JP3146196B2 - Ｏｆｄｍ復調装置 - Google Patents
Ｏｆｄｍ復調装置Info
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- JP3146196B2 JP3146196B2 JP07156899A JP7156899A JP3146196B2 JP 3146196 B2 JP3146196 B2 JP 3146196B2 JP 07156899 A JP07156899 A JP 07156899A JP 7156899 A JP7156899 A JP 7156899A JP 3146196 B2 JP3146196 B2 JP 3146196B2
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- ofdm
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重（ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency DivisionMultipl
ex））伝送方式の復調装置に関し、特に、マルチパス伝
搬路における耐遅延干渉特性改善技術に関する。
重（ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency DivisionMultipl
ex））伝送方式の復調装置に関し、特に、マルチパス伝
搬路における耐遅延干渉特性改善技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、地上波デジタルテレビジョン放送
システムの研究開発・標準化が盛んであるが、欧州と日
本においては直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭとい
う）変調方式が伝送方式として採用され、特に欧州にお
いてはすでに実用化に至っている。このＯＦＤＭ伝送方
式は、広帯域信号を互いに直交する多数の搬送波（以
下、サブキャリアという）で伝送することにより、地上
波テレビジョン放送において必須の伝送条件であるマル
チパス伝搬路における耐遅延干渉特性を改善できる等の
特徴がある。また、この耐マルチパス特性に優れている
ことなどから、次世代の高速マルチメディア移動通信の
実現に向け、ＯＦＤＭ伝送方式のワイヤレスＡＴＭ（Ｗ
ＡＴＭ）への適用に向けた研究開発・標準化が活発に進
められている。
システムの研究開発・標準化が盛んであるが、欧州と日
本においては直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭとい
う）変調方式が伝送方式として採用され、特に欧州にお
いてはすでに実用化に至っている。このＯＦＤＭ伝送方
式は、広帯域信号を互いに直交する多数の搬送波（以
下、サブキャリアという）で伝送することにより、地上
波テレビジョン放送において必須の伝送条件であるマル
チパス伝搬路における耐遅延干渉特性を改善できる等の
特徴がある。また、この耐マルチパス特性に優れている
ことなどから、次世代の高速マルチメディア移動通信の
実現に向け、ＯＦＤＭ伝送方式のワイヤレスＡＴＭ（Ｗ
ＡＴＭ）への適用に向けた研究開発・標準化が活発に進
められている。
【０００３】以下にＯＦＤＭ方式の概要について説明す
る。
る。
【０００４】図１９は、送信側に用いられるＯＦＤＭ変
調装置の構成の概略を示すブロック図である。このＯＦ
ＤＭ変調装置には、例えば、多値（ＱＰＳＫ、１６ＱＡ
Ｍ、６４ＱＡＭなど）変調された信号である送信データ
が供給される。この送信データはＩＦＦＴ（逆高速フー
リエ変換）演算部１１、ガード期間付加部１２とから構
成されるＩＦＦＴ部１０に供給される。
調装置の構成の概略を示すブロック図である。このＯＦ
ＤＭ変調装置には、例えば、多値（ＱＰＳＫ、１６ＱＡ
Ｍ、６４ＱＡＭなど）変調された信号である送信データ
が供給される。この送信データはＩＦＦＴ（逆高速フー
リエ変換）演算部１１、ガード期間付加部１２とから構
成されるＩＦＦＴ部１０に供給される。
【０００５】このＩＦＦＴ部１０のＩＦＦＴ演算部１１
は、図示しない伝送シンボルタイミング同期信号発生部
で生成される伝送シンボルタイミング同期（以下、伝送
シンボル同期という）信号に従って、有効シンボル単位
で入力データの各伝送サブシンボルをそれぞれ隣接間で
互いに直交するサブキャリアに割り当ててＩＦＦＴ演算
を施すことで、周波数領域の伝送データを時間領域の伝
送データに変換する。これによって有効シンボル期間Ｔ
u のＯＦＤＭ変調信号が得られる。ここで、サブキャリ
アの数は使用するＩＦＦＴ演算部１１のポイント数によ
って設定される。ＩＦＦＴ演算部１１によってＯＦＤＭ
変調された伝送データはガード期間付加部１２に供給さ
れる。
は、図示しない伝送シンボルタイミング同期信号発生部
で生成される伝送シンボルタイミング同期（以下、伝送
シンボル同期という）信号に従って、有効シンボル単位
で入力データの各伝送サブシンボルをそれぞれ隣接間で
互いに直交するサブキャリアに割り当ててＩＦＦＴ演算
を施すことで、周波数領域の伝送データを時間領域の伝
送データに変換する。これによって有効シンボル期間Ｔ
u のＯＦＤＭ変調信号が得られる。ここで、サブキャリ
アの数は使用するＩＦＦＴ演算部１１のポイント数によ
って設定される。ＩＦＦＴ演算部１１によってＯＦＤＭ
変調された伝送データはガード期間付加部１２に供給さ
れる。
【０００６】このガード期間付加部１２は、ＩＦＦＴ演
算部１１から供給された伝送データを入力して、その有
効シンボル期間Ｔu の後部の信号をガードインタバル期
間Ｔg に複写するものとし、伝送シンボル毎にガードイ
ンタバル期間Ｔg を有効シンボル期間Ｔu に対して巡回
的に前置きすることで、伝送シンボル期間Ｔs （＝Ｔu
＋Ｔg ）のベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する。この
ガード期間付加部１２で得られたベースバンドＯＦＤＭ
信号のフォーマットを図２０に示す。このようにしてガ
ードインタバル期間Ｔg を付加されたベースバンドＯＦ
ＤＭ信号は直交変調部１３に供給される。
算部１１から供給された伝送データを入力して、その有
効シンボル期間Ｔu の後部の信号をガードインタバル期
間Ｔg に複写するものとし、伝送シンボル毎にガードイ
ンタバル期間Ｔg を有効シンボル期間Ｔu に対して巡回
的に前置きすることで、伝送シンボル期間Ｔs （＝Ｔu
＋Ｔg ）のベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する。この
ガード期間付加部１２で得られたベースバンドＯＦＤＭ
信号のフォーマットを図２０に示す。このようにしてガ
ードインタバル期間Ｔg を付加されたベースバンドＯＦ
ＤＭ信号は直交変調部１３に供給される。
【０００７】この直交変調部１３は、上記ＩＦＦＴ部１
０で得られたベースバンドＯＦＤＭ信号に対してデジタ
ル局部発振器１４で得られる発振周波数を中心周波数と
してデジタル直交変調を施し、中間周波数帯域（以下、
ＩＦ帯という）または無線周波数帯域（以下、ＲＦ帯と
いう）に周波数変換してデジタル／アナログ変換（Ｄ／
Ａ変換）を施した後、図示しない増幅器で所定の大きさ
に増幅してＯＦＤＭ送信信号として図示しない空間伝搬
路等の伝送路に出力する。
０で得られたベースバンドＯＦＤＭ信号に対してデジタ
ル局部発振器１４で得られる発振周波数を中心周波数と
してデジタル直交変調を施し、中間周波数帯域（以下、
ＩＦ帯という）または無線周波数帯域（以下、ＲＦ帯と
いう）に周波数変換してデジタル／アナログ変換（Ｄ／
Ａ変換）を施した後、図示しない増幅器で所定の大きさ
に増幅してＯＦＤＭ送信信号として図示しない空間伝搬
路等の伝送路に出力する。
【０００８】上記で得られたＯＦＤＭ送信信号を受信す
るＯＦＤＭ復調装置については、例えば文献、IEE Con
f. Publ., No.413, pp.122-128 (1995) "CD3-OFDM: A N
ew Channel Estimation Method to Improve the Spectr
um Efficiency in Digital Terrestrial Television Sy
stems" に記載されている。この文献に記載されている
ＯＦＤＭ復調装置についての動作の詳細を図２１を用い
て説明する。
るＯＦＤＭ復調装置については、例えば文献、IEE Con
f. Publ., No.413, pp.122-128 (1995) "CD3-OFDM: A N
ew Channel Estimation Method to Improve the Spectr
um Efficiency in Digital Terrestrial Television Sy
stems" に記載されている。この文献に記載されている
ＯＦＤＭ復調装置についての動作の詳細を図２１を用い
て説明する。
【０００９】図２１は、上記文献に記載されるＯＦＤＭ
復調装置の概略構成を示すブロック図である。このＯＦ
ＤＭ復調装置には、上記伝送路を通じて図１９に示した
ＯＦＤＭ変調装置によって生成されたＯＦＤＭ送信信号
がＯＦＤＭ受信信号として入力されるものとする。
復調装置の概略構成を示すブロック図である。このＯＦ
ＤＭ復調装置には、上記伝送路を通じて図１９に示した
ＯＦＤＭ変調装置によって生成されたＯＦＤＭ送信信号
がＯＦＤＭ受信信号として入力されるものとする。
【００１０】図２１において、直交復調部２０は、上記
ＯＦＤＭ受信信号を入力し、アナログ／デジタル変換
（Ａ／Ｄ変換）を施した後、デジタル局部発振器２１で
得られる発振周波数によってデジタル直交復調すること
で、ＩＦ帯またはＲＦ帯のＯＦＤＭ受信信号からベース
バンドＯＦＤＭ信号に周波数変換する。このベースバン
ドＯＦＤＭ信号はガード期間除去部２３、ＦＦＴ（高速
フーリエ変換）演算部２４とから構成されるＦＦＴ部２
２に供給される。
ＯＦＤＭ受信信号を入力し、アナログ／デジタル変換
（Ａ／Ｄ変換）を施した後、デジタル局部発振器２１で
得られる発振周波数によってデジタル直交復調すること
で、ＩＦ帯またはＲＦ帯のＯＦＤＭ受信信号からベース
バンドＯＦＤＭ信号に周波数変換する。このベースバン
ドＯＦＤＭ信号はガード期間除去部２３、ＦＦＴ（高速
フーリエ変換）演算部２４とから構成されるＦＦＴ部２
２に供給される。
【００１１】このＦＦＴ部２２のガード期間除去部２３
は、図示しない伝送シンボルタイミング同期信号発生部
で生成される伝送シンボル同期信号に従って、直交復調
部２０から出力されるベースバンドＯＦＤＭ信号からガ
ードインタバル期間Ｔg の信号を除去し、有効シンボル
期間Ｔu の信号のみを抽出する。この有効シンボル期間
Ｔu の信号はＦＦＴ演算部２４に供給される。
は、図示しない伝送シンボルタイミング同期信号発生部
で生成される伝送シンボル同期信号に従って、直交復調
部２０から出力されるベースバンドＯＦＤＭ信号からガ
ードインタバル期間Ｔg の信号を除去し、有効シンボル
期間Ｔu の信号のみを抽出する。この有効シンボル期間
Ｔu の信号はＦＦＴ演算部２４に供給される。
【００１２】このＦＦＴ演算部２４は、上記伝送シンボ
ル同期信号に従って、有効シンボル期間Ｔu の信号にＦ
ＦＴ演算を施して時間領域の伝送データを周波数領域の
伝送データに変換することで、複数の復調伝送サブシン
ボルを得る。このＦＦＴ演算部２４からの復調出力は波
形等化部２５に供給される。
ル同期信号に従って、有効シンボル期間Ｔu の信号にＦ
ＦＴ演算を施して時間領域の伝送データを周波数領域の
伝送データに変換することで、複数の復調伝送サブシン
ボルを得る。このＦＦＴ演算部２４からの復調出力は波
形等化部２５に供給される。
【００１３】ここで、例えば欧州の地上デジタルテレビ
ジョン放送システムの規格（ＤＶＢ−Ｔ）文書、Europe
an Telecommunication Standard Draft ETS 300 744, "
Digital broadcasting systems for television, sound
and data services; Framing structure, channel cod
ing and modulation for digital terrestrial televis
ion"に記述されているように、ＤＶＢ−Ｔシステムで
は、送信側のＯＦＤＭ変調装置において予め振幅、位相
及び挿入位置が既知の基準信号（以下パイロットとい
う）を伝送シンボル内で数サブキャリアおきに挿入し送
信することになっている。
ジョン放送システムの規格（ＤＶＢ−Ｔ）文書、Europe
an Telecommunication Standard Draft ETS 300 744, "
Digital broadcasting systems for television, sound
and data services; Framing structure, channel cod
ing and modulation for digital terrestrial televis
ion"に記述されているように、ＤＶＢ−Ｔシステムで
は、送信側のＯＦＤＭ変調装置において予め振幅、位相
及び挿入位置が既知の基準信号（以下パイロットとい
う）を伝送シンボル内で数サブキャリアおきに挿入し送
信することになっている。
【００１４】このことから、上記波形等化部２５は、既
知の送信パイロットと受信パイロットから伝送路応答を
推定し、ＦＦＴ部２２から供給された復調データに対し
て振幅及び位相の補正を施して、等化複素信号として出
力するようになっている。
知の送信パイロットと受信パイロットから伝送路応答を
推定し、ＦＦＴ部２２から供給された復調データに対し
て振幅及び位相の補正を施して、等化複素信号として出
力するようになっている。
【００１５】ところで、ＯＦＤＭ変調方式は、マルチパ
ス伝搬路において、希望波に対する遅延波の遅延時間τ
がガードインタバル期間Ｔg 以内（τ≦Ｔg ）であれ
ば、受信信号の希望波の有効シンボル期間Ｔu に対する
期間においては、シンボル間干渉（以下ＩＳＩ（Inter
Symbol Interference）という）が発生しないという特
徴がある。このため、希望波の有効シンボル期間Ｔu の
ＦＦＴ演算を行うことにより、希望波の振幅及び位相が
変化した復調データを得ることができる。上記ＤＶＢ−
Ｔシステムでは、波形等化部２５において、受信パイロ
ットから遅延波による振幅及び位相の変化を求めること
により伝送路応答を推定することができ、復調データに
対して、遅延波による影響（振幅及び位相の変化）をほ
ぼ完全に補正して等化複素信号とすることが可能であ
る。
ス伝搬路において、希望波に対する遅延波の遅延時間τ
がガードインタバル期間Ｔg 以内（τ≦Ｔg ）であれ
ば、受信信号の希望波の有効シンボル期間Ｔu に対する
期間においては、シンボル間干渉（以下ＩＳＩ（Inter
Symbol Interference）という）が発生しないという特
徴がある。このため、希望波の有効シンボル期間Ｔu の
ＦＦＴ演算を行うことにより、希望波の振幅及び位相が
変化した復調データを得ることができる。上記ＤＶＢ−
Ｔシステムでは、波形等化部２５において、受信パイロ
ットから遅延波による振幅及び位相の変化を求めること
により伝送路応答を推定することができ、復調データに
対して、遅延波による影響（振幅及び位相の変化）をほ
ぼ完全に補正して等化複素信号とすることが可能であ
る。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記構
成によるＯＦＤＭ復調装置は、マルチパス伝搬路の環境
下において、希望波に対する遅延波の遅延時間τがガー
ドインタバル期間Ｔg を超える（τ＞Ｔg ）とＩＳＩが
発生し、波形等化部で得られる等化複素信号の著しい劣
化が生じるという問題がある。
成によるＯＦＤＭ復調装置は、マルチパス伝搬路の環境
下において、希望波に対する遅延波の遅延時間τがガー
ドインタバル期間Ｔg を超える（τ＞Ｔg ）とＩＳＩが
発生し、波形等化部で得られる等化複素信号の著しい劣
化が生じるという問題がある。
【００１７】これは、遅延波の遅延時間τがガードイン
タバル期間Ｔg を超える（τ＞Ｔg）と、１つ前のシン
ボルが有効シンボル期間Ｔu に入って妨害となり、この
妨害が雑音成分に加算されてしまい、等化的にＣ／Ｎが
劣化するためである。また、この遅延波により受信パイ
ロットが劣化するにもかかわらず、波形等化部において
この劣化した受信パイロットを用いて伝送路応答を推定
するので、受信側における特性は更に劣化することとな
る。さらに、Ｄ／Ｕ（希望波のパワー／遅延波のパワ
ー）が大きい場合にも著しい劣化が生じる。
タバル期間Ｔg を超える（τ＞Ｔg）と、１つ前のシン
ボルが有効シンボル期間Ｔu に入って妨害となり、この
妨害が雑音成分に加算されてしまい、等化的にＣ／Ｎが
劣化するためである。また、この遅延波により受信パイ
ロットが劣化するにもかかわらず、波形等化部において
この劣化した受信パイロットを用いて伝送路応答を推定
するので、受信側における特性は更に劣化することとな
る。さらに、Ｄ／Ｕ（希望波のパワー／遅延波のパワ
ー）が大きい場合にも著しい劣化が生じる。
【００１８】そこで、本発明は、上記の問題を解決し、
マルチパス伝搬路の環境下において、希望波に対する遅
延波の遅延時間τがガードインタバル期間Ｔg を超えた
場合においてもＩＳＩの影響を取り除き、波形等化部で
得られる等化複素信号の著しい劣化を緩和することので
きるＯＦＤＭ復調装置を提供することを第１の目的とす
る。
マルチパス伝搬路の環境下において、希望波に対する遅
延波の遅延時間τがガードインタバル期間Ｔg を超えた
場合においてもＩＳＩの影響を取り除き、波形等化部で
得られる等化複素信号の著しい劣化を緩和することので
きるＯＦＤＭ復調装置を提供することを第１の目的とす
る。
【００１９】一方、ＤＶＢ−Ｔシステムに代表される従
来のＯＦＤＭ復調装置では、マルチパス伝搬路の環境下
において、希望波に対する遅延波の遅延時間τがガード
インタバル期間Ｔg 以内（τ≦Ｔg ）のとき、波形等化
部において、伝送路応答を推定することにより遅延波に
よる影響をほぼ完全に補正することが可能であるとされ
ている。しかしなから、特に、低Ｃ／Ｎ時では、最大遅
延時間τmax がガードインタバル期間Ｔg より小さい
（τmax ＜Ｔg ）ときであっても、上記伝送路応答の推
定値におけるノイズ成分の影響が大きくなってしまい、
推定精度の劣化が生じる。その結果、波形等化後の等化
複素信号に劣化が生じることがある。
来のＯＦＤＭ復調装置では、マルチパス伝搬路の環境下
において、希望波に対する遅延波の遅延時間τがガード
インタバル期間Ｔg 以内（τ≦Ｔg ）のとき、波形等化
部において、伝送路応答を推定することにより遅延波に
よる影響をほぼ完全に補正することが可能であるとされ
ている。しかしなから、特に、低Ｃ／Ｎ時では、最大遅
延時間τmax がガードインタバル期間Ｔg より小さい
（τmax ＜Ｔg ）ときであっても、上記伝送路応答の推
定値におけるノイズ成分の影響が大きくなってしまい、
推定精度の劣化が生じる。その結果、波形等化後の等化
複素信号に劣化が生じることがある。
【００２０】そこで、本発明は、上記問題を解決し、マ
ルチパス伝搬路の環境下において、遅延波の最大遅延時
間τmax がガードインタバル期間Ｔg より小さい（τma
x ＜Ｔg ）ときであっても、低Ｃ／Ｎ時に発生する伝送
路応答推定精度の劣化を抑制し、最適な波形等化を行う
ことのできるＯＦＤＭ復調装置を提供することを第２の
目的とする。
ルチパス伝搬路の環境下において、遅延波の最大遅延時
間τmax がガードインタバル期間Ｔg より小さい（τma
x ＜Ｔg ）ときであっても、低Ｃ／Ｎ時に発生する伝送
路応答推定精度の劣化を抑制し、最適な波形等化を行う
ことのできるＯＦＤＭ復調装置を提供することを第２の
目的とする。
【００２１】さらに、上記第１、第２の目的を達成する
ことで、マルチパス伝搬路の環境下において、希望波に
対する遅延波の遅延時間τがガードインタバル期間Ｔg
を越える、越えないにかかわらず、最適な波形等化を行
うことのできるＯＦＤＭ復調装置を提供することを最大
の目的とする。
ことで、マルチパス伝搬路の環境下において、希望波に
対する遅延波の遅延時間τがガードインタバル期間Ｔg
を越える、越えないにかかわらず、最適な波形等化を行
うことのできるＯＦＤＭ復調装置を提供することを最大
の目的とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決し第１の
目的を達成するために、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置
は、（１）または（２）のような特徴的構成を有する。
目的を達成するために、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置
は、（１）または（２）のような特徴的構成を有する。
【００２３】（１）少なくとも予め送信側で、互いに直
交する複数のキャリアに送信データを割り当てる際に、
キャリア・インデックスをｋ、シンボル・インデックス
をｌとし、ｎ、ｍ、ｐを非負整数とするとき、 ｋp ＝ｎ×（ｌ mod ｍ）＋ｎ×ｍ×ｐ を満足するｋ＝ｋp のインデックスのキャリアに、振
幅、位相が既知である送信基準信号が挿入されて伝送さ
れ、受信検波されたＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信
号を入力し、外部からのフィルタ係数制御信号によって
可変制御される通過帯域特性により前記ＯＦＤＭ信号を
フィルタリングする適応フィルタ手段と、前記受信検波
されたＯＦＤＭ信号を入力し、少なくとも前記ＯＦＤＭ
信号と前記送信側で挿入された送信基準信号に準する条
件で発生される基準信号との相関演算を施し、この相関
演算結果から前記ＯＦＤＭ信号に重畳されている遅延波
を検出する遅延波検出手段と、この遅延波検出手段で検
出された遅延波を除去するための第１のフィルタ係数制
御信号を生成して前記適応フィルタ手段に出力する適応
フィルタ制御手段とを具備することを特徴とする。
交する複数のキャリアに送信データを割り当てる際に、
キャリア・インデックスをｋ、シンボル・インデックス
をｌとし、ｎ、ｍ、ｐを非負整数とするとき、 ｋp ＝ｎ×（ｌ mod ｍ）＋ｎ×ｍ×ｐ を満足するｋ＝ｋp のインデックスのキャリアに、振
幅、位相が既知である送信基準信号が挿入されて伝送さ
れ、受信検波されたＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信
号を入力し、外部からのフィルタ係数制御信号によって
可変制御される通過帯域特性により前記ＯＦＤＭ信号を
フィルタリングする適応フィルタ手段と、前記受信検波
されたＯＦＤＭ信号を入力し、少なくとも前記ＯＦＤＭ
信号と前記送信側で挿入された送信基準信号に準する条
件で発生される基準信号との相関演算を施し、この相関
演算結果から前記ＯＦＤＭ信号に重畳されている遅延波
を検出する遅延波検出手段と、この遅延波検出手段で検
出された遅延波を除去するための第１のフィルタ係数制
御信号を生成して前記適応フィルタ手段に出力する適応
フィルタ制御手段とを具備することを特徴とする。
【００２４】（２）少なくとも予め送信側で、互いに直
交する複数のキャリアに送信データを割り当てる際に、
キャリア・インデックスをｋ、シンボル・インデックス
をｌとし、ｎ、ｍ、ｐを非負整数とするとき、 ｋp ＝ｎ×（ｌ mod ｍ）＋ｎ×ｍ×ｐ を満足するｋ＝ｋp のインデックスのキャリアに、振
幅、位相が既知である送信基準信号が挿入されて伝送さ
れ、受信検波されたＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信
号を入力し、外部からのフィルタ係数制御信号によって
可変制御される通過帯域特性により前記ＯＦＤＭ信号を
フィルタリングする適応フィルタ手段と、この適応フィ
ルタ手段から出力されるＯＦＤＭ信号を入力し、少なく
とも前記ＯＦＤＭ信号と前記送信側で挿入された送信基
準信号に準ずる条件で発生される基準信号との相関演算
を施し、この相関演算結果から前記ＯＦＤＭ信号に重畳
されている遅延波を検出する遅延波検出手段と、この遅
延波検出手段で検出された遅延波を除去するための第１
のフィルタ係数制御信号を生成して前記適応フィルタ手
段に出力する適応フィルタ制御手段とを具備することを
特徴とする。
交する複数のキャリアに送信データを割り当てる際に、
キャリア・インデックスをｋ、シンボル・インデックス
をｌとし、ｎ、ｍ、ｐを非負整数とするとき、 ｋp ＝ｎ×（ｌ mod ｍ）＋ｎ×ｍ×ｐ を満足するｋ＝ｋp のインデックスのキャリアに、振
幅、位相が既知である送信基準信号が挿入されて伝送さ
れ、受信検波されたＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信
号を入力し、外部からのフィルタ係数制御信号によって
可変制御される通過帯域特性により前記ＯＦＤＭ信号を
フィルタリングする適応フィルタ手段と、この適応フィ
ルタ手段から出力されるＯＦＤＭ信号を入力し、少なく
とも前記ＯＦＤＭ信号と前記送信側で挿入された送信基
準信号に準ずる条件で発生される基準信号との相関演算
を施し、この相関演算結果から前記ＯＦＤＭ信号に重畳
されている遅延波を検出する遅延波検出手段と、この遅
延波検出手段で検出された遅延波を除去するための第１
のフィルタ係数制御信号を生成して前記適応フィルタ手
段に出力する適応フィルタ制御手段とを具備することを
特徴とする。
【００２５】
【００２６】
【００２７】さらに、上記課題を解決し第１及び第２の
目的を同時に達成するために、本発明に係るＯＦＤＭ復
調装置は、（３）のような特徴的構成を有する。
目的を同時に達成するために、本発明に係るＯＦＤＭ復
調装置は、（３）のような特徴的構成を有する。
【００２８】（３）少なくとも予め送信側で周波数領域
に振幅、位相及び挿入位置が既知である送信基準信号が
送信データ間に挿入され、ガードインタバル期間に有効
シンボル期間の一部が複写されて伝送され、受信検波さ
れたＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を入力し、外
部からのフィルタ係数制御信号によって可変制御される
通過帯域特性により前記ＯＦＤＭ信号をフィルタリング
する適応フィルタ手段と、この適応フィルタ手段から出
力されるＯＦＤＭ信号を入力し、このＯＦＤＭ信号から
受信基準信号と受信データを復調する復調手段と、この
復調手段で復調された受信基準信号から当該送信基準信
号に作用する伝送路応答を推定する推定手段及び、外部
から与えられるフィルタ係数制御信号によって可変制御
される通過帯域特性により前記推定手段の出力を補間す
る可変補間フィルタ手段とを備え、この可変補間フィル
タ手段の出力に基づいて前記復調手段の出力である受信
データの補正を行う波形等化手段と、前記受信検波され
たＯＦＤＭ信号または前記適応フィルタ手段から出力さ
れるＯＦＤＭ信号を入力し、少なくとも前記ＯＦＤＭ信
号と前記送信側で挿入された送信基準信号に準ずる条件
で発生される基準信号との相関演算を施し、この相関演
算結果から前記ＯＦＤＭ信号に重畳されている遅延波を
検出する遅延波検出手段と、 この遅延波検出手段で検出
された遅延波を除去するための第１のフィルタ係数制御
信号を生成して前記適応フィルタ手段に出力する適応フ
ィルタ制御手段と、 前記遅延波検出手段の検出結果から
前記ＯＦＤＭ信号に重畳されているガードインタバル期
間以内の遅延波の最大遅延時間を検出する最大遅延時間
検出手段と、 この最大遅延時間検出手段の検出結果に基
づいて波形等化を行うための第２のフィルタ係数制御信
号を生成して前記可変補間フィルタ手段に出力する可変
補間フィルタ制御手段とを具備することを特徴とする。
に振幅、位相及び挿入位置が既知である送信基準信号が
送信データ間に挿入され、ガードインタバル期間に有効
シンボル期間の一部が複写されて伝送され、受信検波さ
れたＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を入力し、外
部からのフィルタ係数制御信号によって可変制御される
通過帯域特性により前記ＯＦＤＭ信号をフィルタリング
する適応フィルタ手段と、この適応フィルタ手段から出
力されるＯＦＤＭ信号を入力し、このＯＦＤＭ信号から
受信基準信号と受信データを復調する復調手段と、この
復調手段で復調された受信基準信号から当該送信基準信
号に作用する伝送路応答を推定する推定手段及び、外部
から与えられるフィルタ係数制御信号によって可変制御
される通過帯域特性により前記推定手段の出力を補間す
る可変補間フィルタ手段とを備え、この可変補間フィル
タ手段の出力に基づいて前記復調手段の出力である受信
データの補正を行う波形等化手段と、前記受信検波され
たＯＦＤＭ信号または前記適応フィルタ手段から出力さ
れるＯＦＤＭ信号を入力し、少なくとも前記ＯＦＤＭ信
号と前記送信側で挿入された送信基準信号に準ずる条件
で発生される基準信号との相関演算を施し、この相関演
算結果から前記ＯＦＤＭ信号に重畳されている遅延波を
検出する遅延波検出手段と、 この遅延波検出手段で検出
された遅延波を除去するための第１のフィルタ係数制御
信号を生成して前記適応フィルタ手段に出力する適応フ
ィルタ制御手段と、 前記遅延波検出手段の検出結果から
前記ＯＦＤＭ信号に重畳されているガードインタバル期
間以内の遅延波の最大遅延時間を検出する最大遅延時間
検出手段と、 この最大遅延時間検出手段の検出結果に基
づいて波形等化を行うための第２のフィルタ係数制御信
号を生成して前記可変補間フィルタ手段に出力する可変
補間フィルタ制御手段とを具備することを特徴とする。
【００２９】上記（１）〜（３）の構成において、さら
に以下のような特徴的構成を有する。
に以下のような特徴的構成を有する。
【００３０】（４）（１）〜（３）のいずれかの構成に
おいて、前記遅延波検出手段は、少なくとも前記ＯＦＤ
Ｍ信号と前記送信側で挿入された送信基準信号に準ずる
条件で発生される基準信号との複素相関演算を施す相関
演算手段と、この相関演算手段で得られる複素相関演算
結果に対して１伝送シンボル期間単位のＭ（Ｍ≧０）回
の積分演算を施す積分演算手段を備え、この積分演算手
段の出力から前記ＯＦＤＭ信号に重畳されている遅延波
を検出することを特徴とする。
おいて、前記遅延波検出手段は、少なくとも前記ＯＦＤ
Ｍ信号と前記送信側で挿入された送信基準信号に準ずる
条件で発生される基準信号との複素相関演算を施す相関
演算手段と、この相関演算手段で得られる複素相関演算
結果に対して１伝送シンボル期間単位のＭ（Ｍ≧０）回
の積分演算を施す積分演算手段を備え、この積分演算手
段の出力から前記ＯＦＤＭ信号に重畳されている遅延波
を検出することを特徴とする。
【００３１】（５）（１）〜（３）のいずれかの構成に
おいて、前記遅延波検出手段は、少なくとも前記ＯＦＤ
Ｍ信号と前記送信側で挿入された送信基準信号に準ずる
条件で発生される基準信号との複素相関演算を施す相関
演算手段と、この相関演算手段で得られる複素相関演算
結果の実部出力及び虚部出力のそれぞれに対して２乗値
演算または絶対値演算を施す一対の２乗値演算手段また
は絶対値演算手段と、この一対の２乗値演算手段または
絶対値演算手段それぞれの出力の加算演算を施す加算演
算手段と、前記相関演算手段の複素相関演算結果の位相
を求める位相演算手段とを備え、前記加算演算手段及び
位相演算手段の各出力から前記ＯＦＤＭ信号に重畳され
ている遅延波を検出することを特徴とする。
おいて、前記遅延波検出手段は、少なくとも前記ＯＦＤ
Ｍ信号と前記送信側で挿入された送信基準信号に準ずる
条件で発生される基準信号との複素相関演算を施す相関
演算手段と、この相関演算手段で得られる複素相関演算
結果の実部出力及び虚部出力のそれぞれに対して２乗値
演算または絶対値演算を施す一対の２乗値演算手段また
は絶対値演算手段と、この一対の２乗値演算手段または
絶対値演算手段それぞれの出力の加算演算を施す加算演
算手段と、前記相関演算手段の複素相関演算結果の位相
を求める位相演算手段とを備え、前記加算演算手段及び
位相演算手段の各出力から前記ＯＦＤＭ信号に重畳され
ている遅延波を検出することを特徴とする。
【００３２】（６）（１）〜（３）のいずれかの構成に
おいて、前記遅延波検出手段は、少なくとも前記ＯＦＤ
Ｍ信号と前記送信側で挿入された送信基準信号に準ずる
条件で発生される基準信号との複素相関演算を施す相関
演算手段と、この相関演算手段で得られる複素相関演算
結果の実部出力及び虚部出力のそれぞれに対して１伝送
シンボル期間単位のＭ（Ｍ≧０）回の積分演算を施す一
対の積分演算手段と、この一対の積分演算手段の出力そ
れぞれに２乗値演算または絶対値演算を施す一対の２乗
値演算手段または絶対値演算手段と、この一対の２乗値
演算手段または絶対値演算手段それぞれの出力の加算演
算を施す加算演算手段と、前記相関演算手段の複素演算
結果出力の位相を求める位相演算手段とを備え、前記加
算演算手段及び位相演算手段の各出力から前記ＯＦＤＭ
信号に重畳されている遅延波を検出することを特徴とす
る。
おいて、前記遅延波検出手段は、少なくとも前記ＯＦＤ
Ｍ信号と前記送信側で挿入された送信基準信号に準ずる
条件で発生される基準信号との複素相関演算を施す相関
演算手段と、この相関演算手段で得られる複素相関演算
結果の実部出力及び虚部出力のそれぞれに対して１伝送
シンボル期間単位のＭ（Ｍ≧０）回の積分演算を施す一
対の積分演算手段と、この一対の積分演算手段の出力そ
れぞれに２乗値演算または絶対値演算を施す一対の２乗
値演算手段または絶対値演算手段と、この一対の２乗値
演算手段または絶対値演算手段それぞれの出力の加算演
算を施す加算演算手段と、前記相関演算手段の複素演算
結果出力の位相を求める位相演算手段とを備え、前記加
算演算手段及び位相演算手段の各出力から前記ＯＦＤＭ
信号に重畳されている遅延波を検出することを特徴とす
る。
【００３３】（７）（２）または（３）の構成におい
て、前記遅延波検出手段は、ＬＭＳ（Least Mean Squar
e）アルゴリズムまたはＲＬＳ（Recursive Least Squar
e）アルゴリズムを適用して、前記ＯＦＤＭ信号に重畳
されている遅延波を検出することを特徴とする。
て、前記遅延波検出手段は、ＬＭＳ（Least Mean Squar
e）アルゴリズムまたはＲＬＳ（Recursive Least Squar
e）アルゴリズムを適用して、前記ＯＦＤＭ信号に重畳
されている遅延波を検出することを特徴とする。
【００３４】（８）（３）の構成において、前記可変補
間フィルタ制御手段は、前記最大遅延時間検出手段で検
出された遅延波の最大遅延時間に基づいて、前記可変補
間フィルタ手段の通過帯域特性を（最大遅延時間／有効
シンボル期間）とする第２のフィルタ係数制御信号を生
成することを特徴とする。
間フィルタ制御手段は、前記最大遅延時間検出手段で検
出された遅延波の最大遅延時間に基づいて、前記可変補
間フィルタ手段の通過帯域特性を（最大遅延時間／有効
シンボル期間）とする第２のフィルタ係数制御信号を生
成することを特徴とする。
【００３５】（９）（３）の構成において、前記可変補
間フィルタ制御手段は、前記最大遅延時間検出手段で検
出された遅延波の最大遅延時間がガードインタバル期間
より小さいときに、前記可変補間フィルタ手段の通過帯
域特性を（ガードインタバル期間／有効シンボル期間）
以下とする第２のフィルタ係数制御信号を生成すること
を特徴とする。
間フィルタ制御手段は、前記最大遅延時間検出手段で検
出された遅延波の最大遅延時間がガードインタバル期間
より小さいときに、前記可変補間フィルタ手段の通過帯
域特性を（ガードインタバル期間／有効シンボル期間）
以下とする第２のフィルタ係数制御信号を生成すること
を特徴とする。
【００３６】
【００３７】
【００３８】を満足するｋ＝ｋp のインデックスのキャ
リアに挿入されていることを特徴とする。
リアに挿入されていることを特徴とする。
【００３９】（１１）（１）〜（３）の構成において、
前記ＯＦＤＭ信号が、少なくともキャリア・インデック
スｋ、シンボル・インデックスｌ、有効シンボル期間Ｔ
u 、逆高速フーリエ変換ポイント数Ｎ、送信側の周波数
領域信号をＸ(ｌ,ｋ)、この周波数領域信号を逆高速フ
ーリエ変換した時間領域信号をｘ(ｔ)として、
前記ＯＦＤＭ信号が、少なくともキャリア・インデック
スｋ、シンボル・インデックスｌ、有効シンボル期間Ｔ
u 、逆高速フーリエ変換ポイント数Ｎ、送信側の周波数
領域信号をＸ(ｌ,ｋ)、この周波数領域信号を逆高速フ
ーリエ変換した時間領域信号をｘ(ｔ)として、
【００４０】
【数４】
【００４１】を満足するように生成されるとき、前記Ｏ
ＦＤＭ信号には、少なくともｋ＝ｋp（ｐは非負整数）
のインデックスのキャリアに振幅及び位相が既知である
Ｘ(ｌ,ｋ)＝Ｘ(ｌ,ｋp )の基準信号を挿入されているこ
とを特徴とする。
ＦＤＭ信号には、少なくともｋ＝ｋp（ｐは非負整数）
のインデックスのキャリアに振幅及び位相が既知である
Ｘ(ｌ,ｋ)＝Ｘ(ｌ,ｋp )の基準信号を挿入されているこ
とを特徴とする。
【００４２】（１２）（４）または（６）の構成におい
て、前記遅延波検出手段が備える積分演算手段には、そ
れぞれ入力信号を１伝送シンボル期間遅延する、互いに
直列接続されるＭ個の遅延手段と、前記Ｍ個の遅延手段
の各出力を１伝送シンボル期間毎に加算して当該手段の
積分演算出力とする加算手段とを備えるＦＩＲ（有限長
インパルス応答）フィルタを用いることを特徴とする。
て、前記遅延波検出手段が備える積分演算手段には、そ
れぞれ入力信号を１伝送シンボル期間遅延する、互いに
直列接続されるＭ個の遅延手段と、前記Ｍ個の遅延手段
の各出力を１伝送シンボル期間毎に加算して当該手段の
積分演算出力とする加算手段とを備えるＦＩＲ（有限長
インパルス応答）フィルタを用いることを特徴とする。
【００４３】（１３）（４）または（６）の構成におい
て、前記遅延波検出手段におけるＭ回積分演算を行う積
分演算手段には、当該手段の積分演算出力を入力して１
伝送シンボル期間遅延する遅延手段と、この遅延手段の
出力と入力信号とを加算して当該手段の積分演算出力と
する加算手段とを備えるＩＩＲ（無限長インパルス応
答）フィルタを用いることを特徴とする。
て、前記遅延波検出手段におけるＭ回積分演算を行う積
分演算手段には、当該手段の積分演算出力を入力して１
伝送シンボル期間遅延する遅延手段と、この遅延手段の
出力と入力信号とを加算して当該手段の積分演算出力と
する加算手段とを備えるＩＩＲ（無限長インパルス応
答）フィルタを用いることを特徴とする。
【００４４】
【発明の実施の形態】以下、図１乃至図１８を用いて本
発明の実施の形態を詳細に説明する。
発明の実施の形態を詳細に説明する。
【００４５】（第１の実施の形態）図１は、本発明に係
る第１の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置の構成を
示すブロック図である。尚、図１において、入力信号を
以下のように定義する。
る第１の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置の構成を
示すブロック図である。尚、図１において、入力信号を
以下のように定義する。
【００４６】まず、図示しない送信側のＯＦＤＭ変調装
置では、キャリア・インデックスをｋ、シンボル・イン
デックスをｌとし、ｎ、ｍ、ｐを非負整数とするとき、
置では、キャリア・インデックスをｋ、シンボル・イン
デックスをｌとし、ｎ、ｍ、ｐを非負整数とするとき、
【００４７】
【数５】
【００４８】を満足するｋ＝ｋp のインデックスのキャ
リアに、振幅及び位相が既知であるパイロット信号を挿
入したベースバンドＯＦＤＭ信号（欧州のＤＶＢ−Ｔ規
格に準じたＯＦＤＭ信号の場合、ｎ＝３、ｍ＝４であ
る）を生成する。送信側は、このＯＦＤＭ変調装置によ
り生成されたベースバンドＯＦＤＭ信号をデジタル直交
変調し、ＩＦ帯またはＲＦ帯に周波数変換してＤ／Ａ変
換した後、電力増幅して、ＯＦＤＭ送信信号として空間
伝搬路等の伝送路に出力する。
リアに、振幅及び位相が既知であるパイロット信号を挿
入したベースバンドＯＦＤＭ信号（欧州のＤＶＢ−Ｔ規
格に準じたＯＦＤＭ信号の場合、ｎ＝３、ｍ＝４であ
る）を生成する。送信側は、このＯＦＤＭ変調装置によ
り生成されたベースバンドＯＦＤＭ信号をデジタル直交
変調し、ＩＦ帯またはＲＦ帯に周波数変換してＤ／Ａ変
換した後、電力増幅して、ＯＦＤＭ送信信号として空間
伝搬路等の伝送路に出力する。
【００４９】受信側は、上記伝送路を介して送られてく
るＩＦ帯またはＲＦ帯のＯＦＤＭ送信信号を受信して直
交検波し、Ａ／Ｄ変換及び直交復調を施すことで、デジ
タルベースバンドＯＦＤＭ信号を得る。このとき、デジ
タルベースバンドＯＦＤＭ信号として、同相検波（以
下、Ｉ軸という）信号と直交検波（以下、Ｑ軸という）
信号とから複素データが生成される。この複素データに
よるデジタルベースバンドＯＦＤＭ信号（以下、複素信
号という）が図１に示すＯＦＤＭ復調装置の入力信号と
なる。この入力信号は適応フィルタ部３０及び遅延波検
出部３１Ａに供給される。
るＩＦ帯またはＲＦ帯のＯＦＤＭ送信信号を受信して直
交検波し、Ａ／Ｄ変換及び直交復調を施すことで、デジ
タルベースバンドＯＦＤＭ信号を得る。このとき、デジ
タルベースバンドＯＦＤＭ信号として、同相検波（以
下、Ｉ軸という）信号と直交検波（以下、Ｑ軸という）
信号とから複素データが生成される。この複素データに
よるデジタルベースバンドＯＦＤＭ信号（以下、複素信
号という）が図１に示すＯＦＤＭ復調装置の入力信号と
なる。この入力信号は適応フィルタ部３０及び遅延波検
出部３１Ａに供給される。
【００５０】この適応フィルタ部３０は、後で説明する
遅延波検出部３１Ａからの制御信号により通過帯域特性
が制御されるものであり、複素信号を適応的にフィルタ
リングして補正複素信号(Ｉc ＋Ｑc )t を生成する。こ
の補正複素信号(Ｉc ＋Ｑc )t はＦＦＴ部３２に供給さ
れる。
遅延波検出部３１Ａからの制御信号により通過帯域特性
が制御されるものであり、複素信号を適応的にフィルタ
リングして補正複素信号(Ｉc ＋Ｑc )t を生成する。こ
の補正複素信号(Ｉc ＋Ｑc )t はＦＦＴ部３２に供給さ
れる。
【００５１】ここで、例えば上記伝送路がマルチパス伝
搬路の場合、希望波に遅延波が重畳される。遅延波検出
部３１Ａは、複素信号に含まれる遅延波成分を検出し、
上記適応フィルタ部３０が複素信号から遅延波成分をフ
ィルタリングすることができるように、通過帯域特性を
制御する制御信号を生成して適応フィルタ部３０に供給
する。
搬路の場合、希望波に遅延波が重畳される。遅延波検出
部３１Ａは、複素信号に含まれる遅延波成分を検出し、
上記適応フィルタ部３０が複素信号から遅延波成分をフ
ィルタリングすることができるように、通過帯域特性を
制御する制御信号を生成して適応フィルタ部３０に供給
する。
【００５２】一方、ＦＦＴ部３２は、図示しないシンボ
ル同期信号発生部で生成されるシンボル同期信号に従っ
て、補正複素信号(Ｉc ＋Ｑc )t の有効シンボル期間Ｔ
u にＦＦＴ演算を施すことにより、時間領域の補正複素
信号(Ｉc ＋Ｑc )t を周波数領域の補正複素信号(Ｉc
＋Ｑc )f に変換する。この周波数領域の補正複素信号
(Ｉc ＋Ｑc )f は波形等化部３３Ａに供給される。
ル同期信号発生部で生成されるシンボル同期信号に従っ
て、補正複素信号(Ｉc ＋Ｑc )t の有効シンボル期間Ｔ
u にＦＦＴ演算を施すことにより、時間領域の補正複素
信号(Ｉc ＋Ｑc )t を周波数領域の補正複素信号(Ｉc
＋Ｑc )f に変換する。この周波数領域の補正複素信号
(Ｉc ＋Ｑc )f は波形等化部３３Ａに供給される。
【００５３】この波形等化部３３Ａは、既知の送信パイ
ロットと受信パイロットとから伝送路応答を推定し、Ｆ
ＦＴ部３２から供給された周波数領域の補正複素信号
(Ｉc＋Ｑc )f に対して振幅及び位相の補正を行い、等
化複素信号として出力する。
ロットと受信パイロットとから伝送路応答を推定し、Ｆ
ＦＴ部３２から供給された周波数領域の補正複素信号
(Ｉc＋Ｑc )f に対して振幅及び位相の補正を行い、等
化複素信号として出力する。
【００５４】ここで、上記適応フィルタ部３０は、例え
ば図２に示すように構成できる。図２に示す適応フィル
タ部３０は、ｎ−１個の１サンプル遅延器ｄ0 ，ｄ1 ，
…ｄ(n-2)、それぞれＰ0 ，Ｐ1 ，…Ｐ(n-1)のタップ係
数値が与えられるｎ個のタップ（複素乗算器）ｐ0 ，ｐ
1 ，…ｐ(n-1)、及び各タップｐ0 ，ｐ1 ，…ｐ(n-1)の
演算結果を加算して補正複素信号を生成する加算器３０
１とからなるＦＩＲ（有限長インパルス応答）フィルタ
の構成をなし、制御用の制御端子を通じて外部からのタ
ップ係数制御が可能となっている。
ば図２に示すように構成できる。図２に示す適応フィル
タ部３０は、ｎ−１個の１サンプル遅延器ｄ0 ，ｄ1 ，
…ｄ(n-2)、それぞれＰ0 ，Ｐ1 ，…Ｐ(n-1)のタップ係
数値が与えられるｎ個のタップ（複素乗算器）ｐ0 ，ｐ
1 ，…ｐ(n-1)、及び各タップｐ0 ，ｐ1 ，…ｐ(n-1)の
演算結果を加算して補正複素信号を生成する加算器３０
１とからなるＦＩＲ（有限長インパルス応答）フィルタ
の構成をなし、制御用の制御端子を通じて外部からのタ
ップ係数制御が可能となっている。
【００５５】上記遅延波検出部３１Ａは、例えば図１中
に示すように構成できる。図１において、遅延波検出部
３１Ａに入力された複素信号Ｉ＋Ｑは、相関部３１０に
供給される。この相関部３１０は、相関演算部３１００
と基準信号発生部３１０１とから構成される。
に示すように構成できる。図１において、遅延波検出部
３１Ａに入力された複素信号Ｉ＋Ｑは、相関部３１０に
供給される。この相関部３１０は、相関演算部３１００
と基準信号発生部３１０１とから構成される。
【００５６】相関部３１０では、前記複素信号Ｉ＋Ｑと
基準信号発生部３１０１から出力される基準信号Ｉref
＋Ｑref が相関演算部３１００に供給される。相関演算
部３１００は、前記複素信号Ｉ＋Ｑと前記基準信号Ｉre
f ＋Ｑref との相関演算を行うもので、その演算結果の
実部ＩR と虚部ＱR が相関部３１０の出力となる。この
演算結果の実部ＩR は積分演算部３１１に、虚部ＱR は
積分演算部３１２に供給される。
基準信号発生部３１０１から出力される基準信号Ｉref
＋Ｑref が相関演算部３１００に供給される。相関演算
部３１００は、前記複素信号Ｉ＋Ｑと前記基準信号Ｉre
f ＋Ｑref との相関演算を行うもので、その演算結果の
実部ＩR と虚部ＱR が相関部３１０の出力となる。この
演算結果の実部ＩR は積分演算部３１１に、虚部ＱR は
積分演算部３１２に供給される。
【００５７】ここで、上記相関部３１０は、例えば図３
に示すように構成できる。図３に示す相関部３１０は、
ｎ−１個の１サンプル遅延器ｄ0 ，ｄ1 ，…ｄ(n-2)、
それぞれＰ0 ，Ｐ1 ，…Ｐ(n-1)のタップ係数値が与え
られるｎ個のタップ（複素乗算器）ｐ0 ，ｐ1 ，…ｐ(n
-1)、及び加算器３１０３とからなるＦＩＲ（有限長イ
ンパルス応答）フィルタの構成をなし、予め基準信号
（タップ係数）を格納したＲＯＭ３１０２からタップ係
数値が与えられる。
に示すように構成できる。図３に示す相関部３１０は、
ｎ−１個の１サンプル遅延器ｄ0 ，ｄ1 ，…ｄ(n-2)、
それぞれＰ0 ，Ｐ1 ，…Ｐ(n-1)のタップ係数値が与え
られるｎ個のタップ（複素乗算器）ｐ0 ，ｐ1 ，…ｐ(n
-1)、及び加算器３１０３とからなるＦＩＲ（有限長イ
ンパルス応答）フィルタの構成をなし、予め基準信号
（タップ係数）を格納したＲＯＭ３１０２からタップ係
数値が与えられる。
【００５８】このＲＯＭ３１０２に格納される基準信号
には、例えば次のような信号が用いられる。つまり、Ｉ
ＦＦＴ演算のポイント数をＮとし、送信側の周波数領域
信号をＸ(ｌ,ｋ)とすると、この信号にＩＦＦＴ演算を
施した後の時間領域信号ｘ(ｔ)は、
には、例えば次のような信号が用いられる。つまり、Ｉ
ＦＦＴ演算のポイント数をＮとし、送信側の周波数領域
信号をＸ(ｌ,ｋ)とすると、この信号にＩＦＦＴ演算を
施した後の時間領域信号ｘ(ｔ)は、
【００５９】
【数６】
【００６０】である。上記の式から、ｋ＝ｋp のインデ
ックスのキャリアに振幅及び位相が既知のＸ(ｌ,ｋ)＝
Ｘ(ｌ,ｋp )のパイロット信号を挿入し、ｋ≠ｋp のイ
ンデックスのキャリアにＸ(ｌ,ｋ)＝０を挿入した周波
数領域信号に対し、ＩＦＦＴ演算を施すことで、時間領
域信号ｘｐ(ｔ)を求めることができる。この時間領域信
号ｘｐ(ｔ)を基準信号として用いることにより、受信時
間領域信号との間の相関値が求まる。尚、上記基準信号
は一例であり、ｋ≠ｋp のインデックスのキャリアにＸ
(ｌ,ｋ)≠０を挿入してあってもよいし、また、パイロ
ット信号はｋ＝ｋpのインデックスのキャリア全てに挿
入されず一部に挿入されていても可能であることは言う
までもない。
ックスのキャリアに振幅及び位相が既知のＸ(ｌ,ｋ)＝
Ｘ(ｌ,ｋp )のパイロット信号を挿入し、ｋ≠ｋp のイ
ンデックスのキャリアにＸ(ｌ,ｋ)＝０を挿入した周波
数領域信号に対し、ＩＦＦＴ演算を施すことで、時間領
域信号ｘｐ(ｔ)を求めることができる。この時間領域信
号ｘｐ(ｔ)を基準信号として用いることにより、受信時
間領域信号との間の相関値が求まる。尚、上記基準信号
は一例であり、ｋ≠ｋp のインデックスのキャリアにＸ
(ｌ,ｋ)≠０を挿入してあってもよいし、また、パイロ
ット信号はｋ＝ｋpのインデックスのキャリア全てに挿
入されず一部に挿入されていても可能であることは言う
までもない。
【００６１】上記積分演算部３１１、３１２は、相関部
３１０の出力から雑音成分の抑圧を行うもので、例え
ば、図４に示すように構成できる。つまり、図４におい
て、積分演算部３１１、３１２は、加算器４０、及び伝
送シンボル期間Ｔs 遅延部４１からなるＩＩＲ（無限長
インパルス応答）フィルタの構成をなす。
３１０の出力から雑音成分の抑圧を行うもので、例え
ば、図４に示すように構成できる。つまり、図４におい
て、積分演算部３１１、３１２は、加算器４０、及び伝
送シンボル期間Ｔs 遅延部４１からなるＩＩＲ（無限長
インパルス応答）フィルタの構成をなす。
【００６２】この積分演算部３１１、３１２は、上記相
関部３１０の出力ＩR 、ＱR の伝送シンボル期間Ｔs 周
期単位の積分演算を行う。ここで、積分演算部３１１、
３１２の積分回数Ｍ（Ｍ≧０でＭ＝０のときは積分をし
ないとする）は、図示しない制御部から供給されるクリ
ア信号により制御されるものとする。すなわち、クリア
信号は、上記ＩＩＲフィルタが予め決められた積分回数
Ｍに達した時点で伝送シンボル期間Ｔs 遅延部４１に与
えられ、この遅延部４１ではクリア信号に応じて内部の
レジスタをクリアして０とする。このＩＩＲフィルタ構
成によれば、積分回数Ｍが多いほど上記相関部３１０の
出力ＩR 、ＱR に対する雑音抑圧効果が増大する。
関部３１０の出力ＩR 、ＱR の伝送シンボル期間Ｔs 周
期単位の積分演算を行う。ここで、積分演算部３１１、
３１２の積分回数Ｍ（Ｍ≧０でＭ＝０のときは積分をし
ないとする）は、図示しない制御部から供給されるクリ
ア信号により制御されるものとする。すなわち、クリア
信号は、上記ＩＩＲフィルタが予め決められた積分回数
Ｍに達した時点で伝送シンボル期間Ｔs 遅延部４１に与
えられ、この遅延部４１ではクリア信号に応じて内部の
レジスタをクリアして０とする。このＩＩＲフィルタ構
成によれば、積分回数Ｍが多いほど上記相関部３１０の
出力ＩR 、ＱR に対する雑音抑圧効果が増大する。
【００６３】積分演算部３１１の演算結果ΣＩR は２乗
値演算部３１３及び位相演算部３１６の一方の入力端子
に、積分演算部３１２の演算結果ΣＱR は２乗値演算部
３１４及び位相演算部３１６の他方の入力端子に供給さ
れる。２乗値演算部３１３、３１４においてはそれぞれ
２乗値演算が施され、その演算結果(ΣＩR )2 、(ΣＱR
)2 は加算器３１５に供給される。
値演算部３１３及び位相演算部３１６の一方の入力端子
に、積分演算部３１２の演算結果ΣＱR は２乗値演算部
３１４及び位相演算部３１６の他方の入力端子に供給さ
れる。２乗値演算部３１３、３１４においてはそれぞれ
２乗値演算が施され、その演算結果(ΣＩR )2 、(ΣＱR
)2 は加算器３１５に供給される。
【００６４】加算器３１５は２乗値演算部３１３、３１
４の出力の加算演算を施すもので、その演算結果(ΣＩR
)2 +(ΣＱR )2 はピーク検出・保持部３１７の一方の
入力端子に供給される。
４の出力の加算演算を施すもので、その演算結果(ΣＩR
)2 +(ΣＱR )2 はピーク検出・保持部３１７の一方の
入力端子に供給される。
【００６５】一方、位相演算部３１６は、積分演算部３
１１、３１２の出力ΣＩR 、ΣＱRに対して、例えば、
（ΣＱR ／ΣＩR ）のアークタンジェント演算｛tan
-1(ΣＱR ／ΣＩR ）｝を施すことで位相を求めるもの
で、その演算結果はピーク検出・保持部３１７の他方の
入力端子に供給される。
１１、３１２の出力ΣＩR 、ΣＱRに対して、例えば、
（ΣＱR ／ΣＩR ）のアークタンジェント演算｛tan
-1(ΣＱR ／ΣＩR ）｝を施すことで位相を求めるもの
で、その演算結果はピーク検出・保持部３１７の他方の
入力端子に供給される。
【００６６】このピーク検出・保持部３１７は、上記加
算器３１５の演算結果出力(ΣＩR ) 2 ＋(ΣＱR )2 に対
して所定の振幅値（大きさ）を基準にピークの有無を検
出し、ピークが検出されたときには、図示しない制御部
から供給される保持信号に基づいて、そのピーク値及び
ピーク位置値に対して保持動作を行うと同時に、その時
の位相演算部３１６の演算結果に対しても保持動作を行
う。このピーク検出・保持部３１７は、例えば比較器、
レジスタ及びカウンタを用いることで簡単に実現可能で
ある。以上の保持結果は、フィルタ係数制御部３１８に
供給される。
算器３１５の演算結果出力(ΣＩR ) 2 ＋(ΣＱR )2 に対
して所定の振幅値（大きさ）を基準にピークの有無を検
出し、ピークが検出されたときには、図示しない制御部
から供給される保持信号に基づいて、そのピーク値及び
ピーク位置値に対して保持動作を行うと同時に、その時
の位相演算部３１６の演算結果に対しても保持動作を行
う。このピーク検出・保持部３１７は、例えば比較器、
レジスタ及びカウンタを用いることで簡単に実現可能で
ある。以上の保持結果は、フィルタ係数制御部３１８に
供給される。
【００６７】このフィルタ係数制御部３１８は、ピーク
検出・保持部３１７からの保持結果に基づいて、上記適
応フィルタ部３０のフィルタ係数を制御する制御信号を
生成し、上記適応フィルタ部３０の制御用の制御端子に
供給する。
検出・保持部３１７からの保持結果に基づいて、上記適
応フィルタ部３０のフィルタ係数を制御する制御信号を
生成し、上記適応フィルタ部３０の制御用の制御端子に
供給する。
【００６８】上記ＦＦＴ部３２は、例えば図２１に示し
たＦＦＴ部２２のように構成できる。このＦＦＴ部２２
の動作については、上記で詳細に説明済みなのでここで
は省略する。
たＦＦＴ部２２のように構成できる。このＦＦＴ部２２
の動作については、上記で詳細に説明済みなのでここで
は省略する。
【００６９】上記波形等化部３３Ａは、例えば図５のよ
うに構成できる。この波形等化部３３Ａの動作について
図５を用いて説明する。尚、ここでは、送信側が伝送す
る周波数領域信号をＸ(ｌ,ｋ)、この信号に作用する周
波数領域の伝送路応答及び雑音成分をそれぞれＨ(ｌ,
ｋ)及びＮ(ｌ,ｋ)、この信号に対応する受信側での周波
数領域受信信号をＹ(ｌ,ｋ)とする。このときＹ(ｌ,ｋ)
＝Ｘ(ｌ,ｋ)Ｈ(ｌ,ｋ)＋Ｎ(ｌ,ｋ)の関係が成り立つ。
また、送信側で挿入される周波数領域の送信パイロット
信号をＸ(ｌ,ｋP )、このパイロット信号に対応する受
信側での受信パイロット信号をＹ(ｌ,ｋP )とする。
うに構成できる。この波形等化部３３Ａの動作について
図５を用いて説明する。尚、ここでは、送信側が伝送す
る周波数領域信号をＸ(ｌ,ｋ)、この信号に作用する周
波数領域の伝送路応答及び雑音成分をそれぞれＨ(ｌ,
ｋ)及びＮ(ｌ,ｋ)、この信号に対応する受信側での周波
数領域受信信号をＹ(ｌ,ｋ)とする。このときＹ(ｌ,ｋ)
＝Ｘ(ｌ,ｋ)Ｈ(ｌ,ｋ)＋Ｎ(ｌ,ｋ)の関係が成り立つ。
また、送信側で挿入される周波数領域の送信パイロット
信号をＸ(ｌ,ｋP )、このパイロット信号に対応する受
信側での受信パイロット信号をＹ(ｌ,ｋP )とする。
【００７０】図５において、波形等化部３３Ａに入力さ
れたＦＦＴ部３２からの信号Ｙ(ｌ,ｋ)は、複素除算演
算部３３０及び複素除算演算部３３３に供給される。複
素除算演算部３３０は、受信パイロット信号Ｙ(ｌ,ｋP
)を送信パイロット発生部３３１から発生される既知の
送信パイロット信号Ｘ(ｌ,ｋP )で除算演算を施すこと
により、Ｘ(ｌ,ｋP )に作用する伝送路応答Ｈ'(ｌ,ｋP
)を推定する。このとき、Ｈ'(ｌ,ｋP )＝Ｙ(ｌ,ｋP )
／Ｘ(ｌ,ｋP )＝Ｈ(ｌ,ｋP)＋Ｎ(ｌ,ｋP )／Ｘ(ｌ,ｋP
)の関係が成り立つ。この推定値Ｈ'(ｌ,ｋP )は、補間
フィルタ部３３２Ａに供給される。
れたＦＦＴ部３２からの信号Ｙ(ｌ,ｋ)は、複素除算演
算部３３０及び複素除算演算部３３３に供給される。複
素除算演算部３３０は、受信パイロット信号Ｙ(ｌ,ｋP
)を送信パイロット発生部３３１から発生される既知の
送信パイロット信号Ｘ(ｌ,ｋP )で除算演算を施すこと
により、Ｘ(ｌ,ｋP )に作用する伝送路応答Ｈ'(ｌ,ｋP
)を推定する。このとき、Ｈ'(ｌ,ｋP )＝Ｙ(ｌ,ｋP )
／Ｘ(ｌ,ｋP )＝Ｈ(ｌ,ｋP)＋Ｎ(ｌ,ｋP )／Ｘ(ｌ,ｋP
)の関係が成り立つ。この推定値Ｈ'(ｌ,ｋP )は、補間
フィルタ部３３２Ａに供給される。
【００７１】この補間フィルタ部３３２Ａは、周波数応
答をＧ(ｌ,ｋ)とするフィルタである。一般的に、Ｇ
(ｌ,ｋ)の通過帯域特性はＴg ／Ｔu （＝ガードインタ
バル期間／有効シンボル期間）に選ばれている。この補
間フィルタ部３３２Ａは、上記推定値Ｈ'(ｌ,ｋP )をＧ
(ｌ,ｋ)により補間し、送信データ信号Ｘ(ｌ,ｋ)（ただ
し、ｋ≠ｋP ）に作用する伝送路応答Ｈ'(ｌ,ｋ)を推定
する。このとき、Ｈ'(ｌ,ｋ)＝Ｈ'(ｌ,ｋP )Ｇ(ｌ,ｋ)
＝{Ｈ(ｌ,ｋP )＋Ｎ(ｌ,ｋP )／Ｘ(ｌ,ｋP )}Ｇ(ｌ,ｋ)
の関係が成り立つ。この推定値Ｈ'(ｌ,ｋ)は複素除算演
算部３３３に供給される。この複素除算演算部３３３
は、受信信号Ｙ(ｌ,ｋ)を上記推定値Ｈ'(ｌ,ｋ)で除算
演算を施すことでデータ信号Ｘ'(ｌ,ｋ)を推定する。こ
のとき、Ｘ'(ｌ,ｋ)＝Ｙ(ｌ,ｋ)／Ｈ'(ｌ,ｋ)の関係が
成り立つ。
答をＧ(ｌ,ｋ)とするフィルタである。一般的に、Ｇ
(ｌ,ｋ)の通過帯域特性はＴg ／Ｔu （＝ガードインタ
バル期間／有効シンボル期間）に選ばれている。この補
間フィルタ部３３２Ａは、上記推定値Ｈ'(ｌ,ｋP )をＧ
(ｌ,ｋ)により補間し、送信データ信号Ｘ(ｌ,ｋ)（ただ
し、ｋ≠ｋP ）に作用する伝送路応答Ｈ'(ｌ,ｋ)を推定
する。このとき、Ｈ'(ｌ,ｋ)＝Ｈ'(ｌ,ｋP )Ｇ(ｌ,ｋ)
＝{Ｈ(ｌ,ｋP )＋Ｎ(ｌ,ｋP )／Ｘ(ｌ,ｋP )}Ｇ(ｌ,ｋ)
の関係が成り立つ。この推定値Ｈ'(ｌ,ｋ)は複素除算演
算部３３３に供給される。この複素除算演算部３３３
は、受信信号Ｙ(ｌ,ｋ)を上記推定値Ｈ'(ｌ,ｋ)で除算
演算を施すことでデータ信号Ｘ'(ｌ,ｋ)を推定する。こ
のとき、Ｘ'(ｌ,ｋ)＝Ｙ(ｌ,ｋ)／Ｈ'(ｌ,ｋ)の関係が
成り立つ。
【００７２】以上のように、波形等化部３３Ａは、既知
の送信パイロットと受信パイロットから伝送路応答を推
定し、ＦＦＴ部３２から供給された復調データに対して
振幅及び位相の補正を施し、その結果を等化複素信号と
して出力する。
の送信パイロットと受信パイロットから伝送路応答を推
定し、ＦＦＴ部３２から供給された復調データに対して
振幅及び位相の補正を施し、その結果を等化複素信号と
して出力する。
【００７３】上記補間フィルタ部３３２Ａは、例えば図
６に示すように構成できる。図６は、ｎ−１個の１サン
プル遅延器ｄ0 ，ｄ1 ，…ｄ(n-2)、それぞれタップ係
数値Ｒ0 ，Ｒ1 ，…Ｒn-1が与えられるｎ個のタップ
（複素乗算器）ｒ0 ，ｒ1 ，…ｒ(n-1)、及び加算器３
３２０とからなるＦＩＲ（有限長インパルス応答）フィ
ルタの構成をなしている。
６に示すように構成できる。図６は、ｎ−１個の１サン
プル遅延器ｄ0 ，ｄ1 ，…ｄ(n-2)、それぞれタップ係
数値Ｒ0 ，Ｒ1 ，…Ｒn-1が与えられるｎ個のタップ
（複素乗算器）ｒ0 ，ｒ1 ，…ｒ(n-1)、及び加算器３
３２０とからなるＦＩＲ（有限長インパルス応答）フィ
ルタの構成をなしている。
【００７４】次に、本発明に係る第１の実施の形態の具
体的な動作例を説明する。尚、ここでは説明を簡単にす
るため、変調装置と復調装置とのタイミング同期、及び
周波数同期は完全にとれているものとし、熱雑音等の雑
音も無いものとする。また、パイロットのキャリア・イ
ンデックスｋp は、上記ｋp の式においてｎ＝２、ｍ＝
１としたときのものを用いている。また、マルチパス伝
搬路として、図７に示すような希望波と遅延波１波のみ
の２波マルチパス伝搬路を考える。
体的な動作例を説明する。尚、ここでは説明を簡単にす
るため、変調装置と復調装置とのタイミング同期、及び
周波数同期は完全にとれているものとし、熱雑音等の雑
音も無いものとする。また、パイロットのキャリア・イ
ンデックスｋp は、上記ｋp の式においてｎ＝２、ｍ＝
１としたときのものを用いている。また、マルチパス伝
搬路として、図７に示すような希望波と遅延波１波のみ
の２波マルチパス伝搬路を考える。
【００７５】つまり、図７（ａ）に示すように希望波を
Ｉ＋ｊＱとし、希望波に対する遅延波の遅延時間をτ、
遅延波対希望波の振幅比をＡ、希望波と遅延波の受信点
における位相差をθとすると、図７（ｂ）に示すよう
に、遅延波はＡＩτ,θ＋ｊＡＱτ,θとなる。よって、
受信波として本発明の復調装置に入力される複素信号
は、図７（ｃ）に示すように、希望波に遅延波が重畳さ
れた形(Ｉ＋ＡＩτ,θ)＋ｊ(Ｑ＋ＡＱτ,θ)となる。
Ｉ＋ｊＱとし、希望波に対する遅延波の遅延時間をτ、
遅延波対希望波の振幅比をＡ、希望波と遅延波の受信点
における位相差をθとすると、図７（ｂ）に示すよう
に、遅延波はＡＩτ,θ＋ｊＡＱτ,θとなる。よって、
受信波として本発明の復調装置に入力される複素信号
は、図７（ｃ）に示すように、希望波に遅延波が重畳さ
れた形(Ｉ＋ＡＩτ,θ)＋ｊ(Ｑ＋ＡＱτ,θ)となる。
【００７６】本発明における動作の大枠は、遅延波検出
部３１Ａにおいて希望波に対する遅延波の遅延時間τの
推定値τ' 、遅延波対希望波の振幅比Ａの推定値Ａ' 、
希望波と遅延波の受信点における位相差θの推定値θ'
を求め、これらの推定値τ'，Ａ' ，θ' に基づいて適
応フィルタ部３０の通過帯域特性を制御することで、受
信波から遅延波を除去しようとするものである。
部３１Ａにおいて希望波に対する遅延波の遅延時間τの
推定値τ' 、遅延波対希望波の振幅比Ａの推定値Ａ' 、
希望波と遅延波の受信点における位相差θの推定値θ'
を求め、これらの推定値τ'，Ａ' ，θ' に基づいて適
応フィルタ部３０の通過帯域特性を制御することで、受
信波から遅延波を除去しようとするものである。
【００７７】以下に、上記複素信号(Ｉ＋ＡＩτ,θ)＋
ｊ(Ｑ＋ＡＱτ,θ)が本発明の復調装置に入力されたと
きの具体的な動作例を図６を用いて説明する。ここでは
簡単のため、上記積分演算部３１１、３１２において
は、積分回数Ｍを０として、積分演算を施さないものと
する。
ｊ(Ｑ＋ＡＱτ,θ)が本発明の復調装置に入力されたと
きの具体的な動作例を図６を用いて説明する。ここでは
簡単のため、上記積分演算部３１１、３１２において
は、積分回数Ｍを０として、積分演算を施さないものと
する。
【００７８】まず、図８（ａ）に示すような上記複素信
号(Ｉ＋ＡＩτ,θ)＋ｊ(Ｑ＋ＡＱτ ,θ)が上記遅延波検
出部３１Ａに供給されたとき、相関部３１０において基
準信号発生部３１０１の出力との相関演算が行われる。
その結果の実部・虚部それぞれに対して、２乗値演算部
３１３、３１４において２乗値演算が行なわれる。その
結果を加算器３１５で加算演算することで、図８（ｂ）
に示すような相関２乗信号が得られる。
号(Ｉ＋ＡＩτ,θ)＋ｊ(Ｑ＋ＡＱτ ,θ)が上記遅延波検
出部３１Ａに供給されたとき、相関部３１０において基
準信号発生部３１０１の出力との相関演算が行われる。
その結果の実部・虚部それぞれに対して、２乗値演算部
３１３、３１４において２乗値演算が行なわれる。その
結果を加算器３１５で加算演算することで、図８（ｂ）
に示すような相関２乗信号が得られる。
【００７９】ピーク検出・保持部３１７は、上記加算器
３１５の出力信号からピークを検出する。つまり、本例
の場合、希望波の伝送シンボルの間（希望波と基準信号
との相関値に対応する）とそこから期間τの位置（遅延
波と基準信号との相関値に対応する）にピークがあるが
（このピーク位置は回路の構成方法によって変わる場合
があるので注意する必要がある）、ピーク検出・保持部
３１７では、これらのピークを見つけると、伝送シンボ
ルの間の位置にあるピークの大きさＢと、期間τの位置
にあるピーク位置の値αと、ピークの大きさＣを検出す
る。同時に、期間τの位置にあるピークの位相演算部３
１６からの演算結果θ' を保持する。
３１５の出力信号からピークを検出する。つまり、本例
の場合、希望波の伝送シンボルの間（希望波と基準信号
との相関値に対応する）とそこから期間τの位置（遅延
波と基準信号との相関値に対応する）にピークがあるが
（このピーク位置は回路の構成方法によって変わる場合
があるので注意する必要がある）、ピーク検出・保持部
３１７では、これらのピークを見つけると、伝送シンボ
ルの間の位置にあるピークの大きさＢと、期間τの位置
にあるピーク位置の値αと、ピークの大きさＣを検出す
る。同時に、期間τの位置にあるピークの位相演算部３
１６からの演算結果θ' を保持する。
【００８０】このようにしてピーク検出・保持部３１７
にて保持された値Ｂ、Ｃ、θ' 及びα値は、フィルタ係
数制御部３１８に供給される。ここで、上記遅延波対希
望波の振幅比Ａの推定値Ａ' がＡ'＝√(Ｃ／Ｂ)となる
ことから、遅延波の大きさを推定することができる。ま
た、α値から、そのときの希望波に対する遅延波の遅延
時間τの推定値τ' を求めることができる。よって、フ
ィルタ係数制御部３１８において、上記推定値Ａ' 、
τ' 、θ' から遅延波を推定し、この推定結果に基づい
て制御信号を発生して、この制御信号を適応フィルタ部
３０に供給することで、適応フィルタ部３０にてフィル
タリングにより遅延波成分を取り除くことができる。
にて保持された値Ｂ、Ｃ、θ' 及びα値は、フィルタ係
数制御部３１８に供給される。ここで、上記遅延波対希
望波の振幅比Ａの推定値Ａ' がＡ'＝√(Ｃ／Ｂ)となる
ことから、遅延波の大きさを推定することができる。ま
た、α値から、そのときの希望波に対する遅延波の遅延
時間τの推定値τ' を求めることができる。よって、フ
ィルタ係数制御部３１８において、上記推定値Ａ' 、
τ' 、θ' から遅延波を推定し、この推定結果に基づい
て制御信号を発生して、この制御信号を適応フィルタ部
３０に供給することで、適応フィルタ部３０にてフィル
タリングにより遅延波成分を取り除くことができる。
【００８１】以上のことから、第１の実施の形態によれ
ば、マルチパス伝搬路の環境下において、希望波に対す
る遅延波の遅延時間τがガードインタバル期間Ｔg を超
えた場合においても、受信波から遅延波を除去すること
ができ、ＩＳＩの影響を緩和することができる。
ば、マルチパス伝搬路の環境下において、希望波に対す
る遅延波の遅延時間τがガードインタバル期間Ｔg を超
えた場合においても、受信波から遅延波を除去すること
ができ、ＩＳＩの影響を緩和することができる。
【００８２】尚、上記の説明においては、雑音が無いと
きを考えたが、雑音がある場合は、積分演算部３１１、
３１２において十分な積分演算を施すことによって雑音
成分を除去することができ、これによってピークの誤検
出がなくなるため、遅延波検出精度を向上させることが
できる。
きを考えたが、雑音がある場合は、積分演算部３１１、
３１２において十分な積分演算を施すことによって雑音
成分を除去することができ、これによってピークの誤検
出がなくなるため、遅延波検出精度を向上させることが
できる。
【００８３】また、上記説明において、実際の回路製作
時に生じる回路遅延量等は考慮していないので、設計の
際は十分注意を要する。
時に生じる回路遅延量等は考慮していないので、設計の
際は十分注意を要する。
【００８４】また、以上の説明においては、簡単のため
にマルチパス伝搬路として、希望波と遅延波１波のみの
２波マルチパス伝搬路を考えたが、複数波マルチパス伝
搬路やマルチパス・フェージング伝搬路においても同じ
ように動作可能である。
にマルチパス伝搬路として、希望波と遅延波１波のみの
２波マルチパス伝搬路を考えたが、複数波マルチパス伝
搬路やマルチパス・フェージング伝搬路においても同じ
ように動作可能である。
【００８５】また、上記説明におけるパイロット信号の
挿入位置は一例であり、ｋr ≠ｋpなるキャリア・イン
デックスｋ＝ｋr にパイロット信号が挿入してあって
も、同等の効果を得ることができる。例えば、上記ｘ
(ｔ)の式において、ｋ＝ｋr のインデックスのキャリア
に振幅及び位相が既知のＸ(ｌ,ｋ)＝Ｘ(ｌ,ｋr )のパイ
ロット信号を挿入した周波数領域信号に対し、ＩＦＦＴ
演算を施すことで、時間領域信号ｘｒ(ｔ)を求めること
ができる。そこで、この時間領域信号ｘｒ(ｔ)を先に述
べたｘｐ(ｔ)の代わりに基準信号として用いることで、
受信時間領域信号との間の相関値を求めることができ、
ｘｐ(ｔ)の場合と同等の効果が得られる。
挿入位置は一例であり、ｋr ≠ｋpなるキャリア・イン
デックスｋ＝ｋr にパイロット信号が挿入してあって
も、同等の効果を得ることができる。例えば、上記ｘ
(ｔ)の式において、ｋ＝ｋr のインデックスのキャリア
に振幅及び位相が既知のＸ(ｌ,ｋ)＝Ｘ(ｌ,ｋr )のパイ
ロット信号を挿入した周波数領域信号に対し、ＩＦＦＴ
演算を施すことで、時間領域信号ｘｒ(ｔ)を求めること
ができる。そこで、この時間領域信号ｘｒ(ｔ)を先に述
べたｘｐ(ｔ)の代わりに基準信号として用いることで、
受信時間領域信号との間の相関値を求めることができ、
ｘｐ(ｔ)の場合と同等の効果が得られる。
【００８６】また、上記説明においては、上記適応フィ
ルタ部３０の例としてＦＩＲフィルタによる構成を示し
たが、ＩＩＲフィルタによる構成、またはＦＩＲフィル
タとＩＩＲフィルタとの組み合わせによる構成を用いて
も同様な動作が可能であることは言うまでもない。
ルタ部３０の例としてＦＩＲフィルタによる構成を示し
たが、ＩＩＲフィルタによる構成、またはＦＩＲフィル
タとＩＩＲフィルタとの組み合わせによる構成を用いて
も同様な動作が可能であることは言うまでもない。
【００８７】さらに、本実施の形態では、遅延波検出部
３１Ａと適応フィルタ部３０とから構成される部分でガ
ードインタバル期間Ｔg 内外の遅延波の補正をするもの
としたが、遅延時間τがガードインタバル期間Ｔg を超
える（τ＞Ｔg ）遅延波を遅延波検出部３１Ａと適応フ
ィルタ部３０とから構成される部分により補正し、遅延
時間τがガードインタバル期間Ｔg 以内（τ≦Ｔg ）の
遅延波を波形等化部３３Ａにより補正するようにして
も、同等の効果を得ることができる。
３１Ａと適応フィルタ部３０とから構成される部分でガ
ードインタバル期間Ｔg 内外の遅延波の補正をするもの
としたが、遅延時間τがガードインタバル期間Ｔg を超
える（τ＞Ｔg ）遅延波を遅延波検出部３１Ａと適応フ
ィルタ部３０とから構成される部分により補正し、遅延
時間τがガードインタバル期間Ｔg 以内（τ≦Ｔg ）の
遅延波を波形等化部３３Ａにより補正するようにして
も、同等の効果を得ることができる。
【００８８】（第２の実施の形態）図９は、本発明に係
る第２の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置の構成を
示すブロック図である。尚、図９において、図１と同一
部分には同一符号を付して示す。
る第２の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置の構成を
示すブロック図である。尚、図９において、図１と同一
部分には同一符号を付して示す。
【００８９】まず、図９に示す構成を図１に示す構成と
比較して明らかなように、第1の実施の形態のＯＦＤＭ
復調装置がデジタルベースバンドＯＦＤＭ信号を直接遅
延検出部３１Ａに入力していたのに対し、この実施の形
態のＯＦＤＭ復調装置では、適応フィルタ部３０の出力
を遅延波検出部３１Ａに入力するようにしている。つま
り、適応フィルタ部３０の出力が遅延波検出部３１Ａに
入力される構成となり、適応フィルタ部３０と遅延波検
出部３１Ａとでフィードバックループをなす構成となっ
ている。適応フィルタ部３０と遅延波検出部３１Ａそれ
ぞれの個別の動作、並びにその他のブロックの動作は第
１の実施の形態と同じである。このため、図９におい
て、図１と同一部分についてはその説明を省略し、以下
に詳細な動作例のみを説明する。
比較して明らかなように、第1の実施の形態のＯＦＤＭ
復調装置がデジタルベースバンドＯＦＤＭ信号を直接遅
延検出部３１Ａに入力していたのに対し、この実施の形
態のＯＦＤＭ復調装置では、適応フィルタ部３０の出力
を遅延波検出部３１Ａに入力するようにしている。つま
り、適応フィルタ部３０の出力が遅延波検出部３１Ａに
入力される構成となり、適応フィルタ部３０と遅延波検
出部３１Ａとでフィードバックループをなす構成となっ
ている。適応フィルタ部３０と遅延波検出部３１Ａそれ
ぞれの個別の動作、並びにその他のブロックの動作は第
１の実施の形態と同じである。このため、図９におい
て、図１と同一部分についてはその説明を省略し、以下
に詳細な動作例のみを説明する。
【００９０】上記で説明した図７（ｃ）の複素信号(Ｉ
＋ＡＩτ,θ)＋ｊ(Ｑ＋ＡＱτ,θ)が本発明の復調装置
に入力されたときの具体的な動作例を図８を用いて説明
する。ここでは簡単のため、変調装置と復調装置とのタ
イミング同期、及び周波数同期は完全にとれているもの
とし、熱雑音等の雑音も無いものとする。また、パイロ
ットのキャリア・インデックスｋp は、上記ｋp の式に
おいてｎ＝２、ｍ＝１としたときのものを用いている。
また、上記積分演算部３１１、３１２は、積分回数Ｍを
０として、積分演算を施さないものとする。
＋ＡＩτ,θ)＋ｊ(Ｑ＋ＡＱτ,θ)が本発明の復調装置
に入力されたときの具体的な動作例を図８を用いて説明
する。ここでは簡単のため、変調装置と復調装置とのタ
イミング同期、及び周波数同期は完全にとれているもの
とし、熱雑音等の雑音も無いものとする。また、パイロ
ットのキャリア・インデックスｋp は、上記ｋp の式に
おいてｎ＝２、ｍ＝１としたときのものを用いている。
また、上記積分演算部３１１、３１２は、積分回数Ｍを
０として、積分演算を施さないものとする。
【００９１】まず、図８（ａ）に示すような上記複素信
号(Ｉ＋ＡＩτ,θ)＋ｊ(Ｑ＋ＡＱτ ,θ)が上記適応フィ
ルタ部３０に供給されたとき、初期設定動作が行われ
る。つまり、適応フィルタ部３０のタップ係数は初期設
定値として複素値Ｐ0 ＝１＋ｊ０、Ｐk ＝０＋ｊ０(ｋ
≠０)となるよう上記フィルタ係数制御部３１８から与
えられる。このとき、遅延波検出部３１Ａには上記複素
信号(Ｉ＋ＡＩτ,θ)＋ｊ(Ｑ＋ＡＱτ,θ)そのものが入
力されることになる。
号(Ｉ＋ＡＩτ,θ)＋ｊ(Ｑ＋ＡＱτ ,θ)が上記適応フィ
ルタ部３０に供給されたとき、初期設定動作が行われ
る。つまり、適応フィルタ部３０のタップ係数は初期設
定値として複素値Ｐ0 ＝１＋ｊ０、Ｐk ＝０＋ｊ０(ｋ
≠０)となるよう上記フィルタ係数制御部３１８から与
えられる。このとき、遅延波検出部３１Ａには上記複素
信号(Ｉ＋ＡＩτ,θ)＋ｊ(Ｑ＋ＡＱτ,θ)そのものが入
力されることになる。
【００９２】この初期設定状態において、相関部３１０
では基準信号発生部３１０１の出力との相関演算が行わ
れ、その結果の実部・虚部は、それぞれ２乗値演算部３
１３、３１４において２乗値演算が行なわれ、各２乗値
演算結果は加算器３１５で加算演算される。この加算演
算結果は図８（ｂ）に示すような信号となる。
では基準信号発生部３１０１の出力との相関演算が行わ
れ、その結果の実部・虚部は、それぞれ２乗値演算部３
１３、３１４において２乗値演算が行なわれ、各２乗値
演算結果は加算器３１５で加算演算される。この加算演
算結果は図８（ｂ）に示すような信号となる。
【００９３】ピーク検出・保持部３１７は、上記加算器
３１５の出力信号からピークを検出する。つまり、本例
の場合、希望波の伝送シンボルの間（希望波と基準信号
との相関値に対応する）とそこから期間τの位置（遅延
波と基準信号との相関値に対応する）にピークがあるが
（このピーク位置は回路の構成方法によって変わる場合
があるので注意する必要がある）、ピーク検出・保持部
３１７では、これらのピークを見つけると、伝送シンボ
ルの間の位置にあるピークの大きさＢと、期間τの位置
にあるピーク位置の値αと、ピークの大きさＣを検出す
る。同時に、期間τの位置にあるピークの位相演算部３
１６からの演算結果θ' を保持する。
３１５の出力信号からピークを検出する。つまり、本例
の場合、希望波の伝送シンボルの間（希望波と基準信号
との相関値に対応する）とそこから期間τの位置（遅延
波と基準信号との相関値に対応する）にピークがあるが
（このピーク位置は回路の構成方法によって変わる場合
があるので注意する必要がある）、ピーク検出・保持部
３１７では、これらのピークを見つけると、伝送シンボ
ルの間の位置にあるピークの大きさＢと、期間τの位置
にあるピーク位置の値αと、ピークの大きさＣを検出す
る。同時に、期間τの位置にあるピークの位相演算部３
１６からの演算結果θ' を保持する。
【００９４】このようにしてピーク検出・保持部３１７
にて保持された値Ｂ、Ｃ、θ' 及びα値は、フィルタ係
数制御部３１８に供給される。ここで、上記遅延波対希
望波の振幅比Ａの推定値Ａ' がＡ'＝√(Ｃ／Ｂ)となる
ことから、遅延波の大きさを推定することができる。ま
た、α値から、そのときの希望波に対する遅延波の遅延
時間τの推定値τ' を求めることができる。よって、フ
ィルタ係数制御部３１８において、上記推定値Ａ' 、
τ' 、θ' から遅延波を推定し、この推定結果に基づい
て制御信号を発生して、この制御信号を適応フィルタ部
３０に供給することで、適応フィルタ部３０にてフィル
タリングにより遅延波成分を取り除くことができる。
にて保持された値Ｂ、Ｃ、θ' 及びα値は、フィルタ係
数制御部３１８に供給される。ここで、上記遅延波対希
望波の振幅比Ａの推定値Ａ' がＡ'＝√(Ｃ／Ｂ)となる
ことから、遅延波の大きさを推定することができる。ま
た、α値から、そのときの希望波に対する遅延波の遅延
時間τの推定値τ' を求めることができる。よって、フ
ィルタ係数制御部３１８において、上記推定値Ａ' 、
τ' 、θ' から遅延波を推定し、この推定結果に基づい
て制御信号を発生して、この制御信号を適応フィルタ部
３０に供給することで、適応フィルタ部３０にてフィル
タリングにより遅延波成分を取り除くことができる。
【００９５】以上のことから、第２の実施の形態によれ
ば、第１の実施の形態と同様に、マルチパス伝搬路の環
境下において、希望波に対する遅延波の遅延時間τがガ
ードインタバル期間Ｔg を超えた場合においても、受信
波から遅延波を除去することができ、ＩＳＩの影響を緩
和することができる。しかも、第１の実施の形態におけ
る動作を閉ループ系で繰り返し行なうようにしているの
で、適応フィルタ部３０における遅延波除去の精度を向
上させることができる。
ば、第１の実施の形態と同様に、マルチパス伝搬路の環
境下において、希望波に対する遅延波の遅延時間τがガ
ードインタバル期間Ｔg を超えた場合においても、受信
波から遅延波を除去することができ、ＩＳＩの影響を緩
和することができる。しかも、第１の実施の形態におけ
る動作を閉ループ系で繰り返し行なうようにしているの
で、適応フィルタ部３０における遅延波除去の精度を向
上させることができる。
【００９６】尚、上記推定値Ａ' 、τ' 、θ' から適応
フィルタ部３０のタップ係数を求めるアルゴリズムに
は、従来のシングルキャリア変調方式における等化方法
等で適用されているＬＭＳ（Least Mean Square）アル
ゴリズム、ＲＬＳ（Recursive Least Square）アルゴリ
ズムなど、周知の技術を適用することが可能である。
フィルタ部３０のタップ係数を求めるアルゴリズムに
は、従来のシングルキャリア変調方式における等化方法
等で適用されているＬＭＳ（Least Mean Square）アル
ゴリズム、ＲＬＳ（Recursive Least Square）アルゴリ
ズムなど、周知の技術を適用することが可能である。
【００９７】また、上記の説明においては、雑音が無い
ときを考えたが、雑音がある場合は、積分演算部３１
１、３１２において積分演算を数回施すことによって雑
音成分を除去することができ、これによってピークの誤
検出がなくなるため、遅延波検出精度が向上させること
ができる。
ときを考えたが、雑音がある場合は、積分演算部３１
１、３１２において積分演算を数回施すことによって雑
音成分を除去することができ、これによってピークの誤
検出がなくなるため、遅延波検出精度が向上させること
ができる。
【００９８】また、上記説明において、実際の回路製作
時に生じる回路遅延量等は考慮していないので、設計の
際は十分注意を要する。
時に生じる回路遅延量等は考慮していないので、設計の
際は十分注意を要する。
【００９９】また、以上の説明においては、簡単のため
にマルチパス伝搬路として、希望波と遅延波１波のみの
２波マルチパス伝搬路を考えたが、複数波マルチパス伝
搬路やマルチパスフェージング伝搬路においても同じよ
うに動作可能である。
にマルチパス伝搬路として、希望波と遅延波１波のみの
２波マルチパス伝搬路を考えたが、複数波マルチパス伝
搬路やマルチパスフェージング伝搬路においても同じよ
うに動作可能である。
【０１００】さらに、本実施の形態では、遅延波検出部
３１Ａと適応フィルタ部３０とから構成される部分でガ
ードインタバル期間Ｔｇ内外の遅延波の補正をするもの
としたが、遅延時間τがガードインタバル期間Ｔg を超
える（τ＞Ｔg ）遅延波を遅延波検出部３１Ａと適応フ
ィルタ部３０とから構成される部分により補正し、遅延
時間τがガードインタバル期間Ｔg 以内（τ≦Ｔg ）の
遅延波を波形等化部３３Ａにより補正するするようにし
ても、同様の効果を得ることができる。
３１Ａと適応フィルタ部３０とから構成される部分でガ
ードインタバル期間Ｔｇ内外の遅延波の補正をするもの
としたが、遅延時間τがガードインタバル期間Ｔg を超
える（τ＞Ｔg ）遅延波を遅延波検出部３１Ａと適応フ
ィルタ部３０とから構成される部分により補正し、遅延
時間τがガードインタバル期間Ｔg 以内（τ≦Ｔg ）の
遅延波を波形等化部３３Ａにより補正するするようにし
ても、同様の効果を得ることができる。
【０１０１】（第３の実施の形態）図１０は、本発明に
係る第３の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置の構成
を示すブロック図である。尚、図１０において、図１と
同一部分には同一符号を付して示す。
係る第３の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置の構成
を示すブロック図である。尚、図１０において、図１と
同一部分には同一符号を付して示す。
【０１０２】図１０に示すＯＦＤＭ復調装置では、波形
等化部３３Ｂ及び、遅延波検出部３１Ｂの最大遅延時間
検出部３１９、フィルタ係数制御部３１１０により構成
される部分以外が、図１に示した第1の実施の形態のＯ
ＦＤＭ復調装置の構成と同じである。また、それらの動
作も同じであるので、ここではその説明を省略し、上記
最大遅延時間検出部３１９、フィルタ係数制御部３１１
０、波形等化部３３Ｂにより構成される部分のみを説明
する。
等化部３３Ｂ及び、遅延波検出部３１Ｂの最大遅延時間
検出部３１９、フィルタ係数制御部３１１０により構成
される部分以外が、図１に示した第1の実施の形態のＯ
ＦＤＭ復調装置の構成と同じである。また、それらの動
作も同じであるので、ここではその説明を省略し、上記
最大遅延時間検出部３１９、フィルタ係数制御部３１１
０、波形等化部３３Ｂにより構成される部分のみを説明
する。
【０１０３】図１０において、ピーク検出・保持部３１
７の保持結果は最大遅延時間検出部３１９に供給され
る。この最大遅延時間検出部３１９は、例えば比較器、
レジスタ及びカウンタを使用することで簡単に実現可能
であるが、ガードインタバル期間Ｔg 内における遅延波
の最大遅延時間τmax を検出し、その結果をフィルタ係
数制御部３１１０に供給する。このフィルタ係数制御部
３１１０は、最大遅延時間検出部３１９の出力結果の最
大遅延時間τmax に基づいて、後で説明する波形等化部
３３Ｂの可変補間フィルタのフィルタ係数を制御する制
御信号を生成し、上記波形等化部３３Ｂの制御用の制御
端子に供給する。
７の保持結果は最大遅延時間検出部３１９に供給され
る。この最大遅延時間検出部３１９は、例えば比較器、
レジスタ及びカウンタを使用することで簡単に実現可能
であるが、ガードインタバル期間Ｔg 内における遅延波
の最大遅延時間τmax を検出し、その結果をフィルタ係
数制御部３１１０に供給する。このフィルタ係数制御部
３１１０は、最大遅延時間検出部３１９の出力結果の最
大遅延時間τmax に基づいて、後で説明する波形等化部
３３Ｂの可変補間フィルタのフィルタ係数を制御する制
御信号を生成し、上記波形等化部３３Ｂの制御用の制御
端子に供給する。
【０１０４】上記波形等化部３３Ｂは、例えば、図１１
に示すように構成できる。図１１の構成は、図５に示し
た波形等化部３３Ａの構成と、可変補間フィルタ部３３
２Ｂ以外の構成は同じであり、動作も同じであるので、
ここでは同一部分に同一符号を付してその説明を省略
し、可変補間フィルタ部３３２Ｂのみについて説明す
る。
に示すように構成できる。図１１の構成は、図５に示し
た波形等化部３３Ａの構成と、可変補間フィルタ部３３
２Ｂ以外の構成は同じであり、動作も同じであるので、
ここでは同一部分に同一符号を付してその説明を省略
し、可変補間フィルタ部３３２Ｂのみについて説明す
る。
【０１０５】上記可変補間フィルタ部３３２Ｂは、例え
ば図１２に示すように、ｎ−１個の１サンプル遅延器ｄ
0 ，ｄ1 ，…ｄ(n-2)、それぞれタップ係数値Ｐ0 ，Ｐ1
，…Ｐn-1 が与えられるｎ個のタップ（複素乗算器）
ｐ0 ，ｐ1 ，…ｐ(n-1)、及び加算器３３２０とからな
るＦＩＲ（有限長インパルス応答）フィルタの構成をな
し、制御用の制御端子を通じて外部からのタップ係数制
御が可能となっている。
ば図１２に示すように、ｎ−１個の１サンプル遅延器ｄ
0 ，ｄ1 ，…ｄ(n-2)、それぞれタップ係数値Ｐ0 ，Ｐ1
，…Ｐn-1 が与えられるｎ個のタップ（複素乗算器）
ｐ0 ，ｐ1 ，…ｐ(n-1)、及び加算器３３２０とからな
るＦＩＲ（有限長インパルス応答）フィルタの構成をな
し、制御用の制御端子を通じて外部からのタップ係数制
御が可能となっている。
【０１０６】すなわち、マルチパス伝搬路において、希
望波に対する遅延波の遅延時間τがガードインタバル期
間Ｔg 以内（τ≦Ｔg ）のとき、ＤＶＢ−Ｔシステムに
おけるＯＦＤＭ復調装置では、波形等化部において、伝
送路応答Ｈ'(ｌ,ｋ)＝{Ｈ(ｌ,ｋP )＋Ｎ(ｌ,ｋP )／Ｘ
(ｌ,ｋP )}Ｇ(ｌ,ｋ)を推定することにより遅延波によ
る影響をほぼ完全に補正することが可能である。
望波に対する遅延波の遅延時間τがガードインタバル期
間Ｔg 以内（τ≦Ｔg ）のとき、ＤＶＢ−Ｔシステムに
おけるＯＦＤＭ復調装置では、波形等化部において、伝
送路応答Ｈ'(ｌ,ｋ)＝{Ｈ(ｌ,ｋP )＋Ｎ(ｌ,ｋP )／Ｘ
(ｌ,ｋP )}Ｇ(ｌ,ｋ)を推定することにより遅延波によ
る影響をほぼ完全に補正することが可能である。
【０１０７】しかしながら、最大遅延時間τmax がガー
ドインタバル期間Ｔg より小さい（τmax ＜Ｔg ）とき
であっても、特に低Ｃ／Ｎ時には、上記伝送路応答の推
定値における雑音成分の影響{Ｎ(ｌ,ｋP )／Ｘ(ｌ,ｋP
)}Ｇ(ｌ,ｋ)が大きくなり、推定精度の劣化が生じる。
その結果、波形等化後の等化複素信号に劣化が生じるこ
とがある。
ドインタバル期間Ｔg より小さい（τmax ＜Ｔg ）とき
であっても、特に低Ｃ／Ｎ時には、上記伝送路応答の推
定値における雑音成分の影響{Ｎ(ｌ,ｋP )／Ｘ(ｌ,ｋP
)}Ｇ(ｌ,ｋ)が大きくなり、推定精度の劣化が生じる。
その結果、波形等化後の等化複素信号に劣化が生じるこ
とがある。
【０１０８】すなわち、前述のように、波形等化部にお
ける補間フィルタ部の周波数応答Ｇ(ｌ,ｋ)の通過帯域
特性は、ガードインタバル期間Ｔg に等しい遅延時間の
遅延波に対応するために、Ｔg ／Ｔu に選ばれている。
このため、上記のように低Ｃ／Ｎ時に最大遅延時間τma
x がガードインタバル期間Ｔg より小さい（τmax ＜Ｔ
g ）と、補間フィルタ部による雑音成分の除去が十分に
行われない。
ける補間フィルタ部の周波数応答Ｇ(ｌ,ｋ)の通過帯域
特性は、ガードインタバル期間Ｔg に等しい遅延時間の
遅延波に対応するために、Ｔg ／Ｔu に選ばれている。
このため、上記のように低Ｃ／Ｎ時に最大遅延時間τma
x がガードインタバル期間Ｔg より小さい（τmax ＜Ｔ
g ）と、補間フィルタ部による雑音成分の除去が十分に
行われない。
【０１０９】そこで、最大遅延時間τmax を検出し、波
形等化部３３Ｂにおける補間フィルタの通過帯域特性を
τmax ／Ｔu に制御する。これにより、最大遅延時間τ
maxがガードインタバル期間Ｔg より小さい（τmax ＜
Ｔg ）ときにおいて、より最適な等化が可能となる。
形等化部３３Ｂにおける補間フィルタの通過帯域特性を
τmax ／Ｔu に制御する。これにより、最大遅延時間τ
maxがガードインタバル期間Ｔg より小さい（τmax ＜
Ｔg ）ときにおいて、より最適な等化が可能となる。
【０１１０】本実施形態においては、上記のように最大
遅延時間検出部３１９によりガードインタバル期間Ｔg
内における遅延波の最大遅延時間τmax を検出し、τma
x ＜Ｔg の場合に、フィルタ係数制御部３１１０におい
て可変補間フィルタ部３３２Ｂの通過帯域特性がτmax
／Ｔu またはＴg ／Ｔu より小さくなる（但し（τmax
／Ｔu ）＜（Ｔg ／Ｔu ））ようにフィルタ係数を制御
する制御信号を生成するようにしている。
遅延時間検出部３１９によりガードインタバル期間Ｔg
内における遅延波の最大遅延時間τmax を検出し、τma
x ＜Ｔg の場合に、フィルタ係数制御部３１１０におい
て可変補間フィルタ部３３２Ｂの通過帯域特性がτmax
／Ｔu またはＴg ／Ｔu より小さくなる（但し（τmax
／Ｔu ）＜（Ｔg ／Ｔu ））ようにフィルタ係数を制御
する制御信号を生成するようにしている。
【０１１１】以上のことから、第３の実施の形態によれ
ば、マルチパス伝搬路の環境下において、特に低Ｃ／Ｎ
時に、遅延波の最大遅延時間τmax がガードインタバル
期間Ｔg より小さい（τmax ＜Ｔg ）ときでも、より最
適な波形等化を行うことが可能となる。
ば、マルチパス伝搬路の環境下において、特に低Ｃ／Ｎ
時に、遅延波の最大遅延時間τmax がガードインタバル
期間Ｔg より小さい（τmax ＜Ｔg ）ときでも、より最
適な波形等化を行うことが可能となる。
【０１１２】尚、上記説明において、実際の回路製作時
に生じる回路遅延量等は考慮していないので、設計の際
は十分注意を要する。
に生じる回路遅延量等は考慮していないので、設計の際
は十分注意を要する。
【０１１３】また、上記説明においては、上記可変補間
フィルタ部３３２Ｂの例としてＦＩＲフィルタによる構
成を示したが、ＩＩＲフィルタによる構成、またはＦＩ
ＲフィルタとＩＩＲフィルタとの組み合わせによる構成
を用いても同様な動作が可能なことは言うまでもない。
フィルタ部３３２Ｂの例としてＦＩＲフィルタによる構
成を示したが、ＩＩＲフィルタによる構成、またはＦＩ
ＲフィルタとＩＩＲフィルタとの組み合わせによる構成
を用いても同様な動作が可能なことは言うまでもない。
【０１１４】また、本実施形態のように、遅延時間τが
ガードインタバル期間Ｔg を超える（τ＞Ｔg ）遅延波
を遅延波検出部３１Ｂと適応フィルタ部３０とから構成
される部分により補正し、遅延時間τがガードインタバ
ル期間Ｔg 以内（τ≦Ｔg ）の遅延波を遅延波検出部３
１Ｂと適応フィルタ部３０と波形等化部３３Ｂとから構
成される部分により補正する動作も可能であるが、遅延
時間τがガードインタバル期間Ｔg を超える（τ＞Ｔg
）遅延波を遅延波検出部３１Ｂと適応フィルタ部３０
とから構成される部分により補正し、遅延時間τがガー
ドインタバル期間Ｔg 以内（τ≦Ｔg ）の遅延波を遅延
波検出部３１Ｂと波形等化部３３Ｂとから構成される部
分により補正する動作も可能であることは言うまでもな
い。
ガードインタバル期間Ｔg を超える（τ＞Ｔg ）遅延波
を遅延波検出部３１Ｂと適応フィルタ部３０とから構成
される部分により補正し、遅延時間τがガードインタバ
ル期間Ｔg 以内（τ≦Ｔg ）の遅延波を遅延波検出部３
１Ｂと適応フィルタ部３０と波形等化部３３Ｂとから構
成される部分により補正する動作も可能であるが、遅延
時間τがガードインタバル期間Ｔg を超える（τ＞Ｔg
）遅延波を遅延波検出部３１Ｂと適応フィルタ部３０
とから構成される部分により補正し、遅延時間τがガー
ドインタバル期間Ｔg 以内（τ≦Ｔg ）の遅延波を遅延
波検出部３１Ｂと波形等化部３３Ｂとから構成される部
分により補正する動作も可能であることは言うまでもな
い。
【０１１５】（第４の実施の形態）図１３は、本発明に
係る第４の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置の構成
を示すブロック図である。尚、図１３において、図９と
同一部分には同一符号を付して示す。
係る第４の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置の構成
を示すブロック図である。尚、図１３において、図９と
同一部分には同一符号を付して示す。
【０１１６】図１３に示すＯＦＤＭ復調装置では、波形
等化部３３Ｂ及び、遅延波検出部３１Ｂの最大遅延時間
検出部３１９、フィルタ係数制御部３１１０により構成
される部分以外は、図９に示した第２の実施の形態のＯ
ＦＤＭ復調装置の構成と同じである。また、それらの動
作も同じであるので、ここではその説明を省略し、上記
最大遅延時間検出部３１９、フィルタ係数制御部３１１
０、波形等化部３３Ｂにより構成される部分のみを説明
する。
等化部３３Ｂ及び、遅延波検出部３１Ｂの最大遅延時間
検出部３１９、フィルタ係数制御部３１１０により構成
される部分以外は、図９に示した第２の実施の形態のＯ
ＦＤＭ復調装置の構成と同じである。また、それらの動
作も同じであるので、ここではその説明を省略し、上記
最大遅延時間検出部３１９、フィルタ係数制御部３１１
０、波形等化部３３Ｂにより構成される部分のみを説明
する。
【０１１７】図１３において、ピーク検出・保持部３１
７の保持結果は最大遅延時間検出部３１９に供給され
る。この最大遅延時間検出部３１９は、ガードインタバ
ル期間Ｔg 内における遅延波の最大遅延時間τmax を検
出し、その結果をフィルタ係数制御部３１１０に供給す
る。このフィルタ係数制御部３１１０は、最大遅延時間
検出部３１９の出力の最大遅延時間τmax に基づいて後
で説明する波形等化部３３Ｂの可変補間フィルタのフィ
ルタ係数を制御する制御信号を生成し、上記波形等化部
３３Ｂの制御用の制御端子に供給する。
７の保持結果は最大遅延時間検出部３１９に供給され
る。この最大遅延時間検出部３１９は、ガードインタバ
ル期間Ｔg 内における遅延波の最大遅延時間τmax を検
出し、その結果をフィルタ係数制御部３１１０に供給す
る。このフィルタ係数制御部３１１０は、最大遅延時間
検出部３１９の出力の最大遅延時間τmax に基づいて後
で説明する波形等化部３３Ｂの可変補間フィルタのフィ
ルタ係数を制御する制御信号を生成し、上記波形等化部
３３Ｂの制御用の制御端子に供給する。
【０１１８】上記波形等化部３３Ｂは、例えば図１１に
示すように構成できる。図１１の構成は、図６に示した
波形等化部３３Ａの構成と、可変補間フィルタ部３３２
Ｂ以外の構成は同じであり、動作も同じであるので、同
一部分に同一符号を付してその説明を省略し、可変補間
フィルタ部３３２Ｂのみについて説明する。
示すように構成できる。図１１の構成は、図６に示した
波形等化部３３Ａの構成と、可変補間フィルタ部３３２
Ｂ以外の構成は同じであり、動作も同じであるので、同
一部分に同一符号を付してその説明を省略し、可変補間
フィルタ部３３２Ｂのみについて説明する。
【０１１９】上記可変補間フィルタ部３３２Ｂは、例え
ば図１２に示すように、ｎ−１個の１サンプル遅延器が
ｄ0 ，ｄ1 ，…ｄ(n-2)、それぞれタップ係数値Ｐ0 ，
Ｐ1，…Ｐn-1が与えられるｎ個のタップ（複素乗算器）
ｐ0 ，ｐ1 ，…ｐ(n-1)、及び加算器３３２０とからな
るＦＩＲ（有限長インパルス応答）フィルタの構成をな
し、制御用の制御端子を通じて外部からのタップ係数制
御が可能となっている。
ば図１２に示すように、ｎ−１個の１サンプル遅延器が
ｄ0 ，ｄ1 ，…ｄ(n-2)、それぞれタップ係数値Ｐ0 ，
Ｐ1，…Ｐn-1が与えられるｎ個のタップ（複素乗算器）
ｐ0 ，ｐ1 ，…ｐ(n-1)、及び加算器３３２０とからな
るＦＩＲ（有限長インパルス応答）フィルタの構成をな
し、制御用の制御端子を通じて外部からのタップ係数制
御が可能となっている。
【０１２０】すなわち、マルチパス伝搬路において、希
望波に対する遅延波の遅延時間τがガードインタバル期
間Ｔg 以内（τ≦Ｔg ）のとき、ＤＶＢ−Ｔシステムに
おけるＯＦＤＭ復調装置では、波形等化部において、伝
送路応答Ｈ'(ｌ,ｋ)＝{Ｈ(ｌ,ｋＰ)＋Ｎ(ｌ,ｋＰ)／Ｘ
(ｌ,ｋＰ)}Ｇ(ｌ,ｋ)を推定することにより、遅延波に
よる影響をほぼ完全に補正することが可能である。
望波に対する遅延波の遅延時間τがガードインタバル期
間Ｔg 以内（τ≦Ｔg ）のとき、ＤＶＢ−Ｔシステムに
おけるＯＦＤＭ復調装置では、波形等化部において、伝
送路応答Ｈ'(ｌ,ｋ)＝{Ｈ(ｌ,ｋＰ)＋Ｎ(ｌ,ｋＰ)／Ｘ
(ｌ,ｋＰ)}Ｇ(ｌ,ｋ)を推定することにより、遅延波に
よる影響をほぼ完全に補正することが可能である。
【０１２１】しかしながら、特に、低Ｃ／Ｎ時、最大遅
延時間τmax がガードインタバル期間Ｔg より小さい
（τmax ＜Ｔg ）ときには、上記伝送路応答の推定値に
おける雑音成分の影響{Ｎ(ｌ,ｋP )／Ｘ(ｌ,ｋP )}Ｇ
(ｌ,ｋ)が大きくなり、推定精度の劣化が生じる。その
結果、波形等化後の等化複素信号に劣化が生じることが
ある。
延時間τmax がガードインタバル期間Ｔg より小さい
（τmax ＜Ｔg ）ときには、上記伝送路応答の推定値に
おける雑音成分の影響{Ｎ(ｌ,ｋP )／Ｘ(ｌ,ｋP )}Ｇ
(ｌ,ｋ)が大きくなり、推定精度の劣化が生じる。その
結果、波形等化後の等化複素信号に劣化が生じることが
ある。
【０１２２】すなわち、前述のように、波形等化部にお
ける補間フィルタ部の周波数応答Ｇ(ｌ,ｋ)の通過帯域
特性は、ガードインタバル期間Ｔg に等しい遅延時間の
遅延波に対応するために、Ｔg ／Ｔu に選ばれている。
このため、上記のように低Ｃ／Ｎ時に最大遅延時間τma
x がガードインタバル期間Ｔg より小さい（τmax ＜Ｔ
g ）と、補間フィルタ部による雑音成分の除去が十分に
行われない。
ける補間フィルタ部の周波数応答Ｇ(ｌ,ｋ)の通過帯域
特性は、ガードインタバル期間Ｔg に等しい遅延時間の
遅延波に対応するために、Ｔg ／Ｔu に選ばれている。
このため、上記のように低Ｃ／Ｎ時に最大遅延時間τma
x がガードインタバル期間Ｔg より小さい（τmax ＜Ｔ
g ）と、補間フィルタ部による雑音成分の除去が十分に
行われない。
【０１２３】そこで、最大遅延時間τmax を検出し、波
形等化部３３Ｂにおける補間フィルタの通過帯域特性を
τmax ／Ｔu に制御する。これにより、最大遅延時間τ
maxがガードインタバル期間Ｔg より小さい（τmax ＜
Ｔg ）ときにおいて、より最適な等化が可能となる。
形等化部３３Ｂにおける補間フィルタの通過帯域特性を
τmax ／Ｔu に制御する。これにより、最大遅延時間τ
maxがガードインタバル期間Ｔg より小さい（τmax ＜
Ｔg ）ときにおいて、より最適な等化が可能となる。
【０１２４】本実施形態においては、上記のように最大
遅延時間検出部３１９によりガードインタバル期間Ｔg
内における遅延波の最大遅延時間τmax を検出し、τma
x ＜Ｔg の場合に、フィルタ係数制御部３１１０におい
て可変補間フィルタ部３３２Ｂの通過帯域特性がτmax
／Ｔu またはＴg ／Ｔu より小さくなる（但し（τmax
／Ｔu ）＜（Ｔg ／Ｔu ））ようにフィルタ係数を制御
する制御信号を生成するようにしている。
遅延時間検出部３１９によりガードインタバル期間Ｔg
内における遅延波の最大遅延時間τmax を検出し、τma
x ＜Ｔg の場合に、フィルタ係数制御部３１１０におい
て可変補間フィルタ部３３２Ｂの通過帯域特性がτmax
／Ｔu またはＴg ／Ｔu より小さくなる（但し（τmax
／Ｔu ）＜（Ｔg ／Ｔu ））ようにフィルタ係数を制御
する制御信号を生成するようにしている。
【０１２５】以上のことから、第４の実施の形態によれ
ば、マルチパス伝搬路の環境下において、特に低Ｃ／Ｎ
時に、遅延波の最大遅延時間τmax がガードインタバル
期間Ｔg より小さい（τmax ＜Ｔg ）ときでも、より最
適な波形等化を行うことが可能となる。
ば、マルチパス伝搬路の環境下において、特に低Ｃ／Ｎ
時に、遅延波の最大遅延時間τmax がガードインタバル
期間Ｔg より小さい（τmax ＜Ｔg ）ときでも、より最
適な波形等化を行うことが可能となる。
【０１２６】尚、上記説明において、実際の回路製作時
に生じる回路遅延量等は考慮していないので、設計の際
は十分注意を要する。
に生じる回路遅延量等は考慮していないので、設計の際
は十分注意を要する。
【０１２７】また、上記説明においては、上記可変補間
フィルタ部３３２Ｂの例としてＦＩＲフィルタによる構
成を示したが、ＩＩＲフィルタによる構成、またはＦＩ
ＲフィルタとＩＩＲフィルタとの組み合わせによる構成
を用いても同様な動作が可能なことは言うまでもない。
フィルタ部３３２Ｂの例としてＦＩＲフィルタによる構
成を示したが、ＩＩＲフィルタによる構成、またはＦＩ
ＲフィルタとＩＩＲフィルタとの組み合わせによる構成
を用いても同様な動作が可能なことは言うまでもない。
【０１２８】また、本実施形態のように、遅延時間τが
ガードインタバル期間Ｔg を超える（τ＞Ｔg ）遅延波
を遅延波検出部３１Ｂと適応フィルタ部３０とから構成
される部分により補正し、遅延時間τがガードインタバ
ル期間Ｔg 以内（τ≦Ｔg ）の遅延波を遅延波検出部３
１Ｂと適応フィルタ部３０と波形等化部３３Ｂとから構
成される部分により補正する動作も可能であるが、遅延
時間τがガードインタバル期間Ｔg を超える（τ＞Ｔg
）遅延波を遅延波検出部３１Ｂと適応フィルタ部３０
とから構成される部分により補正し、遅延時間τがガー
ドインタバル期間Ｔg 以内（τ≦Ｔg ）の遅延波を遅延
波検出部３１Ｂと波形等化部３３Ｂとから構成される部
分により補正する動作も可能であることは言うまでもな
い。
ガードインタバル期間Ｔg を超える（τ＞Ｔg ）遅延波
を遅延波検出部３１Ｂと適応フィルタ部３０とから構成
される部分により補正し、遅延時間τがガードインタバ
ル期間Ｔg 以内（τ≦Ｔg ）の遅延波を遅延波検出部３
１Ｂと適応フィルタ部３０と波形等化部３３Ｂとから構
成される部分により補正する動作も可能であるが、遅延
時間τがガードインタバル期間Ｔg を超える（τ＞Ｔg
）遅延波を遅延波検出部３１Ｂと適応フィルタ部３０
とから構成される部分により補正し、遅延時間τがガー
ドインタバル期間Ｔg 以内（τ≦Ｔg ）の遅延波を遅延
波検出部３１Ｂと波形等化部３３Ｂとから構成される部
分により補正する動作も可能であることは言うまでもな
い。
【０１２９】（第５の実施の形態）図１４は、本発明に
係る第５の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置の構成
を示すブロック図である。
係る第５の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置の構成
を示すブロック図である。
【０１３０】この実施の形態の全体構成は、図１に示し
た第１の実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の構成におい
て、２乗値演算部３１１、３１２の代わりに絶対値演算
部３１２１、３１２２が接続された構成になっている。
その他の構成は、第１の実施の形態と同じであるため、
同一部分に同一符号を付してその説明を省略する。ま
た、第１の実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の加算器３１
５の出力が｜ΣＩR ｜＋｜ΣＱR ｜となること以外は、
同じ原理に基づいて動作し、同様に作用するので、その
説明も省略する。
た第１の実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の構成におい
て、２乗値演算部３１１、３１２の代わりに絶対値演算
部３１２１、３１２２が接続された構成になっている。
その他の構成は、第１の実施の形態と同じであるため、
同一部分に同一符号を付してその説明を省略する。ま
た、第１の実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の加算器３１
５の出力が｜ΣＩR ｜＋｜ΣＱR ｜となること以外は、
同じ原理に基づいて動作し、同様に作用するので、その
説明も省略する。
【０１３１】（第６の実施の形態）図１５は、本発明に
係る第６の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置の構成
を示すブロック図である。
係る第６の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置の構成
を示すブロック図である。
【０１３２】この実施の形態の全体構成は、図９に示し
た第２の実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の構成におい
て、２乗値演算部３１１、３１２の代わりに絶対値演算
部３１２１、３１２２が接続された構成になっている。
その他の構成は、第２の実施の形態と同じであるため、
同一部分に同一符号を付してその説明を省略する。ま
た、第２の実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の加算器３１
５の出力が｜ΣＩR ｜+｜ΣＱR ｜となること以外は、
同じ原理に基づいて動作し、同様に作用するので、その
説明も省略する。
た第２の実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の構成におい
て、２乗値演算部３１１、３１２の代わりに絶対値演算
部３１２１、３１２２が接続された構成になっている。
その他の構成は、第２の実施の形態と同じであるため、
同一部分に同一符号を付してその説明を省略する。ま
た、第２の実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の加算器３１
５の出力が｜ΣＩR ｜+｜ΣＱR ｜となること以外は、
同じ原理に基づいて動作し、同様に作用するので、その
説明も省略する。
【０１３３】（第７の実施の形態）図１６は、本発明に
係る第７の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置の構成
を示すブロック図である。
係る第７の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置の構成
を示すブロック図である。
【０１３４】この実施の形態の全体構成は、図１０に示
した第３の実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の構成におい
て、２乗値演算部３１１、３１２の代わりに絶対値演算
部３１２１、３１２２が接続された構成になっている。
その他の構成は、第３の実施の形態と同じであるため、
同一部分に同一符号を付してその説明を省略する。ま
た、第３の実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の加算器３１
５の出力が｜ΣＩR ｜+｜ΣＱR ｜となること以外は、
同じ原理に基づいて動作し、同様に作用するので、その
説明も省略する。
した第３の実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の構成におい
て、２乗値演算部３１１、３１２の代わりに絶対値演算
部３１２１、３１２２が接続された構成になっている。
その他の構成は、第３の実施の形態と同じであるため、
同一部分に同一符号を付してその説明を省略する。ま
た、第３の実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の加算器３１
５の出力が｜ΣＩR ｜+｜ΣＱR ｜となること以外は、
同じ原理に基づいて動作し、同様に作用するので、その
説明も省略する。
【０１３５】（第８の実施の形態）図１７は、本発明に
係る第８の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置の構成
を示すブロック図である。
係る第８の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置の構成
を示すブロック図である。
【０１３６】この実施の形態の全体構成は、図１３に示
した第４の実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の構成におい
て、２乗値演算部３１１、３１２の代わりに絶対値演算
部３１２１、３１２２が接続された構成になっている。
その他の構成は、第４の実施の形態と同じであるため、
同一部分に同一符号を付してその説明を省略する。ま
た、第４の実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の加算器３１
５の出力が｜ΣＩR ｜+｜ΣＱR ｜となること以外は、
同じ原理に基づいて動作し、同様に作用するので、その
説明も省略する。
した第４の実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の構成におい
て、２乗値演算部３１１、３１２の代わりに絶対値演算
部３１２１、３１２２が接続された構成になっている。
その他の構成は、第４の実施の形態と同じであるため、
同一部分に同一符号を付してその説明を省略する。ま
た、第４の実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の加算器３１
５の出力が｜ΣＩR ｜+｜ΣＱR ｜となること以外は、
同じ原理に基づいて動作し、同様に作用するので、その
説明も省略する。
【０１３７】以上、本発明に係る第１から第８の実施の
形態について説明したが、上記の実施の形態における積
分演算部３１１、３１２は、例えば、図１８に示すよう
にも構成できる。図１８は、遅延時間が伝送シンボル期
間Ｔs に等しいＭ個の遅延器Ｔ1 ，Ｔ2 ，…Ｔ(M)、及
び加算器３１１６とからなるＦＩＲ（有限長インパルス
応答）フィルタの構成をなしている。この積分演算部３
１１、３１２は、積分回数Ｍに応じて伝送シンボル期間
Ｔs の遅延器の個数が決まり、積分開始からＭＴs 期間
後には常にＭ回積分の結果が得られるので、遅延波検出
部３１Ａ及び、遅延波検出部３１Ｂの高速化が可能とな
る。
形態について説明したが、上記の実施の形態における積
分演算部３１１、３１２は、例えば、図１８に示すよう
にも構成できる。図１８は、遅延時間が伝送シンボル期
間Ｔs に等しいＭ個の遅延器Ｔ1 ，Ｔ2 ，…Ｔ(M)、及
び加算器３１１６とからなるＦＩＲ（有限長インパルス
応答）フィルタの構成をなしている。この積分演算部３
１１、３１２は、積分回数Ｍに応じて伝送シンボル期間
Ｔs の遅延器の個数が決まり、積分開始からＭＴs 期間
後には常にＭ回積分の結果が得られるので、遅延波検出
部３１Ａ及び、遅延波検出部３１Ｂの高速化が可能とな
る。
【０１３８】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、マルチパ
ス伝搬路の環境下において、希望波に対する遅延波の遅
延時間τがガードインタバル期間Ｔg を超えた場合にお
いてもＩＳＩの影響を取り除き、波形等化部で得られる
等化複素信号の著しい劣化を緩和することのできるＯＦ
ＤＭ復調装置を提供することができる。
ス伝搬路の環境下において、希望波に対する遅延波の遅
延時間τがガードインタバル期間Ｔg を超えた場合にお
いてもＩＳＩの影響を取り除き、波形等化部で得られる
等化複素信号の著しい劣化を緩和することのできるＯＦ
ＤＭ復調装置を提供することができる。
【０１３９】また、本発明によれば、マルチパス伝搬路
の環境下において、遅延波の最大遅延時間τmax がガー
ドインタバル期間Ｔg より小さい（τmax ＜Ｔg ）とき
であっても、低Ｃ／Ｎ時に発生する伝送路応答推定精度
の劣化を抑制し、最適な波形等化を行うことのできるＯ
ＦＤＭ復調装置を提供することができる。
の環境下において、遅延波の最大遅延時間τmax がガー
ドインタバル期間Ｔg より小さい（τmax ＜Ｔg ）とき
であっても、低Ｃ／Ｎ時に発生する伝送路応答推定精度
の劣化を抑制し、最適な波形等化を行うことのできるＯ
ＦＤＭ復調装置を提供することができる。
【図１】本発明に係る第１の実施の形態におけるＯＦＤ
Ｍ復調装置の構成を示すブロック図。
Ｍ復調装置の構成を示すブロック図。
【図２】図１に示すＯＦＤＭ復調装置の適応フィルタ部
の一例を示すブロック図。
の一例を示すブロック図。
【図３】図１に示すＯＦＤＭ復調装置の相関部の一例を
示すブロック図。
示すブロック図。
【図４】図１に示すＯＦＤＭ復調装置の積分演算部の一
例を示すブロック図。
例を示すブロック図。
【図５】図１に示すＯＦＤＭ復調装置の波形等化部の一
例を示すブロック図。
例を示すブロック図。
【図６】図５に示す波形等化部の補間フィルタ部の一例
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図７】図１に示すＯＦＤＭ復調装置に入力される信号
の一例を示す図。
の一例を示す図。
【図８】図１に示すＯＦＤＭ復調装置の動作例を示す
図。
図。
【図９】本発明に係る第２の実施の形態におけるＯＦＤ
Ｍ復調装置の構成を示すブロック図。
Ｍ復調装置の構成を示すブロック図。
【図１０】本発明に係る第３の実施の形態におけるＯＦ
ＤＭ復調装置の構成を示すブロック図。
ＤＭ復調装置の構成を示すブロック図。
【図１１】図１０、図１３に示すＯＦＤＭ復調装置の波
形等化部の一例を示すブロック図。
形等化部の一例を示すブロック図。
【図１２】図１１に示す波形等化部の補間フィルタ部の
一例を示すブロック図。
一例を示すブロック図。
【図１３】本発明に係る第４の実施の形態におけるＯＦ
ＤＭ復調装置の構成を示すブロック図。
ＤＭ復調装置の構成を示すブロック図。
【図１４】本発明に係る第５の実施の形態におけるＯＦ
ＤＭ復調装置の構成を示すブロック図。
ＤＭ復調装置の構成を示すブロック図。
【図１５】本発明に係る第６の実施の形態におけるＯＦ
ＤＭ復調装置の構成を示すブロック図。
ＤＭ復調装置の構成を示すブロック図。
【図１６】本発明に係る第７の実施の形態におけるＯＦ
ＤＭ復調装置の構成を示すブロック図。
ＤＭ復調装置の構成を示すブロック図。
【図１７】本発明に係る第８の実施の形態におけるＯＦ
ＤＭ復調装置の構成を示すブロック図。
ＤＭ復調装置の構成を示すブロック図。
【図１８】図１、９、１０、１３、１４、１５、１６及
び１７に示すＯＦＤＭ復調装置の積分演算部の一例を示
すブロック図。
び１７に示すＯＦＤＭ復調装置の積分演算部の一例を示
すブロック図。
【図１９】従来のＯＦＤＭ変調装置の構成を示すブロッ
ク図。
ク図。
【図２０】ＯＦＤＭ信号のフォーマットを表す図。
【図２１】従来のＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロッ
ク図。
ク図。
ｄ0 〜ｄ(n-2)…１サンプル遅延器 ｐ0 〜ｐ(n-1)…複素乗算器 ｒ0 〜ｒ(n-1)…複素乗算器 Ｔ0 〜Ｔ(M) …１伝送シンボル期間遅延器 １０…ＩＦＦＴ部 １１…ＩＦＦＴ演算部 １２…ガード期間付加部 １３…直交変調部 １４…デジタル局部発振器 ２０…直交復調部 ２１…デジタル局部発振器 ２２…ＦＦＴ部 ２３…ガード期間除去部 ２４…ＦＦＴ演算部 ２５…波形等化部 ３０…適応フィルタ部 ３０１…加算器 ３１Ａ、３１Ｂ…遅延波検出部 ３１０…相関部 ３１００…相関演算部 ３１０１…基準信号発生部 ３１０２…ＲＯＭ ３１０３…加算器 ３１１、３１２…積分演算部 ３１３、３１４…２乗値演算部 ３１５…加算器 ３１６…位相演算部 ３１７…ピーク検出・保持部 ３１８…フィルタ係数制御部 ３１９…最大遅延時間検出部 ３１１０…フィルタ係数制御部 ３１１６…加算器 ３１２１、３１２２…絶対値演算部 ３２…ＦＦＴ部 ３３Ａ、３３Ｂ…波形等化部 ３３０…複素除算演算部 ３３１…送信パイロット発生部 ３３２Ａ、３３２Ｂ…補間フィルタ部 ３３２０…加算器 ３３３…複素除算演算部 ４０…加算器 ４１…伝送シンボル期間Ｔs 遅延部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 野上 博志 東京都港区赤坂５丁目２番８号 株式会 社次世代デジタルテレビジョン放送シス テム研究所内 (72)発明者 秋山 仁 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292 株式 会社日立製作所マルチメディアシステム 開発本部内 (56)参考文献 特開 平８−340315（ＪＰ，Ａ) “地上ディジタル放送の移動受信”, 映像メディア学会技術報告，1997年８月 26日，Ｖｏｌ．21，Ｎｏ．44，ｐ．19− 24 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 11/00
Claims (10)
- 【請求項１】少なくとも予め送信側で、互いに直交する
複数のキャリアに送信データを割り当てる際に、キャリ
ア・インデックスをｋ、シンボル・インデックスをｌと
し、ｎ、ｍ、ｐを非負整数とするとき、 ｋp ＝ｎ×（ｌ mod ｍ）＋ｎ×ｍ×ｐ を満足するｋ＝ｋp のインデックスのキャリアに、振
幅、位相が既知である送信基準信号が挿入されて伝送さ
れ、受信検波されたＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信
号を入力し、外部からのフィルタ係数制御信号によって
可変制御される通過帯域特性により前記ＯＦＤＭ信号を
フィルタリングする適応フィルタ手段と、 前記受信検波されたＯＦＤＭ信号を入力し、少なくとも
前記ＯＦＤＭ信号と前記送信側で挿入された送信基準信
号に準する条件で発生される基準信号との相関演算を施
し、この相関演算結果から前記ＯＦＤＭ信号に重畳され
ている遅延波を検出する遅延波検出手段と、 この遅延波検出手段で検出された遅延波を除去するため
の第１のフィルタ係数制御信号を生成して前記適応フィ
ルタ手段に出力する適応フィルタ制御手段とを具備する
ことを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。 - 【請求項２】少なくとも予め送信側で、互いに直交する
複数のキャリアに送信データを割り当てる際に、キャリ
ア・インデックスをｋ、シンボル・インデックスをｌと
し、ｎ、ｍ、ｐを非負整数とするとき、 ｋp ＝ｎ×（ｌ mod ｍ）＋ｎ×ｍ×ｐ を満足するｋ＝ｋp のインデックスのキャリアに、振
幅、位相が既知である送信基準信号が挿入されて伝送さ
れ、受信検波されたＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信
号を入力し、外部からのフィルタ係数制御信号によって
可変制御される通過帯域特性により前記ＯＦＤＭ信号を
フィルタリングする適応フィルタ手段と、 この適応フィルタ手段から出力されるＯＦＤＭ信号を入
力し、少なくとも前記ＯＦＤＭ信号と前記送信側で挿入
された送信基準信号に準ずる条件で発生される基準信号
との相関演算を施し、この相関演算結果から前記ＯＦＤ
Ｍ信号に重畳されている遅延波を検出する遅延波検出手
段と、 この遅延波検出手段で検出された遅延波を除去するため
の第１のフィルタ係数制御信号を生成して前記適応フィ
ルタ手段に出力する適応フィルタ制御手段とを具備する
ことを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。 - 【請求項３】少なくとも予め送信側で周波数領域に振
幅、位相及び挿入位置が既知である送信基準信号が送信
データ間に挿入され、ガードインタバル期間に有効シン
ボル期間の一部が複写されて伝送され、受信検波された
ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を入力し、外部か
らのフィルタ係数制御信号によって可変制御される通過
帯域特性により前記ＯＦＤＭ信号をフィルタリングする
適応フィルタ手段と、 この適応フィルタ手段から出力されるＯＦＤＭ信号を入
力し、このＯＦＤＭ信号から受信基準信号と受信データ
を復調する復調手段と、 この復調手段で復調された受信基準信号から当該送信基
準信号に作用する伝送路応答を推定する推定手段及び、
外部から与えられるフィルタ係数制御信号によって可変
制御される通過帯域特性により前記推定手段の出力を補
間する可変補間フィルタ手段とを備え、この可変補間フ
ィルタ手段の出力に基づいて前記復調手段の出力である
受信データの補正を行う波形等化手段と、 前記受信検波されたＯＦＤＭ信号または前記適応フィル
タ手段から出力されるＯＦＤＭ信号を入力し、少なくと
も前記ＯＦＤＭ信号と前記送信側で挿入された送信基準
信号に準ずる条件で発生される基準信号との相関演算を
施し、この相関演算結果から前記ＯＦＤＭ信号に重畳さ
れている遅延波を検出する遅延波検出手段と、 この遅延波検出手段で検出された遅延波を除去するため
の第１のフィルタ係数制御信号を生成して前記適応フィ
ルタ手段に出力する適応フィルタ制御手段と、 前記遅延波検出手段の検出結果から前記ＯＦＤＭ信号に
重畳されているガードインタバル期間以内の遅延波の最
大遅延時間を検出する最大遅延時間検出手段と、 この最大遅延時間検出手段の検出結果に基づいて波形等
化を行うための第２のフィルタ係数制御信号を生成して
前記可変補間フィルタ手段に出力する可変補間フィルタ
制御手段とを具備することを特徴とするＯＦＤＭ復調装
置。 - 【請求項４】前記遅延波検出手段は、少なくとも前記Ｏ
ＦＤＭ信号と前記送信側で挿入された送信基準信号に準
ずる条件で発生される基準信号との複素相関演算を施す
相関演算手段と、この相関演算手段で得られる複素相関
演算結果に対して１伝送シンボル期間単位のＭ（Ｍ≧
０）回の積分演算を施す積分演算手段を備え、この積分
演算手段の出力から前記ＯＦＤＭ信号に重畳されている
遅延波を検出することを特徴とする請求項１、２、３の
いずれかに記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 【請求項５】前記遅延波検出手段は、少なくとも前記Ｏ
ＦＤＭ信号と前記送信側で挿入された送信基準信号に準
ずる条件で発生される基準信号との複素相関演算を施す
相関演算手段と、この相関演算手段で得られる複素相関
演算結果の実部出力及び虚部出力のそれぞれに対して２
乗値演算または絶対値演算を施す一対の２乗値演算手段
または絶対値演算手段と、この一対の２乗値演算手段ま
たは絶対値演算手段それぞれの出力の加算演算を施す加
算演算手段と、前記相関演算手段の複素相関演算結果の
位相を求める位相演算手段とを備え、前記加算演算手段
及び位相演算手段の各出力から前記ＯＦＤＭ信号に重畳
されている遅延波を検出することを特徴とする請求項
１、２、３のいずれかに記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 【請求項６】前記遅延波検出手段は、少なくとも前記Ｏ
ＦＤＭ信号と前記送信側で挿入された送信基準信号に準
ずる条件で発生される基準信号との複素相関演算を施す
相関演算手段と、この相関演算手段で得られる複素相関
演算結果の実部出力及び虚部出力のそれぞれに対して１
伝送シンボル期間単位のＭ（Ｍ≧０）回の積分演算を施
す一対の積分演算手段と、この一対の積分演算手段の出
力それぞれに２乗値演算または絶対値演算を施す一対の
２乗値演算手段または絶対値演算手段と、この一対の２
乗値演算手段または絶対値演算手段それぞれの出力の加
算演算を施す加算演算手段と、前記相関演算手段の複素
演算結果出力の位相を求める位相演算手段とを備え、前
記加算演算手段及び位相演算手段の各出力から前記ＯＦ
ＤＭ信号に重畳されている遅延波を検出することを特徴
とする請求項１、２、３のいずれかに記載のＯＦＤＭ復
調装置。 - 【請求項７】前記遅延波検出手段は、ＬＭＳ（Least Me
an Square）アルゴリズムまたはＲＬＳ（Recursive Lea
st Square）アルゴリズムを適用して、前記ＯＦＤＭ信
号に重畳されている遅延波を検出することを特徴とする
請求項２、３のいずれかに記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 【請求項８】前記可変補間フィルタ制御手段は、前記最
大遅延時間検出手段で検出された遅延波の最大遅延時間
に基づいて、前記可変補間フィルタ手段の通過帯域特性
を（最大遅延時間／有効シンボル期間）とする第２のフ
ィルタ係数制御信号を生成することを特徴とする請求項
３に記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 【請求項９】前記可変補間フィルタ制御手段は、前記最
大遅延時間検出手段で検出された遅延波の最大遅延時間
がガードインタバル期間より小さいときに、前記可変補
間フィルタ手段の通過帯域特性を（ガードインタバル期
間／有効シンボル期間）以下とする第２のフィルタ係数
制御信号を生成することを特徴とする請求項３に記載の
ＯＦＤＭ復調装置。 - 【請求項１０】前記ＯＦＤＭ信号が、少なくともキャリ
ア・インデックスｋ、シンボル・インデックスｌ、有効
シンボル期間Ｔu 、逆高速フーリエ変換ポイント数Ｎ、
送信側の周波数領域信号をＸ(ｌ,ｋ)、この周波数領域
信号を逆高速フーリエ変換した時間領域信号をｘ(ｔ)と
して、 【数１】 を満足するように生成されるとき、前記ＯＦＤＭ信号に
は、少なくともｋ＝ｋp（ｐは非負整数）のインデック
スのキャリアに振幅及び位相が既知であるＸ(ｌ,ｋ)＝
Ｘ(ｌ,ｋp )の基準信号を挿入されていることを特徴と
する請求項１、２、３のいずれかに記載のＯＦＤＭ復調
装置。
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP07156899A JP3146196B2 (ja) | 1999-03-17 | 1999-03-17 | Ｏｆｄｍ復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07156899A JP3146196B2 (ja) | 1999-03-17 | 1999-03-17 | Ｏｆｄｍ復調装置 |
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|---|---|
| JP2000269926A JP2000269926A (ja) | 2000-09-29 |
| JP3146196B2 true JP3146196B2 (ja) | 2001-03-12 |
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ID=13464455
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP07156899A Expired - Fee Related JP3146196B2 (ja) | 1999-03-17 | 1999-03-17 | Ｏｆｄｍ復調装置 |
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-
1999
- 1999-03-17 JP JP07156899A patent/JP3146196B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
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|---|
| "地上ディジタル放送の移動受信"，映像メディア学会技術報告，１９９７年８月２６日，Ｖｏｌ．２１，Ｎｏ．４４，ｐ．１９−２４ |
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