JP4362954B2 - 復調装置及び復調方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重化伝送（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式によるデジタル放送等に適用される復調装置及び復調方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、デジタル信号を伝送する方式として、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）と呼ばれる変調方式が提案されている。このＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、それぞれのサブキャリアの振幅及び位相にデータを割り当て、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）によりディジタル変調する方式である。
【０００３】
このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアで伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの帯域は狭くなり変調速度は遅くはなるが、トータルの伝送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有している。また、このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアが並列に伝送されるためにシンボル速度が遅くなるという特徴を有している。そのため、このＯＦＤＭ方式は、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにくくなる。また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに対してデータの割り当てが行われることから、変調時には逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）演算回路、復調時にはフーリエ変換を行うＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路を用いることにより、送受信回路を構成することができるという特徴を有している。
【０００４】
以上のような特徴からＯＦＤＭ方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上波ディジタル放送に適用することが広く検討されている。このようなＯＦＤＭ方式を採用した地上波ディジタル放送としては、例えば、ＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting-Terrestrial）やＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting -Terrestrial）といった規格が提案されている。
【０００５】
ＯＦＤＭ方式による送信信号は、図４に示すように、ＯＦＤＭシンボルと呼ばれるシンボル単位で伝送される。このＯＦＤＭシンボルは、送信時にＩＦＦＴが行われる信号期間である有効シンボルと、この有効シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされたガードインターバルとから構成されている。このガードインターバルは、ＯＦＤＭシンボルの前半部分に設けられている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）においては、有効シンボル内に、２０４８本のサブキャリアが含まれており、そのサブキャリア間隔は４.１４Ｈｚとなる。また、有効シンボル内の２０４８本のサブキャリアのうち、１７０５本のサブキャリアにデータが変調されている。また、ガードインターバルは、有効シンボルの１／４や１／８の時間長の信号とされている。
【０００６】
また、各サブキャリアに対する変調方式としてＱＡＭ系の変調を用いるＤＶＢ−Ｔ規格のようなＯＦＤＭ方式においては、伝送時にマルチパス等の影響により各サブキャリア毎に異なるひずみが生じると、各サブキャリアの信号空間ダイヤグラムが例えば図５に示すように歪んでしまい、各サブキャリア毎の振幅及び位相の特性が異なるものとなってしまう。そのため、ＯＦＤＭ受信装置では、ＦＦＴ演算回路の後段にイコライザを設け、ＦＦＴ演算後の周波数領域において各サブキャリア毎の振幅及び位相の等化を行っている。具体的には、ＯＦＤＭ方式では、送信側で伝送信号中に所定の振幅及び所定の位相のパイロット信号が伝送シンボル内に散在させているため、イコライザがこのパイロット信号の振幅及び位相を監視することにより伝送路の周波数特性を推定し、この推定した伝送路の周波数特性に基づき各サブキャリアに変調されている信号の等化するようにしている。この伝送路の周波数特性を推定するための用いられるパイロット信号のことをスキャッタードパイロット信号（ＳＰ）信号と呼ぶ。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、一般に、ＯＦＤＭ方式では、ノイズ等の影響による耐性を強くするために、ＳＰ信号の電力を他の信号（情報が含まれている信号：有効信号）の電力よりも高くしている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ方式において、有効信号を１６ＱＡＭで変調する場合には、図６に示すように、ＳＰ信号は、位相が０°或いは１８０°とされ、電力が有効信号の平均電力（α＝１）に対して４／３倍とされている。
【０００８】
従来のＯＦＤＭ受信装置では、イコライザにより振幅等化を行う場合、ＳＰ信号を含めた全ての信号を飽和させず、かつ、これらの信号をより高いビット精度で表すような電力レベルとなるように、電力レベルをブーストして出力していた。具体的には、従来のＯＦＤＭ受信装置では、ＳＰ信号の電力レベルを基準とし、このＳＰ信号の電力レベルが出力データの最大値となるように、各サブキャリアの電力をブーストして、振幅等化をしていた。例えば、図７に示すように、１６ＱＡＭによりＩチャネル及びＱチャネルに変調されている各データを８ビット精度で表現して出力する場合、ＳＰ信号の電力レベルを８ビットの最大値（２５５）に設定し、その他のデータはこのＳＰ信号の電力レベルを基準としてレベルを決定している。
【０００９】
しかしながら、このようにＳＰ信号の電力レベルが出力データの最大値となるように波形等化を行うと、このＳＰ信号にはなんら情報が含まれておらず情報が含まれているのはあくまで有効信号であることから、図８に示すように、有効信号の取り得る最大の電力Ｐよりも大きい電力レベルの部分（斜線部分）には、情報が含まれていないこととなる。
【００１０】
すなわち、波形等化した後のデータ表現するには、なんら情報を含まない冗長な部分が多く含まれることとなり、実際に表現される有効信号のビット精度は、出力するデータにおいて表現しているビット精度よりも、低くなっており、効率的な表現がされていない。
【００１１】
例えば、出力するデータが８ビットで表現されていても、実際の有効信号に割り当てられるデータは、８ビット精度では表現できず、例えば、ＤＶＢ−Ｔ方式の１６ＱＡＭであれば約７．５ビット精度となってしまう。
【００１２】
本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、伝送路の周波数特性を推定して波形等化をする際に、波形等化した後の信号を効率的に表現し、ビット誤り率特性を向上させることができるＯＦＤＭ信号の復調装置及び復調方法を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明にかかる復調装置は、分割された有効信号が複数のサブキャリアに対して直交振幅変調されることにより生成された伝送シンボルを伝送単位とし、上記有効信号の最大電力よりも大きな特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号が各伝送シンボルに離散的に挿入された直交周波数分割（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調装置であって、上記ＯＦＤＭ信号を上記伝送シンボル単位でフーリエ変換して直交振幅変調信号を生成するフーリエ変換手段と、上記直交振幅変調信号から上記パイロット信号を抽出して上記ＯＦＤＭ信号が伝送された伝送路の周波数特性を推定し、推定したこの周波数特性に基づき上記直交振幅変調信号を上記伝送シンボル単位で波形等化する波形等化手段と、上記波形等化した上記直交振幅変調信号を復号する復号手段とを備え、上記波形等化手段は、上記直交振幅変調信号に変調されている信号のうちの有効信号の最大電力を、上記波形等化を行うことにより出力される最大値として、該直交振幅変調信号を波形等化をし、該波形等化を行うことにより出力される値が該最大値以上の値とされる電力を該最大値にクリップする。
【００１７】
本発明にかかる復調方法は、分割された有効信号が複数のサブキャリアに対して直交振幅変調されることにより生成された伝送シンボルを伝送単位とし、上記有効信号の最大電力よりも大きな特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号が各伝送シンボルに離散的に挿入された直交周波数分割（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調方法であって、上記ＯＦＤＭ信号を上記伝送シンボル単位でフーリエ変換して直交振幅変調信号を生成し、上記直交振幅変調信号から上記パイロット信号を抽出して上記ＯＦＤＭ信号が伝送された伝送路の周波数特性を推定し、推定した上記周波数特性に基づき、上記直交振幅変調信号に変調されている信号のうちの有効信号の最大電力を、上記波形等化を行うことにより出力される最大値として、該直交振幅変調信号を上記伝送シンボル単位で波形等化し、該波形等化を行うことにより出力される値が該最大値以上の値とされる電力を該最大値にクリップし、上記波形等化した上記直交振幅変調信号を復号する。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態として、本発明を適用したＯＦＤＭ方式によるデジタルテレビジョン放送の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）について説明する。図１は、本発明を適用したＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。なお、このＯＦＤＭ受信装置は、本発明をＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）に適用したものである。また、受信するＯＦＤＭ信号は、情報が１６ＱＡＭ方式で変調されているものとする。さらに、この図１では、ブロック間で伝達される信号が複素信号の場合には太線で信号成分を表現し、ブロック間で伝達される信号が実数信号の場合には細線で信号成分を表現している。
【００２２】
ＯＦＤＭ受信装置１は、図１に示すように、アンテナ２と、チューナ３と、Ａ／Ｄ変換回路４と、デジタル直交復調回路５と、ＦＦＴ演算回路６と、ウィンドウ同期回路７と、イコライザ８と、デマッピング回路９と、エラー訂正回路１０とを備えている。
【００２３】
放送局から放送されたデジタルテレビジョン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ２により受信され、ＲＦ信号としてチューナ３に供給される。
【００２４】
アンテナ２により受信されたＲＦ信号は、チューナ３によりＩＦ信号に周波数変換され、Ａ／Ｄ変換回路４に供給される。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換回路４によりデジタル化され、デジタル直交復調回路５に供給される。なお、Ａ／Ｄ変換回路４は、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）においては、このＯＦＤＭ時間領域信号の有効シンボルを２０４８サンプル、ガードインターバルを例えば５１２サンプルでサンプリングされるようなクロックで量子化する。
【００２５】
デジタル直交復調回路５は、所定の周波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。このデジタル直交復調回路５から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算される前のいわゆる時間領域の信号である。このことから、以下デジタル直交復調後でＦＦＴ演算される前のベースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。このＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とを含んだ複素信号となる。デジタル直交復調回路５により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦＴ演算回路６及びウィンドウ同期回路７に供給される。
【００２６】
ＦＦＴ演算回路６は、ＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されているデータを抽出して出力する。このＦＦＴ演算回路６から出力される信号は、ＦＦＴされた後のいわゆる周波数領域の信号である。このことから、以下、ＦＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。
【００２７】
ＦＦＴ演算回路６は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長の範囲（例えば２０４８サンプル）の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバル分の範囲を除き、抜き出した２０４８サンプルのＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行う。具体的にその演算開始位置は、ＯＦＤＭシンボルの境界から、ガードインターバルの終了位置までの間のいずれかの位置となる。この演算範囲のことをＦＦＴウィンドウと呼ぶ。
【００２８】
このようにＦＦＴ演算回路６から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と同様に、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号となっている。この複素信号は、１６ＱＡＭ方式で直交振幅変調された信号である。ＯＦＤＭ周波数領域信号は、イコライザ８に供給される。
【００２９】
ウィンドウ同期回路７は、入力されたＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル期間分遅延させて、ガードインターバル部分とこのガードインターバルの複写元となる信号との相関性を求め、この相関性が高い部分に基づきＯＦＤＭシンボルの境界位置を算出し、その境界位置を示すウィンドウ同期信号Ｗsyncを発生する。ＦＦＴウィンドウ同期回路７は、発生したウィンドウ同期信号ＷsyncをＦＦＴ演算回路６に供給する。
【００３０】
イコライザ８は、スキャッタードパイロット信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域信号の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅等化がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、デマッピング回路９に供給される。
【００３１】
デマッピング回路９は、イコライザ８により振幅等化及び位相等化されたＯＦＤＭ周波数領域信号を、１６ＱＡＭ方式に従ってデマッピングを行ってデータの復号をする。例えば、図２に示すように、Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号の各レベルに判定しきい値を設定し、その判定しきい値に基づき、１つの信号点あたり４ビットで表現されるデータを出力する。デマッピング回路９により復号されたデータは、エラー訂正回路１０に供給される。
【００３２】
エラー訂正回路１０は、供給されたデータに対して、例えば、ビタビ復号やリード−ソロモン符号を用いたエラー訂正を行う。エラー訂正が行われたデータは、例えば後段のＭＰＥＧ復号回路等に供給される。
【００３３】
つぎに、イコライザ８についてさらに詳細に説明する。
【００３４】
放送局から放送された信号は、伝送路によってひずみを受ける。放送局から放送された送信信号をＸ（ω）とし、伝送路の周波数特性をＨ（ω）とすれば、ＯＦＤＭ受信装置が受信する受信信号は、Ｘ（ω）・Ｈ（ω）となる。ＯＦＤＭ受信装置では、ＦＦＴ演算後の各サブキャリアから、特定の電力レベルであって特定の位相とされたＳＰ信号を抽出し、このＳＰ信号が本来の位相からどれだけ位相ずれが生じているか、及び、このＳＰ信号が本来の電力レベルからどれだけ変動しているかを検出し、これらの情報から伝送路の周波数特性Ｈ（ω）を推定する。そして、推定した伝送路の周波数特性の逆数１／Ｈ（ω）を、受信信号Ｘ（ω）・Ｈ（ω）に乗算する。このことによって、伝送路の影響によるひずみを除去し、本来送信された信号を復元することができる。
【００３５】
具体的には、イコライザ８は、ＳＰ信号抽出回路１１と、時間方向フィルタ１２と、周波数補間フィルタ１３と、１／Ｘ回路１４と、複素乗算回路１５とを備えている。
【００３６】
ＳＰ信号抽出回路１１は、ＦＦＴ演算回路６から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号が供給される。ＳＰ信号抽出回路１１は、ＯＦＤＭ周波数領域信号からＳＰ信号のみを抽出する。ＳＰ信号は、各ＯＦＤＭシンボルに離散的に挿入されており、その挿入位置は予め規格により定められている。ＳＰ信号抽出回路１１は、シンボル毎に異なるサブキャリア位置にＳＰ信号が挿入されていることから、供給されたＯＦＤＭ周波数領域信号のシンボル番号を参照し、そのシンボル番号からどのインデックス番号のサブキャリアにＳＰ信号が挿入されているかを規格に基づき算出し、ＳＰ信号を抽出する。ＳＰ信号抽出回路１１は、抽出したＳＰ信号を時間方向フィルタ１２に供給する。
【００３７】
時間方向フィルタ１２は、ＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタから構成され、ＳＰ信号を時間軸方向にフィルタリングし、ＳＰ信号に含まれているノイズを除去する。時間方向フィルタ１２によりフィルタリングされたＳＰ信号は、１ＯＦＤＭシンボル単位で、周波数補間フィルタ１３に供給される。
【００３８】
周波数補間フィルタ１３は、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタから構成され、ＳＰ信号をサブキャリア方向に補間し、ＯＦＤＭシンボルのすべてのサブキャリアに対する振幅及び位相の周波数特性を推定する。すなわち、伝送路の周波数特性Ｈ（ω）を推定する。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格においては、時間方向フィルタ１２から３本のサブキャリアに対して１本の割合でＳＰ信号が供給される。従って、周波数補間フィルタ１３は、３倍補間フィルタ等を用いて、ＳＰ信号が挿入されていない周波数の特性を補間して求め、例えば２０４８本のうちの情報が変調されている１７０５本のサブキャリアに対する伝達特性を求める。この周波数補間フィルタ１３により求められた全サブキャリアに対する伝送路の周波数特性Ｈ（ω）は、１／Ｘ回路１４に供給される。
【００３９】
１／Ｘ回路１４は、推定された伝送路の周波数特性Ｈ（ω）に対して逆数演算を行う。逆数演算が行われた伝送路の周波数特性１／Ｈ（ω）は、複素乗算回路１５に供給される。
【００４０】
複素乗算回路１５は、ＦＦＴ演算回路６からＯＦＤＭ周波数領域信号と、逆演算が行われた伝送路の周波数特性１／Ｈ（ω）とを複素乗算をし、波形等化を行う。
【００４１】
ここで、複素乗算回路１５は、デマッピング回路９に対して、所定のビット量で表現した複素信号を出力する。例えば、複素乗算回路１５は、８ビットで表現の複素信号を出力する。
【００４２】
このとき、複素除算回路１５は、図３に示すように、有効信号の最大レベルの電力Ｐが、出力するデータの最大値となるように設定し、この有効信号の最大レベルの電力Ｐを基準として各サブキャリアの電力をブーストして振幅等化を行う。ここで、有効信号とは、情報が含まれている信号のことをいい、１６ＱＡＭ方式で表現された１６個のデータである。また、最大レベルの電力Ｐとは、１６ＱＡＭ方式で表現されたＩチャネル上の最大電力又はＱチャネル上の最大電力のことをいう。例えば、８ビットで表現された複素信号を出力するのであれば、有効信号の最大レベルの電力Ｐが、２５５となるように、各サブキャリアの電力をブーストして振幅等化を行う。さらに、このようにブーストして波形等化を行った場合に、出力値がオーバーフローしてしまうような信号に対しては、全てその値を最大値にクリップする。すなわち、有効信号の最大電力以上の電力を有する信号は、全て、有効信号の最大値と同一の値（例えば、２５５）にクリップする。従って、例えばＳＰ信号は、有効信号の最大電力よりも大きな電力を有する信号であるので、その値は、出力データの最大値２５５にクリップされる。
【００４３】
以上のように、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１では、イコライザ８が、多数のサブキャリアから構成されているＯＦＤＭ信号のなかに離散的に挿入されているＳＰ信号を抽出する。続いて、イコライザ８は、これらの離散的に挿入されているＳＰ信号を、時間軸方向にフィルタリングしてＳＰ信号に含まれているノイズ成分を除去し、さらに、イコライザ８は、ノイズ成分を除去したＳＰ信号を周波数方向にフィルタリング、即ち、ＳＰ信号が含まれていない部分のサブキャリアの伝送路の周波数特性をＳＰ信号から補完する。そして、このＯＦＤＭ受信装置１では、このように求めた伝送路の周波数特性の逆数を、ＦＦＴ演算後のＯＦＤＭ信号に複素乗算して、波形等化を行う。ＯＦＤＭ受信装置１は、この波形等化を行う際に、有効信号の最大レベルの電力が、出力するデータの最大値となるように、各サブキャリアの電力をブーストして振幅等化を行う。
【００４４】
このことにより、ＯＦＤＭ受信装置１では、デマッピング回路９に供給する各データを表現するビット精度が高くなるため、デマッピング時における判定しきい値の間隔が大きくなり、ビット誤り率特性を向上させることができる。
【００４５】
なお、以上、本発明を適用した実施の形態を説明するにあたり、変調方式として１６ＱＡＭ方式を用いたＯＦＤＭ受信装置を例にとって説明したが、変調方式はこのような１６ＱＡＭに限らず、６４ＱＡＭ、１２８ＱＡＭといった直交振幅変調方式であれば、どのような方式であってもよい。
【００４６】
また、有効信号の最大電力Ｐの値を、出力するデータの値の最大値とせずに、最大値の近傍の値としてもよい。例えば、出力データが８ビットで表現される場合には、有効信号の最大値の値を、例えば、有効信号の最大値２５５ではなく、例えば、２４４，２４３，２４２・・・といった近傍の値としてもよい。
【００４７】
【発明の効果】
本発明にかかる復調装置及び復調方法では、有効信号の最大電力よりも大きな特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号が各伝送シンボルに離散的に挿入された直交周波数分割（ＯＦＤＭ）信号を復調するに際し、直交振幅変調信号に変調されている信号のうちの有効信号の最大電力を、波形等化を行うことにより出力される最大値として、直交振幅変調信号を波形等化をし、波形等化を行うことにより出力される値が最大値以上の値とされる電力を最大値にクリップする。
【００４８】
このことにより、本発明では、出力する直交振幅変調信号を表現するビット精度が高くなるため、デマッピング等により行われる復号時の判定の精度が高くなり、ビット誤り率特性を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図２】１６ＱＡＭ方式による直交振幅変調信号を復号する際の判定しきい値について説明する図である。
【図３】上記ＯＦＤＭ受信装置のイコライザによる振幅等化のブースト量、及び、クリップ処理について説明する図である。
【図４】ＯＦＤＭ信号のガードインターバルについて説明する図である。
【図５】１６ＱＡＭ方式による直交振幅変調信号が、伝送路によるひずみにより歪んだ信号空間ダイヤグラムを説明する図である。
【図６】１６ＱＡＭ方式の直交振幅変調信号に挿入されるＳＰ信号について説明する図である。
【図７】波形等化する際の出力データの表現範囲について説明する図である。
【図８】波形等化する際の出力データの表現における冗長な部分について説明する図である。
【符号の説明】
１ ＯＦＤＭ受信装置、５ デジタル直交復調装置、６ ＦＦＴ演算回路、７
ウィンドウ同期回路、８ イコライザ、９ デマッピング回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重化伝送（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式によるデジタル放送等に適用される復調装置及び復調方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、デジタル信号を伝送する方式として、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）と呼ばれる変調方式が提案されている。このＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、それぞれのサブキャリアの振幅及び位相にデータを割り当て、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）によりディジタル変調する方式である。
【０００３】
このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアで伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの帯域は狭くなり変調速度は遅くはなるが、トータルの伝送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有している。また、このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアが並列に伝送されるためにシンボル速度が遅くなるという特徴を有している。そのため、このＯＦＤＭ方式は、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにくくなる。また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに対してデータの割り当てが行われることから、変調時には逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）演算回路、復調時にはフーリエ変換を行うＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路を用いることにより、送受信回路を構成することができるという特徴を有している。
【０００４】
以上のような特徴からＯＦＤＭ方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上波ディジタル放送に適用することが広く検討されている。このようなＯＦＤＭ方式を採用した地上波ディジタル放送としては、例えば、ＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting-Terrestrial）やＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting -Terrestrial）といった規格が提案されている。
【０００５】
ＯＦＤＭ方式による送信信号は、図４に示すように、ＯＦＤＭシンボルと呼ばれるシンボル単位で伝送される。このＯＦＤＭシンボルは、送信時にＩＦＦＴが行われる信号期間である有効シンボルと、この有効シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされたガードインターバルとから構成されている。このガードインターバルは、ＯＦＤＭシンボルの前半部分に設けられている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）においては、有効シンボル内に、２０４８本のサブキャリアが含まれており、そのサブキャリア間隔は４.１４Ｈｚとなる。また、有効シンボル内の２０４８本のサブキャリアのうち、１７０５本のサブキャリアにデータが変調されている。また、ガードインターバルは、有効シンボルの１／４や１／８の時間長の信号とされている。
【０００６】
また、各サブキャリアに対する変調方式としてＱＡＭ系の変調を用いるＤＶＢ−Ｔ規格のようなＯＦＤＭ方式においては、伝送時にマルチパス等の影響により各サブキャリア毎に異なるひずみが生じると、各サブキャリアの信号空間ダイヤグラムが例えば図５に示すように歪んでしまい、各サブキャリア毎の振幅及び位相の特性が異なるものとなってしまう。そのため、ＯＦＤＭ受信装置では、ＦＦＴ演算回路の後段にイコライザを設け、ＦＦＴ演算後の周波数領域において各サブキャリア毎の振幅及び位相の等化を行っている。具体的には、ＯＦＤＭ方式では、送信側で伝送信号中に所定の振幅及び所定の位相のパイロット信号が伝送シンボル内に散在させているため、イコライザがこのパイロット信号の振幅及び位相を監視することにより伝送路の周波数特性を推定し、この推定した伝送路の周波数特性に基づき各サブキャリアに変調されている信号の等化するようにしている。この伝送路の周波数特性を推定するための用いられるパイロット信号のことをスキャッタードパイロット信号（ＳＰ）信号と呼ぶ。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、一般に、ＯＦＤＭ方式では、ノイズ等の影響による耐性を強くするために、ＳＰ信号の電力を他の信号（情報が含まれている信号：有効信号）の電力よりも高くしている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ方式において、有効信号を１６ＱＡＭで変調する場合には、図６に示すように、ＳＰ信号は、位相が０°或いは１８０°とされ、電力が有効信号の平均電力（α＝１）に対して４／３倍とされている。
【０００８】
従来のＯＦＤＭ受信装置では、イコライザにより振幅等化を行う場合、ＳＰ信号を含めた全ての信号を飽和させず、かつ、これらの信号をより高いビット精度で表すような電力レベルとなるように、電力レベルをブーストして出力していた。具体的には、従来のＯＦＤＭ受信装置では、ＳＰ信号の電力レベルを基準とし、このＳＰ信号の電力レベルが出力データの最大値となるように、各サブキャリアの電力をブーストして、振幅等化をしていた。例えば、図７に示すように、１６ＱＡＭによりＩチャネル及びＱチャネルに変調されている各データを８ビット精度で表現して出力する場合、ＳＰ信号の電力レベルを８ビットの最大値（２５５）に設定し、その他のデータはこのＳＰ信号の電力レベルを基準としてレベルを決定している。
【０００９】
しかしながら、このようにＳＰ信号の電力レベルが出力データの最大値となるように波形等化を行うと、このＳＰ信号にはなんら情報が含まれておらず情報が含まれているのはあくまで有効信号であることから、図８に示すように、有効信号の取り得る最大の電力Ｐよりも大きい電力レベルの部分（斜線部分）には、情報が含まれていないこととなる。
【００１０】
すなわち、波形等化した後のデータ表現するには、なんら情報を含まない冗長な部分が多く含まれることとなり、実際に表現される有効信号のビット精度は、出力するデータにおいて表現しているビット精度よりも、低くなっており、効率的な表現がされていない。
【００１１】
例えば、出力するデータが８ビットで表現されていても、実際の有効信号に割り当てられるデータは、８ビット精度では表現できず、例えば、ＤＶＢ−Ｔ方式の１６ＱＡＭであれば約７．５ビット精度となってしまう。
【００１２】
本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、伝送路の周波数特性を推定して波形等化をする際に、波形等化した後の信号を効率的に表現し、ビット誤り率特性を向上させることができるＯＦＤＭ信号の復調装置及び復調方法を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明にかかる復調装置は、分割された有効信号が複数のサブキャリアに対して直交振幅変調されることにより生成された伝送シンボルを伝送単位とし、上記有効信号の最大電力よりも大きな特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号が各伝送シンボルに離散的に挿入された直交周波数分割（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調装置であって、上記ＯＦＤＭ信号を上記伝送シンボル単位でフーリエ変換して直交振幅変調信号を生成するフーリエ変換手段と、上記直交振幅変調信号から上記パイロット信号を抽出して上記ＯＦＤＭ信号が伝送された伝送路の周波数特性を推定し、推定したこの周波数特性に基づき上記直交振幅変調信号を上記伝送シンボル単位で波形等化する波形等化手段と、上記波形等化した上記直交振幅変調信号を復号する復号手段とを備え、上記波形等化手段は、上記直交振幅変調信号に変調されている信号のうちの有効信号の最大電力を、上記波形等化を行うことにより出力される最大値として、該直交振幅変調信号を波形等化をし、該波形等化を行うことにより出力される値が該最大値以上の値とされる電力を該最大値にクリップする。
【００１７】
本発明にかかる復調方法は、分割された有効信号が複数のサブキャリアに対して直交振幅変調されることにより生成された伝送シンボルを伝送単位とし、上記有効信号の最大電力よりも大きな特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号が各伝送シンボルに離散的に挿入された直交周波数分割（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調方法であって、上記ＯＦＤＭ信号を上記伝送シンボル単位でフーリエ変換して直交振幅変調信号を生成し、上記直交振幅変調信号から上記パイロット信号を抽出して上記ＯＦＤＭ信号が伝送された伝送路の周波数特性を推定し、推定した上記周波数特性に基づき、上記直交振幅変調信号に変調されている信号のうちの有効信号の最大電力を、上記波形等化を行うことにより出力される最大値として、該直交振幅変調信号を上記伝送シンボル単位で波形等化し、該波形等化を行うことにより出力される値が該最大値以上の値とされる電力を該最大値にクリップし、上記波形等化した上記直交振幅変調信号を復号する。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態として、本発明を適用したＯＦＤＭ方式によるデジタルテレビジョン放送の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）について説明する。図１は、本発明を適用したＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。なお、このＯＦＤＭ受信装置は、本発明をＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）に適用したものである。また、受信するＯＦＤＭ信号は、情報が１６ＱＡＭ方式で変調されているものとする。さらに、この図１では、ブロック間で伝達される信号が複素信号の場合には太線で信号成分を表現し、ブロック間で伝達される信号が実数信号の場合には細線で信号成分を表現している。
【００２２】
ＯＦＤＭ受信装置１は、図１に示すように、アンテナ２と、チューナ３と、Ａ／Ｄ変換回路４と、デジタル直交復調回路５と、ＦＦＴ演算回路６と、ウィンドウ同期回路７と、イコライザ８と、デマッピング回路９と、エラー訂正回路１０とを備えている。
【００２３】
放送局から放送されたデジタルテレビジョン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ２により受信され、ＲＦ信号としてチューナ３に供給される。
【００２４】
アンテナ２により受信されたＲＦ信号は、チューナ３によりＩＦ信号に周波数変換され、Ａ／Ｄ変換回路４に供給される。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換回路４によりデジタル化され、デジタル直交復調回路５に供給される。なお、Ａ／Ｄ変換回路４は、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）においては、このＯＦＤＭ時間領域信号の有効シンボルを２０４８サンプル、ガードインターバルを例えば５１２サンプルでサンプリングされるようなクロックで量子化する。
【００２５】
デジタル直交復調回路５は、所定の周波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。このデジタル直交復調回路５から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算される前のいわゆる時間領域の信号である。このことから、以下デジタル直交復調後でＦＦＴ演算される前のベースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。このＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とを含んだ複素信号となる。デジタル直交復調回路５により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦＴ演算回路６及びウィンドウ同期回路７に供給される。
【００２６】
ＦＦＴ演算回路６は、ＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されているデータを抽出して出力する。このＦＦＴ演算回路６から出力される信号は、ＦＦＴされた後のいわゆる周波数領域の信号である。このことから、以下、ＦＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。
【００２７】
ＦＦＴ演算回路６は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長の範囲（例えば２０４８サンプル）の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバル分の範囲を除き、抜き出した２０４８サンプルのＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行う。具体的にその演算開始位置は、ＯＦＤＭシンボルの境界から、ガードインターバルの終了位置までの間のいずれかの位置となる。この演算範囲のことをＦＦＴウィンドウと呼ぶ。
【００２８】
このようにＦＦＴ演算回路６から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と同様に、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号となっている。この複素信号は、１６ＱＡＭ方式で直交振幅変調された信号である。ＯＦＤＭ周波数領域信号は、イコライザ８に供給される。
【００２９】
ウィンドウ同期回路７は、入力されたＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル期間分遅延させて、ガードインターバル部分とこのガードインターバルの複写元となる信号との相関性を求め、この相関性が高い部分に基づきＯＦＤＭシンボルの境界位置を算出し、その境界位置を示すウィンドウ同期信号Ｗsyncを発生する。ＦＦＴウィンドウ同期回路７は、発生したウィンドウ同期信号ＷsyncをＦＦＴ演算回路６に供給する。
【００３０】
イコライザ８は、スキャッタードパイロット信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域信号の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅等化がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、デマッピング回路９に供給される。
【００３１】
デマッピング回路９は、イコライザ８により振幅等化及び位相等化されたＯＦＤＭ周波数領域信号を、１６ＱＡＭ方式に従ってデマッピングを行ってデータの復号をする。例えば、図２に示すように、Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号の各レベルに判定しきい値を設定し、その判定しきい値に基づき、１つの信号点あたり４ビットで表現されるデータを出力する。デマッピング回路９により復号されたデータは、エラー訂正回路１０に供給される。
【００３２】
エラー訂正回路１０は、供給されたデータに対して、例えば、ビタビ復号やリード−ソロモン符号を用いたエラー訂正を行う。エラー訂正が行われたデータは、例えば後段のＭＰＥＧ復号回路等に供給される。
【００３３】
つぎに、イコライザ８についてさらに詳細に説明する。
【００３４】
放送局から放送された信号は、伝送路によってひずみを受ける。放送局から放送された送信信号をＸ（ω）とし、伝送路の周波数特性をＨ（ω）とすれば、ＯＦＤＭ受信装置が受信する受信信号は、Ｘ（ω）・Ｈ（ω）となる。ＯＦＤＭ受信装置では、ＦＦＴ演算後の各サブキャリアから、特定の電力レベルであって特定の位相とされたＳＰ信号を抽出し、このＳＰ信号が本来の位相からどれだけ位相ずれが生じているか、及び、このＳＰ信号が本来の電力レベルからどれだけ変動しているかを検出し、これらの情報から伝送路の周波数特性Ｈ（ω）を推定する。そして、推定した伝送路の周波数特性の逆数１／Ｈ（ω）を、受信信号Ｘ（ω）・Ｈ（ω）に乗算する。このことによって、伝送路の影響によるひずみを除去し、本来送信された信号を復元することができる。
【００３５】
具体的には、イコライザ８は、ＳＰ信号抽出回路１１と、時間方向フィルタ１２と、周波数補間フィルタ１３と、１／Ｘ回路１４と、複素乗算回路１５とを備えている。
【００３６】
ＳＰ信号抽出回路１１は、ＦＦＴ演算回路６から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号が供給される。ＳＰ信号抽出回路１１は、ＯＦＤＭ周波数領域信号からＳＰ信号のみを抽出する。ＳＰ信号は、各ＯＦＤＭシンボルに離散的に挿入されており、その挿入位置は予め規格により定められている。ＳＰ信号抽出回路１１は、シンボル毎に異なるサブキャリア位置にＳＰ信号が挿入されていることから、供給されたＯＦＤＭ周波数領域信号のシンボル番号を参照し、そのシンボル番号からどのインデックス番号のサブキャリアにＳＰ信号が挿入されているかを規格に基づき算出し、ＳＰ信号を抽出する。ＳＰ信号抽出回路１１は、抽出したＳＰ信号を時間方向フィルタ１２に供給する。
【００３７】
時間方向フィルタ１２は、ＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタから構成され、ＳＰ信号を時間軸方向にフィルタリングし、ＳＰ信号に含まれているノイズを除去する。時間方向フィルタ１２によりフィルタリングされたＳＰ信号は、１ＯＦＤＭシンボル単位で、周波数補間フィルタ１３に供給される。
【００３８】
周波数補間フィルタ１３は、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタから構成され、ＳＰ信号をサブキャリア方向に補間し、ＯＦＤＭシンボルのすべてのサブキャリアに対する振幅及び位相の周波数特性を推定する。すなわち、伝送路の周波数特性Ｈ（ω）を推定する。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格においては、時間方向フィルタ１２から３本のサブキャリアに対して１本の割合でＳＰ信号が供給される。従って、周波数補間フィルタ１３は、３倍補間フィルタ等を用いて、ＳＰ信号が挿入されていない周波数の特性を補間して求め、例えば２０４８本のうちの情報が変調されている１７０５本のサブキャリアに対する伝達特性を求める。この周波数補間フィルタ１３により求められた全サブキャリアに対する伝送路の周波数特性Ｈ（ω）は、１／Ｘ回路１４に供給される。
【００３９】
１／Ｘ回路１４は、推定された伝送路の周波数特性Ｈ（ω）に対して逆数演算を行う。逆数演算が行われた伝送路の周波数特性１／Ｈ（ω）は、複素乗算回路１５に供給される。
【００４０】
複素乗算回路１５は、ＦＦＴ演算回路６からＯＦＤＭ周波数領域信号と、逆演算が行われた伝送路の周波数特性１／Ｈ（ω）とを複素乗算をし、波形等化を行う。
【００４１】
ここで、複素乗算回路１５は、デマッピング回路９に対して、所定のビット量で表現した複素信号を出力する。例えば、複素乗算回路１５は、８ビットで表現の複素信号を出力する。
【００４２】
このとき、複素除算回路１５は、図３に示すように、有効信号の最大レベルの電力Ｐが、出力するデータの最大値となるように設定し、この有効信号の最大レベルの電力Ｐを基準として各サブキャリアの電力をブーストして振幅等化を行う。ここで、有効信号とは、情報が含まれている信号のことをいい、１６ＱＡＭ方式で表現された１６個のデータである。また、最大レベルの電力Ｐとは、１６ＱＡＭ方式で表現されたＩチャネル上の最大電力又はＱチャネル上の最大電力のことをいう。例えば、８ビットで表現された複素信号を出力するのであれば、有効信号の最大レベルの電力Ｐが、２５５となるように、各サブキャリアの電力をブーストして振幅等化を行う。さらに、このようにブーストして波形等化を行った場合に、出力値がオーバーフローしてしまうような信号に対しては、全てその値を最大値にクリップする。すなわち、有効信号の最大電力以上の電力を有する信号は、全て、有効信号の最大値と同一の値（例えば、２５５）にクリップする。従って、例えばＳＰ信号は、有効信号の最大電力よりも大きな電力を有する信号であるので、その値は、出力データの最大値２５５にクリップされる。
【００４３】
以上のように、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１では、イコライザ８が、多数のサブキャリアから構成されているＯＦＤＭ信号のなかに離散的に挿入されているＳＰ信号を抽出する。続いて、イコライザ８は、これらの離散的に挿入されているＳＰ信号を、時間軸方向にフィルタリングしてＳＰ信号に含まれているノイズ成分を除去し、さらに、イコライザ８は、ノイズ成分を除去したＳＰ信号を周波数方向にフィルタリング、即ち、ＳＰ信号が含まれていない部分のサブキャリアの伝送路の周波数特性をＳＰ信号から補完する。そして、このＯＦＤＭ受信装置１では、このように求めた伝送路の周波数特性の逆数を、ＦＦＴ演算後のＯＦＤＭ信号に複素乗算して、波形等化を行う。ＯＦＤＭ受信装置１は、この波形等化を行う際に、有効信号の最大レベルの電力が、出力するデータの最大値となるように、各サブキャリアの電力をブーストして振幅等化を行う。
【００４４】
このことにより、ＯＦＤＭ受信装置１では、デマッピング回路９に供給する各データを表現するビット精度が高くなるため、デマッピング時における判定しきい値の間隔が大きくなり、ビット誤り率特性を向上させることができる。
【００４５】
なお、以上、本発明を適用した実施の形態を説明するにあたり、変調方式として１６ＱＡＭ方式を用いたＯＦＤＭ受信装置を例にとって説明したが、変調方式はこのような１６ＱＡＭに限らず、６４ＱＡＭ、１２８ＱＡＭといった直交振幅変調方式であれば、どのような方式であってもよい。
【００４６】
また、有効信号の最大電力Ｐの値を、出力するデータの値の最大値とせずに、最大値の近傍の値としてもよい。例えば、出力データが８ビットで表現される場合には、有効信号の最大値の値を、例えば、有効信号の最大値２５５ではなく、例えば、２４４，２４３，２４２・・・といった近傍の値としてもよい。
【００４７】
【発明の効果】
本発明にかかる復調装置及び復調方法では、有効信号の最大電力よりも大きな特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号が各伝送シンボルに離散的に挿入された直交周波数分割（ＯＦＤＭ）信号を復調するに際し、直交振幅変調信号に変調されている信号のうちの有効信号の最大電力を、波形等化を行うことにより出力される最大値として、直交振幅変調信号を波形等化をし、波形等化を行うことにより出力される値が最大値以上の値とされる電力を最大値にクリップする。
【００４８】
このことにより、本発明では、出力する直交振幅変調信号を表現するビット精度が高くなるため、デマッピング等により行われる復号時の判定の精度が高くなり、ビット誤り率特性を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図２】１６ＱＡＭ方式による直交振幅変調信号を復号する際の判定しきい値について説明する図である。
【図３】上記ＯＦＤＭ受信装置のイコライザによる振幅等化のブースト量、及び、クリップ処理について説明する図である。
【図４】ＯＦＤＭ信号のガードインターバルについて説明する図である。
【図５】１６ＱＡＭ方式による直交振幅変調信号が、伝送路によるひずみにより歪んだ信号空間ダイヤグラムを説明する図である。
【図６】１６ＱＡＭ方式の直交振幅変調信号に挿入されるＳＰ信号について説明する図である。
【図７】波形等化する際の出力データの表現範囲について説明する図である。
【図８】波形等化する際の出力データの表現における冗長な部分について説明する図である。
【符号の説明】
１ ＯＦＤＭ受信装置、５ デジタル直交復調装置、６ ＦＦＴ演算回路、７
ウィンドウ同期回路、８ イコライザ、９ デマッピング回路
Claims (2)
- 分割された有効信号が複数のサブキャリアに対して直交振幅変調されることにより生成された伝送シンボルを伝送単位とし、上記有効信号の最大電力よりも大きな特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号が各伝送シンボルに離散的に挿入された直交周波数分割（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調装置において、
上記ＯＦＤＭ信号を上記伝送シンボル単位でフーリエ変換して直交振幅変調信号を生成するフーリエ変換手段と、
上記直交振幅変調信号から上記パイロット信号を抽出して上記ＯＦＤＭ信号が伝送された伝送路の周波数特性を推定し、推定したこの周波数特性に基づき上記直交振幅変調信号を上記伝送シンボル単位で波形等化する波形等化手段と、
上記波形等化した上記直交振幅変調信号を復号する復号手段とを備え、
上記波形等化手段は、上記直交振幅変調信号に変調されている信号のうちの有効信号の最大電力を、上記波形等化を行うことにより出力される最大値として、該直交振幅変調信号を波形等化をし、該波形等化を行うことにより出力される値が該最大値以上の値とされる電力を該最大値にクリップする復調装置。 - 分割された有効信号が複数のサブキャリアに対して直交振幅変調されることにより生成された伝送シンボルを伝送単位とし、上記有効信号の最大電力よりも大きな特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号が各伝送シンボルに離散的に挿入された直交周波数分割（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調方法において、
上記ＯＦＤＭ信号を上記伝送シンボル単位でフーリエ変換して直交振幅変調信号を生成し、
上記直交振幅変調信号から上記パイロット信号を抽出して上記ＯＦＤＭ信号が伝送された伝送路の周波数特性を推定し、
推定した上記周波数特性に基づき、上記直交振幅変調信号に変調されている信号のうちの有効信号の最大電力を、上記波形等化を行うことにより出力される最大値として、該直交振幅変調信号を上記伝送シンボル単位で波形等化し、
該波形等化を行うことにより出力される値が該最大値以上の値とされる電力を該最大値にクリップし、
上記波形等化した上記直交振幅変調信号を復号する復調方法。
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