JP2001308760A - 受信装置 - Google Patents
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- JP2001308760A JP2001308760A JP2000127740A JP2000127740A JP2001308760A JP 2001308760 A JP2001308760 A JP 2001308760A JP 2000127740 A JP2000127740 A JP 2000127740A JP 2000127740 A JP2000127740 A JP 2000127740A JP 2001308760 A JP2001308760 A JP 2001308760A
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- signal
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- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】パイロット信号による伝送路応答の推定に複素
係数フィルタを必要としない回路規模の小さい受信装置
を提供する。 【解決手段】パイロット信号の伝送路応答を算出し逆フ
ーリエ変換（ＩＦＦＴ）部１７で高速逆フーリエ変換し
て時間応答を求め、閾値以上の主要到来波のみに制限す
る。ＩＦＦＴ部１７の出力は、遅延時間判定部１８で主
要到来波の振幅の大きさに応じて重み付けされ、平均化
することによって時間応答の中心値が求められる。求め
られた中心値からローテータ１９、２０を制御してパイ
ロット信号の時間応答を正負対称とすることで、実係数
の帯域可変フィルタ２２を用いて全サブキャリアの伝送
路応答を推定でき、複素係数フィルタを必要としない。
係数フィルタを必要としない回路規模の小さい受信装置
を提供する。 【解決手段】パイロット信号の伝送路応答を算出し逆フ
ーリエ変換（ＩＦＦＴ）部１７で高速逆フーリエ変換し
て時間応答を求め、閾値以上の主要到来波のみに制限す
る。ＩＦＦＴ部１７の出力は、遅延時間判定部１８で主
要到来波の振幅の大きさに応じて重み付けされ、平均化
することによって時間応答の中心値が求められる。求め
られた中心値からローテータ１９、２０を制御してパイ
ロット信号の時間応答を正負対称とすることで、実係数
の帯域可変フィルタ２２を用いて全サブキャリアの伝送
路応答を推定でき、複素係数フィルタを必要としない。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は受信装置、特に直交
周波数分割多重方式で変調されたデジタルデータ系列を
復調し、伝送路応答を推定し受信データ系列を補償する
回路を備える受信装置に関する。
周波数分割多重方式で変調されたデジタルデータ系列を
復調し、伝送路応答を推定し受信データ系列を補償する
回路を備える受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、地上波のデジタルテレビジョン放
送、音声放送においては、マルチパス等の影響を多大に
受ける伝送路を用いて大容量の情報を伝送する必要があ
る。そのために、直交周波数分割多重（以下、「ＯＦＤ
Ｍ」と略す）方式が注目されている。ＯＦＤＭ方式は、
マルチキャリア方式であるため、変調波のシンボル周期
を長くとることができ、マルチパスによる妨害を受けに
くいという特徴を有する。
送、音声放送においては、マルチパス等の影響を多大に
受ける伝送路を用いて大容量の情報を伝送する必要があ
る。そのために、直交周波数分割多重（以下、「ＯＦＤ
Ｍ」と略す）方式が注目されている。ＯＦＤＭ方式は、
マルチキャリア方式であるため、変調波のシンボル周期
を長くとることができ、マルチパスによる妨害を受けに
くいという特徴を有する。
【０００３】ＯＦＤＭ信号は、伝送路における遅延波の
合成によって隣接シンボル期間の信号と重なり、フーリ
エ変換時にシンボル間干渉して受信特性が大きく劣化す
るため、同一シンボル期間の信号を一部巡回してシンボ
ル期間の前に付け加える（即ち、「ガードインターバ
ル」を付加する）ことが一般に行われている。このガー
ドインターバルを付加することによって、フーリエ変換
による復調処理時に、自シンボルの信号のみで変換でき
ることによりシンボル間干渉を防ぎ、マルチパスの妨害
を防止又は低減することができる。
合成によって隣接シンボル期間の信号と重なり、フーリ
エ変換時にシンボル間干渉して受信特性が大きく劣化す
るため、同一シンボル期間の信号を一部巡回してシンボ
ル期間の前に付け加える（即ち、「ガードインターバ
ル」を付加する）ことが一般に行われている。このガー
ドインターバルを付加することによって、フーリエ変換
による復調処理時に、自シンボルの信号のみで変換でき
ることによりシンボル間干渉を防ぎ、マルチパスの妨害
を防止又は低減することができる。
【０００４】斯かるＯＦＤＭ方式の従来復調装置の構成
は、例えば特開平１０−７５２２６号公報に開示されて
いる。この特許公開公報に開示された復調装置は、ＯＦ
ＤＭ方式によって変調されたデータ系列を復調する装置
である。先ず、ダウンコンバータは、伝送路を経由して
受信したＲＦ（無線周波数）帯域信号をＩＦ（中間周波
数）帯域信号に変換し、ＯＦＤＭ復調装置に出力する。
次に、ＯＦＤＭ復調装置に入力された受信信号は、Ａ／
Ｄ（アナログ・デジタル）変換され、直交復調回路によ
って直交復調されてベースバンドＩＱ信号として出力さ
れる。フーリエ変換回路は、有効シンボル期間信号を時
間領域の信号と見なし、フーリエ変換したものを受信デ
ータとして出力する。
は、例えば特開平１０−７５２２６号公報に開示されて
いる。この特許公開公報に開示された復調装置は、ＯＦ
ＤＭ方式によって変調されたデータ系列を復調する装置
である。先ず、ダウンコンバータは、伝送路を経由して
受信したＲＦ（無線周波数）帯域信号をＩＦ（中間周波
数）帯域信号に変換し、ＯＦＤＭ復調装置に出力する。
次に、ＯＦＤＭ復調装置に入力された受信信号は、Ａ／
Ｄ（アナログ・デジタル）変換され、直交復調回路によ
って直交復調されてベースバンドＩＱ信号として出力さ
れる。フーリエ変換回路は、有効シンボル期間信号を時
間領域の信号と見なし、フーリエ変換したものを受信デ
ータとして出力する。
【０００５】受信データは、遅延波の到来時間がガード
インターバル期間内であったとしても、遅延波の合成に
よって振幅および位相に歪みが生じるため、正確にデー
タを復調することができない。そこで、従来から変調側
でパイロット信号をサブキャリア方向に一定間隔で挿入
し、受信側ではこのパイロット信号を用いて伝送路応答
を推定し、受信データの受けた歪みを補正することによ
ってデータを復調する手法が用いられている。
インターバル期間内であったとしても、遅延波の合成に
よって振幅および位相に歪みが生じるため、正確にデー
タを復調することができない。そこで、従来から変調側
でパイロット信号をサブキャリア方向に一定間隔で挿入
し、受信側ではこのパイロット信号を用いて伝送路応答
を推定し、受信データの受けた歪みを補正することによ
ってデータを復調する手法が用いられている。
【０００６】図５は、従来のＯＦＤＭ受信装置の構成を
示すブロック図である。図１のＯＦＤＭ受信装置は、ア
ンテナ1、ダウンコンバータ2、受信部3、ＦＦＴ（高速
フーリエ変換）部４、パイロット発生部5、パイロット
誤差計算部6、フィルタ7、歪み補償部8および復調部9よ
り構成される。パイロット発生部５は、ＦＦＴ部４がパ
イロット信号に割り当てられた受信パイロット信号であ
るサブキャリアＰｒ（ｎ、ｋ）を出力するタイミングに
合わせて基準パイロット信号であるパイロット信号Ｐｔ
（ｎ、ｋ）を出力する。ここで、両サブキャリアＰｒ
（ｎ、ｋ）およびＰｔ（ｎ、ｋ）は、複素数信号であ
る。パイロット誤差計算部６は、Ｐｒ（ｎ、ｋ）をＰｔ
（ｎ、ｋ）で除算することにより、受信したパイロット
信号の伝送路応答Ｈｅ（ｎ、ｋ）を次式（１）により計
算する。 Ｈｅ（ｎ、ｋ）＝Ｐｒ（ｎ、ｋ）／Ｐｔ（ｎ、ｋ）……（１）
示すブロック図である。図１のＯＦＤＭ受信装置は、ア
ンテナ1、ダウンコンバータ2、受信部3、ＦＦＴ（高速
フーリエ変換）部４、パイロット発生部5、パイロット
誤差計算部6、フィルタ7、歪み補償部8および復調部9よ
り構成される。パイロット発生部５は、ＦＦＴ部４がパ
イロット信号に割り当てられた受信パイロット信号であ
るサブキャリアＰｒ（ｎ、ｋ）を出力するタイミングに
合わせて基準パイロット信号であるパイロット信号Ｐｔ
（ｎ、ｋ）を出力する。ここで、両サブキャリアＰｒ
（ｎ、ｋ）およびＰｔ（ｎ、ｋ）は、複素数信号であ
る。パイロット誤差計算部６は、Ｐｒ（ｎ、ｋ）をＰｔ
（ｎ、ｋ）で除算することにより、受信したパイロット
信号の伝送路応答Ｈｅ（ｎ、ｋ）を次式（１）により計
算する。 Ｈｅ（ｎ、ｋ）＝Ｐｒ（ｎ、ｋ）／Ｐｔ（ｎ、ｋ）……（１）
【０００７】ここで、推定された伝送路応答Ｈｅ（ｎ、
ｋ）にフィルタリングを施すことにより、パイロット信
号に割り当てられていないキャリアの伝送路特性を求
め、全サブキャリアの伝送路応答推定値Ｈｃ（ｎ、ｋ）
を算出する。歪み補償部８で受信データＹｒ（ｎ、ｋ）
（ここで、Ｙｒ（ｎ、ｋ）は複素数信号である）を算出
された伝送路応答推定値Ｈｃ（ｎ、ｋ）で除算すること
により、デジタルデータ系列Ｙｃ（ｎ、ｋ）を次式
（２）の如く復調する。 Ｙｃ（ｎ、ｋ）＝Ｙｒ（ｎ、ｋ）／Ｈｃ（ｎ、ｋ）……（２）
ｋ）にフィルタリングを施すことにより、パイロット信
号に割り当てられていないキャリアの伝送路特性を求
め、全サブキャリアの伝送路応答推定値Ｈｃ（ｎ、ｋ）
を算出する。歪み補償部８で受信データＹｒ（ｎ、ｋ）
（ここで、Ｙｒ（ｎ、ｋ）は複素数信号である）を算出
された伝送路応答推定値Ｈｃ（ｎ、ｋ）で除算すること
により、デジタルデータ系列Ｙｃ（ｎ、ｋ）を次式
（２）の如く復調する。 Ｙｃ（ｎ、ｋ）＝Ｙｒ（ｎ、ｋ）／Ｈｃ（ｎ、ｋ）……（２）
【０００８】ここで、受信パイロット信号Ｈｅ（ｎ、
ｋ）には雑音成分が含まれているため、フィルタリング
によって全キャリアの伝送路応答推定値Ｈｃ（ｎ、ｋ）
を求める際には、希望波と遅延波の成分をできるだけ通
過させ雑音成分を遮断するフィルタを構成すれば、シス
テムの雑音耐性を向上させることができる。このとき、
受信信号の伝送路応答に応じて最適なフィルタ係数を設
定することにより、更に受信特性を改善することができ
る。そのため、受信装置において遅延波の遅延時間を測
定し、フィルタの帯域を設定することが望ましい。この
ための遅延時間測定手段として、上述した特開平１０−
７５２２６号公報に開示される受信装置においては、推
定された伝送路応答Ｈｅ（ｎ、ｋ）を高速逆フーリエ変
換部４で高速逆フーリエ変換することによって伝送路の
時間応答を算出している。
ｋ）には雑音成分が含まれているため、フィルタリング
によって全キャリアの伝送路応答推定値Ｈｃ（ｎ、ｋ）
を求める際には、希望波と遅延波の成分をできるだけ通
過させ雑音成分を遮断するフィルタを構成すれば、シス
テムの雑音耐性を向上させることができる。このとき、
受信信号の伝送路応答に応じて最適なフィルタ係数を設
定することにより、更に受信特性を改善することができ
る。そのため、受信装置において遅延波の遅延時間を測
定し、フィルタの帯域を設定することが望ましい。この
ための遅延時間測定手段として、上述した特開平１０−
７５２２６号公報に開示される受信装置においては、推
定された伝送路応答Ｈｅ（ｎ、ｋ）を高速逆フーリエ変
換部４で高速逆フーリエ変換することによって伝送路の
時間応答を算出している。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来技術で
は、伝送路応答を推定する帯域可変フィルタが複素係数
フィルタで構成される必要があるという課題がある。そ
の理由は、地上波による伝播環境下ではマルチパスの形
態も様々であり、振幅、位相および遅延時間の異なる複
数の遅延波の合成が想定され、更に遅延波の方が主波よ
りも強い状態も存在するためである。複素係数フィルタ
を構成するためには、実係数のフィルタより数倍のハー
ドウェア規模を必要とするため、複雑且つ高価であると
共に携帯受信機等の用途に適用困難である。
は、伝送路応答を推定する帯域可変フィルタが複素係数
フィルタで構成される必要があるという課題がある。そ
の理由は、地上波による伝播環境下ではマルチパスの形
態も様々であり、振幅、位相および遅延時間の異なる複
数の遅延波の合成が想定され、更に遅延波の方が主波よ
りも強い状態も存在するためである。複素係数フィルタ
を構成するためには、実係数のフィルタより数倍のハー
ドウェア規模を必要とするため、複雑且つ高価であると
共に携帯受信機等の用途に適用困難である。
【００１０】
【発明の目的】本発明の目的は、パイロット信号を利用
して送信データ系列を復調する受信装置において、パイ
ロット信号により伝送路応答を推定する伝送路応答推定
部の回路を小型化することが可能である受信装置を提供
することである。
して送信データ系列を復調する受信装置において、パイ
ロット信号により伝送路応答を推定する伝送路応答推定
部の回路を小型化することが可能である受信装置を提供
することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明の受信装置は、ア
ンテナで受信したＲＦ信号をダウンコンバータでＩＦ信
号に変換し、フーリエ変換（ＦＦＴ）部からの受信パイ
ロット信号をパイロット発生器からの基準パイロット信
号で複素除算してパイロット信号の伝送路応答を算出す
るパイロット誤差計算部の出力でＦＦＴ部からの出力の
歪み補償部を制御するものであって、パイロット信号の
伝送路応答の時間応答を算出する高速逆フーリエ変換
（ＩＦＦＴ）部と、パイロット信号の時間応答から希望
波および遅延波の時間分布および振幅によって時間応答
の中心値を求める遅延時間判定部を備える。
ンテナで受信したＲＦ信号をダウンコンバータでＩＦ信
号に変換し、フーリエ変換（ＦＦＴ）部からの受信パイ
ロット信号をパイロット発生器からの基準パイロット信
号で複素除算してパイロット信号の伝送路応答を算出す
るパイロット誤差計算部の出力でＦＦＴ部からの出力の
歪み補償部を制御するものであって、パイロット信号の
伝送路応答の時間応答を算出する高速逆フーリエ変換
（ＩＦＦＴ）部と、パイロット信号の時間応答から希望
波および遅延波の時間分布および振幅によって時間応答
の中心値を求める遅延時間判定部を備える。
【００１２】本発明の好適実施形態例によると、遅延時
間判定部は、パイロット信号の時間応答のうち、振幅が
予め定めた閾値以上の到来波に対してパイロット信号の
時間応答分布の中心値を算出する。また、遅延時間判定
部からのフィルタ帯域幅に応じたフィルタ係数でフィル
タリングする帯域可変フィルタを備える。ＦＦＴ部の出
力側に接続され、時間応答の中心値および帯域可変フィ
ルタの中心を一致させる第１ローテータと、パイロット
誤差計算部および帯域可変フィルタ間に接続され、ＦＦ
Ｔ部からの受信データにパイロット信号と同じ時間調整
を行う第２ローテータを備える。第１および第２ローテ
ータを共通化し、ＦＦＴ部により受信信号からパイロッ
ト信号を分離する前に時間調整する。第１および第２ロ
ーテータによる時間調整は、固定的である。
間判定部は、パイロット信号の時間応答のうち、振幅が
予め定めた閾値以上の到来波に対してパイロット信号の
時間応答分布の中心値を算出する。また、遅延時間判定
部からのフィルタ帯域幅に応じたフィルタ係数でフィル
タリングする帯域可変フィルタを備える。ＦＦＴ部の出
力側に接続され、時間応答の中心値および帯域可変フィ
ルタの中心を一致させる第１ローテータと、パイロット
誤差計算部および帯域可変フィルタ間に接続され、ＦＦ
Ｔ部からの受信データにパイロット信号と同じ時間調整
を行う第２ローテータを備える。第１および第２ローテ
ータを共通化し、ＦＦＴ部により受信信号からパイロッ
ト信号を分離する前に時間調整する。第１および第２ロ
ーテータによる時間調整は、固定的である。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、本発明による受信装置の好
適実施形態例の構成および動作を、添付図面を参照して
詳細に説明する。
適実施形態例の構成および動作を、添付図面を参照して
詳細に説明する。
【００１４】先ず、図１は、本発明による受信装置の好
適（又は第１）実施形態例の構成を示すブロック図であ
る。この受信装置１０は、アンテナ１１、ダウンコンバ
ータ１２、受信部１３、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）部
１４、パイロット発生部１５、パイロット誤差計算部１
６、ＩＦＦＴ（高速逆フーリエ変換）部１７、遅延時間
判定部１８、第１ローテータ１９、第２ローテータ２
０、フィルタ帯域（係数）設定部２１、帯域可変フィル
タ２２、歪み補償部２３および復調部２４より構成され
ている。
適（又は第１）実施形態例の構成を示すブロック図であ
る。この受信装置１０は、アンテナ１１、ダウンコンバ
ータ１２、受信部１３、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）部
１４、パイロット発生部１５、パイロット誤差計算部１
６、ＩＦＦＴ（高速逆フーリエ変換）部１７、遅延時間
判定部１８、第１ローテータ１９、第２ローテータ２
０、フィルタ帯域（係数）設定部２１、帯域可変フィル
タ２２、歪み補償部２３および復調部２４より構成され
ている。
【００１５】次に、図１に示す受信装置１０を構成する
各構成要素の機能を説明する。受信アンテナ１１は、Ｒ
Ｆ（無線周波数）帯域信号を受信する。ダウンコンバー
タ１２は、ＲＦ帯域信号からＩＦ（中間周波数）帯域信
号に変換する。受信部１３は、直交周波数分割多重され
た受信信号（ＯＦＤＭ信号）を直交復調し、ベースバン
ドＩＱ信号として出力する。ＦＦＴ部１４は、ベースバ
ンドＩＱ信号を時間領域の信号と見なし、高速フーリエ
変換したものを受信データとして出力する。パイロット
発生部１５は、ＦＦＴ部１４から受信パイロット信号が
出力されるタイミングに合わせて基準パイロット信号を
発生する。パイロット誤差計算部１６は、受信パイロッ
ト信号を基準パイロット信号で複素除算し、パイロット
信号の伝送路応答を算出する。
各構成要素の機能を説明する。受信アンテナ１１は、Ｒ
Ｆ（無線周波数）帯域信号を受信する。ダウンコンバー
タ１２は、ＲＦ帯域信号からＩＦ（中間周波数）帯域信
号に変換する。受信部１３は、直交周波数分割多重され
た受信信号（ＯＦＤＭ信号）を直交復調し、ベースバン
ドＩＱ信号として出力する。ＦＦＴ部１４は、ベースバ
ンドＩＱ信号を時間領域の信号と見なし、高速フーリエ
変換したものを受信データとして出力する。パイロット
発生部１５は、ＦＦＴ部１４から受信パイロット信号が
出力されるタイミングに合わせて基準パイロット信号を
発生する。パイロット誤差計算部１６は、受信パイロッ
ト信号を基準パイロット信号で複素除算し、パイロット
信号の伝送路応答を算出する。
【００１６】ＩＦＦＴ部１７は、パイロット信号の伝送
路応答を逆高速フーリエ変換し、パイロット信号の時間
応答を算出する。遅延時間判定部１８は、パイロット信
号の時間応答から希望波と遅延波の時間分布および振幅
により時間応答の中心値を求め、最適なフィルタ帯域幅
を決定する。ローテータ１９は、時間応答の中心値と帯
域可変フィルタの中心とを一致させる。フィルタ帯域設
定部２１は、決定されたフィルタ帯域に応じフィルタ係
数を帯域可変フィルタ２２に出力する。ローテータ２０
は、ＦＦＴ部１４から出力された受信データにパイロッ
ト信号と同じ時間調整を行う。帯域可変フィルタ２２
は、フィルタリングによって全伝送キャリアの伝送路応
答を算出する。歪み補償部２３は、受信データを伝送路
応答推定値で複素除算し、マルチパスによって生じた受
信信号の歪みを補償する。復調部２４は、マルチパスに
よる歪みが補償された受信データを復調する。
路応答を逆高速フーリエ変換し、パイロット信号の時間
応答を算出する。遅延時間判定部１８は、パイロット信
号の時間応答から希望波と遅延波の時間分布および振幅
により時間応答の中心値を求め、最適なフィルタ帯域幅
を決定する。ローテータ１９は、時間応答の中心値と帯
域可変フィルタの中心とを一致させる。フィルタ帯域設
定部２１は、決定されたフィルタ帯域に応じフィルタ係
数を帯域可変フィルタ２２に出力する。ローテータ２０
は、ＦＦＴ部１４から出力された受信データにパイロッ
ト信号と同じ時間調整を行う。帯域可変フィルタ２２
は、フィルタリングによって全伝送キャリアの伝送路応
答を算出する。歪み補償部２３は、受信データを伝送路
応答推定値で複素除算し、マルチパスによって生じた受
信信号の歪みを補償する。復調部２４は、マルチパスに
よる歪みが補償された受信データを復調する。
【００１７】次に、図１に示す受信装置１０の動作を説
明する。受信アンテナ１１によって受信されたＲＦ帯域
信号は、ダウンコンバータ１２によってＩＦ帯域信号に
変換され、受信部１３に出力される。受信部１３は、直
交周波数分割多重された変調信号（ＯＦＤＭ信号）をＡ
／Ｄ変換し、直交復調してベースバンドＩＱ信号をＦＦ
Ｔ部１４に出力する。ＦＦＴ部１４は、ベースバンドＩ
Ｑ信号を時間領域信号とみなし、受信部１３が出力する
変換タイミングに従って有効シンボル区間でフーリエ変
換することによって周波数領域信号に変換する。
明する。受信アンテナ１１によって受信されたＲＦ帯域
信号は、ダウンコンバータ１２によってＩＦ帯域信号に
変換され、受信部１３に出力される。受信部１３は、直
交周波数分割多重された変調信号（ＯＦＤＭ信号）をＡ
／Ｄ変換し、直交復調してベースバンドＩＱ信号をＦＦ
Ｔ部１４に出力する。ＦＦＴ部１４は、ベースバンドＩ
Ｑ信号を時間領域信号とみなし、受信部１３が出力する
変換タイミングに従って有効シンボル区間でフーリエ変
換することによって周波数領域信号に変換する。
【００１８】パイロット発生部１５は、ＦＦＴ部１４が
パイロット信号に相当するサブキャリアを出力するタイ
ミングに合わせて、受信パイロット信号の誤差計算の基
準となる基準パイロット信号を出力する。パイロット誤
差計算部１６は、受信信号から分離された受信パイロッ
ト信号を基準パイロット信号で複素除算し、パイロット
信号の伝送路応答を算出して、ＩＦＦＴ部１７およびロ
ーテータ２０に出力する。ＩＦＦＴ部１７は、パイロッ
ト信号の伝送路応答を周波数領域信号とみなし、逆フー
リエ変換することによってパイロット信号の時間応答を
算出する。
パイロット信号に相当するサブキャリアを出力するタイ
ミングに合わせて、受信パイロット信号の誤差計算の基
準となる基準パイロット信号を出力する。パイロット誤
差計算部１６は、受信信号から分離された受信パイロッ
ト信号を基準パイロット信号で複素除算し、パイロット
信号の伝送路応答を算出して、ＩＦＦＴ部１７およびロ
ーテータ２０に出力する。ＩＦＦＴ部１７は、パイロッ
ト信号の伝送路応答を周波数領域信号とみなし、逆フー
リエ変換することによってパイロット信号の時間応答を
算出する。
【００１９】ここで、有効シンボル期間をＴｕ、ガード
インターバル期間（許容する最大遅延時間）をＴｇとす
る。伝送路応答を推定するためのパイロットキャリアが
周波数方向にｎキャリア毎に配置されているとき、ＦＦ
Ｔ部１４におけるフーリエ変換処理時間（以下、ＦＦＴ
ウインドウという）のタイミングをｔ＝０とすると、到
来波のパイロットのキャリアの時間応答分布は、図２に
示すようになる。
インターバル期間（許容する最大遅延時間）をＴｇとす
る。伝送路応答を推定するためのパイロットキャリアが
周波数方向にｎキャリア毎に配置されているとき、ＦＦ
Ｔ部１４におけるフーリエ変換処理時間（以下、ＦＦＴ
ウインドウという）のタイミングをｔ＝０とすると、到
来波のパイロットのキャリアの時間応答分布は、図２に
示すようになる。
【００２０】フィルタを用いる補間によって伝送路応答
を推定するには、到来波の成分をできる限り通過させ、
雑音成分を遮断し、ｎ倍補間する必要がある。このと
き、原理的には、Ｔｕ／ｎまでの遅延波に対して補間が
可能であるが、図２から理解される如く、到来波成分の
時間分布は、正負非対称である。正負対称のフィルタを
使用すると、ｎ倍補間に伴う折り返し成分がフィルタの
負側の帯域―（Ｔｇ／Ｔｕ）内に入り込まないために
は、（Ｔｇ／Ｔｕ）＜（Ｔｕ／２ｎ）である必要があ
る。
を推定するには、到来波の成分をできる限り通過させ、
雑音成分を遮断し、ｎ倍補間する必要がある。このと
き、原理的には、Ｔｕ／ｎまでの遅延波に対して補間が
可能であるが、図２から理解される如く、到来波成分の
時間分布は、正負非対称である。正負対称のフィルタを
使用すると、ｎ倍補間に伴う折り返し成分がフィルタの
負側の帯域―（Ｔｇ／Ｔｕ）内に入り込まないために
は、（Ｔｇ／Ｔｕ）＜（Ｔｕ／２ｎ）である必要があ
る。
【００２１】図３は、図１に示す遅延時間判定部１８お
よびローテータ２０の動作を示す。遅延時間判定部１８
は、パイロット信号の時間応答のうち、振幅の大きさが
閾値以上の到来波に対し、それらの到来時刻ｔ１、ｔ
２、……と振幅ａ１、ａ２、…からパイロット信号の時
間応答分布の中心値Ｔｃを次式（３）により算出する。 Ｔｃ＝（ｔ１ａ１＋ｔ２ａ２＋…）／（ａ１＋ａ２＋…）……（３）
よびローテータ２０の動作を示す。遅延時間判定部１８
は、パイロット信号の時間応答のうち、振幅の大きさが
閾値以上の到来波に対し、それらの到来時刻ｔ１、ｔ
２、……と振幅ａ１、ａ２、…からパイロット信号の時
間応答分布の中心値Ｔｃを次式（３）により算出する。 Ｔｃ＝（ｔ１ａ１＋ｔ２ａ２＋…）／（ａ１＋ａ２＋…）……（３）
【００２２】更に、遅延時間判定部１８は、閾値以上の
到来波の時間分布の広がりに応じて可変帯域フィルタの
帯域幅を決定し、フィルタ帯域設定部２１に出力し、更
に時間分布の中心値に応じてローテータ２０を制御し、
フィルタ帯域の中心値を時間分布の中心値Ｔｃに一致さ
せる。時間分布の中心値が、フィルタ帯域の中心に一致
することにより、帯域可変フィルタ２２は、その通過帯
域が正負非対称である必要がない。そのために、ハード
ウエアの規模の大きい複素係数フィルタではなく、実係
数のフィルタを使用することができる。フィルタ帯域設
定部２１は、遅延時間判定部１８が決定した帯域幅に応
じたフィルタ係数を帯域可変フィルタ２２に出力する。
時間応答の振幅に閾値を設けることにより、雑音成分お
よび受信波形歪みに影響の少ない遅延を制限し、受信装
置１０の雑音耐性を改善することができる。
到来波の時間分布の広がりに応じて可変帯域フィルタの
帯域幅を決定し、フィルタ帯域設定部２１に出力し、更
に時間分布の中心値に応じてローテータ２０を制御し、
フィルタ帯域の中心値を時間分布の中心値Ｔｃに一致さ
せる。時間分布の中心値が、フィルタ帯域の中心に一致
することにより、帯域可変フィルタ２２は、その通過帯
域が正負非対称である必要がない。そのために、ハード
ウエアの規模の大きい複素係数フィルタではなく、実係
数のフィルタを使用することができる。フィルタ帯域設
定部２１は、遅延時間判定部１８が決定した帯域幅に応
じたフィルタ係数を帯域可変フィルタ２２に出力する。
時間応答の振幅に閾値を設けることにより、雑音成分お
よび受信波形歪みに影響の少ない遅延を制限し、受信装
置１０の雑音耐性を改善することができる。
【００２３】帯域可変フィルタ２２は、ローテータ２０
の出力データにフィルタリングを行い、パイロット信号
に割り当てられていないキャリアの伝送路応答を算出
し、伝送路応答推定値を歪み補償部２３に出力する。Ｆ
ＦＴ部１４から出力された受信データは、ローテータ１
９によってパイロット信号と同様の時間調整が行われ、
歪み補償部２３に出力される。この歪み補償部２３は、
ローテータ１９から出力された受信データを伝送路応答
推定値で複素除算することにより、受信データを受けた
伝送路歪みを補償し、復調部２４に出力する。復調部２
４は、歪み補償部２３から出力された受信データを復調
し、復調データ系列を得る。
の出力データにフィルタリングを行い、パイロット信号
に割り当てられていないキャリアの伝送路応答を算出
し、伝送路応答推定値を歪み補償部２３に出力する。Ｆ
ＦＴ部１４から出力された受信データは、ローテータ１
９によってパイロット信号と同様の時間調整が行われ、
歪み補償部２３に出力される。この歪み補償部２３は、
ローテータ１９から出力された受信データを伝送路応答
推定値で複素除算することにより、受信データを受けた
伝送路歪みを補償し、復調部２４に出力する。復調部２
４は、歪み補償部２３から出力された受信データを復調
し、復調データ系列を得る。
【００２４】また、受信部１３は、同期信号を再生し、
ＦＦＴ部１４にフーリエ変換を行うタイミング（ＦＦＴ
ウインドウタイミング）を出力する。このＦＦＴウイン
ドウタイミングは、遅延波の到来時間に応じて設定され
る必要がある。遅延波の方が主波よりも強い状態（前ゴ
ースト）が存在する場合には、実際の有効シンボル期間
よりもガードインターバル区間よりにタイミングを出力
することによって、前ゴーストによるシンボル間干渉を
防止できる。受信装置１０では、前ゴーストが存在する
ような受信環境においても常に最適なＦＦＴウインドウ
タイミングでフーリエ変換処理を行うことができる。受
信部１３は、先ずガードインターバルの先頭からフーリ
エ変換を行う。このとき、ＦＦＴウインドウ内に前シン
ボル信号の遅延波が存在すると、フーリエ変換後のパイ
ロット信号は、シンボル間干渉によって不連続点を持つ
ため、パイロットの時間応答にノイズ上のフロアを生じ
る（図４参照）。遅延時間判定部１８は、このフロアと
到来波成分によるピーク間のレベル差が最大となるタイ
ミングをＦＦＴウインドウタイミングとして受信部１３
に出力する。
ＦＦＴ部１４にフーリエ変換を行うタイミング（ＦＦＴ
ウインドウタイミング）を出力する。このＦＦＴウイン
ドウタイミングは、遅延波の到来時間に応じて設定され
る必要がある。遅延波の方が主波よりも強い状態（前ゴ
ースト）が存在する場合には、実際の有効シンボル期間
よりもガードインターバル区間よりにタイミングを出力
することによって、前ゴーストによるシンボル間干渉を
防止できる。受信装置１０では、前ゴーストが存在する
ような受信環境においても常に最適なＦＦＴウインドウ
タイミングでフーリエ変換処理を行うことができる。受
信部１３は、先ずガードインターバルの先頭からフーリ
エ変換を行う。このとき、ＦＦＴウインドウ内に前シン
ボル信号の遅延波が存在すると、フーリエ変換後のパイ
ロット信号は、シンボル間干渉によって不連続点を持つ
ため、パイロットの時間応答にノイズ上のフロアを生じ
る（図４参照）。遅延時間判定部１８は、このフロアと
到来波成分によるピーク間のレベル差が最大となるタイ
ミングをＦＦＴウインドウタイミングとして受信部１３
に出力する。
【００２５】
【発明の他の実施形態】本発明の受信装置の第２実施形
態例は、図１に示す第１実施形態例におけるローテータ
１９、２０をＦＦＴ部１４のすぐ後に設ける。フーリエ
変換直後のローテータにより時間調整すると、受信信号
からパイロット信号が分離される前であるために、第１
実施形態例の受信装置１０の如く別個のローテータ１
９、２０を使用する必要はない。
態例は、図１に示す第１実施形態例におけるローテータ
１９、２０をＦＦＴ部１４のすぐ後に設ける。フーリエ
変換直後のローテータにより時間調整すると、受信信号
からパイロット信号が分離される前であるために、第１
実施形態例の受信装置１０の如く別個のローテータ１
９、２０を使用する必要はない。
【００２６】また、本発明の受信装置の第３実施形態例
では、ローテータ１９、２０による時間調整を固定的と
する。本発明の受信装置で補償できるのはガードインタ
ーバルまでの遅延波の合成である（ガードインターバル
より長い遅延波が合成されるとシンボル間干渉を起こ
す）ため、ローテータ１９、２０によって、（Ｔｇ／Ｔ
ｕ）／２だけ受信信号およびパイロット信号を負側にシ
フトする。これにより、正負対称のフィルタで伝送路応
答の推定が可能になり、更に伝送路応答推定用フィルタ
の帯域幅を正負合わせてガードインターバル長と同じに
設定すれば、伝送路による受信データの歪みを補償でき
る。このとき、受信装置の雑音耐性は劣化するが、ＩＦ
ＦＴ部１７、時間遅延判定部１８およびフィルタ帯域設
定部２１を排除できるので、ハードウエア規模を大幅に
減少することが可能になる。
では、ローテータ１９、２０による時間調整を固定的と
する。本発明の受信装置で補償できるのはガードインタ
ーバルまでの遅延波の合成である（ガードインターバル
より長い遅延波が合成されるとシンボル間干渉を起こ
す）ため、ローテータ１９、２０によって、（Ｔｇ／Ｔ
ｕ）／２だけ受信信号およびパイロット信号を負側にシ
フトする。これにより、正負対称のフィルタで伝送路応
答の推定が可能になり、更に伝送路応答推定用フィルタ
の帯域幅を正負合わせてガードインターバル長と同じに
設定すれば、伝送路による受信データの歪みを補償でき
る。このとき、受信装置の雑音耐性は劣化するが、ＩＦ
ＦＴ部１７、時間遅延判定部１８およびフィルタ帯域設
定部２１を排除できるので、ハードウエア規模を大幅に
減少することが可能になる。
【００２７】以上、本発明による受信装置の好適実施形
態例の構成および動作を詳述した。しかし、斯かる実施
形態例は、本発明の単なる例示に過ぎず、何ら本発明を
限定するものではないことに留意されたい。本発明の要
旨を逸脱することなく、特定用途に応じて種々の変形変
更が可能であること、当業者には容易に理解できよう。
態例の構成および動作を詳述した。しかし、斯かる実施
形態例は、本発明の単なる例示に過ぎず、何ら本発明を
限定するものではないことに留意されたい。本発明の要
旨を逸脱することなく、特定用途に応じて種々の変形変
更が可能であること、当業者には容易に理解できよう。
【００２８】
【発明の効果】以上の説明から理解される如く、本発明
の受信装置によると、従来技術では不可欠であった複素
フィルタを必要としないので、パイロット信号による伝
送路応答推定回路のハードウェアの低減が可能になると
いう実用上の顕著な効果が得られる。
の受信装置によると、従来技術では不可欠であった複素
フィルタを必要としないので、パイロット信号による伝
送路応答推定回路のハードウェアの低減が可能になると
いう実用上の顕著な効果が得られる。
【図１】本発明による受信装置の好適実施形態例の全体
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す受信装置において到来波のパイロッ
トの時間応答分布例を示す図である。
トの時間応答分布例を示す図である。
【図３】図１中に示す遅延時間範底部とローテータの動
作を説明する図である。
作を説明する図である。
【図４】パイロットの時間応答からＦＦＴウインドウ位
置の設定法を示す。
置の設定法を示す。
【図５】従来の受信装置の構成を示すブロック図であ
る。
る。
１０ 受信装置 １１ アンテナ １２ ダウンコンバータ １３ 受信部 １４ ＦＦＴ（高速フーリエ変換）部 １５ パイロット発生部 １６ パイロット誤差計算部 １７ ＩＦＦＴ（高速逆フーリエ変換）部 １８ 遅延時間判定部 １９ 第１ローテータ ２０ 第２ローテータ ２１ フィルタ帯域設定部 ２２ 帯域可変フィルタ ２３ 歪み補償部 ２４ 復調部
Claims (6)
- 【請求項１】アンテナで受信したＲＦ信号をダウンコン
バータでＩＦ信号に変換し、受信部で直交復調し、高速
フーリエ変換（ＦＦＴ）部でフーリエ変換し、該ＦＦＴ
部からの受信パイロット信号をパイロット発生部からの
基準パイロット信号で複素除算して前記受信パイロット
信号の伝送路応答を算出するパイロット誤差計算部の出
力で前記ＦＦＴ部からの出力の歪み補償部を制御する受
信装置において、 前記パイロット信号の伝送路応答の時間応答を算出する
高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部と、前記パイロット
信号の時間応答から希望波および遅延波の時間分布およ
び振幅によって時間応答の中心値を求める遅延時間判定
部とを備えることを特徴とする受信装置。 - 【請求項２】前記遅延時間判定部は、前記パイロット信
号の時間応答のうち、振幅が予め定めた閾値以上の到来
波に対してパイロット信号の時間応答分布の中心値を算
出することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。 - 【請求項３】前記遅延時間判定部からのフィルタ帯域幅
に応じたフィルタ係数でフィルタリングする帯域可変フ
ィルタを含むことを特徴とする請求項１又は２に記載の
受信装置。 - 【請求項４】前記ＦＦＴ部の出力側に接続され、前記時
間応答の中心値および前記帯域可変フィルタの中心を一
致させる第１ローテータと、前記パイロット誤差計算部
および前記帯域可変フィルタ間に接続され、前記ＦＦＴ
からの受信データに前記パイロット信号と同じ時間調整
を行う第２ローテータとを備えることを特徴とする請求
項３に記載の受信装置。 - 【請求項５】前記第１および第２ローテータを共通化
し、前記ＦＦＴ部により前記受信信号から前記パイロッ
ト信号を分離する前に時間調整することを特徴とする請
求項４に記載の受信装置。 - 【請求項６】前記第１および第２ローテータによる時間
調整は固定的であることを特徴とする請求項４に記載の
受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000127740A JP2001308760A (ja) | 2000-04-27 | 2000-04-27 | 受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000127740A JP2001308760A (ja) | 2000-04-27 | 2000-04-27 | 受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001308760A true JP2001308760A (ja) | 2001-11-02 |
Family
ID=18637281
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000127740A Pending JP2001308760A (ja) | 2000-04-27 | 2000-04-27 | 受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001308760A (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004100413A1 (ja) * | 2003-05-12 | 2004-11-18 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | 復調装置及び復調方法 |
| JP2005312027A (ja) * | 2004-03-26 | 2005-11-04 | Sony United Kingdom Ltd | 受信機 |
| JP2008507902A (ja) * | 2004-07-20 | 2008-03-13 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | マルチキャリアシステム内のチャネル推定を改善するための周波数領域フィルタリング |
| WO2009125592A1 (ja) * | 2008-04-11 | 2009-10-15 | パナソニック株式会社 | 受信装置、集積回路、デジタルテレビ受像機、受信方法、及び受信プログラム |
| JP2010062643A (ja) * | 2008-09-01 | 2010-03-18 | Mitsubishi Electric Corp | 直交周波数分割多重信号の受信装置およびその受信方法 |
| JP2010239627A (ja) * | 2003-12-05 | 2010-10-21 | Qualcomm Inc | Ｍｉｓｏおよびｍｉｍｏ受信機を同時支援するマルチアンテナシステム |
| WO2017179259A1 (ja) * | 2016-04-12 | 2017-10-19 | 三菱電機株式会社 | 受信装置及び受信方法、並びにプログラム及び記録媒体 |
| CN111699360A (zh) * | 2017-11-03 | 2020-09-22 | 威力登激光雷达有限公司 | 用于多层质心计算的系统和方法 |
-
2000
- 2000-04-27 JP JP2000127740A patent/JP2001308760A/ja active Pending
Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7580466B2 (en) | 2003-05-12 | 2009-08-25 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Demodulation device and demodulation method |
| WO2004100413A1 (ja) * | 2003-05-12 | 2004-11-18 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | 復調装置及び復調方法 |
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| JP5281078B2 (ja) * | 2008-04-11 | 2013-09-04 | パナソニック株式会社 | 受信装置、集積回路、デジタルテレビ受像機、受信方法、及び受信プログラム |
| US8340220B2 (en) | 2008-04-11 | 2012-12-25 | Panasonic Corporation | Receiver, integrated circuit, digital television receiver, reception method, and reception program |
| WO2009125592A1 (ja) * | 2008-04-11 | 2009-10-15 | パナソニック株式会社 | 受信装置、集積回路、デジタルテレビ受像機、受信方法、及び受信プログラム |
| JP4545209B2 (ja) * | 2008-09-01 | 2010-09-15 | 三菱電機株式会社 | 直交周波数分割多重信号の受信装置およびその受信方法 |
| JP2010062643A (ja) * | 2008-09-01 | 2010-03-18 | Mitsubishi Electric Corp | 直交周波数分割多重信号の受信装置およびその受信方法 |
| WO2017179259A1 (ja) * | 2016-04-12 | 2017-10-19 | 三菱電機株式会社 | 受信装置及び受信方法、並びにプログラム及び記録媒体 |
| JPWO2017179259A1 (ja) * | 2016-04-12 | 2018-10-18 | 三菱電機株式会社 | 受信装置及び受信方法、並びにプログラム及び記録媒体 |
| CN111699360A (zh) * | 2017-11-03 | 2020-09-22 | 威力登激光雷达有限公司 | 用于多层质心计算的系统和方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20041021 |