CN101079866B - 正交频分多路复用解调器、接收机和方法 - Google Patents

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Abstract

一种正交频分多路复用(OFDM)解调器，其解调由OFDM码元组成的OFDM信号，每个OFDM码元至少包括有效码元和分散的已知信号。该OFDM解调器包括傅立叶变换执行单元、已知信号提取单元、时间维内插单元、延迟扩展生成单元、频率维内插单元、以及波形均衡单元。该延迟扩展生成单元采用由傅立叶变换执行单元所执行的傅立叶变换运算的开始位置的时间点与最后到达路径的到达时间点之间的时间差作为该延迟扩展。

Description

正交频分多路复用解调器、接收机和方法
相关申请的交叉引用
本发明包括与2006年1月30日向日本专利局提交的日本专利申请JP2006-021159相关的主题，通过引用在这里合并其全部内容。
技术领域
本发明涉及用于解调OFDM(正交频分多路复用)信号的OFDM解调器和接收机及其方法。
背景技术
所谓正交频分多路复用(OFDM)系统(在下文中，简称为“OFDM系统”)的调制系统用于传输数字信号。在OFDM系统中，传输频带具有许多正交副载波，并利用PSK(相移键控)和QAM(正交调幅)而向每个副载波的幅度和相位分配数据从而执行数字调制。
已广泛地讨论了将OFDM系统应用到受到多径干扰严重影响的数字地面广播。采用OFDM系统的数字地面广播的标准包括：例如，DVB-T(数字视频地面广播)、ISDB-T(综合业务数字地面广播)、和ISDB-TSB(ISBD-T语音广播)。
如图5所示，按照OFDM系统的传输信号基于一个码元接一个码元地被传输。该码元被称为OFDM码元。OFDM码元由有效码元和保护间隔组成，其中有效码元代表用于传输的其间执行IFFT(快速逆傅立叶变换)运算的信号周期，在保护间隔中，该有效码元的波形的尾部被复制。该保护间隔被放置在OFDM码元的前部。保护间隔的持续时间被设置为有效码元的持续时间的四分之一或八分之一。
用于接收这样的OFDM信号的OFDM接收机利用FFT处理电路执行FFT(快速傅立叶变换)运算，来解调所接收的OFDM信号。OFDM接收机检测OFDM码元的边界位置，每个OFDM码元由有效码元和保护间隔组成。然后OFDM接收机基于所检测到的码元边界位置，而设置和有效码元具有相同长度的FFT运算的范围(FFT窗口)。OFDM接收机从OFDM码元中提取在作为FFT窗口设置的部分中包括的数据，并且对该数据执行FFT运算。。
另外，OFDM系统规定多个上述OFDM码元共同组成被称为OFDM帧的传输单元。例如，在ISDB-T标准中，204个OFDM码元组成OFDM帧。例如，在OFDM系统中，为作为单元的每个OFDM帧设置导频信号的插入位置。
在用于将数据信号调制到每个副载波上的采用QAM系统的OFDM系统中，通过在传输期间多径或类似方面的影响在调制到每个副载波上的信号中引起失真。这不希望地改变了每个副载波的幅度和相位的特性。因而，需要接收侧对接收到的信号的波形进行均衡，以便均衡每个副载波的幅度和相位。在OFDM系统中，发送侧在传输信号的OFDM码元上分散(scatter)具有特定幅度和特定相位的导频信号。接收侧监视这些导频信号的幅度和相位，以便确定传输路径的频率特性。接收侧被配置为利用所确定的传输路径特性来均衡接收到的信号。在OFDM系统中，用于计算传输路径特性的导频信号被称为分散的导频信号(以下，称为“SP信号”)。
图6示出根据DVB-T标准和ISBD-T标准在OFDM码元中的SP信号的配置模式。
在DVB-T标准和ISBD-T标准中，在副载波维(频率维)中每12个副载波插入BPSK(二进制相移键控)调制的SP信号。另外，在DVB-T标准和ISBD-T标准中，SP信号的插入位置对于每个OFDM码元在频率维中偏移三个副载波。结果，对于同一副载波，在OFDM码元维(时间维)中每四个OFDM码元插入SP信号。
如上所述，DVB-T标准和ISBD-T标准在OFDM码元中插入空间分散的SP信号，因此降低了SP信号相对于要传输的原始(primary)信息的冗余度。
当利用SP信号计算传输路径特性时，标识其中插入了SP信号的副载波的特性是可能的。然而，直接计算包括原始信息的其它副载波的特性是不太可能的。因而，接收侧利用二维内插滤波器来对SP信号执行滤波操作，从而估计包括原始信息的其它副载波的传输路径特性。
通常，以下面描述的方式来执行利用二维内插滤波器对传输路径特性的估计。
为了估计传输路径特性，首先从接收到的OFDM信号中去除信息分量，并仅提取插入在如图6所示位置处的SP信号。
然后，利用参考SP信号，从提取的SP信号去除调制分量。无调制分量的SP信号示出其中插入了SP信号的副载波的传输路径特性。
随后，无调制分量的SP信号被提供给时间维内插滤波器，以便执行时间维内插，并且为每个OFDM码元估计具有SP信号的副载波的传输路径特性。结果，如图7所示，在所有OFDM码元的频域中每三个副载波估计传输路径特性是可能的。
接下来，如图8所示，时间维内插后的SP信号被提供给频率维内插滤波器，并对这些信号执行三倍(threefold)过采样，由此执行频率维内插。因而，估计OFDM码元中所有副载波的传输路径特性。结果，可能为接收到的OFDM信号的所有副载波估计传输路径特性。
其间，地面广播波是在多径环境下传输的传输路径。也就是说，取决于接收位置周围的环境(诸如地理特征和建筑物的布局)，地面广播波受到延迟波的严重影响。由OFDM接收机接收的信号可能是直接波和多个延迟波的组合波。
因而，在多径环境下，由于存在多个路径，因此存在多个码元边界。通常，通过基于最早到达的路径的码元边界位置设置FFT窗口，来避免码元间干扰。
现在，将描述用于设置FFT窗口的位置的方法，该FFT窗口确定FFT处理开始位置。
在用于设置FFT窗口的第一种方法中，延迟还没有经过FFT运算的OFDM信号，从而确定保护间隔的波形与OFDM码元的尾部波形(即保护间隔的复制源信号波)之间的相关性，由此确定这些OFDM码元的边界(例如，参见日本未审专利申请公开No.2001-292125)。在这种方法中，自相关函数的值变为最大值的时间点指明每条路径的OFDM码元的边界。
另外，在用于设置FFT窗口的第二种方法中，使用上述SP信号。在这种方法中，通过在从OFDM信号中提取SP信号并从SP信号中去除调制分量之后，利用时间维内插滤波器对SP信号进行内插，来估计有关所有OFDM码元的传输路径特性。然后，对所估计的传输路径特性执行IFFT运算，以便生成代表每条路径的信号强度的延迟配置文件(profile)，并且基于最早到达路径来确定OFDM码元的边界。
另外，用于设置FFT窗口的第三种方法也是已知的。在这种方法中，从没有经过FFT运算的OFDM信号中提取保护间隔的波形，而且确定该波形和OFDM码元的尾部的波形的一致性，由此来确定OFDM码元的边界。在这种方法中，通过确定波形的一致性来生成代表每条路径的信号强度的延迟配置文件，并且基于最早到达路径来确定OFDM码元的边界。
此外，近来，也已经提出了一种将上述第二和第三种方法组合的方法(例如参见日本未审专利申请公开号2004-153831)。在这种方法中，即使在延迟配置文件中包括由噪声导致的虚假路径，也可能通过比较根据两种方法生成的延迟配置文件来去除虚假路径。
发明内容
用于在估计传输路径特性时对SP信号执行的频率维内插的方法是已知的(参见UK专利申请公开号2412551)。在该方法中，提供具有从最窄到最宽的通带带宽的N个内插滤波器，并且根据从延迟配置文件中确定的延迟扩展(最早和最迟到达路径到达的时间点之间的时间差)来选择N个内插滤波器之一，以产生频率维内插的输出。更具体地，在这种方法中，当延迟扩展小的时候，选择具有较窄带宽的内插滤波器，而当延迟扩展大的时候，选择具有较宽带宽的内插滤波器，从而防止传输路径特性的估计精度的降低。
当设置FFT窗口时，从延迟配置文件中检测到真实路径的位置，而且基于最早到达路径来调整FFT处理开始位置。通常，如图9所示，当存在一个波时，FFT处理开始位置被调整在大约有效码元的开始位置处，而且由具有以FFT处理开始位置为中心的最窄带宽的内插滤波器对SP信号进行滤波。
然而，如图10所示，由于在也存在一些扩展和噪声分量的情况下从延迟扩展中估计路径，所以FFT处理开始位置发生偏移。当FFT处理开始位置从如图11所示的路径的位置显著偏移时，传输路径特性的估计精度显著降低，因为该路径的位置在内插滤波器的过渡区域内。
考虑到这样的情况而作出了本发明的实施例，并且本发明的实施例提供一种OFDM解调器、接收机、以及OFDM解调方法，其能够当通过在频率维中对时间维内插后的SP信号执行内插来估计传输路径特性时，防止传输路径特性的估计精度降低。
为了这一目的，根据本发明的实施例的一种正交频分多路复用(OFDM)解调器，其解调由OFDM码元组成并以一个码元接一个码元为基础而传输的OFDM信号，该OFDM码元至少包括与要传输的信号对应的有效码元、分散在每个传输码元中的预定副载波上的已知信号，该OFDM解调器包括：傅立叶变换执行单元，用于对OFDM信号执行傅立叶变换运算；已知信号提取单元，用于对于每个传输码元而从已经经过傅立叶变换运算的信号中提取该已知信号；时间维内插单元，用于利用时间维内插滤波器在时间维中对所提取的已知信号执行内插，并且估计有关所有传输码元的传输路径特性；延迟扩展生成单元，用于基于由时间维内插单元估计的传输路径特性和没有经过傅立叶变换运算的OFDM信号中的至少一个来生成延迟配置文件，并且基于该延迟配置文件来确定延迟扩展；频率维内插单元，用于利用具有与延迟扩展对应的通带带宽的频率维内插滤波器在频率维中对已经经过时间维内插的已知信号执行内插，和估计传输码元中的所有副载波的传输路径特性；以及波形均衡单元，用于基于由频率维内插单元估计的传输路径特性来均衡已经经过傅立变换运算的信号的波形。该延迟扩展生成单元采用由傅立叶变换执行单元执行的傅立叶变换运算的开始位置的时间点与最后到达路径的到达时间点之间的时间差作为该延迟扩展。
根据本发明的实施例的一种正交频分多路复用(OFDM)解调方法，用于解调由OFDM码元组成并以一个码元接一个码元为基础传输的OFDM信号，该OFDM码元至少包括对应于要传输的信号的有效码元、在每个传输码元中被分散到预定副载波上的已知信号，该方法包括步骤：对OFDM信号执行傅立叶变换运算；对于每个传输码元从已经经过傅立叶变换运算的信号中提取该已知信号；利用时间维内插滤波器在时间维中对所提取的已知信号执行内插，并且估计有关所有传输码元的传输路径特性；基于由执行时间维内插的步骤所估计的传输路径特性和没有经过傅立叶变换运算的OFDM信号中的至少一个来生成延迟配置文件，并且基于该延迟配置文件确定延迟扩展；利用具有与延迟扩展对应的通带带宽的频率维内插滤波器在频率维中对已经经过时间维内插的已知信号执行内插，并且估计传输码元中的所有副载波的传输路径特性；以及基于由执行频率维内插的步骤所估计的传输路径特性来均衡已经经过傅立叶变换运算的信号的波形。在生成延迟扩展的步骤中，采用由执行傅立叶变换运算的步骤所执行的傅立叶变换运算的开始位置的时间点与最后到达路径的到达时间点之间的时间差作为该延迟扩展。
根据本发明实施例的OFDM解调器、接收机、和OFDM解调方法不采用最早到达路径的到达时间点与最后到达路径的到达时间点之间的时间差作为延迟扩展，这不同于已知方法。该OFDM解调器、接收机、和OFDM解调方法采用傅立叶变换运算开始的时间点与最后到达路径的到达时间点之间的时间差作为延迟扩展，并且利用具有与延迟扩展对应的通带带宽的频率维内插滤波器在频率维中对已经经过时间维内插的导频信号执行内插操作。因此，即使在FFT处理开始位置从路径的位置发生明显偏移时，也可能使用具有与该偏移对应的带宽的频率维内插滤波器，并防止传输路径特性的估计精度的降低。
附图说明
图1是示出根据本发明的实施例的OFDM接收机的配置的示例的框图；
图2是示出在OFDM接收机中的延迟配置文件估计电路的配置的示例的框图；
图3是图示了由延迟配置文件估计电路中的延迟扩展生成电路执行的用于生成延迟扩展的方法的图；
图4是示出在OFDM接收机中的频率维内插滤波器的配置的示例的框图；
图5是图示了OFDM信号、OFDM码元、有效码元、以及、保护间隔的图；
图6是图示了SP信号嵌入在OFDM信号中的位置的图；
图7是图示了有关由时间维内插操作估计传输路径特性的副载波的图；
图8是图示了在估计传输路径特性的时间处执行的频率维内插操作的图；
图9是图示了已知的常规频率维内插操作的图；
图10是图示了延迟配置文件的示例的图；以及
图11是图示了当FFT处理开始位置偏移时所执行的已知的频率维内插操作的图。
具体实施方式
将在下面参照附图详细地描述本发明的特定实施例。
首先，图1示出了根据本发明的实施例的OFDM接收机的配置的框图。
如图1所示，根据实施例的OFDM接收机10包括天线11、调谐器12、带通滤波器(BPF)13、A/D转换电路14、数字正交解调电路15、FFT处理电路16、均衡电路17、传输路径解码电路18、延迟配置文件估计电路19、以及窗口再现电路20。
OFDM接收机10的天线11接收从OFDM发射机发送的传输波，并且将所接收的波提供给调谐器12作为RF(射频)信号。
调谐器12包括加法器12a和本地振荡器12b。调谐器12执行频率转换以便将由天线11接收的RF信号转换成IF(中频)信号，并且将该IF信号提供给BPF 13。
在经过BPF 13执行的滤波之后，从调谐器12输出的IF信号被A/D转换电路14数字化。然后该数字化后的IF信号被提供给数字正交解调电路15。
数字正交解调电路15利用具有预定频率的载波信号对数字化后的IF信号执行正交解调，并且输出基带OFDM信号。从数字正交解调电路15输出的基带OFDM信号对应于所谓的在时域中没有经过FFT运算的信号。由于这一原因，在下文中，将已经经过正交解调但还没有经过FFT运算的基带信号称为OFDM时域信号。通过正交解调产生的OFDM时域信号是包括实部分量(I信道信号)和虚部分量(Q信道信号)的复数信号。从数字正交解调电路15输出的OFDM时域信号被提供给FFT处理电路16、延迟配置文件估计电路19、以及窗口再现电路20。
FFT处理电路16对OFDM时域信号执行FFT运算，并提取和输出在每个副载波上正交调制的数据。从FFT处理电路16输出的信号是所谓的在频域中已经经过FFT运算的信号。由于这一原因，在下文中，将已经经过FFT运算的信号称为OFDM频域信号。
FFT处理电路16从一个OFDM码元中提取在有效码元长度(例如2048个样本)范围内的信号，或者从一个OFDM码元中排除在保护间隔范围内的信号，并且对提取的2048个样本的OFDM时域信号执行FFT运算。更具体地，运算的开始位置位于OFDM码元的边界和保护间隔的末端之间。该运算范围被称为FFT窗口。
因此，从FFT处理电路16输出的OFDM频域信号与OFDM时域信号一样是包括实部分量(I信道信号)和虚部分量(Q信道信号)的复数信号。这个复数信号对应于已经经过根据例如16QAM或64QAM的正交幅度调制的信号。该OFDM频域信号被提供给均衡电路17。
均衡电路17包括SP信号提取电路17a、时间维内插滤波器17b、频率维内插滤波器17c、以及传输路径特性补偿电路17d。
SP信号提取电路17a从OFDM频域信号中去除信息分量，并仅仅提取插入在如图6所示位置处的SP信号。通过确定所提取的SP信号与参考SP信号之间的差，来从SP信号中去除调制分量。无调制分量的SP信号示出具有SP信号的副载波的传输路径特性。
时间维内插滤波器17b对无调制分量的SP信号执行时间维内插，并且为每个OFDM码元估计具有SP信号的副载波的传输路径特性。结果，如图7所示，可能在所有OFDM码元的频率维中为每三个副载波估计传输路径特性。然后该时间维内插后的SP信号被提供给频率维内插滤波器17c和延迟配置文件估计电路19。
频率维内插滤波器17c在频率维中对时域内插后的SP信号执行内插，由此估计在OFDM码元中的所有副载波的传输路径特性。尤其是，频率维内插滤波器17c包括具有从最窄带宽到最宽带宽的N(N是正整数)个内插滤波器。根据基于延迟配置文件和FFT处理开始位置信息所确定的延迟扩展，而选择内插滤波器的N个输出之一。将在下面详细地描述频率维内插滤波器17c。
传输路径特性补偿电路17d利用由频率维内插滤波器17c估计的传输路径特性来均衡OFDM频域信号的幅度和相位。传输路径特性补偿电路17d将已经经过相位均衡和幅度均衡的OFDM频域信号提供给传输路径解码电路18。
传输路径解码电路18对已经经过相位和幅度均衡的OFDM频域信号执行操作，诸如载波解调、去交织、去映射、去穿孔、维特比解码、以及纠错，从而输出传输流。
延迟配置文件估计电路19基于从数字正交解调电路15提供的OFDM时域信号和从时间维内插滤波器17b提供的传输路径特性，来生成延迟配置文件。然后延迟配置文件估计电路19将生成的延迟配置文件提供给频率维内插滤波器17c和窗口再现电路20。另外，延迟配置文件估计电路19基于延迟配置文件和从窗口再现电路20提供的FFT处理开始位置信息来确定延迟扩展，并且将所确定的延迟扩展提供给频率维内插滤波器17c。将在下面详细描述延迟配置文件估计电路19。
窗口再现电路20利用从数字正交解调电路15提供的OFDM时域信号和从延迟配置文件估计电路19提供的延迟配置文件，来检测OFDM码元的位置边界。然后窗口再现电路20基于检测的码元边界位置生成指示开始FFT运算的定时的触发，并将生成的触发提供给FFT处理电路16。窗口再现电路20可以基于延迟的OFDM时域信号的保护间隔的波形的相关性，而检测码元边界位置。另外，窗口再现电路20也可以利用从延迟配置文件估计电路19提供的延迟配置文件，来检测最早到达路径的码元边界。而且，窗口再现电路20将指明开始FFT运算的定时的FFT处理开始位置信息提供给延迟配置文件估计电路19。
具有上述配置的OFDM接收机10接收和解调OFDM信号广播作为地面数字广播波，并且解码所解调的信号，由此能够输出例如包括音频和视频信号的传输流。
在下面，将详细地描述上述的延迟配置文件估计电路19和频率维内插滤波器17c。
图2是示出延迟配置文件估计电路19的配置的示例的框图。
图2中所示的延迟配置文件估计电路19中的匹配滤波器31采用包含在保护间隔部分中的信号的电平作为抽头系数，并确定从OFDM时域信号提取的保护间隔的波形和该OFDM码元的尾部的波形的一致性，由此生成代表每条路径的信号强度的延迟配置文件。匹配滤波器31在日本未审专利申请公开号2004-153831中进行了详细描述。匹配滤波器31提供生成的延迟配置文件给延迟配置文件生成电路33。
IFFT处理电路32对从时间维内插滤波器17b提供的传输路径特性执行IFFT运算，由此生成代表每条路径的信号强度的延迟配置文件。然后IFFT处理电路32提供生成的延迟配置文件给延迟配置文件生成电路33。
延迟配置文件生成电路33比较从匹配滤波器31提供的延迟配置文件和从IFFT处理电路提供32的延迟配置文件，以便消除虚假路径。延迟配置文件生成电路33提供无虚假路径的延迟配置文件给延迟扩展生成电路34、频率维内插滤波器17c、以及窗口再现电路20。
延迟配置文件生成电路33没有必要必须比较两个延迟配置文件，并且可以利用延迟配置文件之一。
延迟扩展生成电路34基于从延迟配置文件生成电路33提供的延迟配置文件和从窗口再现电路20提供的FFT处理开始位置信息来确定延迟扩展。将所确定的延迟扩展提供给频率维内插滤波器17c。特别是，延迟扩展生成电路34不采用最早到达路径的到达时间点与最后到达路径的到达时间点之间的时间差作为延迟扩展，这与已知方法不同。延迟扩展生成电路34采用FFT处理开始位置的时间点与最后到达路径的到达时间点之间的时间差作为延迟扩展，如图3所示。
图4示出频率维内插滤波器17c的配置的示例的框图。
如图4所示的频率维内插滤波器17c包括具有从最窄到最宽的通带带宽的内插滤波器411到41N，每个滤波器在频率维中对时间维内插后的SP信号执行内插。
滤波器选择信号生成电路42基于从延迟配置文件估计电路19提供的延迟扩展而生成指明从N个内插滤波器411到41N中选择的滤波器的滤波器选择信号。更具体地，滤波器选择信号生成电路42生成滤波器选择信号，以便当延迟扩展增加时选择具有更宽带宽的内插滤波器。
选择器43基于滤波器选择信号选择内插滤波器411到41N中的输出之一作为频率维内插滤波器17c的输出。
如上所述，根据本发明实施例的延迟配置文件估计电路19和频率维内插滤波器17c不采用最早到达路径的到达时间点与最后到达路径的到达时间点之间的时间差作为延迟扩展，这与已知方法不同，而是采用傅立叶变换运算开始的时间点与最后到达路径的到达时间点之间的时间差作为延迟扩展，并且根据延迟扩展从具有最窄到最宽带宽的内插滤波器中选择多个输出之一。因此，即使在FFT处理开始位置从路径的位置发生明显偏移时，也可能根据该该偏移选择具有更宽带宽的内插滤波器的输出，由此防止传输路径特性的估计精度的降低。
尽管已经描述了本发明的实施例，但是应当注意本发明不限于上述的具体实施例。在不脱离本发明的技术精神和范围的情况下，各种变形和应用都是显而易见的。

Claims (7)

1.一种正交频分多路复用(OFDM)解调器，其解调由OFDM码元组成并以一个码元接一个码元为基础传输的OFDM信号，该OFDM码元至少包括与要传输的信号对应的有效码元，已知信号被分散到在每个传输码元中的预定副载波上，该OFDM解调器包括：
傅立叶变换执行单元，用于对OFDM信号执行傅立叶变换运算；
已知信号提取单元，用于对于每个传输码元而从已经经过傅立叶变换运算的信号中提取该已知信号；
时间维内插单元，用于利用时间维内插滤波器在时间维中对所提取的已知信号执行内插，并且估计有关所有传输码元的传输路径特性；
延迟扩展生成单元，用于基于由时间维内插单元估计的传输路径特性和没有经过傅立叶变换运算的OFDM信号中的至少一个来生成延迟配置文件，并且基于该延迟配置文件来确定延迟扩展；
频率维内插单元，用于通过根据延迟扩展从具有从最窄带宽到最宽带宽的内插滤波器中选择N个输出之一，N是正整数，在频率维中对已经经过时间维内插的已知信号执行内插，和估计传输码元中的所有副载波的传输路径特性；以及
波形均衡单元，用于基于由频率维内插单元估计的传输路径特性来均衡已经经过傅立叶变换运算的信号的波形，其中
该延迟扩展生成单元采用在由傅立叶变换执行单元执行的傅立叶变换运算的开始位置的时间点与预定副载波的最后到达路径的到达时间点之间的时间差作为延迟扩展。
2.根据权利要求1的解调器，其中当延迟扩展增加时，频率维内插单元使用具有更宽通带带宽的频率维内插滤波器。
3.根据权利要求1的解调器，其中该延迟扩展生成单元通过对于每个传输码元对由时间维内插单元估计的传输路径特性执行逆傅立叶变换运算，来生成延迟配置文件。
4.根据权利要求1的解调器，其中该延迟扩展生成单元将包含在每个传输码元中的保扩间隔部分中的信号设置为抽头系数，并且确定从每个传输码元中提取的保护间隔部分的波形与该传输码元的其它部分的波形之间的一致性，来生成该延迟配置文件。
5.根据权利要求1的解调器，进一步包括：
天线，用于接收从发射机发送的OFDM信号；和
射频处理单元，用于对由天线接收的OFDM信号执行信号处理，并将所处理的信号提供给傅立叶变换执行单元。
6.一种接收机，用于接收和解调正交频分多路复用(OFDM)信号，该OFDM信号由OFDM码元组成并以一个码元接一个码元为基础而传输，该OFDM码元至少包括对应于要传输的信号的有效码元，已知信号被分散到在每个传输码元中的预定副载波上，该接收机包括：
傅立叶变换执行单元，用于对OFDM信号执行傅立叶变换运算；
已知信号提取单元，用于对于每个传输码元从已经经过傅立叶变换运算的信号中提取该已知信号；
时间维内插单元，用于利用时间维内插滤波器在时间维中对提取的已知信号执行内插，并且估计有关所有传输码元的传输路径特性；
延迟扩展生成单元，用于基于由时间维内插单元估计的传输路径特性和没有经过傅立叶变换运算的OFDM信号中的至少一个来生成延迟配置文件，并且基于该延迟配置文件确定延迟扩展；
频率维内插单元，用于通过根据延迟扩展从具有从最窄带宽到最宽带宽的内插滤波器中选择N个输出之一，N是正整数，在频率维中对已经经过时间维内插的已知信号执行内插，并估计传输码元中的所有副载波的传输路径特性；以及
波形均衡单元，用于基于由频率维内插单元估计的传输路径特性来均衡已经经过傅立叶变换运算的信号的波形，其中
该延迟扩展生成单元采用在由傅立叶变换执行单元执行的傅立叶变换运算的开始位置的时间点与预定副载波的最后到达路径的到达时间点之间的时间差作为该延迟扩展。
7.一种正交频分多路复用(OFDM)解调方法，用于解调由OFDM码元组成并以一个码元接一个码元为基础传输的OFDM信号，该OFDM码元至少包括对应于要传输的信号的有效码元，已知信号被分散到在每个传输码元中的预定副载波上，该方法包括步骤：
对OFDM信号执行傅立叶变换运算；
对于每个传输码元从已经经过傅立叶变换运算的信号中提取该已知信号；
利用时间维内插滤波器在时间维中对所提取的已知信号执行内插，并且估计有关所有传输码元的传输路径特性；
基于在执行时间维内插的步骤中所估计的传输路径特性和没有经过傅立叶变换运算的OFDM信号中的至少一个来生成延迟配置文件，并且基于该延迟配置文件确定延迟扩展；
通过根据延迟扩展从具有从最窄带宽到最宽带宽的内插滤波器中选择N个输出之一，N是正整数，在频率维中对已经经过时间维内插的已知信号执行内插，并且估计传输码元中的所有副载波的传输路径特性；以及
基于在执行频率维内插的步骤中所估计的传输路径特性来均衡已经经过傅立叶变换运算的信号的波形，其中
在生成延迟扩展的步骤中，采用在执行傅立叶变换运算的步骤中所执行的傅立叶变换运算的开始位置的时间点与预定副载波的最后到达路径的到达时间点之间的时间差作为该延迟扩展。
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