JP2003051802A - デジタル受信方式 - Google Patents
デジタル受信方式Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 移動受信環境のようにマルチパスフェージン
グ妨害がある環境下においても良好な受信特性を得るこ
とができ、特に、モード３の移動受信においても、良好
な移動受信特性を得ることができるデジタル受信方式を
提供すること。 【解決手段】 本発明のデジタル受信方式は、ＯＦＤＭ
変調されたデジタル伝送方式の送信信号を受信する受信
機において、受信機の受信信号より周波数特性を検出し
周波数領域等化する手段１０８と、周波数領域等化した
信号よりシンボル内の振幅位相特性を検出し補正する時
間領域等化手段１１０とを備え、受信信号を周波数領域
等化した後、時間領域等化し、その後ＦＦＴ処理を行っ
て復調することとした。
グ妨害がある環境下においても良好な受信特性を得るこ
とができ、特に、モード３の移動受信においても、良好
な移動受信特性を得ることができるデジタル受信方式を
提供すること。 【解決手段】 本発明のデジタル受信方式は、ＯＦＤＭ
変調されたデジタル伝送方式の送信信号を受信する受信
機において、受信機の受信信号より周波数特性を検出し
周波数領域等化する手段１０８と、周波数領域等化した
信号よりシンボル内の振幅位相特性を検出し補正する時
間領域等化手段１１０とを備え、受信信号を周波数領域
等化した後、時間領域等化し、その後ＦＦＴ処理を行っ
て復調することとした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、地上デジタルテレ
ビジョン放送あるいは地上デジタル音声放送など、マル
チキャリア変調方式であるＯＦＤＭ（Orthogonal Freq
uency DivisionMultiplexingの略で、直交周波数分割
多重）を使った無線通信システムの受信方式に関するも
のであり、特に、移動受信など劣悪な無線伝搬環境下に
おいても高品質な情報が受信できるようにしたデジタル
受信方式に関する。
ビジョン放送あるいは地上デジタル音声放送など、マル
チキャリア変調方式であるＯＦＤＭ（Orthogonal Freq
uency DivisionMultiplexingの略で、直交周波数分割
多重）を使った無線通信システムの受信方式に関するも
のであり、特に、移動受信など劣悪な無線伝搬環境下に
おいても高品質な情報が受信できるようにしたデジタル
受信方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】日本の地上デジタルテレビジョン放送と
地上デジタル音声放送の伝送方式は、帯域幅は異なるが
伝送方式はほぼ同しである。両伝送方式をあわせて、地
上デジタル放送と呼ぶことにする。
地上デジタル音声放送の伝送方式は、帯域幅は異なるが
伝送方式はほぼ同しである。両伝送方式をあわせて、地
上デジタル放送と呼ぶことにする。
【０００３】日本の地上デジタル放送はＩＳＤＢ−Ｔと
呼ばれ、ＯＦＤＭの変調方式を採用している。ＯＦＤＭ
は複数のキャリアを利用したマルチキャリアの変調方式
であり、ＦＦＴ（Fast Fourier Transformの略で、高
速フーリエ変換）を使って復調できることが特徴であ
る。
呼ばれ、ＯＦＤＭの変調方式を採用している。ＯＦＤＭ
は複数のキャリアを利用したマルチキャリアの変調方式
であり、ＦＦＴ（Fast Fourier Transformの略で、高
速フーリエ変換）を使って復調できることが特徴であ
る。
【０００４】表１は、地上デジタル放送ＩＳＤＢ−Ｔの
伝送パラメータを示す。
伝送パラメータを示す。
【０００５】
【表１】
【０００６】ＯＦＤＭの有効シンボル長とキャリア間隔
は互いに逆数の関係があり、地上デジタル放送ＩＳＤＢ
−Ｔには有効シンボル長が異なる、つまりキャリア間隔
やキャリア本数が異なる３つの伝送パラメータがある。
この伝送パラメータの違いをモード１、２、３と呼んで
区別している。
は互いに逆数の関係があり、地上デジタル放送ＩＳＤＢ
−Ｔには有効シンボル長が異なる、つまりキャリア間隔
やキャリア本数が異なる３つの伝送パラメータがある。
この伝送パラメータの違いをモード１、２、３と呼んで
区別している。
【０００７】図５は、ＯＦＤＭ伝送方式を採用した地上
デジタル放送ＩＳＤＢ−Ｔにおける従来のデジタル受信
方式の受信系を示す。
デジタル放送ＩＳＤＢ−Ｔにおける従来のデジタル受信
方式の受信系を示す。
【０００８】受信アンテナ５００で受信された地上デジ
タル放送波の信号は、チューナ部５０２で中間周波数帯
の信号（例えば５７ＭＨｚ帯や８．１２７ＭＨｚ帯の信
号）に変換される。このアナログ信号がＡ／Ｄ変換部５
０４でデジタル信号に変換された後、直交復調部５０６
で直交復調されて複素ベースバンド信号になる。この複
素ベ一スバンド信号がＦＦＴ部５０８で周波数領域の信
号に変換される。この信号は数千本のキャリアから構成
される。復調部５１０では、キャリア毎にデマッピング
された後、誤り訂正が施され、デジタル信号が出力され
る。
タル放送波の信号は、チューナ部５０２で中間周波数帯
の信号（例えば５７ＭＨｚ帯や８．１２７ＭＨｚ帯の信
号）に変換される。このアナログ信号がＡ／Ｄ変換部５
０４でデジタル信号に変換された後、直交復調部５０６
で直交復調されて複素ベースバンド信号になる。この複
素ベ一スバンド信号がＦＦＴ部５０８で周波数領域の信
号に変換される。この信号は数千本のキャリアから構成
される。復調部５１０では、キャリア毎にデマッピング
された後、誤り訂正が施され、デジタル信号が出力され
る。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
デジタル受信方式には、以下に述べるような問題があっ
た。
デジタル受信方式には、以下に述べるような問題があっ
た。
【００１０】上記したごとく地上デジタル放送ＩＳＤＢ
−Ｔには、３つのモードがあり、モード１は移動受信に
適したモード、モード３は固定受信に適したモード、モ
ード２は固定受信と移動受信の両方が可能なモードとし
て備えられている。移動受信向けのサービスをする際に
はモード１やモード２の方が適している。しかし、実用
化の段階になって、モード３を使って固定受信向けと移
動受信向けの両方のサービスを行うことが考えられてい
る。本来、モード３は移動受信にはあまり適さない伝送
モードであり、モード１と比較し伝送特性が悪いという
問題があった。
−Ｔには、３つのモードがあり、モード１は移動受信に
適したモード、モード３は固定受信に適したモード、モ
ード２は固定受信と移動受信の両方が可能なモードとし
て備えられている。移動受信向けのサービスをする際に
はモード１やモード２の方が適している。しかし、実用
化の段階になって、モード３を使って固定受信向けと移
動受信向けの両方のサービスを行うことが考えられてい
る。本来、モード３は移動受信にはあまり適さない伝送
モードであり、モード１と比較し伝送特性が悪いという
問題があった。
【００１１】本発明は、このような従来の問題を解決す
るためになされたもので、移動受信環境のようにマルチ
パスフェージング妨害がある環境下においても良好な受
信特性を得ることができ、特に、モード３の移動受信に
おいても、良好な移動受信特性を得ることができるデジ
タル受信方式を提供することを目的とする。
るためになされたもので、移動受信環境のようにマルチ
パスフェージング妨害がある環境下においても良好な受
信特性を得ることができ、特に、モード３の移動受信に
おいても、良好な移動受信特性を得ることができるデジ
タル受信方式を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明のデジタル受信方
式は、ＯＦＤＭ変調されたデジタル伝送方式の送信信号
を受信する受信機において、前記受信機の受信信号より
周波数特性を検出し周波数領域等化する手段と、前記周
波数領域等化した信号よりシンボル内の振幅位相特性を
検出し補正する時間領域等化手段とを備え、前記受信信
号を前記周波数領域等化した後、前記時間領域等化し、
その後ＦＦＴ処理を行って復調することとした。
式は、ＯＦＤＭ変調されたデジタル伝送方式の送信信号
を受信する受信機において、前記受信機の受信信号より
周波数特性を検出し周波数領域等化する手段と、前記周
波数領域等化した信号よりシンボル内の振幅位相特性を
検出し補正する時間領域等化手段とを備え、前記受信信
号を前記周波数領域等化した後、前記時間領域等化し、
その後ＦＦＴ処理を行って復調することとした。
【００１３】また、前記周波数領域等化手段は、前記受
信信号より１シンボル毎にスキャッタードパイロットを
用いて前記周波数特性を検出し、前記周波数領域等化を
行うこととした。
信信号より１シンボル毎にスキャッタードパイロットを
用いて前記周波数特性を検出し、前記周波数領域等化を
行うこととした。
【００１４】さらに、前記時間領域等化手段は、前記シ
ンボルの先頭部分のガードインターバルと前記シンボル
の末尾部分との相関より振幅位相特性を検出し、前記時
間領域等化を行うこととした。
ンボルの先頭部分のガードインターバルと前記シンボル
の末尾部分との相関より振幅位相特性を検出し、前記時
間領域等化を行うこととした。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を用いて説明する。
て、図面を用いて説明する。
【００１６】図１は、本発明による実施形態のデジタル
受信方式の受信系を示す。
受信方式の受信系を示す。
【００１７】図１に従って、本発明による実施形態のデ
ジタル受信方式の動作について説明する。
ジタル受信方式の動作について説明する。
【００１８】１００はＲＦ周波数の信号を受信する受信
アンテナ、１０２はＲＦ周波数の信号に同調して中間周
波数帯の信号に変換するチューナ部、１０４はアナログ
信号からデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部、１０６
は直交復調部であり、デジタル信号のＩ軸信号とＱ軸信
号の複素ベースバンド信号が得られる。
アンテナ、１０２はＲＦ周波数の信号に同調して中間周
波数帯の信号に変換するチューナ部、１０４はアナログ
信号からデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部、１０６
は直交復調部であり、デジタル信号のＩ軸信号とＱ軸信
号の複素ベースバンド信号が得られる。
【００１９】１０８は複素ベースバンド信号の周波数領
域の等化を行う周波数領域等化部、１１０は複素ベ一ス
バンド信号の１シンボル内の時間領域の等化を行う時間
領域等化部である。１１２は複素ベ一スバンド信号（時
間波形）を離散フーリエ変換して周波数軸の信号を得る
複素ＦＦＴ部であり、数千本のキャリアの複素データが
得られる。１１４は複素ＦＦＴ部１１２で得られた信号
を復調する復調部であり、デジタル信号が出力される。
周波数領域等化部１０８と時間領域等化部１１０以外
は、従来の受信方式と同様である。
域の等化を行う周波数領域等化部、１１０は複素ベ一ス
バンド信号の１シンボル内の時間領域の等化を行う時間
領域等化部である。１１２は複素ベ一スバンド信号（時
間波形）を離散フーリエ変換して周波数軸の信号を得る
複素ＦＦＴ部であり、数千本のキャリアの複素データが
得られる。１１４は複素ＦＦＴ部１１２で得られた信号
を復調する復調部であり、デジタル信号が出力される。
周波数領域等化部１０８と時間領域等化部１１０以外
は、従来の受信方式と同様である。
【００２０】図２は、周波数領域等化部１０８で行う周
波数領域等化の方法を示す。
波数領域等化の方法を示す。
【００２１】図２に従って周波数領域等化部１０８行う
周波数領域等化について説明する。周波数領域等化部１
０８は、周波数特性を補正する等化回路である。同期系
変調方式においては、既知の信号であるスキャッタード
パイロット（以下、ＳＰ）を使って周波数特性を求め、
差動系変調方式においては、コンスタレーション上でシ
ンボル判定を行った後、その位相誤差を利用して周波数
特性を求めることによって、等化を行う。受信信号の時
間変動が少ない場合は、複数シンボル用いて周波数特性
を求め、周波数特性を補正してもよい。１シンボル毎に
周波数特性を求め、周波数特性を補正する方が望まし
い。
周波数領域等化について説明する。周波数領域等化部１
０８は、周波数特性を補正する等化回路である。同期系
変調方式においては、既知の信号であるスキャッタード
パイロット（以下、ＳＰ）を使って周波数特性を求め、
差動系変調方式においては、コンスタレーション上でシ
ンボル判定を行った後、その位相誤差を利用して周波数
特性を求めることによって、等化を行う。受信信号の時
間変動が少ない場合は、複数シンボル用いて周波数特性
を求め、周波数特性を補正してもよい。１シンボル毎に
周波数特性を求め、周波数特性を補正する方が望まし
い。
【００２２】直交復調部１０６からの複素ベースバンド
信号は、合成部２０２において、ＦＩＲ（有限長インパ
ルス応答）フィルタ２１６からの出力信号が差し引か
れ、時間領域等化部１１０へ出力される。ＦＩＲフィル
タ２１６は、合成部２０２の出力信号からマルチパス信
号成分のみを作る適応フィルタである。マルチパス妨害
を受けている直交復調部１０６の入力信号からＦＩＲフ
ィルタ２１６で作成されたマルチパス成分を差し引くこ
とによって、周波数特性がフラットの理想的な信号が合
成部２０２から出力される。
信号は、合成部２０２において、ＦＩＲ（有限長インパ
ルス応答）フィルタ２１６からの出力信号が差し引か
れ、時間領域等化部１１０へ出力される。ＦＩＲフィル
タ２１６は、合成部２０２の出力信号からマルチパス信
号成分のみを作る適応フィルタである。マルチパス妨害
を受けている直交復調部１０６の入力信号からＦＩＲフ
ィルタ２１６で作成されたマルチパス成分を差し引くこ
とによって、周波数特性がフラットの理想的な信号が合
成部２０２から出力される。
【００２３】ＦＩＲフィルタ２１６の係数は、以下のよ
うにして求める。なお、送信信号をＸ（ω）、受信信号
をＲ（ω）、合成部２０２の出力信号をＳ（ω）とし、
総合伝達関数部２０８の総合伝達関数をＦ（ω）、キャ
ンセル残差部２１０のキャンセル残差をＥ（ω）とす
る。まず、合成部２０２の出力信号である複素ベースバ
ンド信号をＦＦＴ部２０６で離散フーリエ変換する。総
合伝達関数部２０８では、同期系変調方式の際には、１
２キャリア毎に挿入されているＳＰを利用し、また、差
動系変調方式の際には、判定値を用いることにより、総
合伝達関数Ｆ（ω）を求める。ここで言う総合伝達関数
Ｆ（ω）は（１）式で与えられる。
うにして求める。なお、送信信号をＸ（ω）、受信信号
をＲ（ω）、合成部２０２の出力信号をＳ（ω）とし、
総合伝達関数部２０８の総合伝達関数をＦ（ω）、キャ
ンセル残差部２１０のキャンセル残差をＥ（ω）とす
る。まず、合成部２０２の出力信号である複素ベースバ
ンド信号をＦＦＴ部２０６で離散フーリエ変換する。総
合伝達関数部２０８では、同期系変調方式の際には、１
２キャリア毎に挿入されているＳＰを利用し、また、差
動系変調方式の際には、判定値を用いることにより、総
合伝達関数Ｆ（ω）を求める。ここで言う総合伝達関数
Ｆ（ω）は（１）式で与えられる。
【００２４】
【数１】
【００２５】また、キャンセル残差部２１０のキャンセ
ル残差Ｅ（ω）は、（２）式により求める。
ル残差Ｅ（ω）は、（２）式により求める。
【００２６】
【数２】
【００２７】（２）式で求めたキャンセル残差Ｅ（ω）
をＩＦＦＴ部２１２で逆離散フーリエ変換し、キャンセ
ル残差Ｅ（ω）のインパルス応答ｅ（ｔ）を求める。Ｉ
ＦＦＴ部２１２からのインパルス応答を重み係数μの重
み付けをし、係数更新部２１４でＦＩＲフィルタ２１６
の係数を更新する。更新前のフィルタ係数をＷ（ｌ−
１，ｍ）とし（ｌは時刻を表す番号、ｍはＦＩＲのタッ
プ番号）、更新後のフィルタ係数をＷ（ｌ，ｍ）とする
と、更新後のフィルタ係数Ｗ（ｌ，ｍ）は（３）式で与
えられる。
をＩＦＦＴ部２１２で逆離散フーリエ変換し、キャンセ
ル残差Ｅ（ω）のインパルス応答ｅ（ｔ）を求める。Ｉ
ＦＦＴ部２１２からのインパルス応答を重み係数μの重
み付けをし、係数更新部２１４でＦＩＲフィルタ２１６
の係数を更新する。更新前のフィルタ係数をＷ（ｌ−
１，ｍ）とし（ｌは時刻を表す番号、ｍはＦＩＲのタッ
プ番号）、更新後のフィルタ係数をＷ（ｌ，ｍ）とする
と、更新後のフィルタ係数Ｗ（ｌ，ｍ）は（３）式で与
えられる。
【００２８】
【数３】
【００２９】なお、本発明のデジタル受信方式において
は、μ＝１が望ましく、フィルタ係数の更新はシンボル
毎（ｌはシンボル毎に表す番号）の方が望ましい。
は、μ＝１が望ましく、フィルタ係数の更新はシンボル
毎（ｌはシンボル毎に表す番号）の方が望ましい。
【００３０】ＦＩＲフィルタ２１６によるマルチパスの
キャンセル処理が収束するには早くても１０シンボル程
度の時間がかかるが、収束しなくてもキャンセル処理に
より少しでもフラットな方向に近づくことによって特性
が改善される。
キャンセル処理が収束するには早くても１０シンボル程
度の時間がかかるが、収束しなくてもキャンセル処理に
より少しでもフラットな方向に近づくことによって特性
が改善される。
【００３１】図３は、時間領域等化部１１０で行う時間
領域等化の方法を示す。
領域等化の方法を示す。
【００３２】図３に従って、時間領域等化部１１０で行
う時間領域等化について説明する。時間領域等化部１１
０では、周波数領域等化部１０８によりほぼ周波数特性
がフラットになった信号について、１シンボル内で振幅
位相特性を補正する。周波数領域等化部１０８からの複
素ベースバンド信号を、時間調整のためにシンボル時間
遅延部３０６で１シンボル遅らせた後、シンボル内伝送
特性補正部３０８で振幅位相特性を補正した後、ＦＦＴ
部１１２へ出力する。なお、シンボル時間遅延部３０６
は１シンボル時間遅延させる時間調整の遅延素子であ
る。
う時間領域等化について説明する。時間領域等化部１１
０では、周波数領域等化部１０８によりほぼ周波数特性
がフラットになった信号について、１シンボル内で振幅
位相特性を補正する。周波数領域等化部１０８からの複
素ベースバンド信号を、時間調整のためにシンボル時間
遅延部３０６で１シンボル遅らせた後、シンボル内伝送
特性補正部３０８で振幅位相特性を補正した後、ＦＦＴ
部１１２へ出力する。なお、シンボル時間遅延部３０６
は１シンボル時間遅延させる時間調整の遅延素子であ
る。
【００３３】図４は、シンボル内の時間領域等化の補足
説明図を示す。
説明図を示す。
【００３４】図４に示すようにガードインターバルはシ
ンボルＩの末尾の信号をコピーして付加される。本来は
ガードインターバルとシンボルＩの末尾の信号は同一波
形である。しかし、シンボル内で振幅や位相が変化する
と異なる波形となり、時間領域等化はこの変化を利用し
て振幅位相特性を補正するものである。
ンボルＩの末尾の信号をコピーして付加される。本来は
ガードインターバルとシンボルＩの末尾の信号は同一波
形である。しかし、シンボル内で振幅や位相が変化する
と異なる波形となり、時間領域等化はこの変化を利用し
て振幅位相特性を補正するものである。
【００３５】図３の周波数領域等化部からの複素ベース
バンド信号をＳ（ｌ，ｎ）とする。ここで、ｌはＯＦＤ
Ｍシンボルの番号、ｎはＯＦＤＭシンボル内でのサンプ
ル番号（０＜ｎ＜Ｎ−１、Ｎは１シンボルのサンプル
数）とする。図３に示す３０２は、有効シンボル時間を
遅延させる有効シンボル時間遅延部であり、有効シンボ
ル時間のサンプル数をＮｕとすると、Ｎｕサンプルの遅
延素子である。また、図３に示す３０４は、シンボル内
の伝達関数（シンボルｌの複素伝送路応答ｈ（ｌ））を
推定するシンボル内伝達関数推定部である。シンボル内
伝達関数推定部３０４では有効シンボル時間遅延部３０
２の出力信号Ｓ（ｌ，ｎ＋Ｎｕ）を周波数領域等化部１
０８の複素ベースバンド信号Ｓ（ｌ，ｎ）で割り、有効
シンボル時間後の複素伝送路応答ｈ（ｌ，ｎ）を求め
る。複素伝送路応答ｈは（４）式で求める。
バンド信号をＳ（ｌ，ｎ）とする。ここで、ｌはＯＦＤ
Ｍシンボルの番号、ｎはＯＦＤＭシンボル内でのサンプ
ル番号（０＜ｎ＜Ｎ−１、Ｎは１シンボルのサンプル
数）とする。図３に示す３０２は、有効シンボル時間を
遅延させる有効シンボル時間遅延部であり、有効シンボ
ル時間のサンプル数をＮｕとすると、Ｎｕサンプルの遅
延素子である。また、図３に示す３０４は、シンボル内
の伝達関数（シンボルｌの複素伝送路応答ｈ（ｌ））を
推定するシンボル内伝達関数推定部である。シンボル内
伝達関数推定部３０４では有効シンボル時間遅延部３０
２の出力信号Ｓ（ｌ，ｎ＋Ｎｕ）を周波数領域等化部１
０８の複素ベースバンド信号Ｓ（ｌ，ｎ）で割り、有効
シンボル時間後の複素伝送路応答ｈ（ｌ，ｎ）を求め
る。複素伝送路応答ｈは（４）式で求める。
【００３６】
【数４】
【００３７】ｈ（ｌ，ｎ）には雑音の影響があるので、
ガードインターバル期間の一部で平均を取り、１シンボ
ルの有効シンボル期間内の複素伝送路応答ｈ（ｌ）は
（５）式で求める。
ガードインターバル期間の一部で平均を取り、１シンボ
ルの有効シンボル期間内の複素伝送路応答ｈ（ｌ）は
（５）式で求める。
【００３８】
【数５】
【００３９】Ｎｏ、Ｎａとしては、例えばＮｏ＝０、Ｎ
ａ＝Ｎｇなどが考えられる。
ａ＝Ｎｇなどが考えられる。
【００４０】シンボル内伝達関数推定部３０４によっ
て、前述のように求められた複素伝送路応答ｈ（ｌ）を
用いて、図３に示すシンボル内伝送特性補正部３０８に
おいてシンボル内の伝送特性を補正する。複素伝送路応
答ｈ（ｌ）は、１シンボルの先頭部分に対する有効シン
ボル時間後の末尾部分の複素伝送路応答であり、シンボ
ル内を直線補間することによって伝送特性を補正する。
伝送特性をシンボル内で直線補間するｎサンプルにおけ
る複素伝送路応答ｈ’（ｌ，ｎ）は、（６）式で与えら
れる。
て、前述のように求められた複素伝送路応答ｈ（ｌ）を
用いて、図３に示すシンボル内伝送特性補正部３０８に
おいてシンボル内の伝送特性を補正する。複素伝送路応
答ｈ（ｌ）は、１シンボルの先頭部分に対する有効シン
ボル時間後の末尾部分の複素伝送路応答であり、シンボ
ル内を直線補間することによって伝送特性を補正する。
伝送特性をシンボル内で直線補間するｎサンプルにおけ
る複素伝送路応答ｈ’（ｌ，ｎ）は、（６）式で与えら
れる。
【００４１】
【数６】
【００４２】よって、シンボル時間遅延部３０６の伝送
路特性補正後の複素ベースバンド信号Ｓ’（ｌ，ｎ）
は、（７）式で与えられる。
路特性補正後の複素ベースバンド信号Ｓ’（ｌ，ｎ）
は、（７）式で与えられる。
【００４３】
【数７】
【００４４】以上、本発明のデジタル受信方式は、受信
信号をＦＦＴ処理する前に、受信信号より周波数領域等
化と、シンボル毎にシンボル内の振幅位相特性を補正す
る時間領域等化とを行い、モード３で伝送された地上デ
ジタル放送を移動受信する場合においても、移動受信時
に生じる１シンボル内でのマルチパスフェージングの影
響を小さくし、モード１で伝送された場合と同等以上の
移動受信特性を得ることができる。
信号をＦＦＴ処理する前に、受信信号より周波数領域等
化と、シンボル毎にシンボル内の振幅位相特性を補正す
る時間領域等化とを行い、モード３で伝送された地上デ
ジタル放送を移動受信する場合においても、移動受信時
に生じる１シンボル内でのマルチパスフェージングの影
響を小さくし、モード１で伝送された場合と同等以上の
移動受信特性を得ることができる。
【００４５】
【発明の効果】本発明のデジタル受信方式は、ＯＦＤＭ
変調されたデジタル伝送方式の送信信号を受信する受信
機において、前記受信機の受信信号より周波数特性を検
出し周波数領域等化する手段と、前記周波数領域等化し
た信号よりシンボル内の振幅位相特性を検出し補正する
時間領域等化手段とを備え、前記受信信号を前記周波数
領域等化した後、前記時間領域等化し、その後ＦＦＴ処
理を行って復調することとしたため、モード３で伝送さ
れた地上デジタル放送を移動受信する場合においても、
移動受信時に生じる１シンボル内でのマルチパスフェー
ジングの影響を小さくし、モード１で伝送された場合と
同等以上の移動受信特性を得ることができる。
変調されたデジタル伝送方式の送信信号を受信する受信
機において、前記受信機の受信信号より周波数特性を検
出し周波数領域等化する手段と、前記周波数領域等化し
た信号よりシンボル内の振幅位相特性を検出し補正する
時間領域等化手段とを備え、前記受信信号を前記周波数
領域等化した後、前記時間領域等化し、その後ＦＦＴ処
理を行って復調することとしたため、モード３で伝送さ
れた地上デジタル放送を移動受信する場合においても、
移動受信時に生じる１シンボル内でのマルチパスフェー
ジングの影響を小さくし、モード１で伝送された場合と
同等以上の移動受信特性を得ることができる。
【００４６】また、前記周波数領域等化手段は、前記受
信信号より１シンボル毎にスキャッタードパイロットを
用いて前記周波数特性を検出し、前記周波数領域等化を
行うこととしたため、正確な周波数特性を容易に検出
し、周波数領域等化を確実に行うことができる。
信信号より１シンボル毎にスキャッタードパイロットを
用いて前記周波数特性を検出し、前記周波数領域等化を
行うこととしたため、正確な周波数特性を容易に検出
し、周波数領域等化を確実に行うことができる。
【００４７】さらに、前記時間領域等化手段は、前記シ
ンボルの先頭部分のガードインターバルと前記シンボル
の末尾部分との相関より振幅位相特性を検出し、前記時
間領域等化を行うこととしたため、正確な振幅位相特性
を容易に検出し、時間領域等化を確実に行うことができ
る。
ンボルの先頭部分のガードインターバルと前記シンボル
の末尾部分との相関より振幅位相特性を検出し、前記時
間領域等化を行うこととしたため、正確な振幅位相特性
を容易に検出し、時間領域等化を確実に行うことができ
る。
【図１】本発明による実施形態のデジタル受信方式の受
信系を示す。
信系を示す。
【図２】周波数領域等化部で行う周波数領域等化の方法
を示す。
を示す。
【図３】時間領域等化部で行う時間領域等化の方法を示
す。
す。
【図４】シンボル内の時間領域等化の補足説明図を示
す。
す。
【図５】ＯＦＤＭ伝送方式を採用した地上デジタル放送
における従来のデジタル受信方式の受信系を示す。
における従来のデジタル受信方式の受信系を示す。
１００ 受信アンテナ
１０２ チューナ部
１０４ Ａ／Ｄ変換部
１０６ 直交復調部
１０８ 周波数領域等化部
１１０ 時間領域等化部
１１２ 複素ＦＦＴ部
１１４ 復調部
２０２ 合成部
２０６ ＦＦＴ部
２０８ 総合伝達関数部
２１０ キャンセル残差部
２１２ ＩＦＦＴ部
２１４ 係数更新部
２１６ ＦＩＲフィルタ
３０２ 有効シンボル時間遅延部
３０４ シンボル内伝達関数推定部
３０６ シンボル時間遅延部
３０８ シンボル内伝送特性補正部
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 森山 繁樹
東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本放
送協会 放送技術研究所内
Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD18 DD33 DD34
Claims (3)
- 【請求項１】 ＯＦＤＭ変調されたデジタル伝送方式の
送信信号を受信する受信機において、前記受信機の受信
信号より周波数特性を検出し周波数領域等化する手段
と、前記周波数領域等化した信号よりシンボル内の振幅
位相特性を検出し補正する時間領域等化手段とを備え、
前記受信信号を前記周波数領域等化した後、前記時間領
域等化し、その後ＦＦＴ処理を行って復調することを特
徴とするデジタル受信方式。 - 【請求項２】 前記周波数領域等化手段は、前記受信信
号より１シンボル毎にスキャッタードパイロットを用い
て前記周波数特性を検出し、前記周波数領域等化を行う
ことを特徴する請求項１に記載のデジタル受信方式。 - 【請求項３】 前記時間領域等化手段は、前記シンボル
の先頭部分のガードインターバルと前記シンボルの末尾
部分との相関より振幅位相特性を検出し、前記時間領域
等化を行うことを特徴する請求項１に記載のデジタル受
信方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001238159A JP2003051802A (ja) | 2001-08-06 | 2001-08-06 | デジタル受信方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001238159A JP2003051802A (ja) | 2001-08-06 | 2001-08-06 | デジタル受信方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003051802A true JP2003051802A (ja) | 2003-02-21 |
Family
ID=19069124
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001238159A Pending JP2003051802A (ja) | 2001-08-06 | 2001-08-06 | デジタル受信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003051802A (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
2001
- 2001-08-06 JP JP2001238159A patent/JP2003051802A/ja active Pending
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