JP5261787B2 - 受信装置及び受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、移動体通信を行う受信装置、特に、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplex）方式で変調される信号を受信して復調する受信装置及び受信方法に関する。

近年、デジタル圧縮符号化技術や高速通信技術の発展に伴い、衛星及び地上波による放送通信におけるデジタル化や、携帯電話などの移動体通信におけるデジタル化が実現されている。そして、放送信号や移動体通信におけるデジタル化の実現に伴い、このデジタル通信技術が、車載デジタル放送受信、携帯移動体通信、無線ＬＡＮなどの様々な方面で利用されている。

また、移動体通信の分野においては、受信装置が移動することにより受信する電波の周波数が変動したり、直接波及び遅延波が干渉したりすることによって、受信信号が時間方向及び周波数方向に歪むことが問題となる。そして、このような受信信号における歪を補正するために、受信装置において等化処理が行われる。等化処理は、例えば送信信号に含まれる既知の値のパイロット信号を用いて行われる。まず、受信信号に含まれるパイロット信号の振幅や位相の変化などに基づいて、伝送により与えられる歪みを推定し、伝送路特性を得る。そして、得られた伝送路特性に基づいて受信信号の歪みを補正する。

しかしながら、移動体の速度に応じて歪みが大きくなるなどの要因のため、推定される伝送路特性が実際の伝送路特性と大きく異なるものになる場合がある。そして、このような伝送路特性を用いて等化処理を行うことにより、等化処理後の信号がかえって悪化してしまうことがある。

そこで、伝送路特性をフィルタによって濾波し、補正する受信装置が特許文献１で提案されている。特に、ある期間以降に遅れて到来する信号をノイズと見なすとともに、ある期間に対応する周波数の信号以外を濾波することによって、良好な伝送路特性を得ることを可能としている。

上記の受信装置における伝送路特性推定部について、図面を用いて説明する。図８は、従来の受信装置に備えられる伝送路特性推定部のフィルタ部の構成について示すブロック図である。図８に示すように、フィルタ部１００は、パイロット信号を用いて時間方向の補間を行う時間方向補間器（不図示）から入力される信号に第１シフト信号を積算する第１積算器１０１と、第１積算器１０１から出力される信号を濾波する第１〜第３フィルタ１０２〜１０４と、第１積算器１０１から出力される信号を第１〜第３フィルタ１０２〜１０４のいずれかから選択して入力する第１選択部１０５と、第１選択部１０５によって選択されたフィルタ１０２〜１０４に接続して当該フィルタ１０２〜１０４から出力される信号を後段の装置に入力させる第２選択部１０６と、第２選択部１０６から出力される信号に第２シフト信号を積算する第２積算器１０７と、を備える。

第１選択部１０５及び第２選択部１０６によって選択される第１〜第３フィルタ１０２〜１０４は、それぞれ特性が異なる。そして、これらのフィルタ１０２〜１０４と第１選択部１０５及び第２選択部１０６との接続の制御は、制御信号に基づいて行われる。また、第１シフト信号及び第２シフト信号を積算することによる入力信号のシフト量は、それぞれ反対方向であるが等しい大きさとなる。さらに、第１及び第２シフト信号は、それぞれ第１〜第３フィルタ１０２〜１０４に対応するように定められ、それぞれ３種類のいずれかの値から選択される。そのため、図８に示すフィルタ部１００は、合計で３種類の通過帯域の設定が可能となる。

特開２００６−５３９６号公報

しかしながら、図８に示すフィルタ部１００は、実現可能な通過帯域の種類の数と同数のフィルタ１０２〜１０４が必要となる。即ち、様々な信号状態に対応して伝送路特性を精度よく求めるためには、多数のフィルタを設ける必要が生じる。そのため、フィルタ部１００及びこれを備える受信装置が大型化する問題が生じる。

さらに、従来のフィルタ部１００は、所定の方法で定める基準点からの信号強度を積分し、その値に基づいて基準点からどこまでの信号を通過させるかを決定する。即ち、通過させる信号の開始点は必ず基準点になってしまい、基準点と有効信号との間に生じるノイズが含まれることとなる。そのため、求められる伝送路特性の精度が劣化する問題が生じる。

このような問題を鑑みて、本発明は、小型化を図るとともに等化処理を行う際に求める伝送路特性の精度を向上させる受信装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明における受信装置は、受信信号の伝送路特性に基づいて、受信信号の等化処理を行う受信装置において、受信信号に含まれる所定の信号に基づいて得られる伝送路特性を、時間方向に補間する時間方向補間部と、当該時間方向補間部から出力される伝送路特性を濾波する第１フィルタと、当該第１フィルタから出力される伝送路特性を濾波する第２フィルタと、当該第２フィルタから出力される伝送路特性を周波数方向に補間する周波数方向補間部と、当該周波数方向補間部から出力される伝送路特性に基づいて、受信信号の等化処理を行う等化処理部と、を備え、前記第１フィルタ及び前記第２フィルタの通過帯域がそれぞれ可変となることを特徴とする受信装置。

また、上記構成の受信装置において、前記第１フィルタ及び前記第２フィルタが、帯域幅が一定であるとともに下限及び上限の周波数の値が可変となる通過帯域を有するものであることとしても構わない。

このように構成することによって、第１フィルタ及び第２フィルタの通過帯域の帯域幅を一定としながらも、通過帯域を可変とすることが可能となる。そのため、通過帯域の帯域幅を変更する構成を不要とすることができる。したがって、受信装置の小型化及び簡略化を図ることが可能となる。

また、上記構成の受信装置において、前記時間方向補間部から出力される伝送路特性に基づいて、受信信号の時間方向の強度の変動を示す遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成部と、前記遅延プロファイルに含まれる有効信号を検出するとともに、当該有効信号が含まれる期間を検出する有効信号検出部と、をさらに備え、前記有効信号検出部が検出する有効信号が含まれる期間に基づいて、前記第１フィルタ及び前記第２フィルタの通過帯域が定められることとしても構わない。

このように構成することによって、有効信号が含まれる期間に対応する通過帯域を設定するとともに、この通過帯域に含まれない信号を濾波することが可能となる。そのため、ノイズなどの成分を極力排除することが可能となる。

また、上記構成の受信装置において、前記有効信号検出部が、所定の閾値以上の強度を有する信号を有効信号として検出するものであるとともに、前記有効信号検出部が、前記遅延プロファイル生成部から出力される遅延プロファイル中で、時間方向で最初に有効信号が入力される時間に基づいて、有効信号が含まれる期間の先頭位置を定めて先頭信号を出力する遅延プロファイル先頭位置検出部と、前記遅延プロファイル生成部から出力される遅延プロファイル中で、時間方向で最後に有効信号が入力される時間に基づいて、有効信号が含まれる期間の末尾位置を定めて末尾信号を出力する遅延プロファイル末尾位置検出部と、を備えることとしても構わない。

また、上記構成の受信装置において、前記遅延プロファイル末尾位置検出部が、先頭信号に基づいて末尾位置を定めることとしても構わない。このように構成することで、末尾位置の検出が容易となる。

また、上記構成の受信装置において、前記第１フィルタの通過帯域が、先頭信号に基づいて定められるものであるとともに、前記第２フィルタの通過帯域が、末尾信号に基づいて定められるものであるとしても構わない。

また、上記構成の受信装置において、前記第１フィルタの通過帯域の下限の値が、前記遅延プロファイル先頭位置検出部が定める有効信号が含まれる期間の先頭位置に対応した値になるとともに、前記第２フィルタの通過帯域の上限の値が、前記遅延プロファイル末尾位置検出部が定める有効信号が含まれる期間の末尾位置に対応した値になることとしても構わない。

また、上記構成の受信装置において、前記時間方向補間部から出力される伝送路特性と、前記第２フィルタから出力される伝送路特性と、がそれぞれ入力されるとともに、入力されるいずれか一方の伝送路特性を選択して出力するバイパス部をさらに備えることとしても構わない。

また、上記構成の受信装置において、前記バイパス部が、前記遅延プロファイル末尾位置検出部から出力される信号に基づいて、出力する伝送路特性を選択することとしても構わない。

このように構成することによって、第１及び第２フィルタで濾波することが適当でない場合に、第１及び第２フィルタで濾波していない伝送路特性、即ち時間方向補間部から出力される伝送路特性を周波数方向補間部に入力することが可能となる。また、末尾位置が検出できないなどの場合に、フィルタ部で濾波することが適当でないと判定しても構わない。

また、上記構成の受信装置において、前記第１フィルタ及び前記第２フィルタの少なくとも一方が、入力される信号に第１複素係数を積算する前段積算部と、所定の通過帯域を有するとともに、前記前段積算部から出力される信号を濾波する帯域通過フィルタと、前記第１複素係数と絶対値が等しく符号が反対となる第２複素係数を、前記帯域通過フィルタから出力される信号に積算する後段積算部と、を備えることとしても構わない。

このように構成することによって、前段積算部及び後段積算部において積算する複素係数を変更するだけで、任意の通過帯域とすることが可能となる。そのため、構成を簡略化することが可能となる。また、帯域通過フィルタをＬＰＦとしても構わない。

また、本発明の受信方法は、受信信号に含まれる所定の信号に基づいて得られる伝送路特性を、時間方向に補間する第１ステップと、当該第１ステップによって得られる伝送路特性を濾波する第２ステップと、当該第２ステップによって得られる伝送路特性を濾波する第３ステップと、当該第３ステップによって得られる伝送路特性を周波数方向に補間する第４ステップと、当該第４ステップによって得られる伝送路特性に基づいて、受信信号の等化処理を行う第５ステップと、を備えることを特徴とする。

本発明によると、第１フィルタによって濾波された伝送路特性が、さらに第２フィルタによって濾波されることとなる。そのため、第１フィルタ及び第２フィルタの通過帯域をそれぞれ設定することにより、任意の通過帯域を実現することが可能となる。したがって、様々な信号状態に対応することが可能となり、精度よく伝送路特性を求めることが可能となる。

また、フィルタ部に備えるフィルタを、第１フィルタと第２フィルタの２つにすることが可能となる。したがって、多数のフィルタを備える必要がなくなるため、受信装置の小型化を図ることが可能となる。

＜受信装置の構成＞
まず、本発明における受信装置の構成について図面を参照して説明する。なお、以下では、ＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting for Terrestrial）方式の地上波デジタルテレビジョン放送に対応する受信装置を例に挙げて説明するが、本発明の受信装置は他の通信方式に対応するものであっても構わない。

図１は、本発明の実施形態における受信装置の基本構成を示すブロック図である。図１に示すように、受信装置１は、デジタル放送信号を受信するアンテナ２と、アンテナ２で受信されたＲＦ信号から所望の帯域のデジタル放送信号を選局するとともにＩＦ信号に変換したり増幅を行なったりするチューナ部３と、チューナ部３から出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤＣ部４と、ＡＤＣ部４から出力される信号をベースバンド信号に変換する直交復調部５と、直交復調部５から出力される信号をサンプリングし直すリサンプラ６と、リサンプラ６から出力される信号のＲＦ周波数誤差を除去するデロテータ７と、デロテータ７から出力される信号を高速フーリエ変換して時間軸の信号から周波数軸の信号へと変換するＦＦＴ（Fast Fourier transform）部８と、ＦＦＴ部８から出力されるそれぞれの信号に等化処理を施して伝送による信号の歪みを除去する等化部９と、等化部９から出力される信号を変調方式に応じてデマッピングしてビットデータに変換するデジタル復調部１０と、デジタル復調部１０から出力されるデータを復号化してエラー訂正を行うとともに出力信号を出力するエラー訂正部１１と、を備える。

なお、図示していないが、出力信号をＭＰＥＧ（Moving Picture Experts Group）圧縮方式に基づいて復号化するＭＰＥＧデコーダや、ディスプレイやスピーカなどの出力装置に信号を出力するためのアナログ変換などの処理を行う出力信号処理部などを備えても構わない。

＜受信動作＞
次に、受信装置１の受信動作について説明する。受信装置１は、まずＯＦＤＭ伝送方式によるデジタル放送の信号をアンテナ２で受信する。なお、ＯＦＤＭ方式は、１チャネルの帯域内に互いに直交する多数のサブキャリアを多重して伝送する方式である。チューナ部３では、所望するチャネルのＲＦ信号であるＯＦＤＭ信号（デジタル放送信号）を選局し、選局したＯＦＤＭ信号をＩＦ信号に周波数変換（ダウンコンバート）する。

チューナ部３から出力される信号は、ＡＤＣ部４においてアナログ信号からデジタル信号に変換される。そして、ＡＤＣ部４から出力される信号は、直交復調部５に入力されてベースバンド信号に変換される。ベースバンド信号は、実数成分であるＩ（In-phase）成分と虚数成分であるＱ（Quadrature-phase）成分との２つの成分を有する。なお、以下において説明する処理はそれぞれの成分に対して行われるが、簡単のために１つの信号としてまとめて説明する。

直交復調部５から出力されるベースバンド信号は、リサンプラ６に入力されて再度サンプリングが行われる。これにより、ＡＤＣ部４におけるクロック速度と、後段の処理で要求されるクロック速度との誤差が修正される。また、リサンプラ６から出力される信号は、デロテータ７に入力されてＲＦ周波数誤差が修正される。

なお、ここでシンボル同期を行うこととしても構わない。シンボル同期は時間方向の同期であり、例えば図２の模式図に示すような信号に対して行う。図２に示すように、信号は、有効シンボルの後半の一部と同一の信号であるとともにシンボルの先頭に設けられるガードインターバルを備えている。ガードインターバルの期間は、有効シンボルの期間の１／４や、１／８、１／１６及び１／３２などの値に設定されており、想定し得る遅延時間よりも長くなるように設定されている。そして、ガードインターバルを設けることにより、シンボル間干渉（ＩＳＩ：Inter Symbol Interference）の発生を抑制する。

シンボル同期は、信号と、有効シンボル分だけ遅らせた信号と、の相関を取ることによって行われる。より具体的には、相関が高くなることによってガードインターバルの位置が把握され、それに基づいてシンボルの先頭位置が検出される。

上述したように誤差の修正や同期が行われた信号は、次にＦＦＴ部８に入力される。ＦＦＴ部８は、入力される信号にＦＦＴ処理を施して周波数軸の信号であるＯＦＤＭ信号に変換する。ＯＦＤＭ信号は、周波数方向及び時間方向に配列されたデータシンボルとパイロットシンボルとを備える。また、図３にＯＦＤＭシンボル信号の一例を示す。

なお、ＩＳＤＢ−Ｔ方式では、パイロットシンボルとして、既知の値を有するスキャッタードパイロットシンボル（以下において、「ＳＰシンボル」とする）が用いられる。また、周波数方向及び時間方向は、それぞれキャリア方向及びシンボル方向とも呼ばれる。図３においては、時間方向に対応するシンボル番号をｓ（ｓ≧０の整数）で表し、周波数方向に対応するキャリア番号をｌ（０≦ｌ≦（Ｌ−１）の整数、Ｌ：サブキャリアの総本数）で表す。また、ｓは、ＯＦＤＭ信号のシンボル長を単位としたときの時刻を表す。さらに、ｓとｌとによって一意に定められるＯＦＤＭシンボル信号内の位置をキャリア位置と呼び、このキャリア位置を（ｓ，ｌ）で表すものとする。

ＳＰシンボルは、ｌ＝３×（ｓ mod 4）＋１２ｐ、を満たすキャリア位置に配置される。なお、modは剰余演算を表しｐは整数であるものとする。即ち、図３に示すように、ある時刻ｓの信号では、ＳＰシンボルは周波数軸上に１２サブキャリア毎に配置される。そして、時刻ｓ＋１におけるＳＰ信号は、時刻ｓの状態から３サブキャリア分だけ周波数方向にシフトしたキャリア位置に配置されている。換言すると、ＳＰシンボルが配置されるサブキャリアｌでは、ＳＰシンボルが時間軸上に４シンボル毎に配置されることとなる。

例えば、時刻ｓ＝０では、キャリア位置（０，０）、（０，１２）、（０，２４）、（０，３６）、・・・にＳＰシンボルが配置され、時刻ｓ＝１では、キャリア位置（１，３）、（１，１５）、（１，２７）、（１，３９）、・・・にＳＰシンボルが配置される。又、このＳＰシンボルが配置されたキャリア位置以外のキャリア位置には、データシンボルが配置される。

上述したＯＦＤＭ信号が等化部９に入力され、図３に示したＳＰシンボルに基づいて各サブキャリアのシンボル方向及びキャリア方向の伝送路特性が推定される。そして、推定された伝送路特性を用いて信号を複素除算することにより、等化処理が行われる。なお、この等化部９の構成及び動作の詳細については後述する。

そして、等化部９から出力される信号が、デジタル復調部１０に入力される。デジタル復調部１０では、サブキャリア毎に設定されているデジタル変調方式に基づいた復調が行われる。即ち、デマッピングが行われ、入力される信号のＩ成分及びＱ成分がビットデータに変換される。デジタル変調方式としては、例えば、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）、ＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift Keying）などがある。

そして、デジタル復調部１０から出力される信号は、エラー訂正部１１でビタビ復号やリードソロモン復号が行われ、伝送によって生じたエラーが訂正される。そして、エラー訂正部１１から出力される出力信号は、ＭＰＥＧ圧縮方式に基づいて復号化されたり、出力用のアナログ信号に変換されたりする。そして、受信装置１から出力される信号が出力装置に与えられることで、映像や音声などが出力される。

＜等化部＞
等化部９の構成について図面を参照して説明する。図４は、本発明の実施形態における受信装置に備えられる等化部の構成について示したブロック図である。図４に示すように、等化部９は、ＦＦＴ部８から出力される周波数軸の信号からＳＰシンボルを抽出してＳＰシンボルの伝送路特性を推定するＳＰ抽出部９１と、ＳＰ抽出部９１から出力されるＳＰシンボルの伝送路特性を時間方向に補間した伝送路特性であるＣＴＦ（Channel Transfer Function）を得る時間方向補間部９２と、時間方向補間部９２から出力されるＣＴＦを濾波してノイズを除去するフィルタ部９３と、フィルタ部９３から出力されるＣＴＦを周波数方向に補間してデータシンボル全ての伝送路特性を求める周波数方向補間部９４と、を備える。

また、等化部９は、時間方向補間部９２から出力されるＣＴＦを逆高速フーリエ変換してＣＩＲ（Channel Impulse Response）を得るとともにＣＩＲに基づいて遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成部９５と、遅延プロファイル生成部９５から出力される遅延プロファイルにおける有効信号の先頭位置を検出して先頭信号を出力する遅延プロファイル先頭位置検出部９６と、遅延プロファイル先頭位置検出部９６から出力される先頭信号と遅延プロファイル生成部９５から出力される遅延プロファイルとに基づいて遅延プロファイルにおける有効信号の末尾位置を検出して末尾信号またはバイパス信号を出力する遅延プロファイル末尾位置検出部９７と、を備える。先頭信号、末尾信号及びバイパス信号は、それぞれフィルタ部９３に入力される。

また、等化部９は、ＦＦＴ部８から出力される周波数軸の信号に対して、周波数方向補間部９４から出力される伝送路特性で複素除算する等化処理部９８を備える。この等化処理部９８で複素除算することによって等化処理がなされ、等化処理された信号はデジタル復調部１０に入力される。

次に、等化部９の動作について説明する。まず、ＦＦＴ部９から出力される周波数軸の信号は、ＳＰ抽出部９１と、等化処理部９８と、にそれぞれ入力されて保持される。ＳＰ抽出部９１は、入力される信号から図３に示すＳＰシンボルのみを抽出し、これをＳＰ抽出部９１で生成した所定の値のＳＰシンボルで複素除算する。ＳＰシンボルはある所定の値となるように定められて伝送されているため、所定の値のＳＰシンボルを生成して複素除算することにより、ＳＰシンボルそれぞれの伝送路特性を推定することができる。

ＳＰ抽出部９１から出力されるＳＰシンボルの伝送路特性は、次に時間方向補間部９２に入力される。時間方向補間部９２は、同一サブキャリアに４シンボル毎に配置されたＳＰシンボルの伝送路特性を利用して時間方向の補間を行う。これにより、ＳＰシンボルを４シンボル毎に有するサブキャリアの全てのシンボルに対して伝送路特性が推定される。即ち、ＣＴＦが得られる。この時間方向の伝送路特性の補間を行う際、例えば、ＩＩＲ（Infinite Impulse Response）型のＬＰＦ（Low Pass Filter）により、ＳＰシンボルを用いて推定された伝送路特性の平均化処理が行われる。

次に、時間方向の補間によって得られたＣＴＦに対して、フィルタ部９３で濾波を行う。上述したように、伝送路特性にはノイズ成分が含まれることがある。詳細については後述するが、フィルタ部９３は、先頭信号及び末尾信号に基づいてこのノイズ成分を濾波する。

また、フィルタ部９３に入力される先頭信号、末尾信号及びバイパス信号は、遅延プロファイルに基づいて生成される。この遅延プロファイルは、時間方向補間部９２から出力されるＣＴＦを遅延プロファイル生成部９５で逆高速フーリエ変換することによって得られるＣＩＲに基づいて生成される。遅延プロファイルは時間軸の信号であり、時間方向の信号強度の変動を示したものとなる。なお、ＣＩＲの絶対値の２乗をすることにより、遅延プロファイルを求めることとしても構わない。

遅延プロファイルは、遅延プロファイル生成部９５から遅延プロファイル先頭位置検出部９６及び遅延プロファイル末尾位置検出部９７にそれぞれ入力され、有効信号の時間方向における先頭位置及び末尾位置がそれぞれ検出される。なお、遅延プロファイル生成部９５、遅延プロファイル先頭位置検出部９６及び遅延プロファイル末尾位置検出部９７の動作の詳細についても、フィルタ部９５の説明と併せて後述する。

フィルタ部９５より出力されるＣＴＦは、次に周波数方向補間部９４に入力される。周波数方向補間部９４は、ＣＴＦを用いて周波数方向の内挿を行う。具体的には、時間方向の補間はＳＰシンボルが配置されている３サブキャリア毎に行われるため、周波数方向補間部９４は、この時間方向に補間されたサブキャリア間の補間を行う。即ち、ＳＰシンボルが配置されていないサブキャリアに対して補間を行う。

この周波数方向の補間によって、各データシンボルの伝送路特性が推定される。この周波数方向の伝送路特性の補間を行う際、例えば、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）型のＬＰＦに、ＳＰシンボルを有するサブキャリアに対して推定された伝送路特性が入力されることで、ＳＰシンボルの配置されていないサブキャリアの伝送路特性が推定される。

以上のように、ＳＰシンボルに基づいて全てのデータシンボルの伝送路特性が推定される。そして、等化処理部９８において、ＦＦＴ部８から出力される周波数軸の信号を伝送路特性で複素除算する。これにより、伝送により生じた歪、即ち伝送路特性が低減される。なお、この等化処理として、推定された伝送路特性を直接除算するゼロ・フォーシング等化方式を用いても構わない。また、ゼロ・フォーシング等化処理では雑音強調の問題があるため、雑音強調を軽減するために最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error）等化方式を用いても構わない。ＭＭＳＥ等化方式を用いる場合、伝送路上で付加された雑音（付加雑音）の平均電力の値も推定することとする。

＜フィルタ部＞
次に、等化部９に備えられるフィルタ部９３の構成について図面を参照して説明する。図５は、本発明の実施形態における受信装置に備えられるフィルタ部の構成について示したブロック図である。図５に示すように、フィルタ部９３は、時間方向補間部９２から出力されるＣＴＦが入力される第１フィルタ９３ａと、第１フィルタ９３ａの出力が入力される第２フィルタ９３ｂと、第２フィルタ９３ｂの出力と時間方向補間部９２の出力とが入力されるバイパス部９３ｃと、を備える。第１フィルタ９３ａには先頭信号が入力され、第２フィルタ９３ｂ及びバイパス部９３ｃには末尾信号またはバイパス信号が入力される。

第１フィルタ９３ａは、入力される信号に複素係数を積算する第１積算部９３ａ１と、第１積算部９３ａ１から出力される信号を濾波する第１ＬＰＦ９３ａ２と、第１ＬＰＦ９３ａ２から出力される信号に複素係数を積算する第２積算部９３ａ３と、先頭信号に基づいて第１積算部９３ａ１と第２積算部９３ａ３とにおいて積算する複素係数を決定する第１係数決定部９３ａ４と、を備える。

第２フィルタ９３ｂは、入力される信号に複素係数を積算する第３積算部９３ｂ１と、第３積算部９３ｂ１から出力される信号を濾波する第２ＬＰＦ９３ｂ２と、第２ＬＰＦ９３ｂ２から出力される信号に複素係数を積算する第４積算部９３ｂ３と、末尾信号に基づいて第３積算部９３ｂ１と第４積算部９３ｂ３とにおいて積算する複素係数を決定する第２係数決定部９３ｂ４と、を備える。

第１ＬＰＦ９３ａ２は、正の周波数帯と負の周波数帯に等しい広がりの通過帯域を有する。そのため、周波数０を中心として所定の通過帯域を有するＢＰＦ（Band Pass Filter）と同様のものとなる。また、第２ＬＰＦ９３ｂ２も同様のものとする。

第１積算部９３ａ１で積算される複素係数と、第２積算部９３ａ３で積算される複素係数と、は絶対値が等しく符号が反対となる。即ち、第１積算部９３ａ１で入力信号がシフトされる周波数と、第２積算部９３ａ３で入力信号がシフトされる周波数と、は大きさが等しく向きが逆向きとなる。したがって、結果的には信号を周波数軸上でシフトさせないこととなる。しかしながら、第１ＬＰＦ９３ａ２の通過時には信号が周波数軸上でシフトするものとなるため、あたかも第１ＬＰＦ９３ａ２の通過帯域が周波数軸上をシフトしたようになる。なお、以下では簡単のため、第１積算部９３ａ１と第２積算部９３ａ３において複素係数を積算することにより、第１フィルタ９３ａの通過帯域がシフトするものとして説明する。

また、第２フィルタ９３ｂも第１フィルタ９３ａと同様であり、第３積算部９３ｂ１で積算される複素係数と、第４積算部９３ｂ３で積算される複素係数と、は絶対値が等しく符号が反対となる。なお、以下では簡単のため第２フィルタ９３ｂについても、第３積算部９３ｂ１と第４積算部９３ｂ３において複素係数を積算することにより、第２フィルタ９３ｂの通過帯域がシフトするものとして説明する。

また、遅延プロファイル生成部９５から出力される遅延プロファイルについて図６を用いて説明する。図６は、遅延プロファイルの一例を示すグラフであり、縦軸が信号の強度、横軸が時間を示している。

遅延プロファイル生成部９５から出力される遅延プロファイルは、図４に示す遅延プロファイル先頭位置検出部９６に入力される。遅延プロファイル先頭位置検出部９６は、遅延プロファイル中の有効信号の時間方向の先頭位置を検出する。このとき、図６の破線で示す所定の閾値よりも強度が大きいか否かを判定することにより、有効信号であるかノイズであるかを判定する。図６に示す例では、遅延プロファイル中において時間方向で最初に閾値よりも大きい信号（有効信号）が入力される時間を先頭位置として決定している。

先頭位置が決定されると、先頭位置を示す先頭信号が遅延プロファイル先頭位置検出部９６から出力される。そして、図５に示す第１フィルタ９３ａの第１係数決定部９３ａ４に先頭信号が入力される。第１係数決定部９３ａ４は、入力される先頭信号に基づいて、第１積算部９３ａ１及び第２積算部９３ａ３に入力する複素係数を決定する。このとき、第１係数決定部９３ａ４は、時間と周波数との双対性に基づいてフィルタ部９３を通過させる周波数の下限を求める。そして、その周波数の下限よりも大きい周波数の信号（伝送路特性）が第１フィルタ９３ａを通過するように、複素係数を決定する。

一方、遅延プロファイル末尾位置検出部９７は、遅延プロファイル生成部９５から入力される遅延プロファイルの末尾位置を検出する。具体的には、遅延プロファイル先頭位置検出部９６から出力される先頭信号に基づいて、遅延プロファイル中で、先頭位置よりも後でありかつ有効信号の末尾となる位置を検出する。図６に示す例では、遅延プロファイル中において時間方向で最後に有効信号が入力される時間を末尾位置として決定している。

また、遅延プロファイル末尾位置検出部９７は、末尾位置が検出できない場合や、強度が弱く先頭位置も末尾位置も検出できない場合など、フィルタ部９３で濾波することが適当でない場合の判定も行う。このとき、遅延プロファイル末尾位置検出部９７からはバイパス信号が出力される。バイパス信号が出力されない場合は、末尾位置を示す末尾信号が遅延プロファイル末尾位置検出部９７から出力される。

遅延プロファイル末尾位置検出部９７から末尾信号が出力される場合、図５に示す第２フィルタ９３ｂの第２係数決定部９３ｂ４に末尾信号が入力される。第２係数決定部９３ｂ４は、入力される末尾信号に基づいて、第３積算部９３ｂ１及び第４積算部９３ｂ３に入力する複素係数を決定する。このとき第２係数決定部９３ｂ４は、時間と周波数との双対性に基づいて、フィルタ部９３を通過させる周波数の上限を求める。そして、その周波数の上限よりも小さい周波数の信号（伝送路特性）が第２フィルタ９３ｂを通過するように、複素係数を決定する。

また、バイパス部９３ｃにも末尾信号が入力される。バイパス部９３ｃに末尾信号が入力される場合、バイパス部９３ｃは、第１フィルタ９３ａ及び第２フィルタ９３ｂにおいて濾波された伝送路特性を出力する。そして、この濾波された伝送路特性がフィルタ部９３の出力となり、周波数方向補間部９４に入力される。

第１フィルタ及び第２フィルタで濾波されて出力される信号（伝送路特性）について、図７を用いて説明する。図７は、本発明の実施形態における受信装置に備えられるフィルタ部の通過帯域を示す模式図である。図７では、第１フィルタの通過帯域を破線、第２フィルタの通過帯域を実線で示している。

図７に示すように、第１積算部９３ａ１及び第２積算部９３ａ３において複素係数が積算されることにより、第１フィルタ９３ａの通過帯域がシフトする。また、第２フィルタ９３ｂも同様であり、第３積算部９３ｂ及び第４積算部９３ｂ３において複素係数が積算されることにより、第２フィルタ９３ｂの通過帯域がシフトする。そして、第１フィルタ９３ａを通過するとともに第２フィルタ９３ｂを通過する周波数帯域、即ち、第１フィルタ９３ａ及び第２フィルタ９３ｂの通過帯域の重なる帯域（図中の斜線部分）に含まれる信号（伝送路特性）が、フィルタ部９３から出力される。

一方、遅延プロファイル末尾位置検出部９７からバイパス信号が出力される場合、バイパス部９３ｃにバイパス信号が入力される。このとき、バイパス部９３ｃは、時間方向補間部９２から出力されるＣＴＦをバイパス部９３ｃから出力する。即ち、時間方向補間部９２から出力されるＣＴＦが濾波されることなく、そのまま周波数方向補間部９４に入力されることとなる。

以上のように構成することによって、フィルタ部９３に第１フィルタ９３ａ及び第２フィルタ９３ｂを備えて濾波することにより、任意の周波数帯の信号を得ることができる。特に、フィルタ部９３全体の通過帯域を無段階で設定することができるため、様々な信号状態に対して最適な濾波を行うことが可能となる。

また、有効信号の先頭位置及び末尾位置を検出し、その範囲に対応する周波数帯の信号を通過させる構成としているため、任意の時間範囲の信号を通過させることが可能となる。したがって、伝送路特性を精度良く求めることが可能となる。

また、フィルタ部９３で濾波することが適当でない信号状態であると判定される場合には、バイパス部９３ｃを介して、時間方向補間部９２から出力されるＣＴＦをそのまま周波数方向補間部９４へ出力することを可能としている。そのため、さらに多様な信号状態に対応することが可能となる。

また、フィルタ部９３に、第１フィルタ９３ａ及び第２フィルタ９３ｂの２つを備えるだけで様々な信号状態に対応することができるため、想定し得る多数の信号状態に対応するためにフィルタを多数備える必要がなくなる。したがって、受信装置１の小型化を図ることが可能となる。

また、第１フィルタ９３ａ及び第２フィルタ９３ｂの通過帯域の帯域幅を一定としても、フィルタ部９３全体の通過帯域幅を可変とすることが可能となる。そのため、第１フィルタ９３ａ及び第２フィルタ９３ｂに、通過帯域の帯域幅を変更する装置を付加する必要がなくなる。したがって、受信装置１の小型化及び簡略化を図ることが可能となる。

なお、遅延プロファイル末尾位置検出部９７からバイパス信号が出力される場合、図５に示す第２フィルタ部９３ｂの第２係数決定部９３ｂ４は、どのような信号を出力することとしても構わない。例えば、第２フィルタ９３ｂの通過帯域をシフトさせないこととしても構わない。また、第１係数決定部９３ａ４も同様であり、先頭位置が検出されなかった場合はどのような信号を出力しても構わない。以上の場合は、時間方向補間部９２から出力される信号がそのまま周波数方向補間部９４に入力されることとなるため、第１フィルタ９３ａ及び第２フィルタ９３ｂでどのような処理をしても構わない。

また、第１ＬＰＦ９３ａ２及び第２ＬＰＦ９３ｂ２として、レイズドコサインフィルタを用いても構わない。また、第１ＬＰＦ９３ａ２及び第２ＬＰＦ９３ｂ２の通過帯域を、ガードインターバルの時間幅（例えば、有効シンボルの時間幅の１／８）に対応したものとしても構わない。また、通過帯域の幅を広くすると、第１フィルタ９３ａ及び第２フィルタ９３ｂの通過帯域の重なる部分の幅の変動範囲を広くすることができる。

また、第１フィルタ９３ａがフィルタ部９３の通過帯域の上限を設定し、第２フィルタ９３ｂがフィルタ部９３の通過帯域の下限を設定することとしても構わない。また、第１フィルタ９３ａの通過帯域の幅と、第２フィルタ９３ｂの通過帯域の幅と、を異なるものとしても構わない。

また、遅延プロファイル末尾位置検出部９７で末尾位置を決定する際に、先頭位置からガードインターバルの時間幅より短くなる時間内で決定することとしても構わない。ガードインターバルの時間幅以上遅れて到来する信号は本来ないものであり、ノイズと見なすことができる。そのため、このように末尾位置を決定することで、確実にノイズを濾波することが可能となる。また、末尾位置の検出を迅速に行うことが可能となる。

また、上述した受信装置１において、フィルタ部９３が行う信号処理などの動作を、マイコンなどの制御装置が行うこととしても構わない。さらに、このような制御装置によって実現される機能の全部または一部をプログラムとして記述し、該プログラムをプログラム実行装置（例えばコンピュータ）上で実行することによって、その機能の全部または一部を実現するようにしても構わない。

また、上述した場合に限らず、受信装置１は、ハードウェア、或いは、ハードウェアとソフトウェアの組み合わせによって実現可能である。また、ソフトウェアを用いて受信装置１を構成する場合、ソフトウェアにて実現される部位についてのブロック図は、その部位の機能ブロック図を表すこととする。

以上、本発明における実施形態についてそれぞれ説明したが、本発明の範囲はこれに限定されるものではなく、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えて実行することができる。

本発明は、移動体通信を行う受信装置、特に、ＯＦＤＭ方式で変調された信号を受信して復調する受信装置及び受信方法に関する。

は、本発明の実施形態における受信装置の構成を示すブロック図である。 は、シンボル同期を行う信号の模式図である。 は、ＯＦＤＭシンボル信号の模式図である。 は、本発明の実施形態における受信装置に備えられる等化部の構成について示したブロック図である。 は、本発明の実施形態における受信装置に備えられるフィルタ部の構成について示したブロック図である。 は、遅延プロファイルの一例を示すグラフである。 は、本発明の実施形態における受信装置に備えられるフィルタ部の通過帯域を示す模式図である。 は、従来の受信装置に備えられる伝送路特性推定部のフィルタ部の構成について示すブロック図である。

符号の説明

１ 受信装置
２ アンテナ
３ チューナ部
４ ＡＤＣ部
５ 直交復調部
６ リサンプラ
７ デロテータ
８ ＦＦＴ部
９ 等化処理部
９１ ＳＰ抽出
９２ 時間方向補間部
９３ フィルタ部
９３ａ 第１フィルタ
９３ａ１ 第１積算部
９３ａ２ 第１ＬＰＦ
９３ａ３ 第２積算部
９３ａ４ 第１係数決定部
９３ｂ 第２フィルタ
９３ｂ１ 第３積算部
９３ｂ２ 第２ＬＰＦ
９３ｂ３ 第４積算部
９３ｂ４ 第２係数決定部
９３ｃ バイパス部
９４ 周波数方向補間部
９５ 遅延プロファイル生成部
９６ 遅延プロファイル先頭位置検出部
９７ 遅延プロファイル末尾位置検出部
９８ 等化処理部
１０ デジタル復調部
１１ エラー訂正部

Claims (8)

1. 受信信号の伝送路特性に基づいて、受信信号の等化処理を行う受信装置において、
   受信信号に含まれる所定の信号に基づいて得られる伝送路特性を、時間方向に補間する時間方向補間部と、
   前記時間方向補間部から出力される伝送路特性を濾波する第１フィルタと、
   前記第１フィルタから出力される伝送路特性を濾波する第２フィルタと、
   前記第２フィルタから出力される伝送路特性を周波数方向に補間する周波数方向補間部と、
   前記周波数方向補間部から出力される伝送路特性に基づいて、受信信号の等化処理を行う等化処理部と、
   前記時間方向補間部から出力される伝送路特性に基づいて、受信信号の時間方向の強度の変動を示す遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成部と、
   を備え、
   前記第１フィルタは、
   前記時間方向補間部から入力される信号に第１の複素係数を積算する第１積算部と、
   前記第１積算部から出力される信号を濾波する第１帯域フィルタと、
   前記第１帯域フィルタから出力される信号に第２の複素係数を積算する第２積算部と、
   前記遅延プロファイルにおける有効信号の先頭位置にある先頭信号に基づいて前記第１積算部と前記第２積算部とにおいて積算する前記第１及び前記第２の複素係数を決定する第１係数決定部と、
   を備え、
   前記第２フィルタは、
   前記第１フィルタから入力される信号に第３の複素係数を積算する第３積算部と、
   前記第３積算部から出力される信号を濾波する第２帯域フィルタと、
   前記第２帯域フィルタから出力される信号に第４の複素係数を積算する第４積算部と、
   前記遅延プロファイルにおける有効信号の末尾位置にある末尾信号に基づいて前記第３積算部と前記第４積算部とにおいて積算する前記第３及び前記第４の複素係数を決定する第２係数決定部と、
   を備え、
   前記第１積算部で積算される前記第１の複素係数と、前記第２積算部で積算される前記第２の複素係数とは絶対値が等しく符号が反対であり、
   前記第１フィルタ及び前記第２フィルタの通過帯域がそれぞれ可変となることを特徴とする受信装置。
2. 前記第１フィルタ及び前記第２フィルタが、帯域幅が一定であるとともに下限及び上限の周波数の値が可変となる通過帯域を有するものであることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 前記遅延プロファイルに含まれる有効信号を検出するとともに、当該有効信号が含まれる期間を検出する有効信号検出部をさらに備え、
   前記有効信号検出部が検出する有効信号が含まれる期間に基づいて、前記第１フィルタ及び前記第２フィルタの通過帯域が定められることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の受信装置。
4. 前記有効信号検出部が、所定の閾値以上の強度を有する信号を有効信号として検出するものであるとともに、
   前記有効信号検出部が、
   前記遅延プロファイル生成部から出力される遅延プロファイル中で、時間方向で最初に有効信号が入力される時間に基づいて、有効信号が含まれる期間の前記先頭位置を定めて前記先頭信号を出力する遅延プロファイル先頭位置検出部と、
   前記遅延プロファイル生成部から出力される遅延プロファイル中で、時間方向で最後に有効信号が入力される時間に基づいて、有効信号が含まれる期間の前記末尾位置を定めて前記末尾信号を出力する遅延プロファイル末尾位置検出部と、
   を備えることを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
5. 前記第１フィルタの通過帯域が、前記先頭信号に基づいて定められるものであるとともに、前記第２フィルタの通過帯域が、前記末尾信号に基づいて定められるものであることを特徴とする請求項４に記載の受信装置。
6. 前記第１フィルタの通過帯域の下限の値が、前記遅延プロファイル先頭位置検出部が定める有効信号が含まれる期間の前記先頭位置に対応した値になるとともに、
   前記第２フィルタの通過帯域の上限の値が、前記遅延プロファイル末尾位置検出部が定める有効信号が含まれる期間の前記末尾位置に対応した値になることを特徴とする請求項５に記載の受信装置。
7. 前記時間方向補間部から出力される伝送路特性と、前記第２フィルタから出力される伝送路特性と、がそれぞれ入力されるとともに、入力されるいずれか一方の伝送路特性を選択して出力するバイパス部をさらに備えることを特徴とする請求項１〜請求項６のいずれかに記載の受信装置。
8. 受信信号に含まれる所定の信号に基づいて得られる伝送路特性を、時間方向に補間する第１ステップと、
   前記第１ステップによって得られる伝送路特性を濾波する第２ステップと、
   前記第２ステップによって得られる伝送路特性を濾波する第３ステップと、
   前記第３ステップによって得られる伝送路特性を周波数方向に補間する第４ステップと、
   前記第４ステップによって得られる伝送路特性に基づいて、受信信号の等化処理を行う第５ステップと、
   前記第１ステップで補間された伝送路特性に基づいて、受信信号の時間方向の強度の変動を示す遅延プロファイルを生成する第６ステップと、
   を備え、
   前記第２ステップは、
   前記第１ステップで補間された信号に第１の複素係数を積算する第７ステップと、
   前記第７ステップで積算された信号を濾波する第８ステップと、
   前記第８ステップで濾波された信号に第２の複素係数を積算する第９ステップと、
   前記第６ステップで生成された前記遅延プロファイルにおける有効信号の先頭位置にある先頭信号に基づいて前記７ステップと前記第９ステップにおいて積算する前記第１及び前記第２の複素係数を決定する第１０ステップと、
   を備え、
   前記第３ステップは、
   前記第２ステップで濾波された信号に第３の複素係数を積算する第１１ステップと、
   前記第１１ステップで積算された信号を濾波する第１２ステップと、
   前記第１２ステップで濾波された信号に第４の複素係数を積算する第１３ステップと、
   前記第６ステップで生成された前記遅延プロファイルにおける有効信号の末尾位置にある末尾信号に基づいて、前記第１１ステップと前記第１３ステップとにおいて積算する前記第３及び前記第４の複素係数を決定する第１４ステップと、
   を備え、
   前記第７ステップで積算される前記第１の複素係数と、前記第９ステップで積算される前記第２の複素係数とは絶対値が等しく符号が反対であることを特徴とする受信方法。

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