JP4623180B2 - 受信装置、受信方法、およびプログラム - Google Patents

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Description

本発明は、受信装置、受信方法、およびプログラムに関し、特に、１波環境または近接遅延波環境であるかどうかを精度よく判定することができるようにした受信装置、受信方法、およびプログラムに関する。
地上デジタル放送の変調方式として、直交周波数分割多重方式（OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式）と呼ばれる変調方式が用いられている。
OFDM方式は、伝送帯域内に多数の直交するサブキャリアを設け、それぞれのサブキャリアの振幅および位相にデータを割り当て、PSK(Phase Shift Keying)やQAM(Quadrature Amplitude Modulation)によりデジタル変調する方式である。
OFDM方式は、多数のサブキャリアで伝送帯域全体を分割するため、サブキャリア１波あたりの帯域は狭くなり、伝送速度は遅くなるが、トータルの伝送速度は従来の変調方式と変わらないという特徴を有している。また、OFDM方式は、後述するガードインターバルを設けることでマルチパス耐性を向上させることができるという特徴を有している。
さらに、OFDM方式においては、複数のサブキャリアに対してデータの割り当てが行なわれることから、変調は、逆フーリエ変換を行うIFFT(Inverse Fast Fourier Transform)演算によって行うことができる。また、変調の結果得られるOFDM信号の復調は、フーリエ変換を行うFFT(Fast Fourier Transform)演算によって行うことができる。
従って、OFDM信号を送信する送信装置は、IFFT演算を行う回路を用いて構成することができ、OFDM信号を受信する受信装置は、FFT演算を行う回路を用いて構成することができる。
以上のような特徴から、OFDM方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上デジタル放送に適用されることが多い。OFDM方式を採用した地上デジタル放送の規格としては、例えば、DVB-T(Digital Video Broadcasting-Terrestrial)やISDB-T(Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial)、ISDB-TSBといった規格がある。
図１は、OFDMシンボルを示す図である。
OFDM方式においては、信号の伝送はOFDMシンボルと呼ばれる単位で行われる。
図１に示すように、１OFDMシンボルは、送信時にIFFTが行われる信号区間である有効シンボルと、有効シンボルの後半の一部分の波形がコピーされたガードインターバル（以下、GIという）とから構成される。GIは、時間軸上で有効シンボルの前の位置に挿入される。OFDM方式では、GIを挿入することにより、マルチパス環境下において発生するOFDMシンボル間の干渉を防ぐことが可能になる。
OFDMシンボルの有効シンボルの長さ、すなわち、ガードインターバルを含まない長さである有効シンボル長がTu［秒］であり、サブキャリアどうしの間隔がFc［Hz］であるとすると、式Fc＝１／Tuの関係が成り立つ。
このようなOFDMシンボルが複数集められて１つのOFDM伝送フレームが形成される。例えば、ISDB-T規格においては、２０４のOFDMシンボルから１つのOFDM伝送フレームが形成される。このOFDM伝送フレームの単位を基準として、パイロット信号の挿入位置が定められている。
各サブキャリアに対する変調方式としてQAM系の変調方式を用いるOFDM方式においては、伝送時にマルチパス等の影響を受けることにより、サブキャリア毎に、振幅および位相が送信時のものと受信時のものとで異なるものになってしまう。そのため、受信側では、受信信号の振幅および位相が送信されたものと等しくなるように信号の等化を行う必要がある。
OFDM方式では、送信側で、所定の振幅および所定の位相のパイロット信号を伝送シンボル内に離散的に挿入しておき、受信側で、パイロット信号の振幅および位相に基づいて伝送路の周波数特性を求め、受信信号を等化するようにしている。
このように、伝送路特性を算出するために用いられるパイロット信号のことをスキャッタードパイロット信号（以下、SP信号）という。図２に、DVB-T規格やISDB-T規格で採用されているSP信号のOFDMシンボル内での配置パターンを示す。図２においては、縦方向が時間方向となり、横方向が周波数方向となる。
図３は、従来のOFDM受信機の構成例を示すブロック図である。
チューナ２は、受信アンテナ１において受信されたRF信号をIF信号に周波数変換し、IF信号をA/D変換回路３に出力する。
A/D変換回路３は、チューナ２から供給されたIF信号に対してA/D変換を施し、デジタルのIF信号を直交復調回路４に出力する。
直交復調回路４は、搬送波生成回路５から供給された搬送波を用いて直交復調を行うことによってベースバンドのOFDM信号を取得し、出力する。このベースバンドのOFDM信号は、FFT演算が行われる前の時間領域の信号である。
以下、FFT演算が行われる前のベースバンドのOFDM信号をOFDM時間領域信号という。OFDM時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と虚軸成分（Ｑチャンネル信号）を含んだ複素信号となる。直交復調回路４から出力されたOFDM時間領域信号は、搬送波生成回路５、FFT回路６、FFT区間制御回路７、および遅延プロファイル推定回路１０に供給される。
搬送波生成回路５は、直交復調回路４から供給されたOFDM時間領域信号に基づいて所定の周波数の搬送波を生成し、直交復調回路４に出力する。
FFT回路６は、FFT区間制御回路７から供給されたFFTトリガーパルスに基づいて、１つのOFDMシンボルの信号から有効シンボル長の範囲の信号を抜き出す。また、FFT回路６は、抜き出したOFDM時間領域信号に対してFFT演算を行うことによって、各サブキャリアに直交変調されているデータを抽出する。
FFT演算の開始位置は、OFDMシンボルの境界である図１の位置Ａから、GIと有効シンボルの境界位置である位置Ｂまでの間のいずれかの位置となる。FFT演算範囲はFFT区間と呼ばれ、このFFT区間の開始位置が、FFT区間制御回路７から供給されるFFTトリガーパルスにより指定される。
FFT回路６は、抽出したデータを表すOFDM信号を出力する。このOFDM信号は、FFT演算が行われた後の周波数領域の信号である。以下、FFT演算が行われた後のOFDM信号をOFDM周波数領域信号という。OFDM周波数領域信号は伝送路歪み補償回路８のSP抽出回路８−１と除算回路８−４に供給される。
FFT区間制御回路７は、直交復調回路４から供給されたOFDM時間領域信号と、遅延プロファイル推定回路１０により推定された遅延プロファイルに基づいてFFT区間を決定し、FFTトリガーパルスをFFT回路６に出力する。
伝送路歪み補償回路８は、SP抽出回路８−１、時間方向特性推定回路８−２、周波数方向特性補間回路８−３、および除算回路８−４から構成される。
SP抽出回路８−１は、OFDM周波数領域信号からSP信号を抽出し、SP信号の変調成分を除去することによって、SP信号に対する伝送路特性を推定する。SP抽出回路８−１は、推定した伝送路特性を表す伝送路特性データを時間方向特性推定回路８−２に出力する。
時間方向特性推定回路８−２は、SP抽出回路８−１により推定された伝送路特性に基づいて、SP信号が配置されているサブキャリアの時間方向に並ぶ各OFDMシンボルに対する伝送路特性を推定する。例えば、時間方向特性推定回路８−２は、SP抽出回路８−１により推定された図２のSP信号SP1に対する伝送路特性と、SP信号SP2に対する伝送路特性を用いて、図２の領域Ａ1内の他のシンボルに対する伝送路特性を推定する。
SP信号は同一時間上では１２サブキャリア毎に挿入されるから、時間方向特性推定回路８−２においては３サブキャリア毎の伝送路特性が推定される。時間方向特性推定回路８−２は、推定した３サブキャリア毎の伝送路特性を表すデータを出力する。時間方向特性推定回路８−２から出力されたデータは周波数方向特性補間回路８−３と遅延プロファイル推定回路１０に供給される。
周波数方向特性補間回路８−３は、周波数方向の伝送路特性を補間する処理である周波数補間処理を行い、３サブキャリア毎の伝送路特性から、周波数方向の各OFDMシンボルに対するサブキャリアの伝送路特性を推定する。
周波数補間処理は、３サブキャリア毎の伝送路特性を表すデータを３倍アップサンプリングしたものに対して低域通過フィルタをかけることによって実現される。周波数方向特性補間回路８−３には複数の低域通過フィルタが補間フィルタとして与えられており、周波数補間処理に用いる補間フィルタが周波数補間フィルタ選択回路１１から供給されたフィルタ選択信号により指定される。例えば、周波数方向特性補間回路８−３は、図２の領域Ａ2に含まれるOFDMシンボルの位置のうち、伝送路特性の推定がまだ行われていないOFDMシンボルに対する伝送路特性を推定する。
この結果、全サブキャリアの伝送路特性が推定される。周波数方向特性補間回路８−３は、全サブキャリアの伝送路特性の推定結果を表すデータを除算回路８−４に出力する。
除算回路８−４は、周波数方向特性補間回路８−３から供給された全サブキャリアの伝送路特性に基づいて、OFDM周波数領域信号に含まれる歪みを補正する。除算回路８−４は、歪みを補正したOFDM周波数領域信号を誤り訂正回路９に出力する。
誤り訂正回路９は、送信側でインタリーブされている信号に対してデインタリーブ処理を施し、さらに、デンパンクチャ、ビタビ復号、拡散信号除去、RS復号などの処理を施す。誤り訂正回路９は、各種の処理を施すことによって得られたデータを復号データとして後段の回路に出力する。
遅延プロファイル推定回路１０は、伝送路の時間応答特性を求めることによって伝送路の遅延プロファイルを推定する。例えば、遅延プロファイル推定回路１０は、時間方向特性推定回路８−２により推定された伝送路特性にIFFTを施し、その結果に閾値処理を施して遅延プロファイルを推定する。閾値以下の値が求められた部分はノイズ成分と見なされ、閾値を越えた値が求められた部分にパスが存在するとして判断される。
遅延プロファイル推定回路１０により推定された遅延プロファイルはFFT区間制御回路７と周波数補間フィルタ選択回路１１に供給される。遅延プロファイル推定の方法としては、GI期間をタップ係数とする整合フィルタ（MF(Matched Filter)）を利用してOFDM時間領域信号から推定する方法も知られている。
周波数補間フィルタ選択回路１１は、遅延プロファイル推定回路１０により推定された遅延プロファイルに基づいて遅延広がりを求め、遅延広がりに応じたフィルタ帯域の補間フィルタを選択する。周波数補間フィルタ選択回路１１は、選択した補間フィルタを指定するフィルタ選択信号を周波数方向特性補間回路８−３に出力する。
図４は、周波数方向特性補間回路８−３の構成例を示す図である。
図４に示すように、周波数方向特性補間回路８−３は、周波数補間フィルタ回路８−３ａ0乃至８−３ａN-1、およびセレクタ回路８−３ｂから構成される。時間方向特性推定回路８−２から出力された３サブキャリア毎の伝送路特性を表すデータは周波数補間フィルタ回路８−３ａ0乃至８−３ａN-1に入力される。周波数補間フィルタ選択回路１１から出力されたフィルタ選択信号はセレクタ回路８−３ｂに入力される。
周波数補間フィルタ回路８−３ａ0乃至８−３ａN-1は、それぞれ、与えられている補間フィルタを用いて３サブキャリア毎の伝送路特性を表すデータに対して周波数補間処理を施し、周波数補間処理の結果を表すデータをセレクタ回路８−３ｂに出力する。
図４の例においては、周波数補間フィルタ回路８−３ａ0はフィルタ帯域BW０の補間フィルタを用いて補間処理を行う回路とされ、周波数補間フィルタ回路８−３ａ1はフィルタ帯域BW１の補間フィルタを用いて補間処理を行う回路とされている。周波数補間フィルタ回路８−３ａN-1はフィルタ帯域BW(N-1)の補間フィルタを用いて補間処理を行う回路とされている。フィルタ帯域BW０乃至BW３を時間軸上に表したものを図５に示す。
図５の例においては、フィルタ帯域BW０の帯域幅が最も広く、フィルタ帯域BW３の帯域幅が最も狭いものとされている。上向きの白抜きの三角の位置がフィルタ帯域の中心位置を表す。フィルタ帯域の中心位置が遅延広がりの中心位置と同じ位置になるようにして周波数補間処理が行われる。
セレクタ回路８−３ｂは、周波数補間フィルタ回路８−３ａ0乃至８−３ａN-1から供給されたデータのうち、フィルタ選択信号により指定される補間フィルタを用いて周波数補間処理を行うことによって得られた伝送路特性の補間結果のデータを選択する。セレクタ回路８−３ｂにより選択された信号は除算回路８−４に出力される。
特開２００２−２３２３９０号公報 特開２００８−３５３７７号公報
ところで、FFT演算の対象からはGIの区間を除くのが一般的であるが、FFT演算の対象の信号がサイクリックプレフィックス型のOFDM信号である場合、遅延波の無い１波環境であればGIの情報を有効に活用することが可能になる。ここでは、GIの区間の信号と有効シンボルの末尾にあるGIのコピー元の区間の信号は一致するということが利用される。
例えば、GIとそのコピー元の区間の信号の振幅を半分とし、振幅を半分にしたGIの区間の信号を同じく振幅を半分にしたコピー元の区間の信号に加算するとともに、GIとそのコピー元の区間以外の区間に１を乗算するような窓関数がかけられる。その後、GIの終了位置を開始位置にするようなFFT区間を設定してFFT演算を行うことで、GIのコピー元の区間のS/N比を向上させることが可能になる。
GIの区間の信号を有効活用したこのようなFFT演算を行うためには１波環境であることを精度よく判定する必要があるが、従来の遅延プロファイルを用いた判定方法ではその精度が十分でないことがあった。遅延プロファイルの推定においては上述したように閾値処理が行われるが、ノイズ成分を誤ってパスとして検出してしまうことがある。
１波環境であるかどうかを誤って判定してしまい、１波環境ではないにも関わらずこのような窓関数をかけてからFFT演算を行った場合、GIのコピー元の区間の信号にGI以外の信号を加算してしまうことになり、その結果、復調結果の信号が劣化してしまう。
また、周波数補間処理においても、１波環境であることを精度よく判定することができれば、その１波を対象として補間フィルタの帯域等を設定することができることから、信号の品質を向上させることができるものと考えられる。
本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、１波環境または近接遅延波環境であるかどうかを精度よく判定することができるようにするものである。
本発明の一側面の受信装置は、受信されたOFDM信号からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出手段と、前記パイロット信号に対する前記OFDM信号の伝送路の特性を推定し、時間方向に補間することによって所定のサブキャリア毎の伝送路特性を求める第１の推定手段と、前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を、第１の帯域を有する補間フィルタでフィルタリングして周波数方向に補間することにより第１の全サブキャリアの伝送路特性を求め、前記第１の帯域より広い第２の帯域を有する補間フィルタでフィルタリングして周波数方向に補間することにより第２の全サブキャリアの伝送路特性を求める補間手段と、前記第１の全サブキャリアの伝送路特性を用いて前記OFDM信号の歪みを補正し、前記第２の全サブキャリアの伝送路特性を用いて前記OFDM信号の歪みを補正する歪み補正手段と、歪みが補正されたそれぞれの前記OFDM信号の品質を計算する計算手段と、前記第１の全サブキャリアの伝送路特性を用いて歪みを補正した前記OFDM信号である第１の歪み補正後信号の品質と、前記第２の全サブキャリアの伝送路特性を用いて歪みを補正した前記OFDM信号である第２の歪み補正後信号の品質に基づいて、伝送路の環境が、前記第１の帯域を有する補間フィルタの通過帯域に全てのパスを含めることができる１波環境または近接遅延波環境であるのか否かを判定する判定手段とを備える。
時間方向に補間がされた伝送路特性がＮ個のサブキャリア毎に前記第１の推定手段により求められ、前記OFDM信号のOFDMシンボルの、ガードインターバルを含まない長さである有効シンボル長をTu秒とした場合、前記第１の帯域を有する補間フィルタの通過帯域と前記第２の帯域を有する補間フィルタの通過帯域を、Tu／Ｎ秒以下とすることができる。
前記１波環境または前記近接遅延波環境であると判定された場合、処理対象のシンボルを表すOFDM時間領域信号に対して窓関数をかけてからFFT演算を行い、前記１波環境でも、前記近接遅延波環境でもないと判定された場合、処理対象のシンボルを表すOFDM時間領域信号に対して窓関数をかけずにFFT演算を行うFFT演算手段をさらに設けることができる。
前記窓関数は、処理対象のシンボルのガードインターバルの区間の信号の振幅と、ガードインターバルのコピー元の区間の信号の振幅に１／２を乗算し、振幅を１／２にした信号どうしを加算するとともに、振幅を１／２とする区間以外の区間の信号の振幅に１を乗算する関数であるようにすることができる。
前記判定手段には、前記第１の歪み補正後信号の品質が、前記第２の歪み補正後信号の品質より良い場合、前記１波環境または前記近接遅延波環境であると判定させることができる。
前記判定手段には、前記第１の歪み補正後信号の品質が、所定の係数を乗算することによって悪い品質を表すものになるように変換させた後の、前記第２の歪み補正後信号の品質より良い場合、伝送路の環境が前記１波環境または前記近接遅延波環境であると判定させることができる。
前記第１および第２の歪み補正後信号の品質が所定の期間毎に前記計算手段により計算される場合、前記判定手段には、複数の前記所定の期間にわたって連続して、前記第１の歪み補正後信号の品質が、前記第２の歪み補正後信号の品質より良いとき、または、複数の前記所定の期間のうち、前記第１の歪み補正後信号の品質が前記第２の歪み補正後信号の品質より良い期間の方が、前記第２の歪み補正後信号の品質が前記第１の歪み補正後信号の品質より良い期間より長いとき、伝送路の環境が前記１波環境または前記近接遅延波環境であると判定させることができる。
前記判定手段には、前記第１の歪み補正後信号の品質が、所定の係数を乗算することによって良い品質を表すものになるように変換した後の、前記第２の歪み補正後信号の品質より悪く、かつ、前記所定の係数と異なる係数を乗算することによって悪い品質を表すものになるように変換した後の、前記第２の歪み補正後信号の品質より良い場合、伝送路の環境が前記１波環境または前記近接遅延波環境であると判定させることができる。
前記第１の帯域を有する補間フィルタの帯域の中心位置と、前記第２の帯域を有する補間フィルタの帯域の中心位置を変化させる制御手段をさらに設けることができる。
帯域の中心位置をそれぞれの位置に変えることによって取得された複数の前記第１と第２の歪み補正後信号の品質に基づいて、最も良い品質の歪み補正後信号を得るのに用いられた補間フィルタが前記第１の帯域を有する補間フィルタと前記第２の帯域を有する補間フィルタのうちのいずれの補間フィルタであるのかと、最も良い品質の歪み補正後信号を得るのに用いられた補間フィルタの帯域の中心位置を選択する選択手段と、前記選択手段により選択された方の補間フィルタを、前記選択手段により選択された中心位置と同じ位置に帯域の中心位置がくるように設定し、設定した補間フィルタを用いて、前記第１の推定手段により推定された前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性をフィルタリングして周波数方向に補間することにより全サブキャリアの伝送路特性を求める可変係数補間手段と、前記可変係数補間手段により求められた前記全サブキャリアの伝送路特性を用いて前記OFDM信号の歪みを補正し、等化を行う等化手段とをさらに設けることができる。
前記OFDM信号に基づいて遅延プロファイルを推定する第２の推定手段をさらに設けることができる。この場合、前記判定手段には、前記第１の歪み補正後信号の品質が前記第２の歪み補正後信号の品質より良く、前記第２の推定手段により推定された遅延プロファイルにより表される主波の位置と、最も良い品質の前記第１の歪み補正後信号を得るのに用いられた補間フィルタの前記第１の帯域の中心位置との差が閾値より小さい場合、伝送路の環境が前記１波環境または前記近接遅延波環境であると判定させることができる。
本発明の一側面の受信方法またはプログラムは、受信されたOFDM信号からパイロット信号を抽出し、前記パイロット信号に対する前記OFDM信号の伝送路の特性を推定し、時間方向に補間することによって所定のサブキャリア毎の伝送路特性を求め、前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を、第１の帯域を有する補間フィルタでフィルタリングして周波数方向に補間することにより第１の全サブキャリアの伝送路特性を求め、前記第１の帯域より広い第２の帯域を有する補間フィルタでフィルタリングして周波数方向に補間することにより第２の全サブキャリアの伝送路特性を求め、前記第１の全サブキャリアの伝送路特性を用いて前記OFDM信号の歪みを補正し、前記第２の全サブキャリアの伝送路特性を用いて前記OFDM信号の歪みを補正し、歪みが補正されたそれぞれの前記OFDM信号の品質を計算し、前記第１の全サブキャリアの伝送路特性を用いて歪みを補正した前記OFDM信号である第１の歪み補正後信号の品質と、前記第２の全サブキャリアの伝送路特性を用いて歪みを補正した前記OFDM信号である第２の歪み補正後信号の品質に基づいて、伝送路の環境が、前記第１の帯域を有する補間フィルタの通過帯域に全てのパスを含めることができる１波環境または近接遅延波環境であるのか否かを判定するステップを含む。
本発明の一側面においては、受信されたOFDM信号からパイロット信号が抽出され、前記パイロット信号に対する前記OFDM信号の伝送路の特性が推定され、時間方向に補間することによって所定のサブキャリア毎の伝送路特性が求められる。前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性が、第１の帯域を有する補間フィルタでフィルタリングして周波数方向に補間することにより第１の全サブキャリアの伝送路特性が求められ、前記第１の帯域より広い第２の帯域を有する補間フィルタでフィルタリングして周波数方向に補間することにより第２の全サブキャリアの伝送路特性が求められ、前記第１の全サブキャリアの伝送路特性を用いて前記OFDM信号の歪みが補正され、前記第２の全サブキャリアの伝送路特性を用いて前記OFDM信号の歪みが補正される。歪みが補正されたそれぞれの前記OFDM信号の品質が計算され、前記第１の全サブキャリアの伝送路特性を用いて歪みを補正した前記OFDM信号である第１の歪み補正後信号の品質と、前記第２の全サブキャリアの伝送路特性を用いて歪みを補正した前記OFDM信号である第２の歪み補正後信号の品質に基づいて、伝送路の環境が、前記第１の帯域を有する補間フィルタの通過帯域に全てのパスを含めることができる１波環境または近接遅延波環境であるのか否かが判定される。
本発明の一側面によれば、１波環境または近接遅延波環境であるかどうかを精度よく判定することができる。
＜１．第１の実施の形態＞
［受信機の構成例］
図６は、本発明の一実施形態に係る受信機１００の構成例を示すブロック図である。
図６に示す構成のうち、図３の構成と同じ構成には同じ符号を付してある。重複する説明については適宜省略する。
図６の受信機１００の構成は、主に、周波数補間フィルタ選択回路１１に替えて最適フィルタ係数選択回路２１が設けられている点が図３の構成と異なる。また、周波数補間処理を行う回路として、補間フィルタの帯域などの特性を最適フィルタ係数選択回路２１から供給される係数に基づいて変えて周波数補間処理を行う周波数方向特性補間回路２２が伝送路歪み補償回路８内に設けられている。
図６の受信機１００においては、周波数補間処理に用いる補間フィルタを遅延プロファイルに基づいて制御する方法ではなく、複数の補間フィルタを用いて周波数補間処理を試行し、実際に用いる補間フィルタを制御する方法が採用されている。
周波数補間処理を試行して得られた信号の品質の特徴から、主波が１波だけある環境、または、主波以外に近接遅延波だけがある環境であるのか否かが判定され、その判定結果に基づいて補間フィルタが制御される。主波が１波だけある環境、または、主波以外に近接遅延波だけがある環境であるかの判定結果はFFT演算にも用いられる。
以下、適宜、主波が１波だけある１波環境と、主波以外に近接遅延波だけがある近接遅延波環境を区別する必要がない場合、１波環境のことも近接遅延波環境に含めて説明する。後述する近接遅延波判定は、１波環境または近接遅延波環境であるか否かの判定となる。
チューナ２は、受信アンテナ１において受信されたRF信号をIF信号に周波数変換し、IF信号をA/D変換回路３に出力する。
A/D変換回路３は、IF信号に対してA/D変換を施し、デジタルのIF信号を直交復調回路４に出力する。
直交復調回路４は、搬送波生成回路５から供給された搬送波を用いて直交復調を行うことによってOFDM時間領域信号を取得し、出力する。
搬送波生成回路５は、所定の周波数の搬送波を生成し、直交復調回路４に出力する。
FFT回路６は、FFT区間制御回路７による制御に従って、適宜、窓関数をかけた上で、FFT区間制御回路７から供給されたFFTトリガーパルスに基づいてFFT区間を設定し、FFT区間内のOFDM時間領域信号を対象としてFFT演算を行う。FFT回路６は、FFT演算を行うことによって抽出した各サブキャリアに直交変調されているデータを表すOFDM周波数領域信号をSP抽出回路８−１、除算回路８−４、および最適フィルタ係数選択回路２１に出力する。
FFT区間制御回路７は、最適フィルタ係数選択回路２１から供給された近接遅延波判定フラグ、および遅延プロファイル推定回路１０により推定された遅延プロファイルに基づいてFFT回路６によるFFT演算を制御する。近接遅延波判定フラグは、伝送路の環境が近接遅延波環境であるのか、近接遅延波環境でないのかを表す。
図７は、近接遅延波環境でない場合のFFT演算の制御の例を示す図である。
図７には主波と遅延波が示されている。この遅延波は主波に対する遅延が大きく、近接遅延波ではないパスである。
この場合、図７に示すように、各OFDMシンボルに対して主波のGIの終了位置を開始位置とするFFT区間がFFTトリガーパルスによって設定され、FFT区間内の信号を対象としてFFT回路６によりFFT演算が行われる。GI部分は除かれた上でFFT演算が行われることになる。
図８は、１波環境であり、近接遅延波環境であるとして判定された場合のFFT演算の制御の例を示す図である。
図８の上段には主波だけが示されている。この場合、FFT区間制御回路７による制御に従って、OFDM時間領域信号に対して窓関数がFFT回路６によりかけられ、図８の矢印Ａ1の先に示すように、GIの区間の信号とGIのコピー元の区間の信号の振幅が１／２になる。また、矢印Ａ2の先に示すように、振幅を１／２にしたGIの区間の信号が、同じく振幅を１／２にしたGIのコピー元の区間の信号に加算される。
図８の下段に示す加算結果の信号に対しては、例えば主波のGIの終了位置を開始位置とするFFT区間がFFTトリガーパルスによって設定され、FFT区間内の信号を対象としてFFT演算が行われる。例えば、主波のGIの終了位置は推定された遅延プロファイルに基づいて特定される。
この処理により、GIが有効活用され、GIのコピー元の区間のS/N比が向上することになる。
最適フィルタ係数選択回路２１による近接遅延波判定の精度は、推定した遅延プロファイルに基づいて環境を判定する場合の精度と較べて高い。従って、高い精度で、GIを有効活用することができ、信号の品質を向上させることが可能になる。
図６の説明に戻り、伝送路歪み補償回路８のSP抽出回路８−１は、OFDM周波数領域信号からSP信号を抽出し、SP信号に対する伝送路特性を推定する。SP抽出回路８−１は、推定した伝送路特性を表す伝送路特性データを時間方向特性推定回路８−２に出力する。
時間方向特性推定回路８−２は、SP信号が配置されているサブキャリアの時間方向に並ぶ各OFDMシンボルに対する伝送路特性を推定する。時間方向特性推定回路８−２は、推定した３サブキャリア毎の伝送路特性を表すデータである時間方向特性推定データを最適フィルタ係数選択回路２１、周波数方向特性補間回路２２、および遅延プロファイル推定回路１０に出力する。
周波数方向特性補間回路２２は、最適フィルタ係数選択回路２１から供給される係数に基づいて、補間フィルタの帯域とその中心位置を変え、周波数補間処理を行う。
図９は、周波数方向特性補間回路２２の構成例を示す図である。
図９に示すように、周波数方向特性補間回路２２は、３倍アップサンプリング回路２２Ａと補間フィルタ回路２２Ｂから構成される。
３倍アップサンプリング回路２２Ａは、時間方向特性推定回路８−２から供給された時間方向特性推定データのサンプル値どうしの間に、新たなサンプル値として例えば２個のゼロを補間する。３倍アップサンプリング回路２２Ａは、サンプル値の数を元のデータの３倍にした時間方向特性推定データを補間フィルタ回路２２Ｂに出力する。
補間フィルタ回路２２Ｂは、周波数方向の伝送路特性の補間のためのフィルタリングを行うLPF(Low Pass Filter)からなり、３倍アップサンプリング回路２２Ａからの時間方向特性推定データをフィルタリングする。フィルタリングに用いられるLPF（補間フィルタ）の帯域を広帯域と狭帯域のうちのいずれの帯域にするのかと、帯域の中心位置とが、最適フィルタ係数選択回路２１から供給された係数により調整される。
補間フィルタ回路２２Ｂは、広帯域フィルタ、または狭帯域フィルタを補間フィルタとして用いてフィルタリングを行うことによって、ゼロの補間によって時間方向特性推定データに生じる折り返り成分を除去し、周波数方向の補間をした伝送路特性を求める。補間フィルタ回路２２Ｂは、周波数方向の補間を行った伝送路特性、すなわち、全サブキャリアの伝送路特性を表すデータである周波数方向特性補間データを除算回路８−４に出力する。
補間フィルタの帯域を図５に示すように時間軸上に表した場合、例えば、広帯域フィルタの帯域としては約Tu／３［秒］に相当する帯域が用いられる。また、狭帯域フィルタの帯域としては、広帯域フィルタの帯域より狭い、約Tu／１２［秒］に相当する帯域が用いられる。
広帯域フィルタの帯域として用いられるTu／３について説明する。
図１０は、時間方向特性推定データを示す図である。
図１０に示すような時間方向特性推定データが、図２に示すようにして配置されるSP信号に対する伝送路特性データを用いて時間方向特性推定回路８−２により求められる。図１０において、白丸と斜線を付した丸は、OFDM信号のサブキャリア（伝送シンボル）を表す。また、図１０において、斜線を付した丸は、時間方向特性推定回路８−２での処理後に伝送路特性が推定されている伝送シンボルを表す。
SP信号に対する伝送路特性データを用いて時間方向に伝送路特性の推定が行われることによって、図１０に示すように、３サブキャリア毎に、各OFDMシンボルに対する伝送路特性が求められる。図１０に示すような伝送路特性を表す時間方向特性推定データが時間方向特性推定回路８−２から周波数方向特性補間回路２２に供給される。
図１１は、周波数方向特性補間データを示す図である。
周波数方向特性補間回路２２においては、３サブキャリア毎の伝送路特性を表す時間方向特性推定データをサブキャリア番号方向に用い、図１１において斜線を付した範囲で囲む、OFDMシンボルのサブキャリアのそれぞれの伝送路特性を求めることが行われる。
具体的には、３倍アップサンプリング回路２２Ａにおいては、時間方向特性推定データのサンプル値どうしの間に２個のゼロを補間することにより、データ量を元のデータの３倍にした時間方向特性推定データが生成される。
３倍アップサンプリング回路２２Ａに入力される時間方向特性推定データは、図１０に示すような３サブキャリア毎の伝送路特性を表すサンプル値の系列である。従って、この時間方向特性推定データについては、伝送路特性が推定されているサブキャリアどうしの間に、伝送路特性が推定されていないサブキャリアが２個だけ存在する。このため、３倍アップサンプリング回路２２Ａにおいては、伝送路特性が推定されていない２個のサブキャリアに対する伝送路特性のサンプル点となる２個のゼロが補間される。
なお、補間されるゼロの数は、時間方向特性推定回路８−２で得られる時間方向特性推定データが、いくつのサブキャリア毎の伝送路特性を表す伝送路特性データであるかによって異なる。
このように、時間方向特性推定データのサンプル値どうしの間に２個のゼロが補間されると、その補間の結果として得られる時間方向特性推定データは、時間領域において、折り返り成分を含むものとなる。以下、適宜、ゼロが補間された時間方向特性推定データを０値補間特性データという。
時間方向特性推定データが折り返り成分を含む理由について説明すると、時間方向特性推定データはOFDM周波数領域信号から求められるデータであり、周波数領域のデータである。
そして、時間方向特性推定データと、その時間方向特性推定データにゼロを補間して得られる０値補間特性データとは、アナログ信号としては同一の信号である。時間方向特性推定データの時間領域のデータと、０値補間特性データの時間領域のデータとは、周波数成分が同一のデータとなる。
また、時間方向特性推定データは、３サブキャリア毎の伝送路特性を表すサンプル値の系列である。サブキャリアどうしの間隔は、上述したようにFc＝１／Tu［Hz］であるから、３サブキャリア毎の伝送路特性を表すサンプル値の系列である時間方向特性推定データのサンプル値どうしの間隔は３Fc＝３／Tu［Hz］である。
従って、時間方向特性推定データのサンプル値どうしの間に２個のゼロが補間されることによって得られる０値補間特性データのサンプル値どうしの間隔は、Fc＝１／Tu［Hz］となる。
一方、サンプル値どうしの間隔が３Fc＝３／Tu［Hz］の時間方向特性推定データは、時間領域では、１／３Fc＝Tu／３［秒］を１周期とするデータである。
また、サンプル値どうしの間隔がFc＝１／Tu［Hz］の０値補間特性データは、時間領域では、１／Fc＝Tu［秒］を１周期とするデータ、すなわち、時間方向特性推定データの周期の３倍を１周期とするデータである。
以上のように、時間方向特性推定データの時間領域のデータと周波数成分が同一であって、その周期の３倍を１周期とする０値補間特性データの時間領域のデータは、時間方向特性推定データの時間領域のデータが３回繰り返されたものとなる。
図１２は、０値補間特性データの時間領域のデータの例を示す図である。
ここでは、主波と遅延波の２つのパスがある場合について説明する。図１２の横軸は時間を表し、縦軸はパスのパワーレベルを表している。
周期がTu［秒］の０値補間特性データは、時間領域で見ると、周期がTu／３［秒］の時間方向特性推定データに対応するマルチパスが３回繰り返されたものとなる。
いま、図１２において斜線を付して示す中央のマルチパスを周波数方向特性補間データとして抽出するものとすると、周波数方向特性補間データに対応する所望のマルチパスを得るには他のマルチパスを除去する必要がある。
そこで、補間フィルタ回路２２Ｂにおいては、０値補間特性データをフィルタリングすることで、所望マルチパス以外のマルチパスを除去し、周波数方向特性補間データに対応する所望マルチパスを抽出することが行われる。
なお、０値補間特性データは周波数領域のデータであり、補間フィルタ回路２２Ｂでの０値補間特性データのフィルタリングは、補間フィルタのフィルタ係数と、周波数領域のデータである０値補間特性データとの畳み込みとなる。
周波数領域での畳み込みは時間領域での窓関数との乗算になるので、０値補間特性データのフィルタリングは、時間領域においては、０値補間特性データと、補間フィルタ回路２２Ｂの通過帯域に対応する窓関数との乗算として表すことができる。図１２の太線で示す窓関数は、０値補間特性データのフィルタリングとしての乗算に用いられる、補間フィルタ回路２２Ｂの通過帯域に対応する関数を表している。
３回繰り返されているマルチパスの周期はTu／３［秒］である。よって、補間フィルタを、例えば、３回繰り返されているマルチパスの周期Tu／３［秒］と同一の帯域幅の、−Tu／６〜＋Tu／６の帯域を通過帯域とするLPFとすることで、周波数方向特性補間データに対応する所望マルチパスを抽出することができる。
補間フィルタ回路２２Ｂにおいて補間フィルタとして用いられる広帯域フィルタの帯域であるTu／３は、このように時間方向の伝送路特性の推定によっていくつのサブキャリア毎の伝送路特性を求めることができるのかによって定まる。
補間フィルタ回路２２Ｂは、周波数補間処理により推定した全サブキャリアの伝送路特性の推定結果を図６の除算回路８−４に出力する。
除算回路８−４は、周波数方向特性補間回路２２から供給された全サブキャリアの伝送路特性に基づいて、OFDM周波数領域信号に含まれる歪みを補正して等化を行う。除算回路８−４は、歪みを補正したOFDM周波数領域信号を誤り訂正回路９に出力する。
OFDM信号が伝送路で受けるマルチパス等に起因する歪みはOFDM信号に対する乗算となる。OFDM信号が伝送路で受ける歪みの補正は、実際に受信されたOFDM信号を伝送路特性で除算することで実現される。
誤り訂正回路９は、各種の処理を施すことによって得られたデータを復号データとして後段の回路に出力する。
遅延プロファイル推定回路１０は、伝送路の遅延プロファイルを推定し、遅延プロファイルをFFT区間制御回路７に出力する。
最適フィルタ係数選択回路２１は、広帯域フィルタと狭帯域フィルタのそれぞれの帯域の中心位置をずらし、中心位置をずらした補間フィルタを用いて複数の条件の下で周波数補間処理を試行する。最適フィルタ係数選択回路２１により用いられる広帯域フィルタと狭帯域フィルタは、それぞれ、周波数方向特性補間回路２２において周波数補間処理に用いられる広帯域フィルタと狭帯域フィルタと同じ帯域幅のフィルタである。
また、最適フィルタ係数選択回路２１は、各条件の下で周波数補間処理を試行することによって求められた全サブキャリアの伝送路特性に基づいて、FFT回路６から供給されたOFDM周波数領域信号の歪みを補正する。最適フィルタ係数選択回路２１は、歪みを補正したそれぞれのOFDM周波数領域信号の品質を計算する。
最適フィルタ係数選択回路２１は、最もよい品質が得られた条件を決定し、その条件における補間フィルタ（広帯域フィルタまたは狭帯域フィルタ）と、帯域の中心位置を表す係数を周波数方向特性補間回路２２に出力する。
また、最適フィルタ係数選択回路２１は、最もよい品質が得られた条件における補間フィルタが狭帯域フィルタである場合、近接遅延波環境であると判定し、そのことを表す近接遅延波判定フラグをFFT区間制御回路７に出力する。
最適フィルタ係数選択回路２１においては、例えばシンボル毎に、最もよい品質の信号を得ることのできる補間フィルタとその中心位置、および近接遅延波判定結果が求められる。
ここで、狭帯域フィルタと広帯域フィルタを用いた近接遅延波判定について説明する。
図１３Ａ乃至Ｄは、補間フィルタの中心位置と、歪みを補正したOFDM周波数領域信号の信号品質について説明する図である。横方向が時間方向を表し、縦方向がパスのパワーを表す。
図１３Ａは、受信信号のプロファイルの例を示す図である。ここでは、Ｐ，Ｑ，Ｒの３つのパスが存在する場合について説明する。
図１３Ｂに示すように、全てのパスを帯域に含むように補間フィルタをかけた場合、最終的に得られる歪み補正後のOFDM周波数領域信号の品質は良くなる。上向きの白抜きの三角は補間フィルタの帯域の中心位置を表す。
逆に、図１３Ｃ，Ｄに示すように、一部のパスを帯域に含めないように補間フィルタをかけた場合、最終的に得られる歪み補正後のOFDM周波数領域信号の品質は、全てのパスを含めるように補間フィルタをかけた図１３Ｂの場合の品質と較べて悪くなる。
このように、補間フィルタの中心位置をずらして帯域を順次シフトさせたときに各タイミングで求められる信号品質をグラフで表すと図１４Ｂに示すようなものになる。図１４Ｂのグラフの横軸は補間フィルタの中心位置を表し、縦軸は信号品質を表す。上方向の値ほど品質が悪く、下方向の値ほど品質が良い。
図１４Ａに示すような位置ｐ1に補間フィルタの帯域の中心位置がある場合、周波数補間処理によって求められた伝送路特性を用いて歪みを補正したOFDM周波数領域信号の品質は、図１４Ｂに示すように品質ｑで表される。
補間フィルタの帯域にはパスＰが含まれないから、この場合に求められる品質ｑは、全てのパスを含むように例えば位置ｐ2に帯域の中心位置がある場合の品質と較べてパスＰの電力に応じた分だけ悪くなる。
なお、３つのパス全てを帯域に含むような位置を中心位置にした場合であっても信号品質が図１４Ｂのグラフの横軸と一致しないのは、図１４Ａに示すように全域にわたって白色雑音があるためである。
図１５Ａ，Ｂは、狭帯域フィルタの帯域の中心位置をずらした場合の信号品質と、広帯域フィルタの帯域の中心位置をずらした場合の信号品質を重ねたグラフを示す図である。
図１５Ａ，Ｂの例においては、狭帯域フィルタの帯域はBW１とされ、広帯域フィルタの帯域はBW０とされている。帯域の中心位置によっては、３つのパス全てを広帯域フィルタの帯域に含めることができるが、狭帯域フィルタの帯域にはどの位置を中心位置にしても含めることができない。
３つのパスがある環境では狭帯域フィルタの帯域に全パスを含めることができないため、図１５Ｂに示すように、基本的に、狭帯域フィルタを用いた場合の信号品質は広帯域フィルタを用いた場合の信号品質と較べて悪くなる。図１５Ｂの実線は広帯域フィルタを用いた場合の信号品質を表し、破線は狭帯域フィルタを用いた場合の信号品質を表す。
図１６Ａ，Ｂは、１波環境における、狭帯域フィルタの帯域の中心位置をずらした場合の信号品質と、広帯域フィルタの帯域の中心位置をずらした場合の信号品質を重ねたグラフを示す図である。
１波環境である場合、帯域の中心位置によっては、全てのパス（１波）を狭帯域フィルタの帯域に含めることができるため、狭帯域フィルタを用いた場合であっても、良い品質のOFDM周波数領域信号を得ることが可能になる。
図１６Ｂの例においては、位置ｐ11からｐ12の間に帯域の中心位置がある場合には狭帯域フィルタの帯域にはパスＰが含まれる。また、位置ｐ21からｐ22の間に帯域の中心位置がある場合には広帯域フィルタの帯域にはパスＰが含まれる。
同じようにパスＰを帯域に含む場合であっても、狭帯域フィルタを用いた場合の信号品質の方が広帯域フィルタを用いた場合の信号品質より良くなるのは、帯域に含まれる白色雑音の量が狭帯域フィルタを用いた場合の方が少ないためである。
以上のことから、近接遅延波判定においては、狭帯域フィルタを用いた場合の最も良い信号品質が、広帯域フィルタを用いた場合の最も良い信号品質より良くなることがあるときに近接遅延波環境であると判定される。
帯域の中心位置も考慮され、図１６Ｂに示すように、狭帯域フィルタを用いた場合の最も良い信号品質の区間が、広帯域フィルタを用いた場合の最も良い信号品質の区間内にある場合に近接遅延波環境であると判定されるようにしてもよい。
一方、狭帯域フィルタを用いた場合の最も良い信号品質が、広帯域フィルタを用いた場合の最も良い信号品質より良くなることがないときに近接遅延波環境ではないと判定される。
以上の判定においては、図１６ＡのパスＰとの遅延広がりが小さいパスであって、狭帯域フィルタの帯域にパスＰとともに含まれるようなパスがある環境も、１波環境と区別できないために近接遅延波環境であるとして判定される。近接遅延波は、帯域の中心位置によっては狭帯域フィルタの帯域に主波とともに含まれるほど遅延広がりが小さい遅延波ということになる。
図１７は、以上のような原理で近接遅延波判定を行うとともに、周波数方向特性補間回路２２において用いられる補間フィルタを制御する最適フィルタ係数選択回路２１の構成例を示す図である。
コントローラ３１は、同一シンボルのデータを保持し、保持する同一シンボルのデータが読み出されるように、メモリ３２と３３の読み書きを制御する。また、コントローラ３１は、補間フィルタの帯域の試行用の中心位置であるトライアル中心位置を狭帯域周波数補間回路３４、広帯域周波数補間回路３５、最適値選択回路３８Ａ，３８Ｂに出力する。
メモリ３２は、コントローラ３１による制御に従って、FFT回路６から供給されたOFDM周波数領域信号を１シンボル分保持する。メモリ３２により保持された１シンボルのOFDM周波数領域信号は、伝送路歪み補正回路３６Ａ，３６Ｂにより読み出される。
メモリ３３は、コントローラ３１による制御に従って、時間方向特性推定回路８−２により推定された３サブキャリア毎の伝送路特性を表すデータである時間方向特性推定データを１シンボル分保持する。メモリ３３により保持された１シンボルの時間方向特性推定データは、狭帯域周波数補間回路３４、広帯域周波数補間回路３５により読み出される。
狭帯域周波数補間回路３４は、図９の周波数方向特性補間回路２２と同様の構成を有しており、狭帯域フィルタを補間フィルタとして用いて周波数補間処理を行う。すなわち、狭帯域周波数補間回路３４は、時間方向特性推定データのサンプル値を３倍にアップサンプリングし、コントローラ３１から供給されるトライアル中心位置に従って帯域の中心位置を調整した狭帯域フィルタを用いて周波数補間処理を行う。
狭帯域周波数補間回路３４は、周波数補間処理を行うことによって得られた全サブキャリアの伝送路特性を伝送路歪み補正回路３６Ａに出力する。
広帯域周波数補間回路３５も、図９の周波数方向特性補間回路２２と同様の構成を有しており、広帯域フィルタを補間フィルタとして用いて周波数補間処理を行う。広帯域周波数補間回路３５は、時間方向特性推定データのサンプル値を３倍にアップサンプリングし、コントローラ３１から供給されるトライアル中心位置に従って帯域の中心位置を調整した広帯域フィルタを用いて周波数補間処理を行う。
広帯域周波数補間回路３５は、周波数補間処理を行うことによって得られた全サブキャリアの伝送路特性を伝送路歪み補正回路３６Ｂに出力する。
狭帯域周波数補間回路３４と広帯域周波数補間回路３５が補間手段としての機能を有する。
狭帯域周波数補間回路３４、広帯域周波数補間回路３５においては、補間フィルタの帯域の中心位置を所定の幅ずつ移動させるなどして周波数補間処理が複数パターン行われ、それぞれのパターンの周波数補間処理によって得られた伝送路特性が出力される。帯域の中心位置によって上述したようにパスが補間フィルタの帯域に含まれたり含まれなかったりするから、周波数補間処理によって求められる伝送路特性は、コントローラ３１により設定されるトライアル中心位置毎に適宜異なるものになる。
伝送路歪み補正回路３６Ａは、狭帯域周波数補間回路３４から伝送路特性が供給される毎に、供給された伝送路特性に基づいて、メモリ３２から読み出した１シンボル分のOFDM周波数領域信号に含まれる伝送路の歪みを補正する。伝送路歪み補正回路３６Ａは、歪みを補正したOFDM周波数領域信号を信号品質計算回路３７Ａに出力する。
伝送路歪み補正回路３６Ｂは、広帯域周波数補間回路３５から伝送路特性が供給される毎に、供給された伝送路特性に基づいて、メモリ３２から読み出した１シンボル分のOFDM周波数領域信号に含まれる伝送路の歪みを補正する。伝送路歪み補正回路３６Ｂは、歪みを補正したOFDM周波数領域信号を信号品質計算回路３７Ｂに出力する。
伝送路歪み補正回路３６Ａ，３６Ｂが歪み補正手段としての機能を有する。
信号品質計算回路３７Ａは、伝送路歪み補正回路３６Ａから１シンボル分のOFDM周波数領域信号が供給される毎にその品質を計算し、計算した品質を試行結果として最適値選択回路３８Ａに出力する。
例えば、信号品質計算回路３７Ａは、OFDM周波数領域信号に含まれるノイズのパワーを計算し、その値を出力する。品質がノイズのパワーで表されるから、値が小さいほど品質が良く、大きいほど品質が悪いことを表す。
信号品質計算回路３７Ｂは、信号品質計算回路３７Ａと同様にして、伝送路歪み補正回路３６Ｂから１シンボル分のOFDM周波数領域信号が供給される毎にその品質を計算し、計算した品質を試行結果として最適値選択回路３８Ｂに出力する。
信号品質計算回路３７Ａ，３７Ｂが、計算手段としての機能を有する。
最適値選択回路３８Ａは、信号品質計算回路３７Ａにより計算された品質を順次保持する。対象としている１シンボルのOFDM周波数領域信号について全パターンの試行が狭帯域フィルタの帯域の中心位置を変えて行われた場合、最適値選択回路３８Ａには、図１５Ｂ、図１６Ｂのグラフにおいて破線で示すような試行結果が得られる。
最適値選択回路３８Ａは、全パターン分の試行結果を取得した場合、最も良い品質のOFDM周波数領域信号を生成するのに用いられた、狭帯域フィルタの帯域の中心位置を選択する。最適値選択回路３８Ａにおいては、対象としている１シンボルのOFDM周波数領域信号については、どの位置を狭帯域フィルタの帯域の中心位置としたときに最も品質の良い信号が得られるのかが特定されることになる。
最適値選択回路３８Ａによる選択結果は、狭帯域フィルタの最適中心位置として狭広選択回路３９と近接遅延波判定回路４０に出力される。狭広選択回路３９と近接遅延波判定回路４０には、最適中心位置を狭帯域フィルタの帯域の中心位置としたときに求められた試行結果の品質も出力される。
最適値選択回路３８Ｂは、信号品質計算回路３７Ｂにより計算された品質を順次保持する。対象としている１シンボルのOFDM周波数領域信号について全パターンの試行が広帯域フィルタの帯域の中心位置を変えて行われた場合、最適値選択回路３８Ｂには、図１５Ｂ、図１６Ｂのグラフにおいて実線で示すような試行結果が得られる。
最適値選択回路３８Ｂは、全パターン分の試行結果を取得した場合、最も良い品質のOFDM周波数領域信号を生成するのに用いられた、広帯域フィルタの帯域の中心位置を選択する。最適値選択回路３８Ｂにおいては、対象としている１シンボルのOFDM周波数領域信号については、どの位置を広帯域フィルタの帯域の中心位置としたときに最も品質の良い信号が得られるのかが特定されることになる。
最適値選択回路３８Ｂによる選択結果は、広帯域フィルタの最適中心位置として狭広選択回路３９と近接遅延波判定回路４０に出力される。狭広選択回路３９と近接遅延波判定回路４０には、最適中心位置を広帯域フィルタの帯域の中心位置としたときに求められた試行結果の品質も出力される。
狭広選択回路３９は、最適値選択回路３８Ａから供給された品質と、最適値選択回路３８Ｂから供給された品質を比較し、良かった方の品質ととともに供給された最適中心位置を選択する。狭広選択回路３９は、選択した方の最適中心位置を最適フィルタ中心とし、最適フィルタ中心と、最適フィルタ中心に中心位置を調整する帯域（狭帯域フィルタまたは広帯域フィルタ）を表す係数を出力する。
狭広選択回路３９から出力された係数は周波数方向特性補間回路２２に供給され、周波数補間処理に用いられる。周波数方向特性補間回路２２に対しては、シンボル毎に、周波数補間処理に用いるのが広帯域フィルタであるのか狭帯域フィルタであるのかが指定されるとともに、その帯域の中心位置が指定されることになる。
近接遅延波判定回路４０は、最適値選択回路３８Ａ，３８Ｂから供給された最適中心位置と信号品質のうちの信号品質に基づいて、図１５、図１６を参照して説明したようにして近接遅延波判定を行い、判定結果を表す近接遅延波判定フラグを出力する。
近接遅延波判定回路４０から出力された近接遅延波判定フラグはFFT区間制御回路７に供給され、図７、図８を参照して説明したようなFFT演算の制御に用いられる。FFT区間制御回路７に対しては、シンボル毎に、伝送路の環境が近接遅延波環境であるのか否かが指定されることになる。
図１８は、近接遅延波判定回路４０の構成例を示す図である。
最適値選択回路３８Ａから供給された信号品質と、最適値選択回路３８Ｂから供給された信号品質は比較回路６１に入力される。以下、説明の便宜上、最適値選択回路３８Ａから供給された、狭帯域フィルタを用いたときに得られるOFDM周波数領域信号の最も良い品質を、単に、狭帯域フィルタの信号品質という。また、最適値選択回路３８Ｂから供給された、広帯域フィルタを用いたときに得られるOFDM周波数領域信号の最も良い品質を、単に、広帯域フィルタの信号品質という。
比較回路６１は、狭帯域フィルタの信号品質と、広帯域フィルタの信号品質を比較する。比較回路６１は、狭帯域フィルタの信号品質の方が良い（最適値選択回路３８Ａから供給された、狭帯域フィルタの信号品質を表す値の方が小さい）と判定した場合、近接遅延波環境であると判定し、そのことを表す近接遅延波判定フラグを出力する。
［近接遅延波判定回路４０の構成の変形例１］
図１９は、近接遅延波判定回路４０の他の構成例を示す図である。
図１９の構成のうち、図１８の構成と同じ構成には同じ符号を付してある。図１９の例においては、比較回路６１の他に乗算回路６２が設けられている。最適値選択回路３８Ａから供給された狭帯域フィルタの信号品質は比較回路６１に入力され、最適値選択回路３８Ｂから供給された広帯域フィルタの信号品質は乗算回路６２に入力される。
乗算回路６２は、広帯域フィルタの信号品質を表す信号に対してゲインα（α≧１．０）をかけ、得られた信号を比較回路６１に出力する。上述したように、信号品質を表す値はその値が小さいほど良い品質を表すから、１以上の値であるゲインαをかけることにより、広帯域フィルタの信号品質は品質の悪い値を表すものになるように変換されることになる。
比較回路６１は、狭帯域フィルタの信号品質と、乗算回路６２により変換された変換後の広帯域フィルタの信号品質を比較する。比較回路６１は、狭帯域フィルタの信号品質の方が良いと判定した場合、近接遅延波環境であると判定し、そのことを表す近接遅延波判定フラグをFFT区間制御回路７に出力する。
図１６Ｂを参照して説明したように、近接遅延波環境である場合、基本的には、広帯域フィルタの帯域には白色雑音が多く含まれるために広帯域フィルタの信号品質の方が狭帯域フィルタの信号品質より悪くなる。
しかし、白色雑音が極端に少ない場合には、近接遅延波環境であるにも関わらず広帯域フィルタの信号品質の方が狭帯域フィルタの信号品質より良くなるといった逆転現象が起こることもあり、この場合、近接遅延波判定の結果に誤りが出てしまうことになる。
ゲインをかけて広帯域フィルタの信号品質を悪くする方向に変換してから狭帯域フィルタの信号品質と比較することにより、このような信号品質の逆転現象が起こった際にも、近接遅延波環境であることを正しく判別することが可能になる。
［近接遅延波判定回路４０の構成の変形例２］
図２０は、近接遅延波判定回路４０のさらに他の構成例を示す図である。
図２０の構成のうち、図１８の構成と同じ構成には同じ符号を付してある。図２０の例においては、比較回路６１の出力側に保護回路６３が設けられている。最適値選択回路３８Ａから供給された狭帯域フィルタの信号品質と最適値選択回路３８Ｂから供給された広帯域フィルタの信号品質は比較回路６１に入力される。
比較回路６１は、狭帯域フィルタの信号品質と、広帯域フィルタの信号品質を比較し、比較結果を保護回路６３に出力する。
保護回路６３は、比較回路６１による複数の比較結果を用いて近接遅延波環境であるか否かを判定し、判定結果を表す近接遅延波判定フラグを出力する。
例えば、保護回路６３においては、比較回路６１から供給された今回の比較結果を含めて過去Ｎ回分の比較結果では狭帯域フィルタの信号品質の方が良いことの方が多かった場合、近接遅延波環境であると判定される。
また、比較回路６１から供給された今回の比較結果を含めて過去Ｎ回に渡って連続して狭帯域フィルタの信号品質の方が良かった場合、近接遅延波環境であると判定される。
複数の比較結果を用いて判定することにより、ある１シンボルを対象にしている期間だけ他の期間の比較結果と異なる比較結果が求められるような、いわば瞬間的な比較結果の誤りが近接遅延波判定の結果に影響を与えないようにすることが可能になる。
［近接遅延波判定回路４０の構成の変形例３］
図２１は、近接遅延波判定回路４０の構成例を示す図である。
図２１に示す近接遅延波判定回路４０は、比較回路６１Ａ，６１Ｂ、乗算回路６２Ａ，６２Ｂ、およびAND回路６４から構成される。最適値選択回路３８Ａから供給された狭帯域フィルタの信号品質は比較回路６１Ａと比較回路６１Ｂに入力され、最適値選択回路３８Ｂから供給された広帯域フィルタの信号品質は乗算回路６２Ａと乗算回路６２Ｂに入力される。
乗算回路６２Ａは、広帯域フィルタの信号品質を表す信号に対してゲインα（α≧１．０）をかけ、得られた信号を比較回路６１Ａに出力する。１以上の値であるゲインαをかけることにより、広帯域フィルタの信号品質は品質の悪い値を表すものになるように変換される。
乗算回路６２Ｂは、広帯域フィルタの信号品質を表す信号に対してゲインβ（β≦１．０）をかけ、得られた信号を比較回路６１Ａに出力する。１以下の値であるゲインβをかけることにより、広帯域フィルタの信号品質は品質の良い値を表すものになるように変換される。
比較回路６１Ａは、狭帯域フィルタの信号品質と、乗算回路６２Ａにより変換された変換後の広帯域フィルタの信号品質を比較し、比較結果をAND回路６４に出力する。
比較回路６１Ｂは、狭帯域フィルタの信号品質と、乗算回路６２Ｂにより変換された変換後の広帯域フィルタの信号品質を比較し、比較結果をAND回路６４に出力する。
AND回路６４は、比較回路６１Ａの比較結果と比較回路６１Ｂの比較結果に基づいて、以下の条件を満たす場合、近接遅延波環境であると判定し、そのことを表す近接遅延波判定フラグを出力する。
広帯域フィルタの信号品質×β ≦ 狭帯域フィルタの信号品質 ≦ 広帯域フィルタの信号品質×α
このように、近接遅延波環境であると判定する条件として下限（広帯域フィルタの信号品質×β）を設定する理由について説明する。
上述したように、周波数方向特性補間回路２２における周波数補間処理は、時間方向特性推定データのサンプル値を３倍にアップサンプリングした後、０値補間特性データに対してTu／３以下の帯域の補間フィルタをかけることで実現される。
図２２Ａは、時間方向特性推定データの例を示す図である。図１２の場合と同様に、横方向は時間を表し、縦方向はパスのパワーを表す。
図２２Ａの例においては、パスＰとパスＱの２波環境であるものとされている。また、遅延広がりはTu／３［秒］以下であるものとされている。時間領域での時間方向特性推定データは現実のプロファイルを表す。
図２２Ａに示すような時間方向特性推定データに対して２個のゼロを補間し、サンプル値を３倍にアップサンプリングした場合、図２２Ｂに示すようにTu／３［秒］を１周期としてパスの折り返りが発生する。
遅延広がりがTu／３［秒］以下である場合、Tu／３の帯域の広帯域フィルタをかけると図２２Ｃに示すように所望のパスだけを取り出すことが可能になる。
次に、遅延広がりがTu／３［秒］を超える遅延波が存在する環境を想定する。
この環境での時間方向特性推定データを図２３Ａに示す。図２３Ａに示す時間方向特性推定データに対して２個のゼロを補間し、サンプル値を３倍にアップサンプリングした場合、パスの折り返りは図２３Ｂに示すようなものとして現れる。
アップサンプリングした時間方向特性推定データに対して、パスＲの位置を基準としてTu／３の帯域の広帯域フィルタをかけると、図２３Ｃに示すように、広帯域フィルタの帯域には、パスＲと、遅延波であるパスＳの折り返り成分であるパスＳ’’が含まれる。
すなわち、本来の遅延波の成分であるパスＳを広帯域フィルタによって抑圧してしまうことになり、この場合、最終的に得られるOFDM周波数領域信号の信号品質は悪くなる。パスＳの替わりにパスＳ’’を帯域に含めるより、パスＳ’’自体をも帯域に含めないようにして抑圧した方が信号品質は良くなる。
遅延広がりがTu／３［秒］を超える遅延波が存在する環境において、広帯域フィルタのかわりに狭帯域フィルタをかけた状態を図２４に示す。
狭帯域フィルタをかけた場合、図２４に示すように、パスＳを狭帯域フィルタの帯域に含めることはできないが、パスＳ’’を抑圧することはできる。図２３Ｃに示すようにして広帯域フィルタをかけた場合の信号品質と、図２４に示すようにして狭帯域フィルタをかけた場合の信号品質を比較すると、パスの電力比にもよるが、通常、後者の信号品質の方が良くなる。
図１８乃至図２０の構成によって近接遅延波判定を行うとすると、遅延広がりがTu／３［秒］を超える遅延波が存在する場合には、実際には近接遅延波環境ではないにもかかわらず、近接遅延波環境であると判定してしまう。
このことから、１以下の値をゲインβとしてかけて良くなる方向に品質を変換させた変換後の広帯域フィルタの信号品質を下限として設定し、上記条件を満たす場合にのみ近接遅延波環境であると判定することにより、誤判定を防ぐことができる。
広帯域フィルタの変換後の信号品質よりも良く、変換前の信号品質と較べて極端に良い品質が狭帯域フィルタの信号品質として計算されたような場合には、その狭帯域フィルタの信号品質を信頼することなく、近接遅延波環境ではないと判定されることになる。
［受信機の動作］
次に、以上のような構成を有する受信機１００の動作について説明する。
はじめに、図２５のフローチャートを参照して、受信機１００の受信処理について説明する。
各ステップの処理は、番号順に行われるだけでなく、適宜、他のステップの処理と並行して、または前後して行われる。
ステップＳ１において、チューナ２は、受信アンテナ１において受信されたRF信号を周波数変換し、IF信号を出力する。
ステップＳ２において、A/D変換回路３は、IF信号に対してA/D変換を施し、デジタルのIF信号を出力する。
ステップＳ３において、直交復調回路４は直交復調を行い、OFDM時間領域信号を出力する。
ステップＳ４において、FFT回路６は、FFT区間制御回路７による制御に従ってFFT演算を行い、OFDM周波数領域信号を出力する。
ステップＳ５において、SP抽出回路８−１は、OFDM周波数領域信号からSP信号を抽出し、SP信号に対するサブキャリアの伝送路特性を推定する。
ステップＳ６において、時間方向特性推定回路８−２は、３サブキャリア毎の伝送路特性を推定し、時間方向特性推定データを出力する。
ステップＳ７において、遅延プロファイル推定回路１０は、時間方向特性推定データに基づいて遅延プロファイルを推定する。
ステップＳ８において、最適フィルタ係数選択回路２１はフィルタ係数選択処理を行う。フィルタ係数選択処理によって選択された係数は周波数方向特性補間回路２２に出力され、近接遅延波判定の結果を表す近接遅延波判定フラグはFFT区間制御回路７に出力される。フィルタ係数選択処理については図２６のフローチャートを参照して後述する。
ステップＳ９において、FFT区間制御回路７は、近接遅延波環境ではないことを近接遅延波判定フラグから確認した場合、図７を参照して説明したように、GIを除去してFFT演算を行うようにFFT回路６を制御する。また、FFT区間制御回路７は、近接遅延波環境であることを確認した場合、図８を参照して説明したように、窓関数をかけてからFFT演算を行うようにFFT回路６を制御する。
ステップＳ１０において、周波数方向特性補間回路２２は、時間方向特性推定データのサンプル値のアップサンプリングを行い、フィルタ係数選択処理によって選択された係数に基づいて帯域とその中心位置を調整した補間フィルタを用いて周波数補間処理を行う。
ステップＳ１１において、除算回路８−４は、周波数補間処理により得られた全サブキャリアの伝送路特性に基づいて、OFDM周波数領域信号に含まれる歪みを補正する。
ステップＳ１２において、誤り訂正回路９は、歪みが補正されたOFDM周波数領域信号に対して誤り訂正等の処理を施し、復号データを出力する。
以上の処理が、信号の受信を行っている間、受信機１００により繰り返される。
次に、図２６のフローチャートを参照して、図２５のステップＳ８において行われるフィルタ係数選択処理について説明する。
この処理は、メモリ３２から１シンボルのOFDM周波数領域信号が読み出されるとともに、メモリ３３から１シンボル分の時間方向特性推定データが読み出されたときに開始される。
ステップＳ２１において、コントローラ３１は、時間軸上での所定の位置をトライアル中心位置として選択する。
ステップＳ２２において、狭帯域周波数補間回路３４は、トライアル中心位置にあわせて狭帯域フィルタを設定し、周波数補間処理を行う。また、広帯域周波数補間回路３５は、トライアル中心位置にあわせて広帯域フィルタを設定し、周波数補間処理を行う。
ステップＳ２３において、伝送路歪み補正回路３６Ａは、狭帯域周波数補間回路３４による周波数補間処理によって求められた伝送路特性に基づいて、OFDM周波数領域信号に含まれる伝送路の歪みを補正する。また、伝送路歪み補正回路３６Ｂは、広帯域周波数補間回路３５による周波数補間処理によって求められた伝送路特性に基づいて、OFDM周波数領域信号に含まれる伝送路の歪みを補正する。
ステップＳ２４において、信号品質計算回路３７Ａは、伝送路歪み補正回路３６Ａにより歪みが補正されたOFDM周波数領域信号の品質を計算する。また、信号品質計算回路３７Ｂは、伝送路歪み補正回路３６Ｂにより歪みが補正されたOFDM周波数領域信号の品質を計算する。信号品質計算回路３７Ａにより計算された品質は最適値選択回路３８Ａにより保持され、信号品質計算回路３７Ｂにより計算された品質は最適値選択回路３８Ｂにより保持される。
ステップＳ２５において、例えば信号品質計算回路３７Ａは、対象のシンボルについて、補間フィルタの帯域の中心位置を変えて全パターンの周波数補間処理を試行したか否かを判定する。全パターンの周波数補間処理を試行していないとステップＳ２５において判定された場合、ステップＳ２１に戻り、トライアル中心位置を変えて以上の処理が繰り返される。
一方、全パターンの周波数補間処理を試行したとステップＳ２５において判定された場合、ステップＳ２６において、最適値選択回路３８Ａは、全パターン分の試行結果に基づいて狭帯域フィルタの最適中心位置を選択する。また、最適値選択回路３８Ｂは、全パターン分の試行結果に基づいて広帯域フィルタの最適中心位置を選択する。
ステップＳ２７において、狭広選択回路３９は、最適値選択回路３８Ａから供給された品質と、最適値選択回路３８Ｂから供給された品質を比較して最適フィルタ中心を選択する。狭広選択回路３９は、最適フィルタ中心と、最適フィルタ中心に中心位置を調整する帯域（狭帯域フィルタまたは広帯域フィルタ）を表す係数を出力する。
ステップＳ２８において、近接遅延波判定回路４０は、最適値選択回路３８Ａ，３８Ｂから供給された信号品質に基づいて近接遅延波判定を行い、近接遅延波判定フラグを出力する。
その後、図２５のステップＳ８に戻り、それ以降の処理が行われる。
以上の処理により、近接遅延波環境であることを、推定した遅延プロファイルを用いることなく、精度良く判定することができる。
また、近接遅延波環境でないときにはGIを除去してFFT演算を行うことができ、近接遅延波環境であるときにはGIを有効に活用してFFT演算を行うことができる。近接遅延波判定の結果が高い精度で求められるため、環境に応じてFFT演算を切り替える場合にその切り替えを誤ってしまうのを防止することができる。
さらに、近接遅延波環境である場合には狭帯域フィルタを用いて周波数補間処理を行い、近接遅延波環境でない場合には広帯域フィルタを用いて周波数補間処理を行うことができる。近接遅延波判定の結果が高い精度で求められるため、環境に応じて補間フィルタを切り替える場合にその切り替えを誤ってしまうのを防止することができる。
＜２．第２の実施の形態＞
図２７は、本発明の一実施形態に係る受信機１００の他の構成例を示すブロック図である。
図２７に示す構成のうち、図６の構成と同じ構成には同じ符号を付してある。重複する説明については省略する。図２７に示す受信機１００の構成は、主波位置が遅延プロファイル推定回路１０から最適フィルタ係数選択回路２１に供給される点が図６の構成と異なる。
図２７の遅延プロファイル推定回路１０は、推定した遅延プロファイルに基づいて主波位置を特定し、最適フィルタ係数選択回路２１に出力する。
最適フィルタ係数選択回路２１は、周波数補間処理を試行して、補間フィルタの中心位置等の選択と近接遅延波判定を行うが、この近接遅延波判定に、遅延プロファイル推定回路１０により特定された主波位置を用いる。最適フィルタ係数選択回路２１は、主波位置を用いて行った近接遅延波判定の結果を表す近接遅延波判定フラグをFFT区間制御回路７に出力する。
図２８は、図２７の最適フィルタ係数選択回路２１の構成例を示す図である。
図２８に示す構成のうち、図１７の構成と同じ構成には同じ符号を付してある。重複する説明については省略する。図２８に示す最適フィルタ係数選択回路２１の構成は、遅延プロファイル推定回路１０から出力された主波位置が近接遅延波判定回路４０に入力される点が図１７の構成と異なる。
近接遅延波判定回路４０は、図１７の近接遅延波判定回路４０と同様に、狭帯域フィルタの信号品質と広帯域フィルタの信号品質を比較する。
また、近接遅延波判定回路４０は、近接遅延波環境である場合には最適値選択回路３８Ａにより選択される狭帯域フィルタの最適中心位置が主波位置とほぼ一致することを利用して、狭帯域フィルタの最適中心位置と主波位置の差分の絶対値を、閾値と比較する。
近接遅延波判定回路４０は、狭帯域フィルタの信号品質の方が広帯域フィルタの信号品質より良く、かつ、狭帯域フィルタの最適中心位置と主波位置の差分の絶対値が閾値より小さい場合に、近接遅延波環境であると判定する。
狭帯域フィルタの信号品質の方が広帯域フィルタの信号品質より悪い場合、または、狭帯域フィルタの最適中心位置と主波位置の差分の絶対値が閾値より大きい場合、近接遅延波判定回路４０は、近接遅延波環境ではないと判定する。
図２９は、図２８の近接遅延波判定回路４０の構成例を示す図である。
図２９の例においては、図２１を参照して説明した構成に対して、主波位置を用いた処理を行う構成が追加されている。重複する説明については適宜省略する。図１８、図１９、または図２０を参照して説明した構成に対して、主波位置を用いた処理を行う構成を追加して図２８の近接遅延波判定回路４０を実現するようにしてもよい。
最適値選択回路３８Ａから供給された狭帯域フィルタの信号品質は比較回路６１Ａと比較回路６１Ｂに入力され、最適値選択回路３８Ｂから供給された広帯域フィルタの信号品質は乗算回路６２Ａと乗算回路６２Ｂに入力される。また、遅延プロファイル推定回路１０から供給された主波位置と、最適値選択回路３８Ａから供給された狭帯域フィルタの最適中心位置は減算回路７２に入力される。
減算回路７２は、狭帯域フィルタの最適中心位置と主波位置の差分を計算し、絶対値演算回路７３に出力する。
絶対値演算回路７３は、減算回路７２により計算された差分の絶対値を計算し、比較回路７１に出力する。
比較回路７１は、閾値と、絶対値演算回路７３により計算された差分の絶対値を比較し、比較結果をAND回路６４に出力する。
AND回路６４は、比較回路６１Ａの比較結果と比較回路６１Ｂの比較結果が上記条件を満たし、かつ、比較回路７１による比較結果が、狭帯域フィルタの最適中心位置と主波位置の差分の絶対値が閾値より小さい場合、近接遅延波環境であると判定する。AND回路６４は、判定結果を表す近接遅延波判定フラグを出力する。
このようにして主波位置を用いることによって、主波位置を用いない場合に較べて、より高い精度で近接遅延波判定を行うことが可能になる。
なお、主波位置と遅延波の位置の中心位置といったように他の位置を主波位置の替わりに用いることも可能である。
上述した一連の処理は、ハードウエアにより実行することもできるし、ソフトウエアにより実行することもできる。一連の処理をソフトウエアにより実行する場合には、そのソフトウエアを構成するプログラムが、専用のハードウエアに組み込まれているコンピュータ、または汎用のパーソナルコンピュータなどに、プログラム記録媒体からインストールされる。
図３０は、上述した一連の処理をプログラムにより実行するコンピュータのハードウェアの構成例を示すブロック図である。
CPU(Central Processing Unit)８１、ROM(Read Only Memory)８２、RAM(Random Access Memory)８３は、バス８４により相互に接続されている。
バス８４には、さらに、入出力インタフェース８５が接続されている。入出力インタフェース８５には、キーボード、マウスなどよりなる入力部８６、ディスプレイ、スピーカなどよりなる出力部８７が接続される。また、バス８４には、ハードディスクや不揮発性のメモリなどよりなる記憶部８８、ネットワークインタフェースなどよりなる通信部８９、リムーバブルメディア９１を駆動するドライブ９０が接続される。
以上のように構成されるコンピュータでは、CPU８１が、例えば、記憶部８８に記憶されているプログラムを入出力インタフェース８５及びバス８４を介してRAM８３にロードして実行することにより、上述した一連の処理が行われる。
CPU８１が実行するプログラムは、例えばリムーバブルメディア９１に記録して、あるいは、ローカルエリアネットワーク、インターネット、デジタル放送といった、有線または無線の伝送媒体を介して提供され、記憶部８８にインストールされる。
なお、コンピュータが実行するプログラムは、本明細書で説明する順序に沿って時系列に処理が行われるプログラムであっても良いし、並列に、あるいは呼び出しが行われたとき等の必要なタイミングで処理が行われるプログラムであっても良い。
本発明の実施の形態は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。
OFDMシンボルを示す図である。 SP信号の配置パターンを示す図である。 従来のOFDM受信機の構成例を示すブロック図である。 図３の周波数方向特性補間回路の構成例を示す図である。 フィルタ帯域を示す図である。 本発明の一実施形態に係る受信機の構成例を示すブロック図である。 FFT演算の制御の例を示す図である。 FFT演算の制御の他の例を示す図である。 図６の周波数方向特性補間回路の構成例を示す図である。 時間方向特性推定データを示す図である。 周波数方向特性補間データを示す図である。 ０値補間特性データの時間領域のデータの例を示す図である。 OFDM周波数領域信号の信号品質について説明する図である。 信号品質を表すグラフを示す図である。 １波環境でない場合の信号品質のグラフを示す図である。 １波環境である場合の信号品質のグラフを示す図である。 図６の最適フィルタ係数選択回路の構成例を示す図である。 図１７の近接遅延波判定回路の構成例を示す図である。 図１７の近接遅延波判定回路の他の構成例を示す図である。 図１７の近接遅延波判定回路のさらに他の構成例を示す図である。 図１７の近接遅延波判定回路の構成例を示す図である。 パスの折り返りの例を示す図である。 パスの折り返りの他の例を示す図である。 狭帯域フィルタをかけた状態を示す図である。 受信機の受信処理について説明するフローチャートである。 図２５のステップＳ８において行われるフィルタ係数選択処理について説明するフローチャートである。 本発明の一実施形態に係る受信機の他の構成例を示すブロック図である。 図２７の最適フィルタ係数選択回路の構成例を示す図である。 図２８の近接遅延波判定回路の構成例を示す図である。 コンピュータの構成例を示すブロック図である。
符号の説明
６ FFT回路， ７ FFT区間制御回路， ８−１ SP抽出回路， ８−２ 時間方向特性推定回路， ８−４ 除算回路， １０ 遅延プロファイル推定回路， ２１ 最適フィルタ係数選択回路， ２２ 周波数方向特性補間回路， ３１ コントローラ、 ３２，３３ メモリ， ３４ 狭帯域周波数補間回路， ３５ 広帯域周波数補間回路， ３６Ａ，３６Ｂ 伝送路歪み補正回路， ３７Ａ，３７Ｂ 信号品質計算回路， ３８Ａ，３８Ｂ 最適値選択回路， ３９ 狭広選択回路， ４０ 近接遅延波判定回路

Claims (13)

  1. 受信されたOFDM信号からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出手段と、
    前記パイロット信号に対する前記OFDM信号の伝送路の特性を推定し、時間方向に補間することによって所定のサブキャリア毎の伝送路特性を求める第１の推定手段と、
    前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を、第１の帯域を有する補間フィルタでフィルタリングして周波数方向に補間することにより第１の全サブキャリアの伝送路特性を求め、前記第１の帯域より広い第２の帯域を有する補間フィルタでフィルタリングして周波数方向に補間することにより第２の全サブキャリアの伝送路特性を求める補間手段と、
    前記第１の全サブキャリアの伝送路特性を用いて前記OFDM信号の歪みを補正し、前記第２の全サブキャリアの伝送路特性を用いて前記OFDM信号の歪みを補正する歪み補正手段と、
    歪みが補正されたそれぞれの前記OFDM信号の品質を計算する計算手段と、
    前記第１の全サブキャリアの伝送路特性を用いて歪みを補正した前記OFDM信号である第１の歪み補正後信号の品質と、前記第２の全サブキャリアの伝送路特性を用いて歪みを補正した前記OFDM信号である第２の歪み補正後信号の品質に基づいて、伝送路の環境が、前記第１の帯域を有する補間フィルタの通過帯域に全てのパスを含めることができる１波環境または近接遅延波環境であるのか否かを判定する判定手段と
    を備える受信装置。
  2. 時間方向に補間がされた伝送路特性がＮ個のサブキャリア毎に前記第１の推定手段により求められ、前記OFDM信号のOFDMシンボルの、ガードインターバルを含まない長さである有効シンボル長をTu秒とした場合、
    前記第１の帯域を有する補間フィルタの通過帯域と前記第２の帯域を有する補間フィルタの通過帯域は、Tu／Ｎ秒以下である
    請求項１に記載の受信装置。
  3. 前記１波環境または前記近接遅延波環境であると判定された場合、処理対象のシンボルを表すOFDM時間領域信号に対して窓関数をかけてからFFT演算を行い、前記１波環境でも、前記近接遅延波環境でもないと判定された場合、処理対象のシンボルを表すOFDM時間領域信号に対して窓関数をかけずにFFT演算を行うFFT演算手段をさらに備える
    請求項１に記載の受信装置。
  4. 前記窓関数は、処理対象のシンボルのガードインターバルの区間の信号の振幅と、ガードインターバルのコピー元の区間の信号の振幅に１／２を乗算し、振幅を１／２にした信号どうしを加算するとともに、振幅を１／２とする区間以外の区間の信号の振幅に１を乗算する関数である
    請求項３に記載の受信装置。
  5. 前記判定手段は、前記第１の歪み補正後信号の品質が、前記第２の歪み補正後信号の品質より良い場合、前記１波環境または前記近接遅延波環境であると判定する
    請求項１に記載の受信装置。
  6. 前記判定手段は、前記第１の歪み補正後信号の品質が、所定の係数を乗算することによって悪い品質を表すものになるように変換させた後の、前記第２の歪み補正後信号の品質より良い場合、伝送路の環境が前記１波環境または前記近接遅延波環境であると判定する
    請求項１に記載の受信装置。
  7. 前記第１および第２の歪み補正後信号の品質が所定の期間毎に前記計算手段により計算される場合、
    前記判定手段は、複数の前記所定の期間にわたって連続して、前記第１の歪み補正後信号の品質が、前記第２の歪み補正後信号の品質より良いとき、または、複数の前記所定の期間のうち、前記第１の歪み補正後信号の品質が前記第２の歪み補正後信号の品質より良い期間の方が、前記第２の歪み補正後信号の品質が前記第１の歪み補正後信号の品質より良い期間より長いとき、伝送路の環境が前記１波環境または前記近接遅延波環境であると判定する
    請求項１に記載の受信装置。
  8. 前記判定手段は、前記第１の歪み補正後信号の品質が、所定の係数を乗算することによって良い品質を表すものになるように変換した後の、前記第２の歪み補正後信号の品質より悪く、かつ、前記所定の係数と異なる係数を乗算することによって悪い品質を表すものになるように変換した後の、前記第２の歪み補正後信号の品質より良い場合、伝送路の環境が前記１波環境または前記近接遅延波環境であると判定する
    請求項１に記載の受信装置。
  9. 前記第１の帯域を有する補間フィルタの帯域の中心位置と、前記第２の帯域を有する補間フィルタの帯域の中心位置を変化させる制御手段をさらに備える
    請求項１に記載の受信装置。
  10. 帯域の中心位置をそれぞれの位置に変えることによって取得された複数の前記第１と第２の歪み補正後信号の品質に基づいて、最も良い品質の歪み補正後信号を得るのに用いられた補間フィルタが前記第１の帯域を有する補間フィルタと前記第２の帯域を有する補間フィルタのうちのいずれの補間フィルタであるのかと、最も良い品質の歪み補正後信号を得るのに用いられた補間フィルタの帯域の中心位置を選択する選択手段と、
    前記選択手段により選択された方の補間フィルタを、前記選択手段により選択された中心位置と同じ位置に帯域の中心位置がくるように設定し、設定した補間フィルタを用いて、前記第１の推定手段により推定された前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性をフィルタリングして周波数方向に補間することにより全サブキャリアの伝送路特性を求める可変係数補間手段と、
    前記可変係数補間手段により求められた前記全サブキャリアの伝送路特性を用いて前記OFDM信号の歪みを補正し、等化を行う等化手段と
    をさらに備える請求項９に記載の受信装置。
  11. 前記OFDM信号に基づいて遅延プロファイルを推定する第２の推定手段をさらに備え、
    前記判定手段は、前記第１の歪み補正後信号の品質が前記第２の歪み補正後信号の品質より良く、前記第２の推定手段により推定された遅延プロファイルにより表される主波の位置と、最も良い品質の前記第１の歪み補正後信号を得るのに用いられた補間フィルタの前記第１の帯域の中心位置との差が閾値より小さい場合、伝送路の環境が前記１波環境または前記近接遅延波環境であると判定する
    請求項９に記載の受信装置。
  12. 受信されたOFDM信号からパイロット信号を抽出し、
    前記パイロット信号に対する前記OFDM信号の伝送路の特性を推定し、時間方向に補間することによって所定のサブキャリア毎の伝送路特性を求め、
    前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を、第１の帯域を有する補間フィルタでフィルタリングして周波数方向に補間することにより第１の全サブキャリアの伝送路特性を求め、前記第１の帯域より広い第２の帯域を有する補間フィルタでフィルタリングして周波数方向に補間することにより第２の全サブキャリアの伝送路特性を求め、
    前記第１の全サブキャリアの伝送路特性を用いて前記OFDM信号の歪みを補正し、前記第２の全サブキャリアの伝送路特性を用いて前記OFDM信号の歪みを補正し、
    歪みが補正されたそれぞれの前記OFDM信号の品質を計算し、
    前記第１の全サブキャリアの伝送路特性を用いて歪みを補正した前記OFDM信号である第１の歪み補正後信号の品質と、前記第２の全サブキャリアの伝送路特性を用いて歪みを補正した前記OFDM信号である第２の歪み補正後信号の品質に基づいて、伝送路の環境が、前記第１の帯域を有する補間フィルタの通過帯域に全てのパスを含めることができる１波環境または近接遅延波環境であるのか否かを判定する
    ステップを含む受信方法。
  13. 受信されたOFDM信号からパイロット信号を抽出し、
    前記パイロット信号に対する前記OFDM信号の伝送路の特性を推定し、時間方向に補間することによって所定のサブキャリア毎の伝送路特性を求め、
    前記所定のサブキャリア毎の伝送路特性を、第１の帯域を有する補間フィルタでフィルタリングして周波数方向に補間することにより第１の全サブキャリアの伝送路特性を求め、前記第１の帯域より広い第２の帯域を有する補間フィルタでフィルタリングして周波数方向に補間することにより第２の全サブキャリアの伝送路特性を求め、
    前記第１の全サブキャリアの伝送路特性を用いて前記OFDM信号の歪みを補正し、前記第２の全サブキャリアの伝送路特性を用いて前記OFDM信号の歪みを補正し、
    歪みが補正されたそれぞれの前記OFDM信号の品質を計算し、
    前記第１の全サブキャリアの伝送路特性を用いて歪みを補正した前記OFDM信号である第１の歪み補正後信号の品質と、前記第２の全サブキャリアの伝送路特性を用いて歪みを補正した前記OFDM信号である第２の歪み補正後信号の品質に基づいて、伝送路の環境が、前記第１の帯域を有する補間フィルタの通過帯域に全てのパスを含めることができる１波環境または近接遅延波環境であるのか否かを判定する
    ステップを含む処理をコンピュータに実行させるプログラム。
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Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4655241B2 (ja) * 2008-09-30 2011-03-23 ソニー株式会社 受信装置、受信方法、およびプログラム
JP5398652B2 (ja) * 2010-06-29 2014-01-29 株式会社東芝 Ｏｆｄｍ受信装置
JP5565165B2 (ja) * 2010-07-21 2014-08-06 富士通株式会社 Ｏｆｄｍ通信受信装置
US9148328B2 (en) * 2010-10-29 2015-09-29 Samsung Electronics Co., Ltd. Digital I/Q imbalance compensation in a quadrature receiver
EP2649763B1 (en) * 2010-12-10 2019-02-27 Saturn Licensing LLC Transmission apparatus and method using pre-distortion
JP2012191565A (ja) 2011-03-14 2012-10-04 Sony Corp 受信装置、受信方法、およびプログラム
EP3005573B1 (en) * 2013-06-03 2018-09-05 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Distortion suppression for wireless transmission
CN105245476B (zh) * 2015-08-27 2018-03-30 哈尔滨工业大学 适用于无循环前缀ofdm/ofdma系统的高效符号循环移位均衡方法
US10789967B2 (en) * 2016-05-09 2020-09-29 Harman International Industries, Incorporated Noise detection and noise reduction

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005312027A (ja) * 2004-03-26 2005-11-04 Sony United Kingdom Ltd 受信機
JP2007202081A (ja) * 2006-01-30 2007-08-09 Sony Corp Ｏｆｄｍ復調装置及び方法
JP2009044364A (ja) * 2007-08-08 2009-02-26 Hitachi Kokusai Electric Inc Ｏｆｄｍ受信装置

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6643275B1 (en) * 1998-05-15 2003-11-04 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Random access in a mobile telecommunications system
FR2790343B1 (fr) * 1999-02-26 2001-06-01 Thomson Csf Systeme pour l'estimation du gain complexe d'un canal de transmission
US20030012308A1 (en) * 2001-06-13 2003-01-16 Sampath Hemanth T. Adaptive channel estimation for wireless systems
FR2835136A1 (fr) * 2002-01-22 2003-07-25 St Microelectronics Sa Demodulateur cofdm a positionnement optimal de fenetre d'analyse fft
JP4434983B2 (ja) * 2005-02-15 2010-03-17 三菱電機株式会社 伝送路推定機能付ディジタル放送受信装置
JP4664234B2 (ja) * 2006-05-24 2011-04-06 富士通セミコンダクター株式会社 Ｏｆｄｍ受信機

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005312027A (ja) * 2004-03-26 2005-11-04 Sony United Kingdom Ltd 受信機
JP2007202081A (ja) * 2006-01-30 2007-08-09 Sony Corp Ｏｆｄｍ復調装置及び方法
JP2009044364A (ja) * 2007-08-08 2009-02-26 Hitachi Kokusai Electric Inc Ｏｆｄｍ受信装置

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