JP2934225B1 - Ｏｆｄｍ復調装置 - Google Patents

Abstract

【要約】 【課題】 マルチパス伝搬路で生成される遅延波の遅延
時間がガードインタバル期間を超えた場合に、ＩＳＩの
影響を取り除き良好な復調を可能とする。 【解決手段】 適応フィルタ部30の補正複素信号出力を
可変遅延部3100にて有効シンボル期間＋αだけ遅延した
後、複素乗算器3101及び加算平均演算部3102により遅延
前後の相関演算を施し、その結果の実部及び虚部につい
て積分演算部3103、3104、２乗値演算部3105、3106、加
算部3107の各演算を経て相関２乗信号を得る。また、ｔ
ａｎ^-1演算部3110により上記積分演算結果から位相回転
角θを得る。ピーク検出・保持部3108により相関２乗信
号中のピーク値におけるα値及びθを保持する。以上の
動作から、遅延波の遅延時間、遅延波対希望波の振幅
比、希望波と遅延波との位相差の各推定値を求め、フィ
ルタ係数発生部3109により上記推定値からフィルタ係数
を発生し、適応フィルタ部30に出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重（ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency DivisionMultipl
ex ））変調方式の復調装置に関し、特にマルチパス伝
搬路における耐遅延干渉特性改善技術に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、地上テレビジョン放送システムの
デジタル化の研究が盛んであるが、欧州と日本において
は直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭという）変調方
式が伝送方式として採用されることが決定され、特に欧
州においては規格化が完了し実用レベルに達している。
このＯＦＤＭ方式は、広帯域信号を互いに直交する多数
の搬送波（以下、サブキャリアという）で伝送すること
により、地上テレビジョン放送において必須の伝送条件
であるマルチパス伝搬路における耐遅延干渉特性を改善
できる等の特徴がある。

【０００３】以下にＯＦＤＭ方式の概要について説明す
る。

【０００４】図１４は、送信側に用いられるＯＦＤＭ変
調装置の構成を示すブロック図である。このＯＦＤＭ変
調装置には、例えば、多値（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６
４ＱＡＭなど）変調された信号である送信データが供給
される。この送信データはＩＦＦＴ演算部１１、ガード
期間付加部１２とから構成されるＩＦＦＴ部１０に供給
される。

【０００５】このＩＦＦＴ演算部１１は、図示しない伝
送シンボルタイミング同期信号発生部で生成される伝送
シンボルタイミング同期（以下、伝送シンボル同期とい
う）信号に従って、有効シンボル単位で入力データの各
伝送サブシンボルをそれぞれ隣接間で互いに直交するサ
ブキャリアに割り当ててＩＦＦＴ演算を施すことで、周
波数領域の伝送データを時間領域の伝送データに変換す
る。これによって有効シンボル期間ＴｕのＯＦＤＭ変調
信号が得られる。ここで、サブキャリアの数は使用する
ＩＦＦＴ演算部１１のポイント数によって設定される。
ＩＦＦＴ演算部１１によってＯＦＤＭ変調された伝送デ
ータはガード期間付加部１２に供給される。

【０００６】このガード期間付加部１２は、上記伝送シ
ンボル同期信号に従ってＩＦＦＴ演算部１１から供給さ
れた伝送データの有効シンボル期間Ｔｕの後部をガード
インタバル期間Ｔｇとして、伝送シンボル毎に有効シン
ボル期間Ｔｕに対して巡回的に前置きし、伝送シンボル
期間Ｔｓ（＝Ｔｕ＋Ｔｇ）のデジタルベースバンドＯＦ
ＤＭ信号を生成する。このガード期間付加部１２で得ら
れたデジタルベースバンドＯＦＤＭ信号のフォーマット
を図１５に示す。このようにしてガードインタバル期間
Ｔｇが付加されたデジタルベースバンドＯＦＤＭ信号は
直交変調部１３に供給される。

【０００７】この直交変調部１３は、上記ＩＦＦＴ部１
０で得られたデジタルベースバンドＯＦＤＭ信号にデジ
タル／アナログ変換（Ｄ／Ａ変換）を施した後、局部発
振器１４で得られる発振周波数を中心周波数として直交
変調を施し、中間周波数帯域（以下、ＩＦ帯という）ま
たは無線周波数帯域（以下、ＲＦ帯という）に周波数変
換し、図示しない増幅器で所定の大きさに増幅してＯＦ
ＤＭ送信信号として図示しない空間伝搬路等の伝送路に
出力する。

【０００８】次に、上記で得られたＯＦＤＭ送信信号を
受信するＯＦＤＭ復調装置について図１６を用いて説明
する。

【０００９】図１６は、文献、IEE Conf. Publ., No.41
3, pp.122-128 (1995) CD3-OFDM: ANew Channel Estima
tion Method to Improve the Spectrum Efficiency in
Digital Terrestrial Television Systems に記載のＯ
ＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。このＯ
ＦＤＭ復調装置には、上記伝送路を通じて図１４に示し
たＯＦＤＭ変調装置によって生成されたＯＦＤＭ送信信
号がＯＦＤＭ受信信号として入力されるものとする。

【００１０】図１６において、直交復調部２０は、上記
ＯＦＤＭ受信信号を入力し、局部発振器２１で得られる
発振周波数によって直交復調することで、ＩＦ帯または
ＲＦ帯のＯＦＤＭ受信信号からベースバンドＯＦＤＭ信
号に周波数変換し、アナログ／デジタル変換（Ａ／Ｄ変
換）を施すことによりデジタルベースバンドＯＦＤＭ信
号に変換する。このデジタルベースバンドＯＦＤＭ信号
はガード期間除去部２３、ＦＦＴ演算部２４とから構成
されるＦＦＴ部２２に供給される。

【００１１】このガード期間除去部２３は、図示しない
伝送シンボルタイミング同期信号発生部で生成される伝
送シンボル同期信号に従って、直交復調部２０でベース
バンドに変換されたデジタルベースバンドＯＦＤＭ信号
からガードインタバル期間Ｔｇの信号を除去し、有効シ
ンボル期間Ｔｕの信号のみを抽出する。この有効シンボ
ル期間Ｔｕの信号はＦＦＴ（高速フーリエ変換）演算部
２４に供給される。

【００１２】このＦＦＴ演算部２４は、上記伝送シンボ
ル同期信号に従って、有効シンボル期間Ｔｕの信号にＦ
ＦＴ演算を施して時間領域の伝送データを周波数領域の
伝送データに変換することで、複数の復調伝送サブシン
ボルを得る。ＦＦＴ演算部２４からの復調出力は波形等
化部２５に供給される。

【００１３】ここで、例えば欧州の地上デジタルテレビ
ジョン放送システムの規格（ＤＶＢ−Ｔ）文書、Europe
an Telecommunication Standard Draft ETS 300 744, D
igital broadcasting systems for television, sound
and data services; Framingstructure, channel codin
g and modulation for digital terrestrial televisio
nに記述されているように、ＤＶＢ−Ｔシステムにおい
ては、送信側のＯＦＤＭ変調装置において予め振幅、位
相及び挿入位置の既知の基準信号（以下パイロットとい
う）を伝送シンボル内で数サブキャリアおきに挿入し送
信することになっている。

【００１４】このことから、上記波形等化部２５は、既
知の送信パイロットと受信パイロットから伝送路応答を
推定し、ＦＦＴ部２２から供給された復調シリアルデー
タに対して振幅及び位相の補正を施し等化複素信号とし
て出力するようになっている。

【００１５】ところで、ＯＦＤＭ変調方式は、マルチパ
ス伝搬路において、希望波に対する遅延波の遅延時間τ
がガードインタバル期間Ｔｇ以内（τ≦Ｔｇ）であれ
ば、受信信号の希望波の有効シンボル期間Ｔｕに対する
期間においては、シンボル間干渉（以下ＩＳＩ（Inter
Symbol Interference ）という）が発生せず、この希望
波の有効シンボル期間ＴｕのＦＦＴ演算を行うことによ
り希望波の振幅及び位相が変化した復調シリアルデータ
を得ることができる。上記ＤＶＢ−Ｔシステムでは、波
形等化部２５において、受信パイロットから遅延波によ
る振幅及び位相の変化を求めることにより伝送路応答を
推定することができ、復調シリアルデータに対して、遅
延波による影響（振幅及び位相の変化）をほぼ完全に補
正して等化複素信号とすることが可能である。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記構
成によるＯＦＤＭ復調装置は、マルチパス伝搬路におい
て、希望波に対する遅延波の遅延時間τがガードインタ
バル期間Ｔｇを超える（τ＞Ｔｇ）とＩＳＩが発生し、
波形等化部で得られる等化複素信号の著しい劣化が生じ
るという問題がある。

【００１７】このことは、例えば文献、映像情報メディ
ア学会誌 Vol.51, No.9, pp.1493-1503 (1997)「遅延波
がＯＦＤＭ伝送に与える影響」に記述されおり、遅延波
の遅延時間τがガードインタバル期間Ｔｇを超える（τ
＞Ｔｇ）と、１つ前のシンボルが有効シンボル期間Ｔｕ
に入ってくるため妨害となり、この妨害が雑音成分に加
算され等化的にＣ／Ｎが劣化する。また、この遅延波に
より受信パイロットが劣化し、波形等化部においてこの
劣化した受信パイロットを用いて伝送路応答を推定する
ので、受信側における特性はさらに劣化することとな
る。さらに、Ｄ／Ｕ（希望波のパワー／遅延波のパワ
ー）が大きい場合にも著しい劣化が生じる等が示されて
いる。

【００１８】本発明の第１の目的は、上記の問題を解決
し、マルチパス伝搬路において、希望波に対する遅延波
の遅延時間τがガードインタバル期間Ｔｇを超えた場合
においてもＩＳＩの影響を取り除き、波形等化部で得ら
れる等化複素信号の著しい劣化を緩和することのできる
ＯＦＤＭ復調装置を提供することにある。

【００１９】一方、マルチパス伝搬路において、希望波
に対する遅延波の遅延時間τがガードインタバル期間Ｔ
ｇ以内（τ≦Ｔｇ）のとき、ＤＶＢ−Ｔシステムにおけ
る従来のＯＦＤＭ復調装置は、波形等化部において、伝
送路応答を推定することにより遅延波による影響をほぼ
完全に補正することが可能であるが、特に、低Ｃ／Ｎ
時、最大遅延時間τmax がガードインタバル期間Ｔｇよ
り小さい（τmax ＜Ｔｇ）ときには、上記伝送路応答の
推定値におけるノイズ成分の影響が大きくなり、推定精
度の劣化が生じる。その結果、波形等化後の等化複素信
号に劣化が生じることがある。

【００２０】本発明の第２の目的は、上記問題を解決
し、マルチパス伝搬路、低Ｃ／Ｎ時において、希望波に
対する遅延波の遅延時間τがガードインタバル期間Ｔｇ
以内（τ≦Ｔｇ）で、遅延波の最大遅延時間τmax がガ
ードインタバル期間Ｔｇより小さい（τmax ＜Ｔｇ）と
きに最適な波形等化を行うことのできるＯＦＤＭ復調装
置を提供することにある。

【００２１】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決し第１の
目的を達成するために、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置
は、１伝送シンボル期間の構成が、有効シンボル期間の
信号の後部をガードインタバル期間として、伝送シンボ
ル毎に有効シンボル期間に対して巡回的に前置きした構
成である直交周波数分割多重変調信号なるＯＦＤＭ信号
を入力し、適応フィルタの特性を制御する適応フィルタ
係数制御信号に基づいて、前記ＯＦＤＭ信号をフィルタ
リングする適応フィルタ手段と、この適応フィルタ手段
の出力を入力し、α（但しαは整数）を制御信号により
可変させ、有効シンボル期間＋αの期間遅延させる可変
遅延手段、前記適応フィルタ手段の出力と前記可変遅延
手段の出力との相関演算を行う相関演算手段及び、前記
相関演算手段の出力から前記ＯＦＤＭ信号に重畳されて
いる遅延波を検出して、前記適応フィルタ係数制御信号
を生成し前記適応フィルタ手段に出力する適応フィルタ
係数発生手段を備える遅延波検出手段とを具備するよう
にした。

【００２２】上記課題を解決し第２の目的を達成するた
めに、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、既知の振幅、
位相及び挿入位置の送信基準信号が予め周波数領域の送
信データに挿入されており、１伝送シンボル期間の構成
が、有効シンボル期間の信号の後部をガードインタバル
期間として、伝送シンボル毎に有効シンボル期間に対し
て巡回的に前置きした構成である直交周波数分割多重変
調信号なるＯＦＤＭ信号を入力し、この信号の有効シン
ボル期間のみから受信基準信号と受信データを復調する
復調手段と、この復調手段の出力の受信基準信号から伝
送路応答を推定し、補間フィルタの特性を制御する補間
フィルタ係数制御信号に基づいて、前記推定値を補間す
る補間フィルタ手段を備え、この補間フィルタ手段の出
力から送信データに作用する伝送路応答を推定し、受信
データの補正を行う波形等化手段と、前記ＯＦＤＭ信号
を入力し、α（但しαは整数）を制御信号により可変さ
せ、有効シンボル期間＋αの期間遅延させる可変遅延手
段、前記ＯＦＤＭ信号と前記可変遅延手段の出力との相
関演算を行う相関演算手段及び、前記相関演算手段の出
力から前記ＯＦＤＭ信号に重畳されているガードインタ
バル期間以内の遅延波の最大遅延時間を検出して、前記
フィルタ係数制御信号を生成し前記波形等化手段に出力
するフィルタ係数発生手段を備える遅延波検出手段とを
具備するようにした。

【００２３】上記課題を解決し第１及び第２の目的を同
時に達成するために、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置
は、既知の振幅、位相及び挿入位置の送信基準信号が予
め周波数領域の送信データに挿入されており、１伝送シ
ンボル期間の構成が、有効シンボル期間の信号の後部を
ガードインタバル期間として、伝送シンボル毎に有効シ
ンボル期間に対して巡回的に前置きした構成である直交
周波数分割多重変調信号なるＯＦＤＭ信号を入力し、適
応フィルタの特性を制御する適応フィルタ係数制御信号
に基づいて前記ＯＦＤＭ信号をフィルタリングする適応
フィルタ手段と、この適応フィルタ手段の出力の有効シ
ンボル期間のみから受信基準信号と受信データを復調す
る復調手段と、この復調手段の出力の受信基準信号から
伝送路応答を推定し、補間フィルタの特性を制御する補
間フィルタ係数制御信号に基づいて前記推定値を補間す
る補間フィルタ手段を備え、この補間フィルタ手段の出
力から送信データに作用する伝送路応答を推定し、受信
データの補正を行う波形等化手段と、前記適応フィルタ
手段の出力を入力し、α（但しαは整数）を制御信号に
より可変させ、有効シンボル期間＋αの期間遅延させる
可変遅延手段、前記ＯＦＤＭ信号と前記可変遅延手段の
出力との相関演算を施す相関演算手段及び、前記相関演
算手段の出力から前記ＯＦＤＭ信号に重畳されている遅
延波を検出して、前記適応フィルタ係数制御信号を求
め、前記適応フィルタ手段に出力する適応フィルタ係数
発生手段及び、前記ＯＦＤＭ信号に重畳されているガー
ドインタバル期間以内の遅延波の最大遅延時間を検出し
て前記補間フィルタ係数制御信号を求め、前記波形等化
手段に出力する補間フィルタ係数発生手段を備える遅延
波検出手段とを具備するようにした。

【００２４】

【発明の実施の形態】以下、図1乃至図１３を用いて本
発明の実施の形態を詳細に説明する。

【００２５】（第１の実施の形態）図１は、本発明に係
る第１の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置の構成を
示すブロック図である。

【００２６】図１において、欧州のＤＶＢ−Ｔ規格に準
じたＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ変調装置により送
信された信号が、マルチパス伝搬路を通過して受信さ
れ、これによって得られたＩＦ帯またはＲＦ帯のＯＦＤ
Ｍ受信信号が、図示しない直交検波部において、直交復
調及びＡ／Ｄ変換されることで、デジタルベースバンド
ＯＦＤＭ信号が得られる。このとき、デジタルベースバ
ンドＯＦＤＭ信号として、同相検波（以下、Ｉ軸とい
う）信号と直交検波（以下、Ｑ軸という）信号とから複
素データが生成される。この複素データによるデジタル
ベースバンドＯＦＤＭ信号（以下、複素信号という）は
適応フィルタ部３０に供給される。

【００２７】この適応フィルタ部３０は、後で説明する
遅延波検出部３１からのタップ係数制御信号によりタッ
プ係数が制御され、複素信号を適応的にフィルタリング
して補正複素信号Ｉ＋Ｑを生成する。この補正複素信号
Ｉ＋Ｑは遅延波検出部３１並びにＦＦＴ部３２に供給さ
れる。

【００２８】例えば、上記伝送路がマルチパス伝搬路の
場合、希望波に遅延波が重畳されるが、遅延波検出部３
１は、複素信号に含まれる遅延波成分を検出し、上記適
応フィルタ部３０が複素信号から遅延波成分をフィルタ
リングすることができるように、タップ係数を制御する
タップ係数制御信号を生成して適応フィルタ部３０に供
給する。

【００２９】一方、ＦＦＴ部３２は、図示しないシンボ
ル同期信号発生部で生成されるシンボル同期信号に従っ
て、補正複素信号Ｉ＋Ｑの有効シンボル期間ＴｕにＦＦ
Ｔ演算を施すことにより、時間領域の補正複素信号Ｉ＋
Ｑを周波数領域の補正複素信号Ｉ＋Ｑに変換する。この
周波数領域の補正複素信号Ｉ＋Ｑは波形等化部３３に供
給される。

【００３０】波形等化部３３は、既知の送信パイロット
と受信パイロットとから伝送路応答を推定し、ＦＦＴ部
３２から供給された周波数領域の補正複素信号Ｉ＋Ｑに
対して振幅及び位相の補正を行い、等化複素信号として
出力する。

【００３１】ここで、上記適応フィルタ部３０は、例え
ば図２に示すように構成できる。図２に示す適応フィル
タ部３０は、ｎ−１個の１サンプル遅延器ｄ₀ ，ｄ₁ ，
…ｄ_(n-2) 、タップ係数値がそれぞれＰ₀ ，Ｐ₁ ，…Ｐ
_n-1 のｎ個のタップ（複素乗算器）ｐ₀ ，ｐ₁ ，…ｐ
_(n-1) 、及び加算器３０１とからなるＦＩＲ（有限長イ
ンパルス応答）フィルタの構成をなし、タップ係数制御
用の制御端子を通じて外部からのタップ係数制御が可能
となっている。

【００３２】上記遅延波検出部３１は、例えば図１に示
すように構成できる。図１において、遅延検出部３１に
入力された補正複素信号Ｉ＋Ｑは、有効シンボル期間
（Ｔｕ）＋α可変遅延部３１００並びに複素乗算器３１
０１に供給される。有効シンボル期間（Ｔｕ）＋α可変
遅延部３１００は、上記補正複素信号Ｉ＋Ｑを有効シン
ボル期間（Ｔｕ）＋αだけ遅延させた遅延補正複素信号
Ｉ_D ＋Ｑ_D を生成し、さらにこの遅延補正複素信号Ｉ_D
＋Ｑ_D の複素共役をとった遅延補正複素共役信号Ｉ_D −
Ｑ_D を生成する。この遅延補正複素共役信号Ｉ_D −Ｑ_D
は複素乗算器３１０１の一方の入力端に供給される。ま
た、上記補正複素信号Ｉ＋Ｑは、複素乗算器３１０１の
他方の入力端に供給される。尚、遅延波検出部３１の遅
延期間は、制御部３１１１から供給される制御信号によ
り変化し、その範囲は（Ｔｕ）＋α（αは整数）の範囲
である。

【００３３】上記複素乗算器３１０１は、上記補正複素
信号Ｉ＋Ｑと遅延補正複素共役信号Ｉ_D −Ｑ_D との複素
乗算演算を施すもので、その演算結果（ＩＩ_D ＋Ｑ
Ｑ_D ）−（ＩＱ_D −ＱＩ_D ）は、加算平均演算部３１０
２に供給される。この加算平均演算部３１０２は、ガー
ド期間（Ｔｇ）の加算平均演算を施するもので、その演
算結果（Ｓ_II＋Ｓ_QQ）−（Ｓ_IQ−Ｓ_QI）は、上記補正複
素信号Ｉ＋ＱとＴｕ＋α期間遅延された遅延補正複素信
号Ｉ_D ＋Ｑ_D との相関演算を施した結果となる。この演
算結果の実部（Ｓ_II＋Ｓ_QQ）は積分演算部３１０３に、
虚部（Ｓ_IQ−Ｓ_QI）は積分演算部３１０４に供給され
る。

【００３４】この積分演算部３１０３、３１０４は加算
平均演算部３１０２の出力から雑音成分の抑圧を行うも
ので、例えば、図３に示すように構成できる。つまり、
図３において、積分演算部３１０３、３１０４は、加算
器４０、及び伝送シンボル期間Ｔｓ遅延部４１により構
成されるＩＩＲ（無限長インパルス応答）フィルタの構
成をなす。

【００３５】この積分演算部３１０３、３１０４は、上
記加算平均演算部３１０２の出力（Ｓ_II＋Ｓ_QQ）、（Ｓ
_IQ−Ｓ_QI）の伝送シンボル期間Ｔｓ周期単位の積分演算
を行う動作をする。また、積分回数Ｍ（M≧０でM＝０の
ときは積分をしないとする）は、制御部３１１１から供
給されるリフレッシュ信号により制御されており、リフ
レッシュ信号は、上記ＩＩＲフィルタが予め決められた
積分回数Ｍに達したときに伝送シンボル期間Ｔｓ遅延部
４１内部のレジスタをリフレッシュし“０”とする。こ
のＩＩＲフィルタは、積分回数Ｍが多いほど上記加算平
均演算部３１０２出力の雑音抑圧効果が増大する効果が
ある。

【００３６】積分演算部３１０３の演算結果Σ（Ｓ_II＋
Ｓ_QQ）は、２乗値演算部３１０５及びアークタンジェン
ト演算部（ｔａｎ^-1［ ］）３１１０の一方の入力端子
に、積分演算部３１０４の演算結果Σ（Ｓ_IQ−Ｓ_QI）
は、２乗値演算部３１０６及びアークタンジェント演算
部３１１０の他方の入力端子に供給される。２乗値演算
部３１０５、３１０６においては、それぞれ２乗値演算
が施され、その演算結果｛Σ（Ｓ_II＋Ｓ_QQ）｝² 、｛Σ
（Ｓ_IQ−Ｓ_QI）｝² は、加算器３１０７に供給される。
加算器３１０７は、２乗値演算部３１０５、３１０６の
出力の加算演算を行う。その演算結果｛Σ（Ｓ_II＋
Ｓ_QQ）｝² ＋｛Σ（Ｓ_IQ−Ｓ_QI）｝² はピーク検出・保
持部３１０８の一方の入力端子に供給される。

【００３７】一方、アークタンジェント演算部３１１０
は、積分演算部３１０３、３１０４の出力Σ（Ｓ_II＋Ｓ
_QQ）、Σ（Ｓ_IQ−Ｓ_QI）に対して、｛Σ（Ｓ_IQ−Ｓ_QI）
／Σ（Ｓ_II＋Ｓ_QQ）｝のアークタンジェント演算（ｔａ
ｎ^-1｛Σ（Ｓ_IQ−Ｓ_QI）／Σ（Ｓ_II＋Ｓ_QQ）｝）を施す
もので、その演算結果はピーク検出・保持部３１０８の
他方の入力端子に供給される。

【００３８】このピーク検出・保持部３１０８は、上記
加算器３１０７の演算結果出力｛Σ（Ｓ_II＋Ｓ_QQ）｝²
＋｛Σ（Ｓ_IQ−Ｓ_QI）｝² に対して所定の振幅値を基準
にピークの有無を検出し、ピークが検出されたときに
は、制御部３１１１から供給される保持信号に基づいて
そのピーク値もしくはピーク位置から±ガードインタバ
ル期間Ｔｇ以内の値のいずれかの値に対して保持動作を
行うと同時に、その時のアークタンジェント演算部３１
１０の演算結果に対しても保持動作を行う。また、この
とき制御部３１１１から有効シンボル期間（Ｔｕ）＋α
可変遅延部３１００に供給されるα値もピーク検出・保
持部３１０８に供給され、上記保持信号に基づいてα値
に対して保持動作を行う。以上の保持結果は、フィルタ
係数発生部３１０９に供給される。

【００３９】このフィルタ係数発生部３１０９は、ピー
ク検出・保持部３１０８からの保持結果に基づいて、上
記適応フィルタ３０のタップ係数を制御するタップ係数
制御信号を生成するもので、このタップ係数制御信号は
上記適応フィルタ３０のタップ係数制御用の制御端子に
供給される。

【００４０】上記ＦＦＴ部３２は、例えば図１６に示し
たＦＦＴ部２２のように構成できる。このＦＦＴ部２２
の動作については、上記で詳細に説明済みなのでここで
は省略する。

【００４１】上記波形等化部３３は、例えば図４のよう
に構成できる。この波形等化部３３の動作について図４
を用いて説明する。

【００４２】ここで、第ｎ番目のシンボルの第ｋ番目の
サブキャリアを用いて送信側が伝送する周波数領域信号
をＸ(n,k) 、この信号に作用する伝送路応答及び雑音成
分をそれぞれＨ(n,k) 及びＮ(n,k) 、この信号に対応す
る受信側での周波数領域受信信号をＹ(n,k) とする。こ
のときＹ(n,k) ＝Ｘ(n,k) Ｈ(n,k) ＋Ｎ(n,k) の関係が
成り立つ。また、送信側で挿入される送信パイロット信
号をＸ(n,k_P ) 、このパイロット信号に対応する受信側
での受信パイロット信号をＹ(n,k_P ) とする。

【００４３】図４において、波形等化部３３に入力され
たＦＦＴ部３２からの出力信号Ｙ(n,k) は、複素除算演
算部３３０及び複素除算演算部３３３に供給される。複
素除算演算部３３０は、受信パイロット信号Ｙ(n,k_P )
を送信パイロット発生部３３１から発生される既知の送
信パイロット信号Ｘ(n,k_P ) で除算演算を施すことによ
り、Ｘ(n,k_P ) に作用する伝送路応答Ｈ′(n,k_P ) を推
定する。このときＨ′(n,k_P ) ＝Ｙ(n,k_P ) ／Ｘ(n,
k_P ) ＝Ｈ(n,k_P ) ＋Ｎ(n,k_P ) ／Ｘ(n,k_P ) の関係が
成り立つ。この推定値Ｈ′(n,k_P ) は、補間フィルタ部
３３２に供給される。

【００４４】補間フィルタ部３３２は、周波数応答がＧ
(n,k) であるフィルタであり、一般的にＧ(n,k) の通過
帯域幅はＴｇ／Ｔｕ（＝ガードインタバル期間／有効シ
ンボル期間）の固定値に選ばれている。この補間フィル
タ部３３２は、上記推定値Ｈ′(n,k_P ) をＧ(n,k) によ
り補間し、送信データ信号Ｘ(n,k) （但し、ｋ≠ｋ_P）
に作用する伝送路応答Ｈ′(n,k) を推定する。このとき
Ｈ′(n,k) ＝Ｈ′(n,k_P ) Ｇ(n,k) ＝｛Ｈ(n,k_P ) ＋Ｎ
(n,k_P ) ／Ｘ(n,k_P ) ｝Ｇ(n,k) の関係が成り立つ。こ
の推定値Ｈ′(n,k) は、複素乗算演算部３３３に供給さ
れ、受信信号Ｙ(n,k) を上記推定値Ｈ′(n,k) で除算演
算を施すことによりデータ信号Ｘ′(n,k) を推定する。
このときＸ′(n,k) ＝Ｙ(n,k) ／Ｈ′(n,k) の関係が成
り立つ。

【００４５】以上のように、波形等化部３３は、既知の
送信パイロットと受信パイロットから伝送路応答を推定
し、ＦＦＴ部３２から供給された復調シリアルデータに
対して振幅及び位相の補正を施し等化複素信号として出
力する。

【００４６】上記補間フィルタ部３３２は、例えば、図
５に示すように構成でき、図５は、１サンプル遅延器が
ｄ₀ ，ｄ₁ ，…ｄ_(n-2) のｎ−１個、タップ係数値がそ
れぞれＲ₀ ，Ｒ₁ ，…Ｒ_n-1 のタップ（複素乗算器）が
ｒ₀ ，ｒ₁ ，…ｒ_n-1 のｎ個、及び加算器３３２０とか
らなるＦＩＲ（有限長インパルス応答）フィルタの構成
をなしている。

【００４７】次に、本発明に係る第１の実施の形態の具
体的な動作例を説明する。尚、説明を簡単にするため、
変調装置と復調装置のタイミング同期、及び周波数同期
は完全にとれているものとし、熱雑音等の雑音も無いも
のとする。また、マルチパス伝搬路として、図６に示す
ような希望波と遅延波１波のみの２波マルチパス伝搬路
を考える。

【００４８】つまり、図６（ａ）に示すように希望波
（ベースバンド表現）をＩ＋ｊＱとし、希望波に対する
遅延波の遅延時間をτ、遅延波対希望波の振幅比をＡ、
希望波と遅延波の受信点における位相差をθとすると、
図６（ｂ）に示すように遅延波（ベースバンド表現）は
Ａ（Ｉ＋ｊＱ）_τ，θ＝ＡＩ_τ，θ＋ｊＡＱ_τ，θとな
る。よって、受信波として本実施形態の復調装置に入力
される複素信号は、図６（ｃ）に示すように希望波に遅
延波が重畳された形（Ｉ＋ＡＩ_τ，θ）＋ｊ（Ｑ＋ＡＱ
_τ，θ）となる。

【００４９】本実施形態における動作の大枠は、遅延波
検出部３１において希望波に対する遅延波の遅延時間τ
の推定値τ′、遅延波対希望波の振幅比Ａの推定値
Ａ′、希望波と遅延波の受信点における位相差θの推定
値θ′を求めることにより、適応フィルタ部３０の制御
を行い、受信波から遅延波が除去されるというものであ
る。

【００５０】次に、具体的な詳細な動作例として、上記
複素信号（Ｉ＋ＡＩ_τ，θ）＋ｊ（Ｑ＋ＡＱ_τ，θ）が
本実施形態の復調装置に入力された場合について図７を
用いて説明する。

【００５１】まず、上記複素信号（Ｉ＋ＡＩ_τ，θ）＋
ｊ（Ｑ＋ＡＱ_τ，θ）が上記適応フィルタ３０に供給さ
れたとき、初期設定動作が行われる。つまり、適応フィ
ルタ３０のタップ係数は初期設定値として複素値Ｐ₀ ＝
１＋ｊ０、Ｐ_k ＝０＋ｊ０（ｋ≠０）となるよう上記フ
ィルタ係数発生部３１０９から与えられ、上記有効シン
ボル期間（Ｔｕ）＋α可変遅延部３１００の遅延期間は
初期設定値として有効シンボル期間Ｔｕ（α＝０）とな
るよう上記制御部３１１１により制御される。このと
き、遅延波検出部３１には上記複素信号（Ｉ＋ＡＩ
_τ，θ）＋ｊ（Ｑ＋ＡＱ_τ，θ）そのものが入力される
ことになる。この複素信号の一例を図７（ａ）に示す。

【００５２】尚、上記有効シンボル期間（Ｔｕ）＋α可
変遅延部３１００の遅延期間Ｔｕ＋αのαの範囲は事前
に決められており、例えば、β≦α≦γ（β、γは整数
でβ≦τ≦γ）である。また、上記積分演算部３１０
３、３１０４は、簡単のために１回のみの積分演算を施
すとする。

【００５３】この初期設定状態において、ＯＦＤＭ信号
は有効シンボル期間Ｔｕの後部をガード期間Ｔｇとし
て、伝送シンボル毎に有効シンボル期間Ｔｕに対して巡
回的に前置きした構成となっているので、上記加算器３
１０７の出力｛Σ（Ｓ_II＋Ｓ_QQ）｝² ＋｛Σ（Ｓ_IQ−Ｓ
_QI）｝² は、図７（ｂ）に示すように希望波の伝送シン
ボルと次の伝送シンボルの境界でピークを持ち、ピーク
の周期が伝送シンボル周期Ｔｓとなり、そのピークの大
きさは伝送シンボル周期Ｔｓで大小変動する。つまり、
相関信号（Ｓ_II＋Ｓ_QQ）、（Ｓ_IQ−Ｓ_QI）から１回積分
により雑音成分が抑圧されΣ（Ｓ_II＋Ｓ_QQ）、Σ（Ｓ_IQ
−Ｓ_QI）となり、さらに２乗演算と加算を施された信号
｛Σ（Ｓ_II＋Ｓ_QQ）｝² ＋｛Σ（Ｓ_IQ−Ｓ_QI）｝² （以
後、相関２乗信号という）が得られる。

【００５４】この例では、ピークの大きさは伝送シンボ
ル周期Ｔｓで大小変動する、つまり、最大のピークの周
期は伝送シンボル周期Ｔｓの2倍で２Ｔｓである。これ
は、積分演算部３１０３、３１０４において1回のみの
積分演算が施されているためで、2回以上の場合は最大
のピークの周期は伝送シンボル周期Ｔｓの３倍以上、つ
まり３Ｔｓ以上に変わる。ピーク検出・保持部３１０８
はこの信号からピークを検出し、図７（ｂ）に示す制御
部３１１１から供給される保持信号により、そのピーク
値もしくはピーク位置から±ガードインタバル期間Ｔｇ
以内の値のいずれかの値Ｂを保持する。図７（ｂ）に示
す例では、保持信号はピーク値を保持するタイミングで
ある。

【００５５】次に、上記有効シンボル期間（Ｔｕ）＋α
可変遅延部３１００は、遅延期間がＴｕ＋α（但し、β
≦α≦γ、α≠０、α≠τである）となるよう上記制御
部３１１１により制御される。この場合、上記加算器３
１０７の出力｛Σ（Ｓ_II＋Ｓ_QQ）｝² ＋｛Σ（Ｓ_IQ−Ｓ
_QI）｝² は、図７（ｃ）に示すようにピークを持たない
相関２乗信号が得られる。この場合、ピーク検出・保持
部３１０８はこの信号にピークが無いことから保持動作
を行わない。

【００５６】さらに、上記有効シンボル期間（Ｔｕ）＋
α可変遅延部３１００は、遅延期間がＴｕ＋τ（α＝
τ）となるよう上記制御部３１１１により制御される。
この場合、上記加算器３１０７の出力｛Σ（Ｓ_II＋
Ｓ_QQ）｝² ＋｛Σ（Ｓ_IQ−Ｓ_QI）｝² は、図７（ｄ）に
示すように遅延波の伝送シンボルと次の伝送シンボルの
境界でピークを持ち、ピークの周期が伝送シンボル周期
Ｔｓとなり、そのピークの大きさは伝送シンボル周期Ｔ
ｓで大小変動する相関２乗信号が得られる。

【００５７】この例では、ピークの大きさは伝送シンボ
ル周期Ｔｓで大小変動する、つまり、最大のピークの周
期は伝送シンボル周期Ｔｓの2倍で２Ｔｓである。これ
は、積分演算部３１０３、３１０４において1回のみの
積分演算が施されているためで、2回以上の場合は最大
のピークの周期は伝送シンボル周期Ｔｓの３倍以上、つ
まり３Ｔｓ以上に変わる。ピーク検出・保持部３１０８
はこの相関信号からピークを検出し、図７（ｃ）に示す
制御部３１１１から供給される保持信号により、そのピ
ーク値もしくはピーク位置から±ガードインタバル期間
Ｔｇ以内の値のいずれかの値Ｃ、アークタンジェント演
算部３１１０から供給された希望波と遅延波の受信点に
おける位相差の推定値θ′及び制御部３１１１から供給
されたα値を保持する。

【００５８】以上のように、上記制御部３１１１により
β≦α≦γの範囲で上記有効シンボル期間（Ｔｕ）＋α
可変遅延部３１００の遅延期間が制御された後、ピーク
検出・保持部３１０８にて保持された値Ｂ、Ｃ、θ′及
びα値がフィルタ係数発生部３１０９に供給される。

【００５９】ここで、上記遅延波対希望波の振幅比Ａの
推定値Ａ′＝√Ｃ／√Ｂとなることから遅延波の大きさ
を推定することができ、また、α値からそのときの希望
波に対する遅延波の遅延時間τの推定値τ′を求めるこ
とができる。よって、フィルタ係数発生部３１０９は、
上記推定値Ａ′τ′θ′から遅延波を推定することがで
き、遅延波成分を取り除くようなフィルタリングが行え
るタップ係数を発生し適応フィルタ部３０に供給する。
上記推定値Ａ′τ′θ′より遅延波成分を除去する適応
フィルタ部３０のタップ係数を求めるアルゴリズムは、
従来のシングルキャリア変調方式における等化方法で適
用されているＬＭＳ（Least Mean Square ）アルゴリズ
ム、ＲＬＳ（Recursive Least Square）アルゴリズムな
ど周知の技術を適用することが可能である。

【００６０】以上のことから、本第１の実施の形態によ
り、マルチパス伝搬路において、希望波に対する遅延波
の遅延時間τがガードインタバル期間Ｔｇを超えた場合
においても、受信波から遅延波を除去することができ、
ＩＳＩの影響を緩和することができる。

【００６１】尚、上記説明において、実際の回路製作時
に生じる回路遅延量等は考慮していないので、設計の際
は十分注意を要する。

【００６２】また、以上の説明においては、簡単のため
にマルチパス伝搬路として、希望波と遅延波１波のみの
２波マルチパス伝搬路を考えたが、複数波マルチパス伝
搬路やマルチパスフェージング伝搬路においても同じよ
うに動作可能である。

【００６３】尚、複数波マルチパス伝搬路の場合は、上
記説明のように、適応フィルタ部３０が初期設定状態の
ときにβ≦α≦γの期間の遅延波成分を全て検出して、
その後補正を行い、その補正結果に誤差が多く含まれる
ようなら繰り返して遅延波成分を上記方法で検出し補正
するような閉ループ系の処理方法が可能であることは言
うまでもない。

【００６４】また、上記のように初期設定状態のとき
に、期間（β≦α≦γ）の遅延波を全て検出するのでは
なく、一番遠い期間（α＝γ）から近い期間（α＝β）
に向けて遅延波を１波ごと検出していき、遅延波が見つ
かり次第補正するような閉ループ系の処理の適用も可能
であることは言うまでもない。

【００６５】さらに、上記の場合、閉ループ系処理では
なく開ループ系の処理を適用することも可能であること
は言うまでもない。

【００６６】また、本実施形態の説明においては、上記
適応フィルタ部３０の例としてＦＩＲフィルタによる構
成を示したが、ＩＩＲフィルタによる構成、またはＦＩ
ＲフィルタとＩＩＲフィルタとの組み合わせによる構成
を用いても同様な動作が可能なことは言うまでもない。

【００６７】本実施形態のように、遅延波検出部３１と
適応フィルタ部３０とから構成される部分でガードイン
タバル期間Ｔｇ内外の遅延波の補正をすることも可能で
あるが、また、遅延時間τがガードインタバル期間Ｔｇ
を超える（τ＞Ｔｇ）遅延波を遅延波検出部３１と適応
フィルタ部３０とから構成される部分により補正し、遅
延時間τがガードインタバル期間Ｔｇ以内（τ≦Ｔｇ）
の遅延波を波形等化部３３により補正する動作でも可能
であることは言うまでもない。

【００６８】（第２の実施の形態）図８は、本発明に係
る第２の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置の構成を
示すブロック図である。

【００６９】この実施の形態の全体構成は、図１に示し
た第1の実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の構成と、最大
遅延時間検出部３１１２、フィルタ係数発生部３１１
３、波形等化部３３Ａにより構成される部分以外の構成
は同じである。また、動作も同じであるので、同一部分
に同一符号を付してその説明を省略し、上記最大遅延時
間検出部３１１２、フィルタ係数発生部３１１３、波形
等化部３３１により構成される部分のみを説明する。

【００７０】ピーク検出・保持部３１０８の保持結果は
最大遅延時間検出部３１１２に供給される。この最大遅
延時間検出部３１１２は、ガードインタバル期間Ｔｇ内
における遅延波の最大遅延時間τmax を検出するもの
で、その結果はフィルタ係数発生部３１１３に供給され
る。このフィルタ係数発生部３１１３は、最大遅延時間
τmax に基づいて後で説明する波形等化部３３Ａの補間
フィルタのタップ係数を制御するタップ係数制御信号を
生成するもので、その制御信号は上記波形等化部３３Ａ
のタップ係数制御用の制御端子に供給される。

【００７１】上記波形等化部３３Ａは、例えば、図９に
示すように構成される。図９に示す構成は、図４に示し
た波形等化部３３の補間フィルタ部３３２が可変補間フ
ィルタ３３４に置き換わった点以外の構成は同じであ
り、動作も同じであるので、同一部分に同一符号を付し
てその説明を省略し、可変補間フィルタ部３３４のみに
ついて説明する。

【００７２】上記可変補間フィルタ部３３４は、例え
ば、図１０に示すように構成できる。図１０に示す可変
補間フィルタ部３３４は、ｎ−１個の１サンプル遅延器
ｄ₀ ，ｄ₁ ，…ｄ_(n-2) 、タップ係数値がそれぞれ
Ｐ₀ ，Ｐ₁ ，…Ｐ_n-1 のｎ個のタップ（複素乗算器）ｐ
₀ ，ｐ₁ ，…ｐ_(n-1) 、及び加算器３３４０とからなる
ＦＩＲ（有限長インパルス応答）フィルタの構成をな
し、タップ係数制御用の制御端子を通じて外部からのタ
ップ係数制御が可能となっている。

【００７３】すなわち、マルチパス伝搬路において、希
望波に対する遅延波の遅延時間τがガードインタバル期
間Ｔｇ以内（τ≦Ｔｇ）のとき、ＤＶＢ−Ｔシステムに
おけるＯＦＤＭ復調装置では、波形等化部において、伝
送路応答Ｈ′(n,k) ＝｛Ｈ(n,k_P ) ＋Ｎ(n,k_P ) ／Ｘ
(n,k_P ) ｝Ｇ(n,k) を推定することにより遅延波による
影響をほぼ完全に補正することが可能である。

【００７４】しかしながら、特に、低Ｃ／Ｎ時、最大遅
延時間τmax がガードインタバル期間Ｔｇより小さい
（τmax ＜Ｔｇ）ときには、上記伝送路応答の推定値に
おけるノイズ成分の影響｛Ｎ(n,k_P ) ／Ｘ(n,k_P ) ｝Ｇ
(n,k) が大きくなり、推定精度の劣化が生じる。その結
果、波形等化後の等化複素信号に劣化が生じることがあ
る。これは、上記で説明したように、波形等化部におけ
る補間フィルタ部の周波数応答Ｇ(n,k) の通過帯域幅が
Ｔｇ／Ｔｕの固定値に選ばれているために、補間フィル
タ部による雑音除去が十分に行われないためである。

【００７５】そこで、最大遅延時間τmax を検出し、波
形等化部における補間フィルタ部の通過帯域幅をτmax
／Ｔｕに制御することにより、最大遅延時間τmax がガ
ードインタバル期間Ｔｇより小さい（τmax＜Ｔｇ）と
きにおいて、より最適な等化が可能となる。

【００７６】本実施形態においては、上記のように最大
遅延時間検出部３１１２によりガードインタバル期間Ｔ
ｇ内における遅延波の最大遅延時間τmax を検出し、τ
max＜Ｔｇの場合に、フィルタ係数発生部３１１３にお
いて可変補間フィルタ部３３４の通過帯域幅がτmax ／
ＴｕまたはＴｇ／Ｔｕより小さくなるようにタップ係数
を制御するタップ係数制御信号を生成するようにしてい
る。

【００７７】以上のことから、本第２の実施の形態によ
り、マルチパス伝搬路において、特に低Ｃ／Ｎ時に、希
望波に対する遅延波の遅延時間τがガードインタバル期
間Ｔｇ以内（τ≦Ｔｇ）で、遅延波の最大遅延時間τma
x がガードインタバル期間Ｔｇより小さい（τmax ＜Ｔ
ｇ）ときに最適な波形等化を行うことが可能となる。

【００７８】尚、上記説明において、実際の回路製作時
に生じる回路遅延量等は考慮していないので、設計の際
は十分注意を要する。

【００７９】また、本説明においては、上記可変補間フ
ィルタ部３３４の例としてＦＩＲフィルタによる構成を
示したが、ＩＩＲフィルタによる構成、またはＦＩＲフ
ィルタとＩＩＲフィルタとの組み合わせによる構成を用
いても同様な動作が可能なことは言うまでもない。

【００８０】本実施形態のように、遅延時間τがガード
インタバル期間Ｔｇを超える（τ＞Ｔｇ）遅延波を遅延
波検出部３１と適応フィルタ部３０とから構成される部
分により補正し、遅延時間τがガードインタバル期間Ｔ
ｇ以内（τ≦Ｔｇ）の遅延波を遅延波検出部３１と適応
フィルタ部３０と波形等化部３３Ａとから構成される部
分により補正する動作も可能であるが、遅延時間τがガ
ードインタバル期間Ｔｇ内外の遅延波を遅延波検出部３
１と適応フィルタ部３０とから構成される部分により補
正し、遅延時間τがガードインタバル期間Ｔｇ以内（τ
≦Ｔｇ）の遅延波を遅延波検出部３１と波形等化部３３
１とから構成される部分により補正する動作も可能であ
ることは言うまでもない。

【００８１】（第３の実施の形態）図１１は、本発明に
係る第３の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置の構成
を示すブロック図である。

【００８２】この実施の形態の全体構成は、図１に示し
た第1の実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の構成におい
て、２乗値演算部３１０５、３１０６の変わりに絶対値
演算部３１１４、３１１５が接続された構成になってい
る。その他の構成は、第１の実施の形態と同じであるた
め、同一部分に同一符号を付してその説明を省略する。
また、第１の実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の加算器３
１０７の出力が｜Σ（Ｓ_II＋Ｓ_QQ）｜＋｜Σ（Ｓ_IQ−Ｓ
_QI）｜となること以外は、同じ原理に基づいて動作し、
同様に作用するので、その説明も省略する。

【００８３】（第４の実施の形態）図１２は、本発明に
係る第４の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置の構成
を示すブロック図である。

【００８４】この実施の形態の全体構成は、図８に示し
た第２の実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の構成におい
て、２乗値演算部３１０５、３１０６の変わりに絶対値
演算部３１１４、３１１５が接続された構成になってい
る。その他の構成は、第２の実施の形態と同じであるた
め、同一部分に同一符号を付してその説明を省略する。
また、第２の実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の加算器３
１０７の出力が｜Σ（Ｓ_II＋Ｓ_QQ）｜＋｜Σ（Ｓ_IQ−Ｓ
_QI）｜となること以外は、同じ原理に基づいて動作し、
同様に作用するので、その説明も省略する。

【００８５】以上、本発明に係る第１から第４の実施の
形態について説明したが、上記の実施の形態における積
分演算部３１０３、３１０４は、例えば、図１３に示す
ようにも構成できる。図１３は、伝送シンボル期間Ｔｓ
の遅延器がＴ₁ ，Ｔ₂ ，…Ｔ_(M) のＭ個、及び加算器３
１１６とからなるＦＩＲ（有限長インパルス応答）フィ
ルタの構成をなしている。この積分演算部は、積分回数
Ｍに応じて、伝送シンボル期間Ｔｓの遅延器の個数が決
まり、積分開始からＭＴｓ期間後には常にＭ回積分の結
果が得られるので、遅延波検出部３１の高速化が可能と
なる。

【００８６】

【発明の効果】以上のように本第１の発明によれば、マ
ルチパス伝搬路において、希望波に対する遅延波の遅延
時間τがガードインタバル期間Ｔｇを超えた場合におい
てもＩＳＩの影響を取り除き、波形等化部で得られる等
化複素信号の著しい劣化を緩和することのできるＯＦＤ
Ｍ復調装置を提供することができる。

【００８７】また、本第２の発明によれば、マルチパス
伝搬路、低Ｃ／Ｎ時において、希望波に対する遅延波の
遅延時間τがガードインタバル期間Ｔｇ以内（τ≦Ｔ
ｇ）で、遅延波の最大遅延時間τmax がガードインタバ
ル期間Ｔｇより小さい（τmax＜Ｔｇ）ときに最適な波
形等化を行うことのできるＯＦＤＭ復調装置を提供する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る第１の実施の形態におけるＯＦＤ
Ｍ復調装置の構成を示すブロック図。

【図２】図１に示すＯＦＤＭ復調装置の適応フィルタ部
の一例を示すブロック図。

【図３】図１に示すＯＦＤＭ復調装置の積分演算部の一
例を示すブロック図。

【図４】図１に示すＯＦＤＭ復調装置の波形等化部の一
例を示すブロック図。

【図５】図４に示す波形等化部の補間フィルタ部の一例
を示すブロック図。

【図６】図１に示すＯＦＤＭ復調装置に入力される信号
の一例を示す図。

【図７】図１に示すＯＦＤＭ復調装置の動作例を示す
図。

【図８】本発明に係る第２の実施の形態におけるＯＦＤ
Ｍ復調装置の構成を示すブロック図。

【図９】図８に示すＯＦＤＭ復調装置の波形等化部の一
例を示すブロック図。

【図１０】図９に示す波形等化部の補間フィルタ部の一
例を示すブロック図。

【図１１】本発明に係る第３の実施の形態におけるＯＦ
ＤＭ復調装置の構成を示すブロック図。

【図１２】本発明に係る第４の実施の形態におけるＯＦ
ＤＭ復調装置の構成を示すブロック図。

【図１３】図１、８、１１及び１２に示すＯＦＤＭ復調
装置の積分演算部の一例を示すブロック図。

【図１４】従来のＯＦＤＭ変調装置の構成を示すブロッ
ク図。

【図１５】ＯＦＤＭ信号のフォーマットを表す図。

【図１６】従来のＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロッ
ク回路図。

【符号の説明】

ｄ₀ 〜ｄ_(n-2) …１サンプル遅延器 ｐ₀ 〜ｐ_(n-1) …複素乗算器 ｒ₀ 〜ｒ_(n-1) …複素乗算器 Ｔ₀ 〜Ｔ_(M) …１伝送シンボル期間遅延器 １０…ＩＦＦＴ部 １１…ＩＦＦＴ演算部 １２…ガード期間付加部 １３…直交変調部 １４…局部発振器 ２０…直交復調部 ２１…局部発振器 ２２…ＦＦＴ部 ２３…ガード期間除去部 ２４…ＦＦＴ演算部 ２５…波形等化部 ３０…適応フィルタ部 ３０１…加算器 ３１…遅延検出部 ３１００…有効シンボル期間(Ｔｕ)＋α可変遅延部 ３１０１…複素乗算器 ３１０２…加算平均演算部 ３１０３、３１０４…積分演算部 ３１０５、３１０６…２乗値演算部 ３１０７…加算器 ３１０８…ピーク検出・保持部 ３１０９…フィルタ係数発生部 ３１１０…アークタンジェント演算部 ３１１１…制御部 ３１１２…最大遅延時間検出部 ３１１３…フィルタ係数発生部 ３１１４、３１１５…絶対値演算部 ３１１６…加算器 ３２…ＦＦＴ部 ３３、３３Ａ…波形等化部 ３３０…複素除算演算部 ３３１…送信パイロット発生部 ３３２…補間フィルタ部 ３３２０…加算器 ３３３…複素乗算演算部 ３３４…可変補間フィルタ部 ４０…加算器 ４１…伝送シンボル期間Ｔｓ遅延部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 野上 博志 東京都港区赤坂５丁目２番８号 株式会 社次世代デジタルテレビジョン放送シス テム研究所内 (72)発明者 秋山 仁 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292 株式 会社日立製作所マルチメディアシステム 開発本部内 (56)参考文献 特開 平８−340315（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−257013（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−209931（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04J 11/00

Claims (14)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】１伝送シンボル期間の構成が、有効シンボ
   ル期間の信号の後部をガードインタバル期間として、伝
   送シンボル毎に有効シンボル期間に対して巡回的に前置
   きした構成である直交周波数分割多重変調信号なるＯＦ
   ＤＭ信号を入力し、適応フィルタの特性を制御する適応
   フィルタ係数制御信号に基づいて前記ＯＦＤＭ信号をフ
   ィルタリングする適応フィルタ手段と、 この適応フィルタ手段の出力を入力し、α（但しαは整
   数）を制御信号により可変させ、有効シンボル期間＋α
   の期間遅延させる可変遅延手段、前記適応フィルタ手段
   の出力と前記可変遅延手段の出力との相関演算を施す相
   関演算手段及び、前記相関演算手段の出力から前記ＯＦ
   ＤＭ信号に重畳されている遅延波を検出して、前記適応
   フィルタ係数制御信号を求め、前記適応フィルタ手段に
   出力する適応フィルタ係数発生手段を備える遅延波検出
   手段とを具備することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
2. 【請求項２】既知の振幅、位相及び挿入位置の送信基準
   信号が予め周波数領域の送信データに挿入されており、
   １伝送シンボル期間の構成が、有効シンボル期間の信号
   の後部をガードインタバル期間として、伝送シンボル毎
   に有効シンボル期間に対して巡回的に前置きした構成で
   ある直交周波数分割多重変調信号なるＯＦＤＭ信号を入
   力し、この信号の有効シンボル期間のみから受信基準信
   号と受信データを復調する復調手段と、 この復調手段の出力の受信基準信号から伝送路応答を推
   定し、補間フィルタの特性を制御する補間フィルタ係数
   制御信号に基づいて前記推定値を補間する補間フィルタ
   手段を備え、この補間フィルタ手段の出力から送信デー
   タに作用する伝送路応答を推定し、その推定結果に基づ
   いて前記復調手段の出力の受信データの補正を行う波形
   等化手段と、 前記ＯＦＤＭ信号を入力し、α（但しαは整数）を制御
   信号により可変させ、有効シンボル期間＋αの期間遅延
   させる可変遅延手段、前記ＯＦＤＭ信号と前記可変遅延
   手段の出力との相関演算を施す相関演算手段及び、前記
   相関演算手段の出力から前記ＯＦＤＭ信号に重畳されて
   いるガードインタバル期間以内の遅延波の最大遅延時間
   を検出して、前記補間フィルタ係数制御信号を求め、前
   記波形等化手段に出力する補間フィルタ係数発生手段を
   備える遅延波検出手段とを具備することを特徴とするＯ
   ＦＤＭ復調装置。
3. 【請求項３】既知の振幅、位相及び挿入位置の送信基準
   信号が予め周波数領域の送信データに挿入されており、
   １伝送シンボル期間の構成が、有効シンボル期間の信号
   の後部をガードインタバル期間として、伝送シンボル毎
   に有効シンボル期間に対して巡回的に前置きした構成で
   ある直交周波数分割多重変調信号なるＯＦＤＭ信号を入
   力し、フィルタの特性を制御する適応フィルタ係数制御
   信号に基づいて前記ＯＦＤＭ信号をフィルタリングする
   適応フィルタ手段と、 この適応フィルタ手段の出力の有効シンボル期間のみか
   ら受信基準信号と受信データを復調する復調手段と、 この復調手段の出力の受信基準信号から伝送路応答を推
   定し、補間フィルタの特性を制御する補間フィルタ係数
   制御信号に基づいて前記推定値を補間する補間フィルタ
   手段を備え、この補間フィルタ手段の出力から送信デー
   タに作用する伝送路応答を推定し、受信データの補正を
   行う波形等化手段と、 前記適応フィルタ手段の出力を入力し、α（但しαは整
   数）を制御信号により可変させ、有効シンボル期間＋α
   の期間遅延させる可変遅延手段、前記ＯＦＤＭ信号と前
   記可変遅延手段の出力との相関演算を施す相関演算手段
   及び、前記相関演算手段の出力から前記ＯＦＤＭ信号に
   重畳されている遅延波を検出して、前記適応フィルタ係
   数制御信号を求め、前記適応フィルタ手段に出力する適
   応フィルタ係数発生手段及び、前記ＯＦＤＭ信号に重畳
   されているガードインタバル期間以内の遅延波の最大遅
   延時間を検出して前記補間フィルタ係数制御信号を求
   め、前記波形等化手段に出力する補間フィルタ係数発生
   手段を備える遅延波検出手段とを具備することを特徴と
   するＯＦＤＭ復調装置。
4. 【請求項４】前記適応フィルタ係数発生手段は、前記相
   関演算手段の出力に対して１伝送シンボル期間単位のＭ
   （Ｍ≧０）回の積分演算を施す積分演算手段を備え、こ
   の積分演算手段の出力から、前記ＯＦＤＭ信号に重畳さ
   れている遅延波を検出して、前記適応フィルタ係数制御
   信号を求めることを特徴とする請求項１または３に記載
   のＯＦＤＭ復調装置。
5. 【請求項５】前記補間フィルタ係数発生手段は、前記相
   関演算手段の出力に対して１伝送シンボル期間単位のＭ
   （Ｍ≧０）回の積分演算を施す積分演算手段を備え、こ
   の積分演算手段の出力から、前記ＯＦＤＭ信号に重畳さ
   れているガードインタバル期間以内の遅延波の最大遅延
   時間を検出して、前記補間フィルタ係数制御信号を求め
   ることを特徴とする請求項２または３に記載のＯＦＤＭ
   復調装置。
6. 【請求項６】前記適応フィルタ係数発生手段は、前記相
   関演算手段の実部出力及び虚部出力のそれぞれに対して
   ２乗値演算または絶対値演算を施す２乗値または絶対値
   演算手段と、そのそれぞれの出力の加算演算を施す加算
   演算手段と、前記相関演算手段の（虚部出力／実部出
   力）のアークタンジェント演算を施すアークタンジェン
   ト演算手段とを備え、前記加算演算手段の出力と前記ア
   ークタンジェント演算手段の出力とから前記適応フィル
   タ係数制御信号を求めることを特徴とする請求項１また
   は３に記載のＯＦＤＭ復調装置。
7. 【請求項７】前記補間フィルタ係数発生手段は、前記相
   関演算手段の実部出力及び虚部出力のそれぞれに対して
   ２乗値演算または絶対値を施す２乗値または絶対値演算
   手段と、そのそれぞれの出力の加算演算を施す加算演算
   手段とを備え、この加算演算手段の出力から前記補間フ
   ィルタ係数制御信号を求めることを特徴とする請求項２
   または３に記載のＯＦＤＭ復調装置。
8. 【請求項８】前記適応フィルタ係数発生手段は、さら
   に、前記相関演算手段の実部出力及び虚部出力のそれぞ
   れに対して１伝送シンボル期間単位のＭ（Ｍ≧０）回の
   積分演算を施す積分演算手段を備え、そのそれぞれの出
   力を前記２乗値または絶対値演算手段に与えることを特
   徴とする請求項６に記載のＯＦＤＭ復調装置。
9. 【請求項９】前記補間フィルタ係数発生手段は、さら
   に、前記相関演算手段の実部出力及び虚部出力のそれぞ
   れに対して１伝送シンボル期間単位のＭ（Ｍ≧０）回の
   積分演算を施す積分演算手段を備え、そのそれぞれの出
   力を前記２乗値または絶対値演算手段に与えることを特
   徴とする請求項７に記載のＯＦＤＭ復調装置。
10. 【請求項１０】前記適応フィルタ係数発生手段は、ＬＭ
    Ｓ（Least Mean Square ）アルゴリズム、またはＲＬＳ
    （Recursive Least Square）アルゴリズムの手法を用い
    て前記適応フィルタ係数制御信号を求めることを特徴と
    する請求項１、３、４、６、８のいずれかに記載のＯＦ
    ＤＭ復調装置。
11. 【請求項１１】前記遅延波検出手段は、遅延波の最大遅
    延時間を検出した際に、補間フィルタ手段の周波数応答
    の通過帯域を（最大遅延時間／有功シンボル期間）とな
    るような補間フィルタ係数制御信号を求め、前記波形等
    化手段に出力することを特徴とする請求項２、３、５、
    ７、９のいずれかに記載のＯＦＤＭ復調装置。
12. 【請求項１２】前記遅延波検出手段は、遅延波の最大遅
    延時間を検出した際に、その最大遅延時間がガードイン
    タバル期間より小さいときに、前記補間フィルタ手段の
    周波数応答の通過帯域を（ガードインタバル期間／有功
    シンボル期間）以下となるような補間フィルタ係数制御
    信号を求めて、前記波形等化手段に出力することを特徴
    とする請求項２、３、５、７、９のいずれかに記載のＯ
    ＦＤＭ復調装置。
13. 【請求項１３】前記適応フィルタ係数発生手段または、
    前記補間フィルタ係数発生手段におけるＭ回積分演算を
    施す積分演算手段は、Ｍ個の１伝送シンボル期間遅延手
    段と加算手段により構成されるＦＩＲ型フィルタを用い
    ることを特徴とする請求項４、５、８、１１、１２のい
    ずれかに記載のＯＦＤＭ復調装置。
14. 【請求項１４】前記適応フィルタ係数発生手段または、
    前記補間フィルタ係数発生手段におけるＭ回積分演算を
    行う積分演算手段は、１伝送シンボル期間遅延手段と加
    算手段により構成されるＩＩＲ型フィルタを用いること
    を特徴とする請求項４、５、８、１１、１２のいずれか
    に記載のＯＦＤＭ復調装置。