成分 の 2乗値との和をインパルス応答の電力として算出し、このインパルス応答の電力と 設定された閾値との比較を行 ヽ、閾値より小さな電力を示すインパルス応答を" 0ベタ トル"に置換し、閾値より小さくな!/、電力を示すインパルス応答をそのまま FFT部 73 に出力する。零置換部 72は、図 15 (b)のように置換後のインパルス応答を出力する
[0096] FFT部 73は、雑音成分除去後のインパルス応答を FFTして、これを再び周波数領 域の信号に変換し、端部置換部 74に出力する。図 16は、図 12の FFT部 73で得ら れる伝送路特性を示す図である。図 16に示すように、データの打ち切りの影響により 、帯域の両端部の特性が劣化する場合がある。端部置換部 74は、帯域両端部の特 性劣化を避けることを目的として、上記の雑音除去処理をバイパスするために設けら れている。
[0097] 端部置換部 74は、 FFT部 73から出力された伝送路特性のうち、帯域の中央部を 含む所定の周波数帯域内の伝送路特性はそのまま出力し、この周波数帯域以外の 帯域、すなわち、特性劣化の大きな帯域端部 (低域部及び高域部)周辺の伝送路特 性は、雑音成分除去前の伝送路特性 HPに置き換えて出力する。端部置換部 74は 、得られた伝送路特性 HP'をシンボル補間部 42に出力する。このとき、置換が施さ れていない帯域の中央部の伝送路特性 HP'に関しては、雑音が除去されており、置 換の施された帯域端部の伝送路特性 HP'に関しては、雑音が除去されていないこと になる。 [0098] 図 17は、図 12の雑音除去部 70で得られた伝送路特性 HP'を示す図である。図 1 7のように、帯域の中央部に関しては雑音の影響が除去されているが、帯域の両端 部に関しては雑音が除去されずに残留している。
[0099] なお、雑音除去部 70にお 、て、打ち切りの影響を軽減するために、伝送路特性 H Pに適切な窓関数を乗じてカゝら IFFTを行うようにしてもよいし、 FFT部 73で得られる 伝送路特性をこの窓関数で除するようにしてもょ 、。
[0100] シンボル補間部 42は、雑音除去後の伝送路特性 HP'に対してシンボル間のフィル タリングを行うことによってシンボル方向の補間を行 、、シンボル補間後の伝送路特 性 HSをキャリア補間部 50の広帯域フィルタ 51及び狭帯域フィルタ 52に出力する。 広帯域フィルタ 51及び狭帯域フィルタ 52は、伝送路特性 HCW及び HCNをそれぞ れ算出する。広帯域フィルタ 51は、得られた伝送路特性 HCWを遅延部 516及び差 異検出部 583に出力し、狭帯域フィルタ 52は、得られた伝送路特性 HCNを遅延部 517及び差異検出部 583に出力する。
[0101] 雑音除去部 70の出力をシンボル方向に補間して得られる伝送路特性 HSは、帯域 の中央部に関しては雑音が除去されている。このため、雑音妨害環境下における広 帯域フィルタ 51及び狭帯域フィルタ 52のそれぞれから得られる伝送路特性 HCW, HCNのうち、帯域の中央部に関しては、雑音の影響による両者の差異はほとんどな い。
[0102] 一方、マルチパス妨害が存在する環境下において、特に遅延時間が狭帯域フィル タ 52の通過帯域幅を超えるような場合には、伝送路特性 HCWと HCNとに差異が生 じる（図 7 (a) , (b) )。このような場合、広帯域フィルタ 51では正しい伝送路特性が得 られる力 狭帯域フィルタ 52では正しい伝送路特性が得られない。したがって、広帯 域フィルタ 51及び狭帯域フィルタ 52のそれぞれで得られる伝送路特性 HCWと伝送 路特性 HCNとには、大きな差異が生じることになる。
[0103] また、すでに説明したように、キャリア補間に用いられるフィルタの通過帯域幅が広 いほど、遅延時間の長い遅延波の推定が可能となる一方、推定された伝送路特性に 重畳する雑音の量は多くなる。
[0104] そこで、差異検出部 583は、帯域中央部（又はその一部）において、伝送路特性 H CWと伝送路特性 HCNとの間の差異の有無 (又は、差異の値が一定の範囲を越え ていること）を検出し、検出結果を選択部 519に出力する。
[0105] 差異検出部 583における差異の検出の際には、帯域中央部における伝送路特性 HCWと伝送路特性 HCNとに関して、 I軸成分の差分値と Q軸成分の差分値を算出 し、更にこれらの 2乗の和を差分電力としてキャリアごとに算出し、その差分電力の最 大値が所定値を越える否かによって判断すればよい。また、帯域中央部における伝 送路特性 HCWと伝送路特性 HCNとの間の差分電力の大きさを帯域中央部に属す るキャリア全体にわたって累積し、累積結果が所定値を越える否かによって判断して もよい。なお、差異検出部 583における差異の検出の際には、帯域中央部又は帯域 中央部の一部にぉ 、て差異を検出するようにしてもょ 、。
[0106] 遅延部 516及び 517は、伝送路特性 HCW及び HCNをそれぞれ遅延させて、選 択部 519に出力する。選択部 519は、伝送路特性 HCW及び HCNのうち、いずれか 一方を、差異検出部 583から出力された検出結果に基づいて選択し、選択された伝 送路特性 HCを除算部 461に出力する。
[0107] すなわち、帯域中央部における伝送路特性 HCWと伝送路特性 HCNとの間に差 異がない（又は、差異の値が一定の範囲内に収まっている）場合には、雑音抑圧効 果の高 、狭帯域フィルタ 52より得られる伝送路特性 HCNを選択し、帯域全体に対 する伝送路特性 HCとして出力する。この結果、両端部での雑音の影響が軽減され た伝送路特性を得ることができる。
[0108] 一方、帯域中央部における伝送路特性 HCWと HCNとの間に差異がある（又は、 差異の値が一定の範囲を超えている）場合には、帯域端部における伝送路特性とし て、マルチパス伝送路における推定精度の高い広帯域フィルタ 51より得られる伝送 路特性 HCWを選択し、帯域全体に対する伝送路特性 HCとして出力する。この結果 、マルチパス伝送路の推定精度の向上した伝送路特性を得ることができる。
[0109] ここで、遅延部 516及び 517は、例えば、差異検出部 583での処理に要する時間 だけ、伝送路特性 HCW及び HCNをそれぞれ遅延させる。すると、伝送路特性 HC W及び HCNが選択部 519に入力されるタイミングと、これらの伝送路特性につ!、て の差異検出部 583による検出結果が選択部 519に入力されるタイミングとのずれが なくなる。このため、キャリア補間部 50から出力される 2つの伝送路特性 HCW及び H CNの推定精度の状況が変化した場合であっても、 OFDM復調部 504は、この変化 にすばやく追従することができる。
[0110] 除算部 461は、周波数領域の OFDM信号 Yを伝送路特性 HCで除算して、周波 数領域の OFDM信号 Yの波形等化を行う。これにより、除算部 461は、伝送路で生 じた、マルチノス妨害による波形ひずみを補償し、その結果得られた復調信号 DOを 出力する。
[0111] このようにして得られる帯域全体に対する伝送路特性 HCは、雑音妨害やマルチパ ス妨害が存在する環境下で、伝送路特性の推定に用いる複数のフィルタの出力から 適切に選択して得られるものであるので、伝送路の推定精度が高ぐこの伝送路特性 を用いて波形等化を行えば受信性能の向上を図ることができる。また、複数のフィル タ出力力 の選択をシンボルごとに行うことができるので、伝送路特性が変動する環 境下における追従性にっ 、ても非常に優れて 、る。
[0112] なお、遅延部 516及び 517を備えないようにしてもよい。この場合、遅延部 516, 51 7に要する回路コストの低減を図ることができる。
[0113] また、選択部 519は、帯域中央部における伝送路特性 HCWと伝送路特性 HCNと の間の差異の検出結果に基づいて両者より一方を選択する際には、帯域全体の伝 送路特性として、伝送路特性 HCW及び HCNのうちの 、ずれかを選択するようにし てもよいし、又は、帯域中央部については常に伝送路特性 HCWを選択し、帯域端 部のみを伝送路特性 HCW及び HCNのうちの 、ずれかより選択するようにしてもよ!ヽ 。すでに説明したように、帯域中央部における伝送路特性に関しては雑音の影響が 除去されて ヽるので、帯域中央部では常に伝送路特性 HCWを用いるようにしても問 題はない。
[0114] また、帯域端部のみについて選択をする場合には、一方の端部、例えば高域側の 端部のみについて、いずれかの伝送路特性を選択するようにしてもよい。この場合に は、遅延部 516及び 517における遅延器のハードウェア量が少なくて済む。
[0115] 図 18は、第 4の実施形態の変形例に係る OFDM復調部 604の構成を示すブロッ ク図である。 OFDM復調部 604は、図 12の OFDM復調部 504において、雑音除去 部 70に代えて雑音除去部 670を備え、シンボル補間処理後に雑音除去処理を行う ようにしたものである。
[0116] シンボル補間部 42は、伝送路特性算出部 30で得られた伝送路特性 HPに対して、 シンボル間のフィルタリングを行うことによってシンボル方向の補間を行 、、シンボル 補間後の伝送路特性を雑音除去部 670に出力する。
[0117] 雑音除去部 670は、 IFFT部 671と、零置換部 672と、 FFT部 673と、端部置換部 674とを備えており、図 12の雑音除去部 70とほぼ同様に構成されている。雑音除去 部 670は、シンボル補間部 42から出力された伝送路特性に対して、雑音除去部 70 と同様に伝送路特性に重畳する雑音成分を除去し、雑音除去後の伝送路特性 HS を広帯域フィルタ 51及び狭帯域フィルタ 52に出力する。
[0118] このように、シンボル方向の補間を先に行ってから、雑音除去処理を行うようにして も、帯域の中央部に関して雑音を除去することができる。
[0119] なお、以上の実施形態において、シンボル補間部又はキャリア補間部力 複数のフ ィルタを備える場合には、特性の異なる 2種類のフィルタを備えるものとして説明を行 つたが、更に多くの種類のフィルタを備えるようにしてもよい。この場合も、各フィルタ で得られる伝送路特性による波形等化を行い、この結果得られる復調信号の中から 、最も品質の高い復調信号を選択するようにすればよい。妨害の状況に応じてより柔 軟に復調信号の品質の精度を選ぶことができるので、 OFDM受信装置の受信性能 を向上させることができる。
産業上の利用可能性
[0120] 以上説明したように、本発明は、ガウス雑音やマルチパス等の伝送路の妨害条件 に左右されることなぐまた、ガード期間長に依存することもなぐ適応的に伝送路特 性の推定精度を向上させたり、復調信号の品質を高めることができるので、デジタル 放送や無線 LAN等の OFDM信号を受信する OFDM受信装置等として有用である

Claims

請求の範囲
[1] 振幅及び位相が既知であるパイロット信号を伝送する OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplexing:直交周波数分割多重）信号を受信し復調する OF DM受信装置であって、
前記受信された OFDM信号がフーリエ変換されて得られた周波数領域の OFDM 信号と前記パイロット信号との間の演算によって補間前の伝送路特性を算出し、前記 補間前の伝送路特性に対して、互いに特性が異なる複数のフィルタによる補間を行 い、前記複数のフィルタのそれぞれによって得られた補間結果に基づいて、複数の 補間後の伝送路特性を出力する伝送路特性推定部と、
前記複数の補間後の伝送路特性によって、前記周波数領域の OFDM信号に対し て波形等化を行!、、前記複数の補間後の伝送路特性のそれぞれに対応した波形等 化結果に基づ!、て、複数の復調信号を出力する等化部と、
前記複数の復調信号の中から、品質が最も良好なものを判定し、判定結果を出力 する判定部と、
前記判定結果に従って、前記複数の復調信号の中から 1つを選択して出力する選 択部と
を備える OFDM受信装置。
[2] 請求項 1に記載の OFDM受信装置にお 、て、
前記伝送路特性推定部は、
前記周波数領域の OFDM信号と前記パイロット信号との間の演算によって前記補 間前の伝送路特性を算出する伝送路特性算出部と、
前記補間前の伝送路特性に対して、シンボル方向の補間を行い、シンボル方向に 補間された伝送路特性を出力するシンボル補間部と、
互いに通過帯域の異なる複数のキャリア補間フィルタを有し、前記シンボル方向に 補間された伝送路特性に対するキャリア方向の補間を、前記複数のキャリア補間フィ ルタのそれぞれによって行い、その結果を、前記複数の補間後の伝送路特性として 出力するキャリア補間部とを有するものである
ことを特徴とする OFDM受信装置。 [3] 請求項 1に記載の OFDM受信装置にお 、て、
前記伝送路特性推定部は、
前記周波数領域の OFDM信号と前記パイロット信号との間の演算によって前記補 間前の伝送路特性を算出する伝送路特性算出部と、
互いに通過帯域の異なる複数のフィルタを有し、前記補間前の伝送路特性に対す るシンボル方向の補間を、前記複数のフィルタのそれぞれによって行い、その結果を 、シンボル方向に補間された複数の伝送路特性として出力するシンボル補間部と、 前記シンボル方向に補間された複数の伝送路特性にそれぞれ対応する、複数のキ ャリア補間部とを有するものであり、
前記複数のキャリア補間部は、
それぞれに対応する前記シンボル方向に補間された伝送路特性に対してキャリア 方向の補間を行い、その結果に基づいて、前記複数の補間後の伝送路特性を出力 するものである
ことを特徴とする OFDM受信装置。
[4] 請求項 3に記載の OFDM受信装置において、
前記複数のキャリア補間部のうちの少なくとも 1つは、
互いに通過帯域の異なる複数のキャリア補間フィルタを有し、当該キャリア補間部 に対応する前記シンボル方向に補間された伝送路特性に対するキャリア方向の補間 を、当該キャリア補間部の前記複数のキャリア補間フィルタのそれぞれによって行うも のである
ことを特徴とする OFDM受信装置。
[5] 請求項 1に記載の OFDM受信装置にお 、て、
前記等化部から出力された複数の復調信号にそれぞれ対応し、対応する復調信 号を遅延させて前記選択部に出力する、複数の遅延部を更に備え、
前記複数の遅延部は、それぞれ、
前記選択部にぉ 、て、前記判定結果が得られるタイミングと前記遅延させられた復 調信号が得られるタイミングとが一致するように、前記対応する復調信号を遅延させ るものである ことを特徴とする OFDM受信装置。
[6] 請求項 1に記載の OFDM受信装置にお 、て、
前記判定部は、
前記等化部で得られた複数の復調信号にそれぞれ対応し、対応する復調信号の 品質値を求める、複数の品質検出部と、
前記複数の品質検出部で求められた品質値に基づいて判定を行う比較部とを有 するものであり、
前記複数の品質検出部は、それぞれ、
前記対応する復調信号に対する硬判定を行って基準信号点を求め、前記対応す る復調信号を構成する各キャリアについて、求められた基準信号点と、硬判定前の 信号点との間の距離を求め、求められた距離を前記対応する復調信号を構成する 複数のキャリアについて平均して得られる平均値に応じた値を前記品質値として出 力するものである
ことを特徴とする OFDM受信装置。
[7] 振幅及び位相が既知であるパイロット信号を伝送する OFDM信号を受信し復調す る OFDM受信装置であって、
前記受信された OFDM信号がフーリエ変換されて得られた周波数領域の OFDM 信号と前記パイロット信号との間の演算によって補間前の伝送路特性を算出する伝 送路特性算出部と、
互いに通過帯域の異なる複数のフィルタを有し、前記補間前の伝送路特性に対す るシンボル方向の補間を、前記複数のフィルタのそれぞれによって行い、その結果を 、シンボル方向に補間された複数の伝送路特性として出力するシンボル補間部と、 前記周波数領域の OFDM信号に対する波形等化を、前記シンボル方向に補間さ れた複数の伝送路特性のそれぞれによって行い、その結果に基づいて、複数の復 調信号を出力する等化部と、
前記複数の復調信号の中から、品質が最も良好なものを判定し、判定結果を出力 する判定部と、
前記判定結果に従って、前記シンボル方向に補間された複数の伝送路特性の中 から、 1つを選択して出力する選択部と、
前記選択部で選択された伝送路特性に対してキャリア方向の補間を行って、キヤリ ァ方向に補間された伝送路特性を出力するキャリア補間部と、
前記キャリア方向に補間された伝送路特性によって、前記周波数領域の OFDM信 号に対する除算を行い、得られた結果を復調信号として出力する除算部と を備える OFDM受信装置。
[8] 請求項 7に記載の OFDM受信装置において、
前記シンボル方向に補間された複数の伝送路特性にそれぞれ対応し、前記対応 する伝送路特性を遅延させて前記選択部に出力する、複数の遅延部を更に備え、 前記複数の遅延部は、それぞれ、
前記選択部にぉ 、て、前記判定結果が得られるタイミングと前記遅延させられた伝 送路特性が得られるタイミングとが一致するように、前記対応する伝送路特性を遅延 さ ·¾：るちのである
ことを特徴とする OFDM受信装置。
[9] 請求項 7に記載の OFDM受信装置において、
前記判定部は、
前記等化部で得られた複数の復調信号にそれぞれ対応し、対応する復調信号の 品質値を求める、複数の品質検出部と、
前記複数の品質検出部で求められた品質値に基づいて判定を行う比較部とを有 するものであり、
前記複数の品質検出部は、それぞれ、
前記対応する復調信号に対する硬判定を行って基準信号点を求め、前記対応す る復調信号を構成する各キャリアについて、求められた基準信号点と、硬判定前の 信号点との間の距離を求め、求められた距離を前記対応する復調信号を構成する 複数のキャリアについて平均して得られる平均値に応じた値を前記品質値として出 力するものである
ことを特徴とする OFDM受信装置。
[10] 振幅及び位相が既知であるパイロット信号を伝送する OFDM信号を受信し復調す る OFDM受信装置であって、
前記受信された OFDM信号がフーリエ変換されて得られた周波数領域の OFDM 信号と前記パイロット信号との間の演算によって補間前の伝送路特性を算出する伝 送路特性算出部と、
前記補間前の伝送路特性から、所定の周波数帯域における雑音の除去を行い、 得られた雑音除去後の伝送路特性を出力する雑音除去部と、
前記雑音除去後の伝送路特性に対して、シンボル方向の補間を行い、シンボル方 向に補間された伝送路特性を出力するシンボル補間部と、
互いに通過帯域の異なる複数のキャリア補間フィルタを有し、前記シンボル方向に 補間された伝送路特性に対するキャリア方向の補間を、前記複数のキャリア補間フィ ルタのそれぞれによって行い、その結果を、キャリア方向に補間された複数の伝送路 特性として出力するキャリア補間部と、
前記所定の周波数帯域又はその一部において、前記キャリア方向に補間された複 数の伝送路特性間の差異を検出する差異検出部と、
前記差異検出部における検出結果に従って、前記キャリア方向に補間された複数 の伝送路特性の中から 1つを選択して出力する選択部と、
前記選択部で選択された伝送路特性によって、前記周波数領域の OFDM信号に 対する除算を行い、得られた結果を復調信号として出力する除算部と
を備える OFDM受信装置。
請求項 10に記載の OFDM受信装置において、
前記雑音除去部は、
入力された伝送路特性を逆フーリエ変換して、得られたインパルス応答を出力する 逆フーリエ変換部と、
前記インパルス応答のうち、所定の大きさに満たないものを 0ベクトルに置換して出 力する零置換部と、
前記零置換部の出力をフーリエ変換して出力するフーリエ変換部と、
前記フーリエ変換部の出力のうち、前記所定の周波数帯域についてはそのまま出 力し、前記所定の周波数帯域以外の周波数帯域については、前記逆フーリエ変換 部に入力された伝送路特性に置換して出力する端部置換部とを有するものである ことを特徴とする OFDM受信装置。
[12] 振幅及び位相が既知であるパイロット信号を伝送する OFDM信号を受信し復調す る OFDM受信装置であって、
前記受信された OFDM信号がフーリエ変換されて得られた周波数領域の OFDM 信号と前記パイロット信号との間の演算によって補間前の伝送路特性を算出する伝 送路特性算出部と、
前記補間前の伝送路特性に対して、シンボル方向の補間を行い、シンボル方向に 補間された伝送路特性を出力するシンボル補間部と、
前記シンボル方向に補間された伝送路特性から、所定の周波数帯域における雑音 の除去を行い、得られた雑音除去後の伝送路特性を出力する雑音除去部と、 互いに通過帯域の異なる複数のキャリア補間フィルタを有し、前記雑音除去後の伝 送路特性に対するキャリア方向の補間を、前記複数のキャリア補間フィルタのそれぞ れによって行い、その結果を、キャリア方向に補間された複数の伝送路特性として出 力するキャリア補間部と、
前記所定の周波数帯域又はその一部において、前記キャリア方向に補間された複 数の伝送路特性間の差異を検出する差異検出部と、
前記差異検出部における検出結果に従って、前記キャリア方向に補間された複数 の伝送路特性の中から 1つを選択して出力する選択部と、
前記選択部で選択された伝送路特性によって、前記周波数領域の OFDM信号に 対する除算を行い、得られた結果を復調信号として出力する除算部と
を備える OFDM受信装置。
[13] 請求項 12に記載の OFDM受信装置において、
前記雑音除去部は、
入力された伝送路特性を逆フーリエ変換して、得られたインパルス応答を出力する 逆フーリエ変換部と、
前記インパルス応答のうち、所定の大きさに満たないものを 0ベクトルに置換して出 力零置換部と、 前記零置換部の出力をフーリエ変換して出力するフーリエ変換部と、 前記フーリエ変換部の出力のうち、前記所定の周波数帯域についてはそのまま出 力し、前記所定の周波数帯域以外の周波数帯域については、前記逆フーリエ変換 部に入力された伝送路特性に置換して出力する端部置換部とを有するものである ことを特徴とする OFDM受信装置。
[14] 振幅及び位相が既知であるパイロット信号を伝送する OFDM信号を受信し復調す る OFDM受信方法であって、
前記受信された OFDM信号がフーリエ変換されて得られた周波数領域の OFDM 信号と前記パイロット信号との間の演算によって補間前の伝送路特性を算出し、前記 補間前の伝送路特性に対して、互いに特性が異なる複数のフィルタによる補間を行 い、前記複数のフィルタのそれぞれによって得られた補間結果に基づいて、複数の 補間後の伝送路特性を求める伝送路特性推定ステップと、
前記複数の補間後の伝送路特性によって、前記周波数領域の OFDM信号に対し て波形等化を行!、、前記複数の補間後の伝送路特性のそれぞれに対応した波形等 化結果に基づ!、て、複数の復調信号を求める等化ステップと、
前記複数の復調信号の中から、品質が最も良好なものを判定する判定ステップと、 前記判定の結果に従って、前記複数の復調信号の中から 1つを選択する選択ステ ップと
を備える OFDM受信方法。
[15] 振幅及び位相が既知であるパイロット信号を伝送する OFDM信号を受信し復調す る OFDM受信方法であって、
前記受信された OFDM信号がフーリエ変換されて得られた周波数領域の OFDM 信号と前記パイロット信号との間の演算によって補間前の伝送路特性を算出する伝 送路特性算出ステップと、
前記補間前の伝送路特性に対するシンボル方向の補間を、互いに通過帯域の異 なる複数のフィルタのそれぞれによって行い、その結果を、シンボル方向に補間され た複数の伝送路特性として求めるシンボル補間ステップと、
前記周波数領域の OFDM信号に対する波形等化を、前記シンボル方向に補間さ れた複数の伝送路特性のそれぞれによって行い、その結果に基づいて、複数の復 調信号を求める等化ステップと、
前記複数の復調信号の中から、品質が最も良好なものを判定する判定ステップと、 前記判定結果に従って、前記シンボル方向に補間された複数の伝送路特性の中 から、 1つを選択する選択ステップと、
前記選択ステップで選択された伝送路特性に対してキャリア方向の補間を行って、 キャリア方向に補間された伝送路特性を求めるキャリア補間ステップと、
前記キャリア方向に補間された伝送路特性によって、前記周波数領域の OFDM信 号に対する除算を行い、得られた結果を復調信号として求める除算ステップと を備える OFDM受信方法。
振幅及び位相が既知であるパイロット信号を伝送する OFDM信号を受信し復調す る OFDM受信方法であって、
前記受信された OFDM信号がフーリエ変換されて得られた周波数領域の OFDM 信号と前記パイロット信号との間の演算によって補間前の伝送路特性を算出する伝 送路特性算出ステップと、
前記補間前の伝送路特性から、所定の周波数帯域における雑音の除去を行い、 得られた雑音除去後の伝送路特性を求める雑音除去ステップと、
前記雑音除去後の伝送路特性に対して、シンボル方向の補間を行い、シンボル方 向に補間された伝送路特性を求めるシンボル補間ステップと、
前記シンボル方向に補間された伝送路特性に対するキャリア方向の補間を、互！、 に通過帯域の異なる複数のキャリア補間フィルタのそれぞれによって行 、、その結果 を、キャリア方向に補間された複数の伝送路特性として求めるキャリア補間ステップと 前記所定の周波数帯域又はその一部において、前記キャリア方向に補間された複 数の伝送路特性間の差異を検出する差異検出ステップと、
前記差異検出ステップにおける検出結果に従って、前記キャリア方向に補間された 複数の伝送路特性の中から 1つを選択する選択ステップと、
前記選択ステップで選択された伝送路特性によって、前記周波数領域の OFDM 信号に対する除算を行い、得られた結果を復調信号として求める除算ステップと を備える OFDM受信方法。
振幅及び位相が既知であるパイロット信号を伝送する OFDM信号を受信し復調す る OFDM受信方法であって、
前記受信された OFDM信号がフーリエ変換されて得られた周波数領域の OFDM 信号と前記パイロット信号との間の演算によって補間前の伝送路特性を算出する伝 送路特性算出ステップと、
前記補間前の伝送路特性に対して、シンボル方向の補間を行い、シンボル方向に 補間された伝送路特性を求めるシンボル補間ステップと、
前記シンボル方向に補間された伝送路特性から、所定の周波数帯域における雑音 の除去を行 、、得られた雑音除去後の伝送路特性を求める雑音除去ステップと、 前記雑音除去後の伝送路特性に対するキャリア方向の補間を、互いに通過帯域の 異なる複数のキャリア補間フィルタのそれぞれによって行い、その結果を、キャリア方 向に補間された複数の伝送路特性として求めるキャリア補間ステップと、
前記所定の周波数帯域又はその一部において、前記キャリア方向に補間された複 数の伝送路特性間の差異を検出する差異検出ステップと、
前記差異検出ステップにおける検出結果に従って、前記キャリア方向に補間された 複数の伝送路特性の中から 1つを選択する選択ステップと、
前記選択ステップで選択された伝送路特性によって、前記周波数領域の OFDM 信号に対する除算を行い、得られた結果を復調信号として求める除算ステップと を備える OFDM受信方法。
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