JP4856637B2 - 受信装置、集積回路及び受信方法 - Google Patents

受信装置、集積回路及び受信方法 Download PDF

Info

Publication number
JP4856637B2
JP4856637B2 JP2007521238A JP2007521238A JP4856637B2 JP 4856637 B2 JP4856637 B2 JP 4856637B2 JP 2007521238 A JP2007521238 A JP 2007521238A JP 2007521238 A JP2007521238 A JP 2007521238A JP 4856637 B2 JP4856637 B2 JP 4856637B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
data
circuit
fourier transform
unit
data group
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2007521238A
Other languages
English (en)
Other versions
JPWO2006134769A1 (ja
Inventor
晃 木曽田
良輔 森
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Corp
Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Panasonic Corp
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Panasonic Corp, Matsushita Electric Industrial Co Ltd filed Critical Panasonic Corp
Priority to JP2007521238A priority Critical patent/JP4856637B2/ja
Publication of JPWO2006134769A1 publication Critical patent/JPWO2006134769A1/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP4856637B2 publication Critical patent/JP4856637B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
    • H04L25/023—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols
    • H04L25/0232—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols by interpolation between sounding signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0226—Channel estimation using sounding signals sounding signals per se

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）伝送方式によるデジタル放送等に用いられる受信装置、集積回路及び受信方法に関する。
日本及び欧州の地上波デジタル放送方式はＯＦＤＭ方式を採用している。ＯＦＤＭ方式を採用した日本のＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated ServicesDigital Broadcasting -Terrestrial）方式及び欧州のＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting -Terrestrial）方式は、サブキャリアの中に振幅・位相が既知のパイロット信号を周波数領域で分散して挿入しており、このパイロット信号は分散パイロット信号（以下、ＳＰ信号と記載する。）と呼ばれる。また、欧州では、携帯受信用に、ＤＶＢ−Ｔ方式をベースにしたＤＶＢ−Ｈ（DigitalVideo Broadcast - Handheld）方式も規格化されており、ＤＶＢ−Ｈ方式においてもサブキャリアの中に振幅・位相が既知のパイロット信号が周波数領域で分散して挿入されている。
ＳＰ信号の配置について図１を参照しつつ説明する。図１はＳＰ信号の配置を示す図である。ＳＰ信号はサブキャリア毎に伝送されるのではなく、周波数軸方向及び時間軸方向に、シンボル番号ｎのシンボルに対し、セグメント内のサブキャリア番号ｋがｋ＝３（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐ（ｍｏｄは剰余演算を表し、ｐは整数）を満たすサブキャリア位置で伝送される。即ち、図１に示すようにＳＰ信号の配置は４シンボルを周期として反復され、ＳＰ信号はシンボル毎に３サブキャリアずつシフトして伝送される。
送信側の装置は、ＳＰ信号をそのサブキャリア位置で決定される特定のパターンで２値に変調して送信する。受信装置は、ＳＰ信号の位相を揃えた後、時間軸方向（シンボル方向）及び周波数軸方向（キャリア方向）にＬＰＦ（LowPass Filter）を用いて補間し、全サブキャリアに対する伝送路特性を推定する。そして、受信装置は、ＯＦＤＭ信号に含まれるデータ信号を推定した伝送路特性で複素除算し、伝送路の影響に対応して等化したデータ信号を得る。
しかし、ＳＰ信号自身にノイズが重畳しノイズ成分が大きい場合には、伝送路特性の推定にＳＰ信号を用いているために伝送路特性の推定誤差が大きくなるという問題がある。
この問題を解決する手法として、次のような手法がある。
受信したＯＦＤＭ信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）した後、ＳＰ信号を取り出す。そして、取り出したＳＰ信号を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：InverseFast Fourier Transform）して時間領域の信号とし、ＩＦＦＴ後の信号の所定の時間幅に矩形窓を乗じ、これによって、ＳＰ信号からノイズ成分を除去する（例えば、特許文献１参照。）。その後、ノイズ除去後の信号をＦＦＴし、補間処理などを行って全サブキャリアに対する伝送路特性を推定する。
また、目的は異なるが、同様の処理をしている先行例として、次のようなものがある。
位相を揃えた後のＳＰ信号をシンボル方向にＬＰＦを用いて補間し、同じシンボルの補間後のデータ群をＩＦＦＴする。ＩＦＦＴ後のデータ群の一部のデータをゼロにし、一部がゼロとされた後のデータをＦＦＴして全サブキャリア位置の伝送路特性を示すデータを求める（例えば、特許文献２、３参照。）。これは、シンボル方向に補間する際に用いるＬＰＦの特性により、通過帯域のリップル（脈動）や遮断帯域の減衰特性の影響を受け、フィルタリング処理を施した伝送路特性を示すデータに誤差が生じることがあるため、その影響を軽減することを目的としたものであり、伝送路特性を推定する元となるＳＰ信号からノイズを除去するものではない。
特許第３０４４８９９号公報 特開２００２−６４４１３号公報 特開２００３−１０１５０３号公報
ところで、ＦＦＴやＩＦＦＴの一般の実現回路（ＦＦＴ回路やＩＦＦＴ回路）の入出力データのデータ数は２のべき乗である。
これに対して、ＩＳＤＢ−Ｔ方式及びＤＶＢ−Ｔ方式では、ＯＦＤＭで使用されるサブキャリアの本数は２のべき乗になっていない。例えば、ＩＳＤＢ−Ｔ方式のモード３では使用するサブキャリアの本数は５６１７本であり、ＤＶＢ−Ｔ方式の８Ｋモードでは使用するサブキャリアの本数は６８１７本である。
そして、ＳＰ信号は、ＩＳＤＢ−Ｔ方式及びＤＶＢ−Ｔ方式共に、１２サブキャリアに１回挿入されていることから、シンボル毎にＳＰ信号を抽出した場合には、ＳＰ信号の数は、例えば、ＩＳＤＢ−Ｔ方式のモード３では４６８個であり、ＤＶＢ−Ｔ方式の８Ｋモードでは５６８個であり、２のべき乗ではない。
また、ＳＰ信号をシンボル方向に補間した場合、３サブキャリアに１つＳＰ信号があることになり、補間後の信号の数は、例えば、ＩＳＤＢ−Ｔ方式のモード３では１８７３個であり、ＤＶＢ−Ｔ方式の８Ｋモードでは２２７３個であり、２のべき乗ではない。
ＳＰ信号の数やシンボル方向に補間後の信号の数が２のべき乗でないために、ＳＰ信号位置の伝送路特性を示すデータからなるデータ群やいずれかのシンボルでＳＰ信号が挿入されるサブキャリア位置の伝送路特性を示すデータからなるデータ群をＩＦＦＴする場合には、通常は帯域の外側にゼロを挿入してデータ数を２のべき乗にしてからＩＦＦＴ処理が行われる。
上記の従来技術のようにＩＦＦＴ後のデータ群からノイズを除去する処理を施した後、ＦＦＴして周波数領域に変換すると、帯域中央付近ではノイズ除去された成分が得られるが、帯域端部ではノイズ除去の際に信号の高周波成分も除去されてしまうことによる歪が生じ、逆に特性が劣化することがある。
そこで、本発明は、分散パイロット信号からノイズを除去しながら信号の帯域端部での歪を抑えることによって伝送路特性の推定精度を向上させることが可能な受信装置、集積回路及び受信方法を提供することを目的とする。
上記目的を達成するために本発明の受信装置は、ＯＦＤＭ信号の所定のサブキャリアに挿入される分散パイロット信号を基に当該ＯＦＤＭ信号に含まれるデータ信号を等化する受信装置において、前記分散パイロット信号を基に得られる同じシンボルの伝送路特性を示すデータからなるデータ群の帯域の下端の外側に当該下端のデータの値を基にデータを付加すると共に、その帯域の上端の外側に当該上端のデータの値を基にデータを付加するキャリア拡張部と、前記キャリア拡張部により付加されたデータを含む２Ｎ（Ｎは正の整数）個のデータからなるデータ群を逆高速フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、前記逆フーリエ変換部による変換後のデータ群に含まれるデータのうち所定の手順で定められる値以下のデータに対して当該データの値を元の値より小さくするノイズ除去部と、前記ノイズ除去部による処理後のデータ群を高速フーリエ変換するフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部による変換後のデータ群を基に前記データ信号を等化する等化部と、を備える。
本発明の集積回路は、ＯＦＤＭ信号の所定のサブキャリアに挿入される分散パイロット信号を基に当該ＯＦＤＭ信号に含まれるデータ信号を等化する集積回路において、前記分散パイロット信号を基に得られる同じシンボルの伝送路特性を示すデータからなるデータ群の帯域の下端の外側に当該下端のデータの値を基にデータを付加すると共に、その帯域の上端の外側に当該上端のデータの値を基にデータを付加するキャリア拡張回路と、前記キャリア拡張回路により付加されたデータを含む２Ｎ（Ｎは正の整数）個のデータからなるデータ群を逆高速フーリエ変換する逆フーリエ変換回路と、前記逆フーリエ変換回路による変換後のデータ群に含まれるデータのうち所定の手順で定められる値以下のデータに対して当該データの値を元の値より小さくするノイズ除去回路と、前記ノイズ除去回路による処理後のデータ群を高速フーリエ変換するフーリエ変換回路と、前記フーリエ変換回路による変換後のデータ群を基に前記データ信号を等化する等化回路と、を備える。
本発明の受信方法は、ＯＦＤＭ信号の所定のサブキャリアに挿入される分散パイロット信号を基に当該ＯＦＤＭ信号に含まれるデータ信号を等化する受信方法において、前記分散パイロット信号を基に得られる同じシンボルの伝送路特性を示すデータからなるデータ群の帯域の下端の外側に当該下端のデータの値を基にデータを付加すると共に、その帯域の上端の外側に当該上端のデータの値を基にデータを付加するキャリア拡張手順と、前記キャリア拡張手順により付加されたデータを含む２Ｎ（Ｎは正の整数）個のデータからなるデータ群を逆高速フーリエ変換する逆フーリエ変換手順と、前記逆フーリエ変換手順における変換後のデータ群に含まれるデータのうち所定の手順で定められる値以下のデータに対して当該データの値を元の値より小さくするノイズ除去手順と、前記ノイズ除去手順における処理後のデータ群を高速フーリエ変換するフーリエ変換手順と、前記フーリエ変換手順による変換後のデータ群を基に前記データ信号を等化する等化手順と、を有する。
上記受信装置、集積回路及び受信方法によれば、逆高速フーリエ変換の対象のデータ群のデータ数が２のべき乗になるようにデータを付加する際に、従来のように値がゼロのデータを付加するのではなく、データを付加する対象のデータ群の帯域の下端のデータの値を基に帯域の下端の外側にデータを付加し、帯域の上端のデータの値を基に帯域の上端の外側にデータを付加する。このため、値がゼロのデータを付加する場合に比較して、逆高速フーリエ変換後のデータ群の分散パイロット信号の電力スペクトルの周波数上での拡がりが小さくなり、逆高速フーリエ変換後のデータ群からノイズを除去する際にノイズ以外のデータ群の高周波成分の除去される割合が小さくなる。これにより、ノイズ除去をしたデータ群を高速フーリエ変換した後のデータ群では帯域端部での歪が抑えられ、伝送路特性の推定精度を向上させることができる。
上記の受信装置において、前記逆フーリエ変換部は、前記キャリア拡張部によるデータ付加後の帯域の下端からの２Ｎ１（Ｎ１は正の整数）個のデータを含むデータ群を逆高速フーリエ変換する第１逆フーリエ変換部と、前記第１逆フーリエ変換部による逆高速フーリエ変換の対象となるデータ群と一部重複し、前記データ付加後の帯域の上端からの２Ｎ２（Ｎ２は正の整数）個のデータを含むデータ群を逆高速フーリエ変換する第２逆フーリエ変換部と、を有し、前記ノイズ除去部は、前記第１逆フーリエ変換部による変換後のデータ群及び前記第２逆フーリエ変換部による変換後の第２データ群に対して処理を行い、前記フーリエ変換部は、前記第１逆フーリエ変換部による逆高速フーリエ変換で得られ、前記ノイズ除去部による処理が施されたデータ群を高速フーリエ変換する第１フーリエ変換部と、前記第２逆フーリエ変換部による逆高速フーリエ変換で得られ、前記ノイズ除去部による処理が施されたデータ群を高速フーリエ変換する第２フーリエ変換部と、を有し、前記受信装置は、前記第１フーリエ変換部による変換後のデータ群と前記第２フーリエ変換部による変換後のデータ群とを合成する合成部を更に備え、前記等化部は、前記合成部による合成後のデータ群に含まれるデータを基に前記データ信号の等化を行うようにしてもよい。
付加するデータの数が多い場合には、逆高速フーリエ変換、ノイズ除去及び高速フーリエ変換後のデータ群が付加したデータに大きく影響されてしまうことがある。
これによれば、データ群を一部重複するように２つに分割して処理を行うことに、逆高速フーリエ変換の対象のデータ群の数を２のべき乗にする際に付加するデータの数を少なくすることができるという利点がある。
上記の受信装置において、前記合成部は、前記第１フーリエ変換部による変換後のデータ群と前記第２フーリエ変換部による変換後のデータ群とが重複する帯域の所定の周波数以下の帯域では前記第１フーリエ変換部による変換後のデータ群に含まれるデータを選択し、前記所定の周波数を超える帯域では前記第２フーリエ変換部による変換後のデータ群に含まれるデータを選択することによって、前記第１フーリエ変換部による変換後のデータ群と前記第２フーリエ変換部によるデータ群とを切り替え合成するようにしてもよい。
逆高速フーリエ変換後の信号からノイズを除去する際にノイズ以外のデータ群の高周波成分も同時に除去されてしまうことがある。ノイズ以外のデータ群の高周波成分が除去された影響は、高速フーリエ変換後のデータ群の帯域端部に大きく現れる。
これによれば、高速フーリエ変換後のデータ群の帯域の歪が生じている可能性のある両端部を除く帯域のデータを周波数領域で切り替え合成してデータ信号等の等化に用いるために等化精度を向上させることができる。
上記の受信装置において、前記キャリア拡張部は、前記帯域の下端の外側のデータの付加を当該下端のデータの値と同じ値のデータを付加することによって行い、前記帯域の上端の外側のデータの付加を当該上端のデータの値と同じ値のデータを付加することによって行うようにしてもよい。
これによれば、帯域の下端近傍或いは上端近傍へのデータの付加を簡単な装置或いは回路で実現することができ、コスト面で利点がある。
上記の受信装置において、前記ノイズ除去部は、前記所定の手順で定められる値以下のデータに対して当該データの値をゼロにするようにしてもよい。
これによれば、逆高速フーリエ変換後のデータ群からのノイズ除去を簡単な装置或いは回路で実現することができ、コスト面で利点がある。
上記の受信装置において、前記分散パイロット信号を送信側の送信時の分散パイロット信号で除算する除算部を更に備え、前記キャリア拡張部は、前記除算部による除算結果からなるデータ群に対してデータを付加するようにしてもよい。
逆高速フーリエ変換や高速フーリエ変換の対象となるデータ群のデータ数の増大は処理負荷の増大や回路規模の増大につながる。
これによれば、分散パイロット信号位置の伝送路特性を示すデータ群を利用してノイズ除去を行うことから、１シンボル当りの分散パイロット信号の数が多い場合には処理負荷や回路規模の面から効果的である。
上記の受信装置において、前記分散パイロット信号を送信側の送信時の分散パイロット信号で除算する除算部と、前記除算部による除算結果をシンボル方向に補間処理することによって、分散パイロット信号が挿入されるサブキャリアの信号位置の伝送路特性を示すデータを算出するシンボル補間部と、を更に備え、前記キャリア拡張部は、前記シンボル補間部による補間結果からなるデータ群に対してデータを付加するようにしてもよい。
上記の受信装置において、前記分散パイロット信号を送信側の送信時の分散パイロット信号で除算する除算部と、前記除算部による除算結果をシンボル方向及びキャリア方向に補間処理することによって、全サブキャリアに対する伝送路特性を示すデータを算出する補間部と、を更に備え、前記キャリア拡張部は、前記補間部による算出結果からなるデータ群に対してデータを付加するようにしてもよい。
逆高速フーリエ変換後のデータ群の数が少ない場合にはノイズ成分を十分に除去することができないことがある。
これによれば、シンボル方向の補間処理を行ってデータ数を増やしてから、或いは、シンボル方向の補間処理及びキャリア方向の補間処理を行ってさらにデータ数を増やしてからノイズを除去するための処理を行うようにしているため、１シンボルに分散パイロット信号がノイズ除去するために必要な数含まれていない場合であっても、１シンボルに含まれる分散パイロット信号の数の不足によるノイズ除去ができないような状況を防ぐことができる。
本発明の受信装置は、ＯＦＤＭ信号の所定のサブキャリアに挿入された分散パイロット信号を基に当該ＯＦＤＭ信号に含まれるデータ信号を等化する受信装置において、前記分散パイロット信号を送信側の送信時の分散パイロット信号で除算する除算部と、同じシンボルの前記除算部による除算結果の一部の２Ｎ（Ｎは正の整数）個のデータからなるデータ群を逆高速フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、前記逆フーリエ変換部による変換後のデータ群のうち所定の手順で定められる値以下のデータに対して当該データの値を小さくするノイズ除去部と、前記ノイズ除去部によるノイズ除去後のデータ群を高速フーリエ変換するフーリエ変換部と、前記除算部による除算結果の前記一部を除くデータと前記フーリエ変換部によるフーリエ変換後のデータからなるデータ群をシンボル方向及びキャリア方向に補間処理することによって、全サブキャリアに対する伝送路特性を示すデータを算出する補間部と、前記補間部により補間処理が行われた後のデータ群を基に前記データ信号を等化する等化部と、を備える。
上記受信装置によれば、逆高速フーリエ変換の対象のデータ群のデータ数が２のべき乗になるようにデータを付加することを行わないようにしているため、値がゼロのデータを付加することによる帯域の下端近傍及び上端近傍での歪を抑えることができる。
≪第１の実施の形態≫
以下、本発明の第１の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
＜受信装置＞
本実施の形態の受信装置の構成について図２を参照しつつ説明する。図２はＤＶＢ−Ｔ方式の受信装置の全体の構成を示すブロック図である。なお、ＤＶＢ−Ｈ方式においても受信装置の構成は同じである。
受信装置１００は、アンテナ１００とチューナ部１０１とＡ／Ｄ変換部１０２と直交検波回路１０３とＦＦＴ回路１０４と等化回路１０５と周波数デインタリーブ回路１０６とビットデインタリーブ回路１０７と誤り訂正回路１０８とを備える。ただし、図２では同期回路は本発明の本質とは関係しないため省略している。
アンテナ１００はＯＦＤＭ信号を受信してチューナ部１０１へ出力する。チューナ部１０１はアンテナ１００から入力されるＯＦＤＭ信号を選局し、選局したＯＦＤＭ信号を所定の帯域にダウンコンバートし、Ａ／Ｄ変換器１０２へ出力する。Ａ／Ｄ変換器１０２は入力されるアナログ信号をデジタル信号に変換して直交検波回路１０３へ出力する。直交検波回路１０３はＡ／Ｄ変換器１０２から入力される信号の直交検波を行い、直交検波後の信号をＦＦＴ回路１０４へ出力する。
ＦＦＴ回路１０４は、直交検波後の信号をＦＦＴして周波数領域の信号に変換し、等化回路１０５へ出力する。等化回路１０５はＦＦＴ回路１０４によるＦＦＴ後の信号を等化処理し、周波数デインタリーブ回路１０６へ出力する。周波数デインタリーブ回路１０６は、等化回路１０５により等化処理された信号を周波数デインタリーブ処理し、ビットデインタリーブ回路１０７は、周波数デインタリーブ後の信号をビットデインタリーブ処理する。誤り訂正回路１０８は、ビットデインタリーブ後の信号の誤り訂正処理を行う。
ただし、等化回路１０５の詳細については後述するが、それ以外の各回路の処理は通常行われているものと同様であることから、その詳細は省略する。
なお、ＩＳＤＢ−Ｔ方式の場合は、さらに時間デインタリーブ処理を行う時間デインタリーブ回路が加わる。
＜等化回路＞
（回路構成）
図２の等化回路の構成について図３を参照しつつ説明する。図３は等化回路の構成を示すブロック図であり、ＳＰ信号に重畳したノイズを除去する構成を有する。
等価回路１０５は、遅延回路２００とＳＰ抽出回路２０１とＳＰ発生回路２０２と複素除算回路２０３とノイズ除去回路２０４とメモリ２０５とシンボル補間回路２０６とキャリア補間回路２０７と複素除算回路２０８とを備える。
遅延回路２００は、後段の複素除算回路２０８でデータ信号等の複素除算に用いられる伝送路特性を示すデータが当該データ信号等の信号位置の伝送路特性を示すデータになるように、ＦＦＴ回路１０４からの入力を遅延させて複素除算回路２０８へ出力する。
ＳＰ抽出回路２０１は、ＦＦＴ回路１０４によるＦＦＴ後の信号からＳＰ信号を抽出し、複素除算回路２０３へ出力する。
ＳＰ発生回路２０２は送信側の送信時のＳＰ信号と同じ振幅及び位相の信号を論理回路などで生成し、生成した信号を複素除算回路２０３へ出力する。
複素除算回路２０３は、ＳＰ抽出回路２０１から入力されるＳＰ信号を、当該ＳＰ信号のサブキャリア位置のＳＰ発生回路２０３から入力される信号で複素除算し、送信側でＢＰＳＫ変調されたＳＰ信号の位相を揃える。この処理により、各ＳＰ信号位置での伝送路特性を示すデータが求まる。
ノイズ除去回路２０４は、同じシンボルの複素除算回路２０３から入力されるＳＰ信号位置の伝送路特性を示すデータからなるデータ群に対して図５から図７を参照しつつ後述するノイズ除去処理を行って、ＳＰ信号位置の伝送路特性を示すデータからノイズを除去し、ノイズ除去後のＳＰ信号位置の伝送路特性を示すデータをメモリ２０５へ出力する。
メモリ２０５は、ＳＰ信号位置でのノイズ除去後の伝送路特性を示すデータを記憶する。
シンボル補間回路２０６は、メモリ２０５に所定の数の伝送路特性を示すデータが揃えば、同じサブキャリアのＳＰ信号位置の伝送路特性を示すデータからなるデータ群を時間軸方向（シンボル方向）にＬＰＦを用いて補間処理を行って（シンボル方向の補間）、ＳＰ信号が挿入されているサブキャリアの各信号位置の伝送路特性を示すデータを推定し、推定結果をキャリア補間回路２０７へ出力する。
キャリア補間回路２０７は、同じシンボルのシンボル補間回路２０６から入力される推定結果からなるデータ群を周波数軸方向（キャリア方向）にＬＰＦを用いて補間処理を行って（キャリア方向の補間）、全サブキャリアに対する伝送路特性を示すデータを推定し、推定結果を複素除算回路２０８へ出力する。
複素除算回路２０８は、遅延回路２００から入力されるＦＦＴ回路１０４によるＦＦＴ後のデータ信号等を、当該データ信号等の信号位置のキャリア補間回路２０７から入力される伝送路特性を示すデータで複素除算し、複素除算結果をデータ信号等を等化した信号として後段の周波数デインタリーブ回路１０６へ出力する。
（回路動作）
図３を参照しつつ回路構成を説明した等化回路１０５の回路動作について説明する。
ＦＦＴ回路１０４によるＦＦＴ後の信号が遅延回路２００及びＳＰ抽出回路２０１に入力される。
ＳＰ抽出回路２０１はＦＦＴ後の信号からＳＰ信号を抽出し、ＳＰ抽出回路２０１によって抽出されたＳＰ信号が複素除算回路２０３に入力される。このとき、ＳＰ発生回路２０２は送信側の送信時のＳＰ信号と同じ信号を複素除算回路２０３へ出力する。複素除算回路２０３はＳＰ抽出回路２０１から入力されたＳＰ信号をＳＰ発生回路２０２から入力された信号で複素除算し、ＳＰ信号位置の伝送路特性を示すデータを算出し、算出結果がノイズ除去回路２０４に入力される。
ノイズ除去回路２０４は複素除算回路２０３から入力されるＳＰ信号位置を示すデータからノイズを除去し、ノイズ除去後のＳＰ信号位置の伝送路特性を示すデータがメモリ２０５に格納される。
メモリ２０５に所定数の伝送路特性を示すデータが揃うと、シンボル補間回路２０６はＳＰ信号位置の伝送路特性を示すデータからなるデータ群をシンボル方向に補間処理を行う。続いて、キャリア補間回路２０７はシンボル補間回路２０６から入力されたデータ群をキャリア方向に補間処理を行うことによって全サブキャリアに対する伝送路特性を示すデータを算出し、算出結果を複素除算回路２０８へ出力する。
ＦＦＴ回路１０４から出力されたデータ信号等は遅延回路２００により遅延させられて複素除算回路２０８に入力される。
複素除算回路２０８はデータ信号等をキャリア補間回路２０７から入力されたそのデータ信号等の信号位置の伝送路特性を示すデータで複素除算し、後段の周波数デインタリーブ回路１０６へ出力する。
＜ノイズ除去回路＞
（回路構成）
図３のノイズ除去回路の構成について図４を参照しつつ説明する。図４はノイズ除去回路の構成を示すブロック図である。
ノイズ除去回路２０４は、ＳＰ信号分離回路３０１と遅延回路３０２とＩＦＦＴ回路３０３とノイズ除去フィルタ３０４とＦＦＴ回路３０５とＳＰ信号合成回路３０６とを備える。
ＳＰ信号分離回路３０１は、シンボル毎に、複素除算回路２０３から入力されるＳＰ信号位置の伝送路特性を示すデータからなるデータ群を帯域中央部の２N（Ｎは正の整数）個のデータとそれ以外のデータとに分離する。そして、ＳＰ信号分離回路３０１は、帯域中央部の２N個のデータをＩＦＦＴ回路３０３へ出力し、それ以外のデータを遅延回路３０２へ出力する。ここで、１シンボル当たりＳＰ抽出回路２０１が抽出するＳＰ信号の数をＭとした場合、２NがＭ以下で、２（Ｎ＋１）がＭを超える関係にある。
例えば、ＤＶＢ−Ｔ方式／ＤＶＢ−Ｈ方式の８Ｋモードの場合、１シンボルに含まれるＳＰ信号の数が５６８個である。ＳＰ信号分離回路３０１は帯域中央部の５１２個のデータをＩＦＦＴ回路３０３へ出力し、帯域下部の２８個及び帯域上部の２８個のデータを遅延回路３０２へ出力する。
遅延回路３０２は、後段のＳＰ信号合成回路３０６にＦＦＴ回路３０５及び遅延回路３０２から入力される伝送路特性を示すデータが同じシンボル位置になるように、ＳＰ信号分離回路３０１からの入力を遅延させてＳＰ信号合成回路３０６へ出力する。
ＩＦＦＴ回路３０３は、ＳＰ信号分離回路３０１から入力される２Ｎ個のデータからなるデータ群をＩＦＦＴし、ＩＦＦＴ後のデータ群をノイズ除去フィルタ３０４へ出力する。
ノイズ除去フィルタ３０４は、ＩＦＦＴ後のデータ群のサンプル点毎に、サンプル点の電力値が所定の手順で定められる値以下であれば当該サンプル点の値をゼロにするノイズの除去処理を行い、ノイズ除去後のデータ群をＦＦＴ回路３０５へ出力する。
ＦＦＴ回路３０５は、ノイズ除去フィルタ３０４から入力されるノイズ除去後のデータ群をＦＦＴして周波数領域の信号に戻し、ＦＦＴ後のデータ群をＳＰ信号合成回路３０６へ出力する。
ＳＰ信号合成回路３０６は、遅延回路３０２から入力される帯域の下端部及び帯域の上端部のＳＰ信号位置の伝送路特性を示すデータと、ＦＦＴ回路３０５から入力される帯域中央部のノイズ除去後のデータとを、各データが元の周波数位置になるように周波数領域で合成し、合成後のデータ群を後段のメモリ２０５へ出力する。
（回路動作）
図４を参照しつつ回路構成を説明したノイズ除去回路の回路動作について説明する。
複素除算回路２０３から出力されたＳＰ信号位置の伝送路特性を示すデータがＳＰ信号分離回路３０１に入力される。そして、ＳＰ信号分離回路３０１によって帯域中央部の２Ｎ個のデータがＩＦＦＴ回路３０３に対して出力され、帯域中央部以外のデータが遅延回路３０２に対して出力される。
ＳＰ信号分離回路３０１から出力された帯域中央部の２Ｎ個のデータからなるデータ群は、ＩＦＦＴ回路３０３によるＩＦＦＴ処理、ノイズ除去フィルタ３０４によるノイズ除去処理、ＦＦＴ回路３０５によるＦＦＴ処理が施され、ＳＰ信号合成回路３０６に入力される。
ＳＰ信号分離回路３０１から出力された帯域中央部以外のデータは、遅延回路３０２により遅延させられてＳＰ信号合成回路３０６に入力される。
ＳＰ信号合成回路３０６はＦＦＴ回路３０５から入力されたデータと遅延回路３０２から入力されたデータとを周波数領域で合成し、合成後のデータ群をメモリ２０５に格納する。
＜ノイズ除去フィルタ＞
ノイズ除去フィルタ３０４の処理について図５を参照しつつ説明する。図５はノイズ除去フィルタの処理を説明するための図であり、ＩＦＦＴ回路３０３によるＩＦＦＴ後の信号の一部を表している。
ノイズ除去フィルタ３０４は、主波の電力を基準とし、サンプル点の電力値が主波の電力値から所定の閾値を減算した値以下である場合に、当該サンプル点の値をゼロにする。
受信性能を向上させるためには、その受信限界でのノイズ除去処理等により、所要Ｃ／Ｎ（Carrier to Noise）を低減させる必要があり、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）、１６ＱＡＭ（QuadratureAmplitude Modulation）及び６４ＱＡＭの夫々に応じて、ノイズ除去する閾値を変更する。コードレート（畳み込みの符号化率）が１／２のときの各閾値の一例を図６に示す。図６に一例を示す各閾値は、後述の各ノイズ除去処理においても利用することが可能である。
６４ＱＡＭの場合、マッピング点の最小ユークリッド距離が小さいため、ノイズ除去処理の閾値を小さくすると、ノイズは除去することができるが、逆に歪みが大きくなることにより特性が劣化する。これに対し、ＱＰＳＫの場合は、マッピング点の最小ユークリッド距離が大きいため、ノイズ除去処理の閾値を大きく設定し、歪が大きくなったとしてもノイズを除去することによる効果の方が大きい。
但し、閾値を設定する際には、後述の実施の形態において、帯域の下端の外側及び帯域の上端の外側にデータを付加する場合には、付加するデータ数も考慮して閾値を設定することが望ましい。
図７にノイズが除去された例を示す。図７はＤＶＢ−Ｔ方式の８Ｋモードで、ＳＰ信号分離回路３０１が帯域中央部の５１２個のデータをＩＦＦＴ回路３０３へ出力し、帯域下部の２８個及び帯域上部の２８個のデータを遅延回路３０２へ出力する場合である。図７（ａ）はノイズがない場合の伝送路特性、図７（ｂ）はノイズが重畳されている場合の伝送路特性、図７（ｃ）はノイズ除去処理を施した場合の伝送路特性を示す。
≪第２の実施の形態≫
以下、本発明の第２の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
図４のノイズ除去回路はＳＰ信号位置の伝送路特性を示す一部のデータからはノイズが除去されるが、その他のデータからはノイズが除去されていない。そこで、本実施の形態のノイズ除去回路はＳＰ信号分離回路により分離される夫々のデータ群に対してノイズ除去処理を行うことによって、ＳＰ信号位置の伝送路特性を示すデータの全てからノイズを除去しようとするものである。
＜ノイズ除去回路＞
（回路構成）
本実施の形態のノイズ除去回路の構成について図８を参照しつつ説明する。図８はノイズ除去回路の構成を示すブロック図である。
ノイズ除去回路２０４ａは、ＳＰ信号分離回路３２１とＩＦＦＴ回路３２２とノイズ除去フィルタ３２３とＦＦＴ回路３２４とＩＦＦＴ回路３２５とノイズ除去フィルタ３２６とＦＦＴ回路３２７とＳＰ信号合成回路３２８とを備える。
ＳＰ信号分離回路３２１は、シンボル毎に、複素除算回路２０３から入力されるＳＰ信号位置の伝送路特性を示すデータからなるデータ群のうち帯域の下端からの２N（Ｎは正の整数）個のデータをＩＦＦＴ回路３２２へ出力し、帯域の上端からの２N個のデータをＩＦＦＴ回路３２５へ出力する。ここで、１シンボル当たりＳＰ抽出回路２０１が抽出するＳＰ信号の数をＭとした場合、２NがＭ未満で、２（Ｎ＋１）がＭ／２を超える関係にある。
ＩＦＦＴ回路３２２は、ＳＰ信号分離回路３２１から入力される２Ｎ個のデータからなるデータ群をＩＦＦＴし、ＩＦＦＴ後のデータ群をノイズ除去フィルタ３２３へ出力する。
ノイズ除去フィルタ３２３は、ＩＦＦＴ回路３２２から入力されるデータ群に対してノイズ除去フィルタ３０４と同じ処理を行い、ノイズ除去後のデータ群をＦＦＴ回路３２４へ出力する。
ＦＦＴ回路３２４は、ノイズ除去フィルタ３２３から入力されるノイズ除去後のデータ群をＦＦＴして周波数領域の信号に戻し、ＦＦＴ後のデータ群をＳＰ信号合成回路３２８へ出力する。
ＩＦＦＴ回路３２５は、ＳＰ信号分離回路３２１から入力される２Ｎ個のデータからなるデータ群をＩＦＦＴし、ＩＦＦＴ後のデータ群をノイズ除去フィルタ３２６へ出力する。
ノイズ除去フィルタ３２６は、ＩＦＦＴ回路３２６から入力されるデータ群に対してノイズ除去フィルタ３０４と同じ処理を行い、ノイズ除去後のデータ群をＦＦＴ回路３２７へ出力する。
ＦＦＴ回路３２７は、ノイズ除去フィルタ３２６から入力されるノイズ除去後のデータ群をＦＦＴして周波数領域の信号に戻し、ＦＦＴ後のデータ群をＳＰ信号合成回路３２８へ出力する。
ＳＰ信号合成回路３２８は、帯域の下端から帯域の例えば中央まではＦＦＴ回路３２４から入力されるノイズ除去後のデータ群に含まれるデータを選択し、帯域の上端から帯域の中央まではＦＦＴ回路３２７から入力されるノイズ除去後のデータ群に含まれるデータを選択し、周波数領域で切り替え合成する。ＳＰ信号合成回路３２８は合成後のデータ群を後段のメモリ２０５へ出力する。
（回路動作）
図８を参照しつつ回路構成を説明したノイズ除去回路の回路動作について説明する。
複素除算回路２０３から出力されたＳＰ信号位置の伝送路特性を示すデータがＳＰ信号分離回路３２１に入力される。そして、ＳＰ信号分離回路３２１によって、その帯域の下端からの２Ｎ個のデータがＩＦＦＴ回路３２２に対して出力され、その帯域の上端からの２Ｎ個のデータがＩＦＦＴ回路３２５に対して出力される。
ＳＰ信号分離回路３２１から出力された帯域の下端からの２Ｎ個のデータからなるデータ群は、ＩＦＦＴ回路３２２によるＩＦＦＴ処理、ノイズ除去フィルタ３２３によるノイズ除去処理、ＦＦＴ回路３２４によるＦＦＴ処理が施され、ＳＰ信号合成回路３２８に入力される。
ＳＰ信号分離回路３２１から出力された帯域の上端からの２Ｎ個のデータからなるデータ群は、ＩＦＦＴ回路３２５によるＩＦＦＴ処理、ノイズ除去フィルタ３２６によるノイズ除去処理、ＦＦＴ回路３２７によるＦＦＴ処理が施され、ＳＰ信号合成回路３２８に入力される。
ＳＰ信号合成回路３２８はＦＦＴ回路３２４から入力されたデータとＦＦＴ回路３２７から入力されたデータとを周波数領域で切り替え合成し、合成後のデータ群をメモリ２０５に格納する。
（ノイズ除去回路の具体例）
図８のノイズ除去回路２０４ａにより行われる処理の具体例について図９を参照しつつ説明する。図９は、ＤＶＢ−Ｔ方式の８Ｋモードの場合のノイズ除去回路２０４ａにより行われる処理の具体例を説明するための図である。
図９（ｂ）は５６８個のＳＰ信号位置の伝送路特性を示すデータである。
ＳＰ信号分離回路３２１は、図９（ａ）に示すように帯域の下端からの５１２（＝２９）個のデータをＩＦＦＴ回路３２２へ出力し、図９（ｃ）に示すように帯域の上端からの５１２個のデータをＩＦＦＴ回路３２５へ出力する。
帯域の下端からの５１２個のデータからなるデータ群は、ＩＦＦＴ回路３２２、ノイズ除去フィルタ３２３及びＦＦＴ回路３２４の夫々により処理が施され、ＳＰ信号合成回路３２８に入力される。
帯域の上端からの５１２個のデータからなるデータ群は、ＩＦＦＴ回路３２５、ノイズ除去フィルタ３２６及びＦＦＴ回路３２７の夫々により処理が施され、ＳＰ信号合成回路３２８に入力される。
ＳＰ信号合成回路３２８は、図９（ａ）、（ｄ）に示すように、帯域の下端から帯域の中央までの２８４個のデータはＦＦＴ回路３２４から入力されるデータを選択し、図９（ｃ）、（ｄ）に示すように、帯域の上端から帯域の中央までの２８４個のデータはＦＦＴ回路３２７から入力されるデータを選択する。そして、ＳＰ信号合成回路３２８は、選択したデータを周波数領域で切り替え合成し、合成後のデータ群を後段のメモリ２０５に格納する。
図１０に上記具体例の場合におけるノイズが除去された例を示す。図１０（ａ）はノイズがない場合の伝送路特性、図１０（ｂ）はノイズが重畳されている場合の伝送路特性、図１０（ｃ）はノイズ除去処理を施した場合の伝送路特性を示す。帯域の端部には若干の歪が生じるが、帯域中央部分ではほとんど歪が生じないことが分かる。
≪第３の実施の形態≫
以下、本発明の第３の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
図４のノイズ除去回路はＳＰ信号位置の伝送路特性を示す一部のデータからはノイズが除去されるが、その他のデータからはノイズが除去されていない。そこで、本実施の形態のノイズ除去回路は帯域の下端及び上端の夫々の外側にデータを付加することによってデータ数を２のべき乗にし、ＳＰ信号位置の伝送路特性を示すデータの全てからノイズを除去しようとするものである。
＜ノイズ除去回路＞
（回路構成）
本実施の形態のノイズ除去回路の構成について図１１を参照しつつ説明する。図１１はノイズ除去回路の構成を示すブロック図である。
ノイズ除去回路２０４ｂは、キャリア拡張回路３４１とＩＦＦＴ回路３４２とノイズ除去フィルタ３４３とＦＦＴ回路３４４とキャリア除去回路３４５とを備える。
キャリア拡張回路３４１は、図１２に示すように、同じシンボルの複素除算回路２０３から入力される伝送路特性を示すデータからなるデータ群に対して、その帯域の下端の外側に下端のデータの値を複写して当該下端のデータの値と同じ値のＬ個のデータを付加し、その帯域の上端の外側に上端のデータの値を複写して当該上端のデータの値と同じ値のＬ個のデータを付加して、データ数を２Ｋ（Ｋは正の整数）個に拡張する。そして、キャリア拡張回路３４１は、拡張後の２Ｋ個のデータからなるデータ群をＩＦＦＴ回路３４２へ出力する。
ここで、１シンボル当たりＳＰ抽出回路２０１が抽出するＳＰ信号の数をＭとした場合、２Ｋ−１がＭ以下で、２ＫはＭを超える関係にある。
例えば、ＩＳＤＢ−Ｔ方式のモード３の場合、１シンボルに含まれるＳＰ信号の数が４６８本であることから、帯域の下端の外側及び上端の外側の夫々に２２個のデータを付加して、データ数を５１２個に拡張する。
ＩＦＦＴ回路３４２は、キャリア拡張回路３４１から入力される２Ｋ個のデータからなるデータ群をＩＦＦＴし、ＩＦＦＴ後のデータ群をノイズ除去フィルタ３４３へ出力する。
ノイズ除去フィルタ３４３は、ＩＦＦＴ回路３４２から入力されるデータ群に対してノイズ除去フィルタ３０４と同じ処理を行い、ノイズ除去後のデータ群をＦＦＴ回路３４４へ出力する。
ＦＦＴ回路３４４は、ノイズ除去フィルタ３４３から入力されるノイズ除去後のデータ群をＦＦＴして周波数領域の信号に戻し、ＦＦＴ後のデータ群をキャリア除去回路３４５へ出力する。
キャリア除去回路３４５は、ＦＦＴ回路３４４から入力されるＦＦＴ後のデータ群から、その帯域の下端からのＬ個のデータ及びその上端からのＬ個のデータを除去し、除去後のデータ群を後段のメモリ２０５へ出力する。
（回路動作）
図１１を参照しつつ回路構成を説明したノイズ除去回路の回路動作について説明する。
複素除算回路２０３から出力されたＳＰ信号位置の伝送路特性を示すデータは、キャリア拡張回路３４１に入力され、キャリア拡張回路３４１によってその帯域の下端の外側及び帯域の上端の外側の夫々にＬ個のデータが付加される。そして、２Ｋ個のデータからなるデータ群がキャリア拡張回路３４１によってＩＦＦＴ回路３０３に対して出力される。
キャリア拡張回路３４１から出力されたデータ群は、ＩＦＦＴ回路３４２によるＩＦＦＴ処理、ノイズ除去フィルタ３４３によるノイズ除去処理、ＦＦＴ回路３４４によるＦＦＴ処理が施され、キャリア除去回路３４５に入力される。
キャリア除去回路３４５は、ＦＦＴ回路３４４から入力されたデータ群から、その帯域の下端及び上端の夫々からＬ個のデータを除去し、除去後のデータ群を後段のメモリ２０５に格納する。
≪第４の実施の形態≫
以下、本発明の第４の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
図４のノイズ除去回路はＳＰ信号位置の伝送路特性を示す一部のデータからはノイズが除去されるが、その他のデータからはノイズが除去されていない。
このために、図８のノイズ除去回路では、２つのノイズ除去経路を設けることによって全てのデータからノイズ除去を行えるようにしている。
しかしながら、ＩＦＦＴやＦＦＴを行う対象においては必ずしも整数個のデータが入っていないために、ノイズ除去の際にノイズでない高周波成分も除去されてしまい、ＦＦＴ処理後の信号の端部に歪が生じてしまう。
そこで本実施の形態のノイズ除去回路はＦＦＴ処理後の信号の端部に歪が生じてもその歪の生じた端部をデータの等化に使用しないようにするものである。
＜ノイズ除去回路＞
（回路構成）
本実施の形態のノイズ除去回路の構成について図１３を参照しつつ説明する。図１３はノイズ除去回路の構成を示すブロック図である。
ノイズ除去回路２０４ｃは、ＳＰ信号分離回路３６１とキャリア拡張回路３６２とＩＦＦＴ回路３６３とノイズ除去フィルタ３６４とＦＦＴ回路３６５とキャリア除去回路３６６とキャリア拡張回路３６７とＩＦＦＴ回路３６８とノイズ除去フィルタ３６９とＦＦＴ回路３７０とキャリア除去回路３７１とＳＰ信号合成回路３７２とを備える。
ＳＰ信号分離回路３６１は、シンボル毎に、複素除算回路２０３から入力されるＳＰ信号位置の伝送路特性を示すデータからなるデータ群のうち帯域の下端からのＰ（Ｐは正の整数）個のデータをキャリア拡張回路３６２へ出力し、帯域の上端からのＰ個のデータをキャリア拡張回路３６７へ出力する。ただし、２Ｐの値は複素除算回路２０３から入力されるデータの数より大きい。つまり、キャリア拡張回路３６２へ出力されるデータとキャリア拡張回路３６７へ出力されるデータの一部は重複している。
キャリア拡張回路３６２は、ＳＰ信号分離回路３６１から入力されるＰ個のデータからなるデータ群に対して、その帯域の下端の外側に下端のデータの値を複写して当該下端のデータの値と同じ値のＱ（Ｑは正の整数）個のデータを付加し、データ数を２Ｒ（Ｒは正の整数）に拡張し、拡張後のデータ群をＩＦＦＴ回路３６３へ出力する。
ＩＦＦＴ回路３６３は、キャリア拡張回路３６２から入力される２Ｒ個のデータからなるデータ群をＩＦＦＴし、ＩＦＦＴ後のデータ群をノイズ除去フィルタ３６４へ出力する。
ノイズ除去フィルタ３６４は、ＩＦＦＴ回路３６３から入力されるデータ群に対してノイズ除去フィルタ３０４と同じ処理を行い、ノイズ除去後のデータ群をＦＦＴ回路３６５へ出力する。
ＦＦＴ回路３６５は、ノイズ除去フィルタ３６４から入力されるノイズ除去後のデータ群をＦＦＴして周波数領域の信号に戻し、ＦＦＴ後のデータ群をキャリア除去回路３６６へ出力する。
キャリア除去回路３６６は、ＦＦＴ回路３６６から入力されるＦＦＴ後のデータ群から、その帯域の下端からのＱ個のデータを除去し、除去後のデータ群をＳＰ信号合成回路３７２へ出力する。
キャリア拡張回路３６７は、ＳＰ信号分離回路３６１から入力されるＰ個のデータからなるデータ群に対して、その帯域の上端の外側に上端のデータの値を複写して当該上端のデータの値と同じ値のＱ個のデータを付加し、データ数を２Ｒに拡張し、拡張後のデータ群をＩＦＦＴ回路３６８へ出力する。
ＩＦＦＴ回路３６８は、キャリア拡張回路３６７から入力される２Ｒ個のデータからなるデータ群をＩＦＦＴし、ＩＦＦＴ後のデータ群をノイズ除去フィルタ３６９へ出力する。
ノイズ除去フィルタ３６９は、ＩＦＦＴ回路３６８から入力されるデータ群に対してノイズ除去フィルタ３０４と同じ処理を行い、ノイズ除去後のデータ群をＦＦＴ回路３７０へ出力する。
ＦＦＴ回路３７０は、ノイズ除去フィルタ３６９から入力されるノイズ除去後のデータ群をＦＦＴして周波数領域の信号に戻し、ＦＦＴ後のデータ群をキャリア除去回路３７１へ出力する。
キャリア除去回路３７１は、ＦＦＴ回路３７０から入力されるＦＦＴ後のデータ群から、その帯域の上端からのＱ個のデータを除去し、除去後のデータ群をＳＰ信号合成回路３７２へ出力する。
ＳＰ信号合成回路３７２は、帯域の下端から帯域の例えば中央まではキャリア除去回路３６６から入力されるデータを選択し、帯域の上端から帯域の中央まではキャリア除去回路３７１から入力されるデータを選択し、周波数領域で切り替え合成する。ＳＰ信号合成回路３７２は合成後の信号を後段のメモリ２０５へ出力する。
（回路動作）
図１３を参照しつつ回路構成を説明したノイズ除去回路の回路動作について説明する。
複素除算回路２０３から出力されたＳＰ信号位置の伝送路特性を示すデータがＳＰ信号分離回路３６１に入力される。そして、ＳＰ信号分離回路３６１によって、その帯域の下端からのＰ個のデータがキャリア拡張回路３６２に対して出力され、その帯域の上端からのＰ個のデータがキャリア拡張回路３６７に対して出力される。
ＳＰ信号分離回路３６１から出力された帯域の下端側のデータ群は、キャリア拡張回路３６２によりその帯域の下端の外側にＱ個のデータが付加され、２Ｒのデータからなるデータ群がキャリア拡張回路３４１によってＩＦＦＴ回路３６３に対して出力される。
キャリア拡張回路３６２から出力されたデータ群は、ＩＦＦＴ回路３６３によるＩＦＦＴ処理、ノイズ除去フィルタ３６４によるノイズ除去処理、ＦＦＴ回路３６５によるＦＦＴ処理が施され、キャリア除去回路３６６に入力される。
キャリア除去回路３６６は、ＦＦＴ回路３６５から入力されたデータ群から、その帯域の下端からのＱ個のデータを除去し、除去後のデータ群をＳＰ信号合成回路３７２に入力する。
ＳＰ信号分離回路３６１から出力された帯域の上端側のデータ群は、キャリア拡張回路３６７によりその帯域の下端の外側にＱ個のデータが付加され、２Ｒのデータからなるデータ群がキャリア拡張回路３４７によってＩＦＦＴ回路３６８に対して出力される。
キャリア拡張回路３６２から出力されたデータ群は、ＩＦＦＴ回路３６８によるＩＦＦＴ処理、ノイズ除去フィルタ３６９によるノイズ除去処理、ＦＦＴ回路３７０によるＦＦＴ処理が施され、キャリア除去回路３７１に入力される。
キャリア除去回路３７１は、ＦＦＴ回路３６５から入力されたデータ群から、その帯域の上端からのＱ個のデータを除去し、除去後のデータ群をＳＰ信号合成回路３７２に入力する。
ＳＰ信号合成回路３７２はキャリア除去回路３６６から入力されたデータとキャリア除去回路３７１から入力されたデータとを周波数領域で合成し、後段のメモリ２０５に格納する。
（ノイズ除去回路の具体例）
図１３のノイズ除去回路２０４ｃにより行われる処理の具体例について図１４及び図１５を参照しつつ説明する。図１４及び図１５は、ＤＶＢ−Ｔ方式の８Ｋモードの場合のノード除去回路２０４ｃにより行われる処理の具体例を説明するための図である。
図１４（ｂ）は５６８個のＳＰ信号位置の伝送路特性を示すデータである。
ＳＰ信号分離回路３６１は、図１４（ａ）に示すように帯域の下端からの４１２個のデータをキャリア拡張回路３６２へ出力し、図１４（ｃ）に示すように帯域の上端からの５１２個のデータをキャリア拡張回路３６７へ出力する。
キャリア拡張回路３６２は、図１４（ａ）及び図１５に示すように、ＳＰ信号分離回路３６１から入力されるデータに対して、その帯域の下端の外側に下端のデータの値と同じ値の１００個のデータを追加することによってデータ数を５１２（＝２９）個に拡張し、ＩＦＦＴ回路３６３へ出力する。
キャリア拡張回路３６２から出力された５１２個のデータは、ＩＦＦＴ回路３６３、ノイズ除去フィルタ３６４及びＦＦＴ回路３６５の夫々により処理が施され、キャリア除去回路３６６に入力される。
キャリア除去回路３６６は、ＦＦＴ回路３６５から入力されたデータ群から、その帯域の下端からの１００個のデータを除去し、除去後のデータ群をＳＰ信号合成回路３７２に入力する。
キャリア拡張回路３６７は、図１４（ｃ）及び図１５に示すように、ＳＰ信号分離回路３６１から入力されるデータに対して、その帯域の上端の外側に上端のデータの値と同じ値の１００個のデータを追加することによってデータ数を５１２個に拡張し、ＩＦＦＴ回路３６８へ出力する。
キャリア拡張回路３６７から出力された５１２個のデータは、ＩＦＦＴ回路３６８、ノイズ除去フィルタ３６９及びＦＦＴ回路３７０の夫々により処理が施され、キャリア除去回路３７１に入力される。
キャリア除去回路３７１は、ＦＦＴ回路３７０から入力されるデータ群から、その帯域の上端からの１００個のデータを除去しＳＰ信号合成回路３７２に入力する。
ＳＰ信号合成回路３７２は、図１４（ａ）、（ｄ）に示すように、帯域の下端から帯域の中央までの２８４個のデータはキャリア除去回路３６６から入力されるデータを選択し、図１４（ｃ）、（ｄ）に示すように、帯域の上端から帯域の中央までの２８４個のデータはキャリア除去回路３７１から入力されるデータを選択する。そして、ＳＰ信号合成回路３７２は、選択したデータを周波数領域で切り替え合成して、後段のメモリ２０５に格納する。
図１６に上記具体例の場合におけるノイズが除去された例を示す。図１６（ａ）はノイズがない場合の伝送路特性、図１６（ｂ）は第２の実施の形態のノイズ除去処理を施した場合の伝送路特性、図１６（ｃ）はノイズ除去処理を施した場合の伝送路特性を示す。帯域の端部には若干の歪が生じるが、帯域中央部分ではほとんど歪が生じないことが分かる。
≪第５の実施の形態≫
以下、本発明の第５の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
図１３のノイズ除去回路では、ＱＰＳＫの場合にノイズ除去処理の閾値を大きくとるとＦＦＴ後の信号の歪が大きくなり、ＳＰ信号合成部により合成した帯域中央部での不連続のためデータのマッピングの精度を低下させてしまうことがある。
そこで、本実施の形態のノイズ除去回路はＳＰ信号合成部の出力信号の帯域中央部での不連続をなくすために出力信号から高周波波成分を除去しようとするものである。
＜ノイズ除去回路＞
本実施の形態のノイズ除去回路の構成について図１７を参照しつつ説明する。図１７はノイズ除去回路の構成を示すブロック図である。
ノイズ除去回路２０４ｄは、ＳＰ信号分離回路３６１とキャリア拡張回路３６２とＩＦＦＴ回路３６３とノイズ除去フィルタ３６４とＦＦＴ回路３６５とキャリア除去回路３６６とキャリア拡張回路３６７とＩＦＦＴ回路３６８とノイズ除去フィルタ３６９とＦＦＴ回路３７０とキャリア除去回路３７１とＳＰ信号合成回路３７２とフィルタ３８１とを備える。
フィルタ３８１は、例えば、ＬＰＦにより構成され、ＳＰ信号合成回路３７２の出力信号に周波数方向のフィルタリング処理を行い、フィルタリング処理後の信号を後段のメモリ２０５へ出力する。なお、通常の周波数方向のフィルタリング処理を行う代わりに、帯域中央部でそのキャリア位置に応じて加重平均処理を施すなどの処理を行うようにしてもよい。
≪第６の実施の形態≫
以下、本発明の第６の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
１セグメント受信機におけるＩＳＤＢ−Ｔ方式のモード３の場合、全キャリア数が４３２本であり、ＳＰ信号の数が３６個となる。ノイズを除去する際に用いるデータ数が少なくい場合にはノイズを除去することが困難になる。このことから、本実施の形態の等化回路はシンボル方向及びキャリア方向に補間した後のデータをノイズ除去処理に用いることによってノイズ除去処理に用いるデータ数を増加させるものである。
＜等化回路＞
（回路構成）
本実施の形態の等化回路の構成について図１８を参照しつつ説明する。図１８は等化回路の構成を示すブロック図である。
等価回路１０５ｂは、遅延回路２００とＳＰ抽出回路２０１とＳＰ発生回路２０２と複素除算回路２０３とメモリ２０５とシンボル補間回路２０６とキャリア補間回路２０７とノイズ除去回路２０４ｅと複素除算回路２０８とを備える。
ノイズ除去回路２０４ｅはキャリア補間回路２０６から入力される全キャリアに対する伝送路特性を示すデータを用いてノイズ除去処理を行い、ノイズ除去後の伝送路特性を示すデータを複素除算回路２０８へ出力する。
上述した図４、図８、図１１、図１３、図１７のノイズ除去回路を複素除算回路２０３から出力されるデータを用いる代わりにキャリア補間回路２０７から出力されるデータを用いるように構成することによって、ノイズ除去回路２０４ｅに利用することができる。
（回路動作）
図１８を参照しつつ回路構成を説明した等化回路１０５ｂの回路動作について説明する。
ＦＦＴ回路１０４によるＦＦＴ後の信号がＦＦＴ回路１０４から遅延回路２００及びＳＰ抽出回路２０１に入力される。
ＳＰ抽出回路２０１はＦＦＴ後の信号からＳＰ信号を抽出し、ＳＰ抽出回路２０１によって抽出されたＳＰ信号が複素除算回路２０３に入力される。このとき、ＳＰ発生回路２０２は送信側の送信時のＳＰ信号と同じ信号を複素除算回路２０３へ出力する。複素除算回路２０３はＳＰ抽出回路２０１から入力されたＳＰ信号をＳＰ発生回路２０２から入力された信号で複素除算し、ＳＰ信号位置の伝送路特性を示すデータを算出し、算出結果がメモリ２０５に格納される。
メモリ２０５に所定数の伝送路特性を示すデータが揃うと、シンボル補間回路２０６はＳＰ信号位置の伝送路特性を示すデータからなるデータ群をシンボル方向に補間処理を行う。続いて、キャリア補間回路２０７はシンボル補間回路２０６から入力されたデータ群をキャリア方向に補間処理を行うことによって全サブキャリアに対する伝送路特性を示すデータを算出し、算出結果をノイズ除去回路２０４ｅへ出力する。
ノイズ除去回路２０４ｅは、キャリア補間回路２０７から入力された全サブキャリアに対する伝送路特性を示すデータからノイズを除去し、ノイズ除去後のデータを複素除算回路２０８へ出力する。
ＦＦＴ回路１０４から出力されたデータ信号等は遅延回路２００により遅延させられて複素除算回路２０８に入力される。
複素除算回路２０８はデータ信号等をノイズ除去回路２０４ｅから入力されたそのデータ信号等の信号位置の伝送路特性を示すデータで複素除算し、後段の周波数デインタリーブ回路１０６へ出力する。
≪第７の実施の形態≫
以下、本発明の第７の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
ノイズを除去する際に用いるデータ数が少なくい場合にはノイズを除去することが困難になる。このことから、本実施の形態の等化回路はシンボル方向に補間した後のデータをノイズ除去処理に用いることによってノイズ除去処理に用いるデータ数を増加させるものである。
＜等化回路＞
本実施の形態の等化回路の構成について図１９を参照しつつ説明する。図１９は等化回路の構成を示すブロック図である。
等価回路１０５ｃは、遅延回路２００とＳＰ抽出回路２０１とＳＰ発生回路２０２と複素除算回路２０３とメモリ２０５とシンボル補間回路２０６とノイズ除去回路２０４ｆとキャリア補間回路２０７と複素除算回路２０８とを備える。
ノイズ除去回路２０４ｆはシンボル補間回路２０６から入力されるＳＰキャリア（ＳＰ信号が何れかのシンボルで挿入されるサブキャリア）の各信号位置の伝送路特性を示すデータを用いてノイズ除去処理を行い、ノイズ除去後の伝送路特性を示すデータをキャリア補間回路２０７へ出力する。
上述した図４、図８、図１１、図１３、図１７のノイズ除去回路を複素除算回路２０３から出力されるデータを用いる代わりにシンボル補間回路２０６から出力されるデータを用いるように構成することによって、ノイズ除去回路２０４ｆに利用することができる。
（回路動作）
図１９を参照しつつ回路構成を説明した等化回路１０５ｃの回路動作について説明する。
ＦＦＴ回路１０４によるＦＦＴ後の信号がＦＦＴ回路１０４から遅延回路２００及びＳＰ抽出回路２０１に入力される。
ＳＰ抽出回路２０１はＦＦＴ後の信号からＳＰ信号を抽出し、ＳＰ抽出回路２０１によって抽出されたＳＰ信号が複素除算回路２０３に入力される。このとき、ＳＰ発生回路２０２は送信側の送信時のＳＰ信号と同じ信号を複素除算回路２０３へ出力する。複素除算回路２０３はＳＰ抽出回路２０１から入力されたＳＰ信号をＳＰ発生回路２０２から入力された信号で複素除算し、ＳＰ信号位置の伝送路特性を示すデータを算出し、算出結果がメモリ２０５に格納される。
メモリ２０５に所定数の伝送路特性を示すデータが揃うと、シンボル補間回路２０６はＳＰ信号位置の伝送路特性を示すデータからなるデータ群をシンボル方向に補間処理を行うことによってＳＰキャリアの各信号位置の伝送路特性を示すデータを算出し、算出結果をノイズ除去回路２０４ｆへ出力する。
ノイズ除去回路２０４ｆは、シンボル補間回路２０６から入力されたＳＰキャリアの各信号位置の伝送路特性を示すデータからノイズを除去し、ノイズ除去後のデータをキャリア補間回路２０７へ出力する。そして、キャリア補間回路２０７は入力されたデータ群をキャリア方向に補間処理を行うことによって全サブキャリアに対する伝送路特性を示すデータを算出し、算出結果を複素除算回路２０８へ出力する。
ＦＦＴ回路１０４から出力されたデータ信号等は遅延回路２００により遅延させられて複素除算回路２０８に入力される。
複素除算回路２０８はデータ信号等をキャリア補間回路２０７から入力されたそのデータ信号等の信号位置の伝送路特性を示すデータで複素除算し、後段の周波数デインタリーブ回路１０６へ出力する。
なお、詳細は記述しないが、受信機でＣ／Ｎ機能があり、その受信機でモニタしたＣ／Ｎが所定値以上であれば、本発明のノイズ除去処理を施さないようにしてもよい。
≪補足≫
（１）第1の実施の形態ではＳＰ信号分離回路３０１は伝送路特性を示すデータからなるデータ群を帯域中央部の２N個のデータとそれ以外のデータとに分離する場合を例に挙げて説明したが、これに限らず、帯域下部の２N個のデータとそれ以外のデータとに分離する、或いは、帯域上部の２N個のデータとそれ以外のデータとに分離する、などどのようにデータ群を分離してもよい。
（２）上記の実施の形態では、ノイズ除去フィルタはサンプル点の電力値が所定の手順で定められる値以下であれば当該サンプル点の値をゼロにする場合を例に挙げて説明したが、これに限らず、サンプル点の値を所定の手順で定められる値以下の値にする、或いは、サンプル点の値を当該サンプル点の値に所定の比率（１未満の値）を乗じた値にする、などであってもよい。
（３）上記の実施の形態では、ノイズ除去フィルタは主波の電力値から所定の閾値を減算した値を基準に用いる場合であるが、これに限らず、主波の電力値に対して所定の比率を乗じた値を基準に用いる、或いは、所定の値を基準に用いる、などであってもよい。
（４）上記の第２、第４の実施の形態では、ＳＰ信号分離回路３２１（ＳＰ信号分離回路３６１）がＩＦＦＴ回路３２２（キャリア拡張回路３６２）及びＩＦＦＴ回路３２５（キャリア拡張回路３６７）の各々へ出力するデータの数が同数である場合を例に挙げて説明したが、必ずしも同数である必要はない。なお、この場合にはＳＰ信号合成回路３２８に同じシンボルのデータが入力されるようにするための遅延回路を設ける。
（５）上記の第２、第４実施の形態では、ＳＰ信号合成回路３２８（ＳＰ信号合成回路３７２）はＦＦＴ回路３２４（キャリア除去回路３６６）から入力されるデータとＦＦＴ回路３２７（キャリア除去回路３７１）から入力されるデータの何れかを選択し、周波数領域で切り替え合成するようにしている場合を例に挙げて説明したが、これに限らず、重複する帯域のデータの値は両者の加重平均の値にするなどであってもよい。
（６）上記の第３の実施の形態では、キャリア拡張回路３４１が帯域の下端の外側及び帯域の上端の外側に同数のデータを付加している場合であるが、これに限らず、帯域の下端の外側及び帯域の上端の外側に異なる数のデータを付加するようにしてもよい。
また、上記の第４の実施の形態では、キャリア拡張回路３６２が帯域の下端の外側に付加するデータのデータ数とキャリア拡張回路３６７が帯域の上端の外側に付加するデータのデータ数とが同じ場合を例に挙げて説明したが、これに限らず、異なる数のデータを付加するようにしてもよい。
（７）上記の第３、第４の実施の形態では、キャリア拡張回路３４１、３６２、３６７が帯域の下端の外側或いは上端の外側に端部のデータの値と同じ値のデータを付加する場合を例に挙げて説明したが、これに限らず、端部のデータの値に対して所定の比率の範囲内の値のデータを付加するようにしてもよい。また、端部のデータの値と一つ内側のデータの値とを比較して端部のデータの値の方が大きければ端部から離れるに伴いデータの値が大きくなるようにデータを付加し、端部のデータの値の方が小さければ端部から離れるに伴いデータの値が小さくなるようにデータを付加してもよい。
（８）上記の第４の実施の形態では、キャリア拡張回路３６２及びキャリア拡張回路３６７は夫々ＳＰ信号分離回路３６１から出力されるデータ群にデータを付加する構成になっているが、これに限らず、キャリア拡張回路が複素除算回路２０３から出力されるデータ群にデータを付加し、ＳＰ信号分離回路がデータ付加後のデータ群を分離するようにしてもよい。
また、キャリア除去回路３６６及びキャリア拡張回路３７１は夫々ＦＦＴ回路３６５及びＦＦＴ回路３７０から入力される信号からデータを除去する構成になっているが、これに限らず、ＦＦＴ回路３６５及びＦＦＴ回路３７０によって出力されるデータ群を周波数領域で合成し、キャリア除去回路が合成後のデータ群からキャリア拡張回路で付加されたデータを除去するようにしてもよい。
（９）上記の第２の実施の形態で説明したノイズ除去回路のＳＰ信号合成回路３２８の後段に上記の第５の実施の形態で説明したフィルタ３８１を付加してもよい。
（１０）上記の各実施の形態の受信装置は、典型的には集積回路であるＬＳＩ(Large Scale Integration)として実現されてよい。各回路を個別に１チップとしてもよいし、全ての回路又は一部の回路を含むように１チップ化されてもよい。例えば、チューナ部１０１は他の回路部と同一の集積回路に集積されることもあれば、別の集積回路になる場合もある。
ここでは、ＬＳＩとして記載したが、集積度の違いにより、ＩＣ(Integrated Circuit)、システムＬＳＩ、スーパＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後にプログラム化することが可能なＦＰＧＡ（FieldProgrammable Gate Array）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。
さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。
本発明は、ＯＦＤＭ伝送方式によるデジタル放送に用いられるＯＦＤＭ信号を受信し復号するための固定ＤＶＤ受信装置、携帯型ＤＶＴ受信装置、ＳＴＢ（Set TopBox）、復調ＬＳＩ等において利用可能である。
ＤＶＢ−Ｔ方式及びＩＳＤＢ−Ｔ方式の分散パイロット信号の配置を示す図。 第１の実施の形態の受信装置の全体の構成を示すブロック図。 図２の等化回路の構成を示すブロック図。 図３のノイズ除去回路の構成を示すブロック図。 図４のノイズ除去フィルタの処理を説明するための図。 図４のノイズ除去フィルタによるノイズ除去処理の閾値を示す図。 図３のノイズ除去回路によるノイズ除去結果を示す図。 第２の実施の形態のノイズ除去回路の構成を示すブロック図。 図８のノイズ除去回路の具体例を説明するための図。 図８のノイズ除去回路によるノイズ除去結果を示す図。 第３の実施の形態のノイズ除去回路の構成を示すブロック図。 図１１のキャリア拡張回路及びキャリア除去回路の処理を説明するための図。 第４の実施の形態のノイズ除去回路の構成を示すブロック図。 図１３のノイズ除去回路の具体例を説明するための図。 図１３のノイズ除去回路の具体例を説明するための図。 図１３のノイズ除去回路によるノイズ除去結果を示す図。 第５の実施の形態のノイズ除去回路の構成を示すブロック図。 第６の実施の形態の等化回路の構成を示すブロック図。 第７の実施の形態の等化回路の構成を示すブロック図。
符号の説明
１００ アンテナ
１０１ チューナ部
１０２ Ａ／Ｄ変換部
１０３ 直交検波回路
１０４ ＦＦＴ回路
１０５ 等化回路
１０６ 周波数デインタリーブ回路
１０７ ビットデインタリーブ回路
１０８ 誤り訂正回路
２００ 遅延回路
２０１ ＳＰ抽出回路
２０２ ＳＰ発生回路
２０３ 複素除算回路
２０４ ノイズ除去回路
２０５ メモリ
２０６ シンボル補間回路
２０７ キャリア補間回路
２０８ 複素除算回路
３０１ ＳＰ信号分離回路
３０２ 遅延回路
３０３ ＩＦＦＴ回路
３０４ ノイズ除去フィルタ
３０５ ＦＦＴ回路
３０６ ＳＰ信号合成回路

Claims (11)

  1. ＯＦＤＭ信号の所定のサブキャリアに挿入される分散パイロット信号を基に当該ＯＦＤＭ信号に含まれるデータ信号を等化する受信装置において、
    前記分散パイロット信号を基に得られる同じシンボルの伝送路特性を示すデータからなるデータ群の帯域の下端の外側に当該下端のデータの値を基にデータを付加すると共に、その帯域の上端の外側に当該上端のデータの値を基にデータを付加するキャリア拡張部と、
    前記キャリア拡張部により付加されたデータを含む２Ｎ（Ｎは正の整数）個のデータからなるデータ群を逆高速フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、
    前記逆フーリエ変換部による変換後のデータ群に含まれるデータのうち所定の手順で定められる値以下のデータに対して当該データの値を元の値より小さくするノイズ除去部と、
    前記ノイズ除去部による処理後のデータ群を高速フーリエ変換するフーリエ変換部と、
    前記フーリエ変換部による変換後のデータ群を基に前記データ信号を等化する等化部と、
    を備えた受信装置。
  2. 前記逆フーリエ変換部は、前記キャリア拡張部によるデータ付加後の帯域の下端からの２Ｎ１（Ｎ１は正の整数）個のデータを含むデータ群を逆高速フーリエ変換する第１逆フーリエ変換部と、前記第１逆フーリエ変換部による逆高速フーリエ変換の対象となるデータ群と一部重複し、前記データ付加後の帯域の上端からの２Ｎ２（Ｎ２は正の整数）個のデータを含むデータ群を逆高速フーリエ変換する第２逆フーリエ変換部と、を有し、
    前記ノイズ除去部は、前記第１逆フーリエ変換部による変換後のデータ群及び前記第２逆フーリエ変換部による変換後の第２データ群に対して処理を行い、
    前記フーリエ変換部は、前記第１逆フーリエ変換部による逆高速フーリエ変換で得られ、前記ノイズ除去部による処理が施されたデータ群を高速フーリエ変換する第１フーリエ変換部と、前記第２逆フーリエ変換部による逆高速フーリエ変換で得られ、前記ノイズ除去部による処理が施されたデータ群を高速フーリエ変換する第２フーリエ変換部と、を有し、
    前記受信装置は、前記第１フーリエ変換部による変換後のデータ群と前記第２フーリエ変換部による変換後のデータ群とを合成する合成部を更に備え、
    前記等化部は、前記合成部による合成後のデータ群に含まれるデータを基に前記データ信号の等化を行う請求項１記載の受信装置。
  3. 前記合成部は、前記第１フーリエ変換部による変換後のデータ群と前記第２フーリエ変換部による変換後のデータ群とが重複する帯域の所定の周波数以下の帯域では前記第１フーリエ変換部による変換後のデータ群に含まれるデータを選択し、前記所定の周波数を超える帯域では前記第２フーリエ変換部による変換後のデータ群に含まれるデータを選択することによって、前記第１フーリエ変換部による変換後のデータ群と前記第２フーリエ変換部によるデータ群とを切り替え合成する請求項２記載の受信装置。
  4. 前記キャリア拡張部は、前記帯域の下端の外側のデータの付加を当該下端のデータの値と同じ値のデータを付加することによって行い、前記帯域の上端の外側のデータの付加を当該上端のデータの値と同じ値のデータを付加することによって行う請求項１記載の受信装置。
  5. 前記ノイズ除去部は、前記所定の手順で定められる値以下のデータに対して当該データの値をゼロにする請求項１記載の受信装置。
  6. 前記分散パイロット信号を送信側の送信時の分散パイロット信号で除算する除算部を更に備え、
    前記キャリア拡張部は、前記除算部による除算結果からなるデータ群に対してデータを付加する請求項１記載の受信装置。
  7. 前記分散パイロット信号を送信側の送信時の分散パイロット信号で除算する除算部と、
    前記除算部による除算結果をシンボル方向に補間処理することによって、分散パイロット信号が挿入されるサブキャリアの信号位置の伝送路特性を示すデータを算出するシンボル補間部と、
    を更に備え、
    前記キャリア拡張部は、前記シンボル補間部による補間結果からなるデータ群に対してデータを付加する請求項１記載の受信装置。
  8. 前記分散パイロット信号を送信側の送信時の分散パイロット信号で除算する除算部と、
    前記除算部による除算結果をシンボル方向及びキャリア方向に補間処理することによって、全サブキャリアに対する伝送路特性を示すデータを算出する補間部と、
    を更に備え、
    前記キャリア拡張部は、前記補間部による算出結果からなるデータ群に対してデータを付加する請求項１記載の受信装置。
  9. ＯＦＤＭ信号の所定のサブキャリアに挿入された分散パイロット信号を基に当該ＯＦＤＭ信号に含まれるデータ信号を等化する受信装置において、
    前記分散パイロット信号を送信側の送信時の分散パイロット信号で除算する除算部と、
    同じシンボルの前記除算部による除算結果の一部の２Ｎ（Ｎは正の整数）個のデータからなるデータ群を逆高速フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、
    前記逆フーリエ変換部による変換後のデータ群のうち所定の手順で定められる値以下のデータに対して当該データの値を小さくするノイズ除去部と、
    前記ノイズ除去部によるノイズ除去後のデータ群を高速フーリエ変換するフーリエ変換部と、
    前記除算部による除算結果の前記一部を除くデータと前記フーリエ変換部によるフーリエ変換後のデータからなるデータ群をシンボル方向及びキャリア方向に補間処理することによって、全サブキャリアに対する伝送路特性を示すデータを算出する補間部と、
    前記補間部により補間処理が行われた後のデータ群を基に前記データ信号を等化する等化部と、
    を備えた受信装置。
  10. ＯＦＤＭ信号の所定のサブキャリアに挿入される分散パイロット信号を基に当該ＯＦＤＭ信号に含まれるデータ信号を等化する集積回路において、
    前記分散パイロット信号を基に得られる同じシンボルの伝送路特性を示すデータからなるデータ群の帯域の下端の外側に当該下端のデータの値を基にデータを付加すると共に、その帯域の上端の外側に当該上端のデータの値を基にデータを付加するキャリア拡張回路と、
    前記キャリア拡張回路により付加されたデータを含む２Ｎ（Ｎは正の整数）個のデータからなるデータ群を逆高速フーリエ変換する逆フーリエ変換回路と、
    前記逆フーリエ変換回路による変換後のデータ群に含まれるデータのうち所定の手順で定められる値以下のデータに対して当該データの値を元の値より小さくするノイズ除去回路と、
    前記ノイズ除去回路による処理後のデータ群を高速フーリエ変換するフーリエ変換回路と、
    前記フーリエ変換回路による変換後のデータ群を基に前記データ信号を等化する等化回路と、
    を備えた集積回路。
  11. ＯＦＤＭ信号の所定のサブキャリアに挿入される分散パイロット信号を基に当該ＯＦＤＭ信号に含まれるデータ信号を等化する受信方法において、
    前記分散パイロット信号を基に得られる同じシンボルの伝送路特性を示すデータからなるデータ群の帯域の下端の外側に当該下端のデータの値を基にデータを付加すると共に、その帯域の上端の外側に当該上端のデータの値を基にデータを付加するキャリア拡張手順と、
    前記キャリア拡張手順により付加されたデータを含む２Ｎ（Ｎは正の整数）個のデータからなるデータ群を逆高速フーリエ変換する逆フーリエ変換手順と、
    前記逆フーリエ変換手順における変換後のデータ群に含まれるデータのうち所定の手順で定められる値以下のデータに対して当該データの値を元の値より小さくするノイズ除去手順と、
    前記ノイズ除去手順における処理後のデータ群を高速フーリエ変換するフーリエ変換手順と、
    前記フーリエ変換手順による変換後のデータ群を基に前記データ信号を等化する等化手順と、
    を有する受信方法。
JP2007521238A 2005-06-14 2006-05-29 受信装置、集積回路及び受信方法 Active JP4856637B2 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2007521238A JP4856637B2 (ja) 2005-06-14 2006-05-29 受信装置、集積回路及び受信方法

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2005173370 2005-06-14
JP2005173370 2005-06-14
JP2007521238A JP4856637B2 (ja) 2005-06-14 2006-05-29 受信装置、集積回路及び受信方法
PCT/JP2006/310698 WO2006134769A1 (ja) 2005-06-14 2006-05-29 受信装置、集積回路及び受信方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPWO2006134769A1 JPWO2006134769A1 (ja) 2009-01-08
JP4856637B2 true JP4856637B2 (ja) 2012-01-18

Family

ID=37532135

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2007521238A Active JP4856637B2 (ja) 2005-06-14 2006-05-29 受信装置、集積回路及び受信方法

Country Status (5)

Country Link
US (1) US7852958B2 (ja)
EP (1) EP1895696A1 (ja)
JP (1) JP4856637B2 (ja)
CN (1) CN101199150B (ja)
WO (1) WO2006134769A1 (ja)

Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8014457B2 (en) * 2006-10-31 2011-09-06 Freescale Semiconductor, Inc. Method of providing a data signal for channel estimation and circuit thereof
CN101242383B (zh) * 2007-02-09 2012-05-23 株式会社Ntt都科摩 一种信道估计方法
WO2008105335A1 (ja) * 2007-02-23 2008-09-04 Nippon Telegraph And Telephone Corporation 受信装置、送信装置、無線送受信システム及び無線受信方法
US8443024B2 (en) * 2007-10-29 2013-05-14 The Aerospace Corporation Time-domain gated filter for RF communication systems
US20100275102A1 (en) * 2007-11-27 2010-10-28 Tetsuya Yagi Signal demodulating device, signal demodulating method, semiconductor integrated circuit, and receiving apparatus
US8787440B2 (en) * 2008-07-25 2014-07-22 Qualcomm Incorporated Determination of receive data values
JP4975085B2 (ja) * 2009-11-09 2012-07-11 三菱電機株式会社 受信装置および方法
KR20120049434A (ko) * 2010-11-08 2012-05-17 삼성전자주식회사 채널 추정 방법 및 장치
US8767847B2 (en) * 2011-11-01 2014-07-01 Mediatek Inc. Time-deinterleaver and method for input signal processing and computer program products using the same
CN103959693B (zh) * 2011-12-01 2016-12-14 三菱电机株式会社 接收装置和方法
EP2634945B1 (en) * 2012-02-29 2014-12-24 Mitsubishi Electric R&D Centre Europe B.V. Method and a device for increasing the amount of information bits comprised in a symbol
JP5676513B2 (ja) * 2012-03-30 2015-02-25 富士通テン株式会社 受信装置
US9231811B2 (en) * 2012-07-27 2016-01-05 Nec Corporation Receiver device, transmit/receive terminal, propagation delay time measurement method and computer program

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003110528A (ja) * 2001-09-28 2003-04-11 Toshiba Corp Ｏｆｄｍ用周波数特性検出器、ｏｆｄｍ用周波数特性補償器及びｏｆｄｍ用中継装置
JP2003218827A (ja) * 2002-01-23 2003-07-31 Mitsubishi Electric Corp 受信装置および伝送路推定方法
JP2004266814A (ja) * 2003-02-10 2004-09-24 Mitsubishi Electric Corp 通信装置

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS59156718A (ja) 1983-02-28 1984-09-06 Asahi Chem Ind Co Ltd Ｆｒｐナツトの製造方法
FR2671923B1 (fr) 1991-01-17 1993-04-16 France Etat Dispositif de demodulation coherente de donnees numeriques entrelacees en temps et en frequence, a estimation de la reponse frequentielle du canal de transmission et seuillage, et emetteur correspondant.
JP3160580B2 (ja) * 1998-09-21 2001-04-25 宇宙開発事業団 アンテナ分解能を向上させた電波受信装置
JP4460738B2 (ja) 2000-08-21 2010-05-12 株式会社ケンウッド 直交周波数分割多重信号受信装置及び直交周波数分割多重信号受信方法
JP2003101503A (ja) 2001-09-21 2003-04-04 Mega Chips Corp Ｏｆｄｍ用等化装置およびｏｆｄｍ用等化方法
DE60201162T2 (de) * 2001-11-15 2005-11-03 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma Verfahren und Vorrichtung zur OFDM- (orthogonale Frequenzmultiplexierung) Demodulation

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003110528A (ja) * 2001-09-28 2003-04-11 Toshiba Corp Ｏｆｄｍ用周波数特性検出器、ｏｆｄｍ用周波数特性補償器及びｏｆｄｍ用中継装置
JP2003218827A (ja) * 2002-01-23 2003-07-31 Mitsubishi Electric Corp 受信装置および伝送路推定方法
JP2004266814A (ja) * 2003-02-10 2004-09-24 Mitsubishi Electric Corp 通信装置

Also Published As

Publication number Publication date
CN101199150B (zh) 2011-06-08
US20090310479A1 (en) 2009-12-17
EP1895696A1 (en) 2008-03-05
CN101199150A (zh) 2008-06-11
US7852958B2 (en) 2010-12-14
WO2006134769A1 (ja) 2006-12-21
JPWO2006134769A1 (ja) 2009-01-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4856637B2 (ja) 受信装置、集積回路及び受信方法
US7929627B2 (en) OFDM receiver, integrated circuit and receiving method
KR101301402B1 (ko) 도플러 주파수 산출 장치와 방법 및 직교 주파수 분할 다중복조 장치
JP5605897B2 (ja) 受信装置及び受信方法
US8218696B2 (en) Receiving apparatus, receiving method, integrated circuit, digital television receiver, and program
JP5166288B2 (ja) Ｏｆｄｍ受信装置、ｏｆｄｍ受信集積回路、ｏｆｄｍ受信方法及びｏｆｄｍ受信プログラム
US8681850B2 (en) Signal processing apparatus, signal processing method and program
JP4623180B2 (ja) 受信装置、受信方法、およびプログラム
WO2010049509A1 (en) Receiver with ici noise estimation
KR20100130554A (ko) 수신기 및 ｏｆｄｍ 심볼을 수신하는 방법
US8175204B2 (en) Receiving device, signal processing method, and program
JP5030311B2 (ja) 受信機、受信方法および集積回路
JP2020191537A (ja) データ伝送システム、受信装置及びデータ伝送方法
JP2008278363A (ja) デジタル放送受信装置
JP5314002B2 (ja) 受信装置、集積回路及び受信方法
JP5261787B2 (ja) 受信装置及び受信方法
JP5398652B2 (ja) Ｏｆｄｍ受信装置
JP2006074739A (ja) 中継装置及び中継回路及び中継方法及び中継プログラム
US11522641B2 (en) Data transmission system for multiplexing a plurality of pieces of data in a layered division multiplexing (LDM) method and transmitting multiplexed data, reception device used in the data transmission system, and data transmission method therefor
JP2010246024A (ja) 復調装置
JP2011049688A (ja) Ｏｆｄｍ受信装置

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20090330

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20111004

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20111028

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20141104

Year of fee payment: 3

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 4856637

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

S111 Request for change of ownership or part of ownership

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113

R350 Written notification of registration of transfer

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350

S111 Request for change of ownership or part of ownership

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113

R350 Written notification of registration of transfer

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250