CN101199150A - 接收装置、集成电路及接收方法 - Google Patents

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Abstract

载波扩展电路(341)对于表示通过用发送时的分散导频信号去除OFDM信号中包含的分散导频信号来对齐相位的分散导频信号位置的传输路径特性的数据所构成的数据群，向其频带的下端的外侧附加了值与该下端的数据的值相同的数据，同时，向该频带的上端的外侧附加了值与该上端的数据的值相同的数据。由包含由载波扩展电路(341)附加的数据的2N个数据所构成的数据群由IFFT电路(342)实施逆快速傅里叶变换处理，由噪声去除电路(343)去除噪声，由FFT电路(344)实施快速傅里叶变换处理。从FFT电路(344)输出的数据群中去除由载波扩展电路(341)附加的数据，将去除后的数据群用于符号方向的内插。

Description

接收装置、集成电路及接收方法
技术领域
本发明涉及在基于OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplex：正交频分复用)的传输方式的数字广播等中使用的接收装置、集成电路及接收方法。
背景技术
日本和欧洲的地面波数字广播方式采用OFDM方式。采用OFDM方式的日本ISDB-T(Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial)方式和欧洲的DVB-T(Digital Video Broadcasting-Terrestrial)方式在副载波中利用频率区域而分散插入振幅、相位已知的导频信号，将该导频信号称为分散导频信号(下面记载为SP信号。)。另外，在欧洲，为了用于便携接收，还标准化以DVB-T方式为基础的DVB-H(Digital VideoBroadcast-Handheld)方式，DVB-H方式也利用频率区域而分散插入振幅、相位已知的导频信号。
参照图1来说明SP信号的配置。图1是表示SP信号配置的图。SP信号不是对每个副载波传输，而是沿频率轴方向和时间轴方向，对符号(symbol)序号n的符号，以段内的副载波序号k满足k＝3(n mod 4)+12p(mod表示取模运算，p为整数)的副载波位置传输。即，如图1所示，SP信号的配置以4个符号为周期反复，对每个符号每次移位3个副载波来传输SP信号。
发送侧的装置利用以其副载波位置而确定的特定图案，将SP信号调制成二进制后发送。接收装置在对齐SP信号的相位之后，在时间轴方向(符号方向)和频率轴方向(载波方向)，使用LPF(Low Pass Filter)，进行内插，推定对全部副载波的传输路径特性。另外，接收装置用推定出的传输路径特性来复数除OFDM信号中包含的数据信号，得到对应于传输路径影响而均衡化的数据信号。
但是，在SP信号自身重叠噪声且噪声分量大的情况下，传输路径特性的推定中使用SP信号，所以存在传输路径特性的推定误差大的问题。
作为该问题的解决方案，有如下方案。
在快速傅里叶变换(FFT：Fast Fourier Transform)接收到的OFDM信号之后，取出SP信号。之后，逆快速傅里叶变换(IFFT：Inverse FastFourier Transform)取出的SP信号，作为时间区域的信号，对逆快速傅里叶变换后的信号的规定时间宽度乘以矩形窗，从而，从SP信号中去除噪声分量(例如参照专利文献1。)。之后，快速傅里叶变换噪声去除后的信号，进行内插处理等，推定对全部副载波的传输路径特性。
另外，尽管目的不同，但作为进行同样处理的现有例，有如下实例。
沿符号方向，使用LPF，内插对齐了相位之后的SP信号，对相同符号的内插后的数据群进行逆快速傅里叶变换。将逆快速傅里叶变换后的数据群的一部分数据设为零，快速傅里叶变换部分设为零后的数据，求出表示全部副载波位置的传输路径特性(例如参照专利文献2、3。)。其目的在于由于因沿符号方向内插时使用的LPF特性，受到通过频带的波动或截断频带的衰减特性的影响，在表示实施了滤波处理的传输路径特性的数据中产生误差，所以减轻其影响，而非从构成推定传输路径特性的基础的SP信号中去除噪声。
专利文献1：(日本)专利第3044899号公报
专利文献2：(日本)特开2002-64413号公报
专利文献3：(日本)特开2003-101503号公报
但是，FFT或IFFT的一般实现电路(FFT电路或IFFT电路)的输入输出数据的数据数量为2的幂乘。
相反，在ISDB-T方式和DVB-T方式中，OFDM使用的副载波的个数不是2的幂乘。例如，在ISDB-T方式的模式3中使用的副载波的个数是5617个，在DVB-T方式的8K模式中使用的副载波的个数是6817个。
另外，由于SP信号在ISDB-T方式和DVB-T方式中均对12个副载波插入1次，所以在对每个符号抽取SP信号的情况下，SP信号的个数例如在ISDB-T方式的模式3中为468个，在DVB-T方式的8K模式中为568个，不是2的幂乘。
另外，在沿符号方向内插SP信号时，3个副载波中有1个SP信号，内插后的信号数量例如在ISDB-T方式的模式3中为1873个，在DVB-T方式的8K模式中为2273个，不是2的幂乘。
由于SP信号的数量或沿符号方向内插后的信号数量不是2的幂乘，所以在对表示SP信号位置的传输路径特性的数据构成的数据群、或表示任一符号中插入了SP信号的副载波位置的传输路径特性的数据构成的数据群进行逆快速傅里叶变换的情况下，通常在频带的外侧插入零，将数据数变为2的幂乘后，进行逆快速傅里叶变换处理。
如上述现有技术所示，在实施从逆快速傅里叶变换后的数据群中去除噪声的处理之后，若快速傅里叶变换并变换为频率区域，则在频带中央附近得到噪声去除后的分量，但在频带端部去除噪声时，信号的高频分量也会被去除，产生失真，相反，特性恶化。
发明内容
因此，本发明的目的在于提供一种接收装置、集成电路和接收方法，可通过边从分散导频信号中去除噪声，边抑制信号的频带端部的失真而使传输路径特性的推定精度提高。
为了实现上述目的，本发明的接收装置根据OFDM信号的规定副载波中插入的分散导频信号，对该OFDM信号中包含的数据信号进行均衡化，其中，具备：载波扩展部，向由表示根据所述分散导频信号得到的相同符号的传输路径特性的数据所构成的数据群的频带的下端的外侧，根据该下端的数据的值来附加数据，而且向该频带的上端的外侧，根据该上端的数据的值来附加数据；逆傅里叶变换部，对包含由所述载波扩展部附加的数据的2N(N为正整数)个数据构成的数据群进行逆快速傅里叶变换；噪声去除部，对所述逆傅里叶变换部变换后的数据群中包含的数据之中的、按规定步骤确定的值以下的数据，使该数据的值比原来的值小；傅里叶变换部，对所述噪声去除部处理后的数据群进行快速傅里叶变换；和均衡化部，根据所述傅里叶变换部变换后的数据群，均衡化所述数据信号。
本发明的集成电路根据OFDM信号的规定副载波中插入的分散导频信号，对该OFDM信号中包含的数据信号进行均衡化，其中，具备：载波扩展电路，向由表示根据所述分散导频信号得到的相同符号的传输路径特性的数据所构成的数据群的频带的下端的外侧，根据该下端的数据的值来附加数据，而且向该频带的上端的外侧，根据该上端的数据的值来附加数据；逆傅里叶变换电路，对包含由所述载波扩展电路附加的数据的2N(N为正整数)个数据构成的数据群进行逆快速傅里叶变换；噪声去除电路，对所述逆傅里叶变换电路变换后的数据群中包含的数据之中的、按规定步骤确定的值以下的数据，使该数据的值比原来的值小；傅里叶变换电路，对所述噪声去除电路处理后的数据群进行快速傅里叶变换；和均衡化电路，根据所述傅里叶变换电路变换后的数据群，均衡化所述数据信号。
本发明的接收方法根据OFDM信号的规定副载波中插入的分散导频信号，对该OFDM信号中包含的数据信号进行均衡化，其中，具有：载波扩展步骤，向由表示根据所述分散导频信号得到的相同符号的传输路径特性的数据所构成的数据群的频带的下端的外侧，根据该下端的数据的值来附加数据，而且向该频带的上端的外侧，根据该上端的数据的值来附加数据；逆傅里叶变换步骤，对包含由所述载波扩展步骤附加的数据的2N(N为正整数)个数据构成的数据群进行逆快速傅里叶变换；噪声去除步骤，对所述逆傅里叶变换步骤中的变换后的数据群中包含的数据之中的、按规定步骤确定的值以下的数据，使该数据的值比原来的值小；傅里叶变换步骤，对所述噪声去除步骤中的处理后的数据群进行快速傅里叶变换；和均衡化步骤，根据所述傅里叶变换步骤的变换后的数据群，均衡化所述数据信号。
发明效果如下。
根据上述接收装置、集成电路和接收方法，向附加数据以使逆快速傅里叶变换的对象数据群的数据数量为2的幂乘时，不象以前那样附加了值为零的数据，而是根据附加数据的对象数据群的频带的下端的数据值，向频带的下端的外侧附加数据，根据频带的上端的数据值，向频带的上端的外侧附加数据。因此，与附加了值为零的数据的情况相比，逆快速傅里叶变换后的数据群的分散导频信号的功率频谱在频率上的扩展变小，当从逆快速傅里叶变换后的数据群中去除噪声时、噪声以外的数据群的高频分量被去除的比例变小。由此可抑制对去除噪声后的数据群进行快速傅里叶变换之后的数据群中频带端部处的失真，使传输路径特性的推定精度提高。
在上述接收装置中，也可以所述逆傅里叶变换部具有：第1逆傅里叶变换部，对包含从由所述载波扩展部进行数据附加后的频带的下端起的2N1(N1为正整数)个数据的数据群进行逆快速傅里叶变换；和第2逆傅里叶变换部，对与构成所述第1逆傅里叶变换部的逆快速傅里叶变换的对象的数据群的局部重复、且包含自所述数据附加后的频带的上端起的2N2(N2为正整数)个数据的数据群进行逆快速傅里叶变换，所述噪声去除部对所述第1逆傅里叶变换部变换后的数据群和所述第2逆傅里叶变换部变换后的第2数据群进行处理，所述傅里叶变换部具有：第1傅里叶变换部，对由所述第1逆傅里叶变换部的逆快速傅里叶变换得到、且实施了所述噪声去除部的处理后的数据群进行快速傅里叶变换；和第2傅里叶变换部，对由所述第2逆傅里叶变换部的逆快速傅里叶变换得到、且实施了所述噪声去除部的处理后的数据群进行快速傅里叶变换，所述接收装置还具备合成部，该合成部合成所述第1傅里叶变换部变换后的数据群与所述第2傅里叶变换部变换后的数据群，所述均衡化部根据所述合成部合成后的数据群中包含的数据，进行所述数据信号的均衡化。
在附加的数据数量多的情况下，逆快速傅里叶变换、噪声去除和快速傅里叶变换后的数据群大大影响附加的数据。
据此，局部重复地将数据群分割成2个进行处理具有如下优点，可减少将逆快速傅里叶变换的对象的数据群数量变为2的幂乘时附加的数据数量。
在上述接收装置中，也可以所述合成部通过在所述第1傅里叶变换部变换后的数据群与所述第2傅里叶变换部变换后的数据群重复的频带的规定频率以下的频带中，选择所述第1傅里叶变换部变换后的数据群中包含的数据，并在超过所述规定频率的频带中，选择所述第2傅里叶变换部变换后的数据群中包含的数据，由此切换合成所述第1傅里叶变换部变换后的数据群与所述第2傅里叶变换部的数据群。
当从逆快速傅里叶变换后的信号中去除噪声时，有时也会同时去除噪声以外的数据群的高频分量。去除噪声以外的数据群的高频分量的影响多出现在快速傅里叶变换后的数据群的频带端部。
据此，由于以频率区域对快速傅里叶变换后的数据群的频带的、将有可能产生失真的两端部去除的频带的数据进行切换合成，用于数据信号等的均衡化，所以可使均衡化精度提高。
在上述接收装置中，也可以是所述载波扩展部通过附加与所述频带的下端的数据的值相同的值的数据，进行该频带的下端的外侧的数据的附加，通过附加与所述频带的上端的数据的值相同的值的数据，进行该频带的上端的外侧的数据的附加。
据此，可由简单的装置或电路来实现向频带的下端附近或上端附近的数据的附加，在成本上具有优点。
在上述接收装置中，也可以是所述噪声去除部对于所述规定步骤确定的值以下的数据，将该数据的值设为零。
据此，可由简单的装置或电路来实现从逆快速傅里叶变换后的数据群中去除噪声，在成本上具有优点。
在上述接收装置中，也可以是还具备除法部，该除法部用所述分散导频信号除以发送侧发送时的分散导频信号，所述载波扩展部对由所述除法部的除法结果构成的数据群附加数据。
构成逆快速傅里叶变换或快速傅里叶变换的对象的数据群的数据数量随着处理负荷的增大或电路规模的增大而增大。
据此，由于利用表示分散导频信号位置的传输路径特性的数据群来进行噪声去除，所以在每个符号的分散导频信号的数量多的情况下，从处理负荷或电路规模上讲是有效的。
在上述接收装置中，也可以是还具备：除法部，用所述分散导频信号除以发送侧发送时的分散导频信号；和符号内插部，通过沿符号方向对所述除法部的除法结果进行内插处理，算出表示插入了分散导频信号的副载波的信号位置的传输路径特性的数据，所述载波扩展部对由所述符号内插部的内插结果所构成的数据群附加数据。
在上述接收装置中，也可以是还具备：除法部，用所述分散导频信号除以发送侧发送时的分散导频信号；和内插部，通过沿符号方向和载波方向对所述除法部的除法结果进行内插处理，算出表示对全部副载波的传输路径特性的数据，所述载波扩展部对由所述内插部的算出结果所构成的数据群附加数据。
在逆快速傅里叶变换后的数据群的数量少的情况下，不能充分去除噪声分量。
据此，由于在进行符号方向的内插处理后增加数据数量，或在进行符号方向的内插处理和载波方向的内插处理后进一步增加数据数量后，进行用于去除噪声的处理，所以即便在1个符号中未包含去除噪声所需数量的分散导频信号的情况下，也可防止因1个符号中包含的分散导频信号的数量不足而造成不能去除噪声的状况。
本发明的接收装置根据OFDM信号的规定副载波中插入的分散导频信号，对该OFDM信号中包含的数据信号进行均衡化，其中，具备：除法部，用所述分散导频信号除以发送侧发送时的分散导频信号；逆傅里叶变换部，对由同一符号的所述除法部的除法结果的一部分的2N(N为正整数)个数据构成的数据群进行逆快速傅里叶变换；噪声去除部，对所述逆傅里叶变换部变换后的数据群之中的、按规定步骤确定的值以下的数据，减小该数据的值；傅里叶变换部，对由所述噪声去除部进行噪声去除后的数据群进行快速傅里叶变换；内插部，通过沿符号方向和载波方向对由将所述除法部的除法结果的所述一部分去除的数据、与所述傅里叶变换部的傅里叶变换后的数据所构成的数据群进行内插处理，算出表示对全部副载波的传输路径特性的数据；和均衡化部，根据所述内插部进行内插处理后的数据群，均衡化所述数据信号。
根据上述接收装置，由于附加数据以使逆快速傅里叶变换的对象的数据群的数据数量为2的幂乘，所以可抑制因附加了值为零的数据而引起的频带的下端附近或上端附近的失真。
附图说明
图1是表示DVB-T方式和ISDB-T方式的分散导频信号的配置图。
图2是表示第1实施方式的接收装置的整体构成框图。
图3是表示图2的均衡化电路的构成框图。
图4是表示图3的噪声去除电路的构成框图。
图5是说明图4的噪声去除滤波器的处理的图。
图6是表示图4的噪声去除滤波器的噪声去除处理的阈值的图。
图7是表示图3的噪声去除电路的噪声去除结果的图。
图8是表示第2实施方式的噪声去除电路的构成框图。
图9是说明图8的噪声去除电路的具体例的图。
图10是表示图8的噪声去除电路的噪声去除结果的图。
图11是表示第3实施方式的噪声去除电路的构成框图。
图12是说明图11的载波扩展电路和载波去除电路的处理的图。
图13是表示第4实施方式的噪声去除电路的构成框图。
图14是说明图13的噪声去除电路的具体例的图。
图15是说明图13的噪声去除电路的具体例的图。
图16是表示图13的噪声去除电路的噪声去除结果的图。
图17是表示第5实施方式的噪声去除电路的构成框图。
图18是表示第6实施方式的均衡化电路的构成框图。
图19是表示第7实施方式的均衡化电路的构成框图。
符号说明
100天线；101调谐部102 A/D变换部103正交检波电路；104 FFT电路；105均衡化电路；106频率去交织(デインタリ一ブ)电路；107比特去交织电路；108纠错电路；200延迟电路；201SP抽取电路；202SP发生电路；203复数除法电路；204噪声去除电路；205存储器；206符号内插电路；207载波内插电路；208复数除法电路；301SP信号分离电路；302延迟电路；303IFFT电路；304噪声去除滤波器；305FFT电路；306SP信号合成电路
具体实施方式
《第1实施方式》
下面，参照附图来说明本发明的第1实施方式。
<接收装置>
参照图2来说明本实施方式的接收装置的构成。图2是表示DVB-T方式的接收装置的整体构成框图。在DVB-H方式中接收装置的构成也一样。
接收装置100具备天线100、调谐部101、A/D变换部102、正交检波电路103、FFT电路104、均衡化电路105、频率去交织电路106、比特去交织电路107与纠错电路108。其中，图2中由于同步电路与本发明的本质无关，所以省略。
天线100接收OFDM信号后，输出到调谐部101。调谐部101对从天线100输入的OFDM信号进行选台，将选台的OFDM信号下变频到规定的频带，输出到A/D变换器102。A/D变换器102将输入的模拟信号变换为数字信号后，输出到正交检波电路103。正交检波电路103进行从A/D变换器102输入的信号的正交检波，将正交检波后的信号输出到FFT电路104。
FFT电路104快速傅里叶变换正交检波后的信号，变换为频率区域的信号，并输出到均衡化电路105。均衡化电路105均衡化处理由FFT电路104快速傅里叶变换后的信号，并输出到频率去交织电路106。频率去交织电路106对由均衡化电路105均衡化处理过的信号进行频率去交织处理，比特去交织电路107对频率去交织后的信号进行比特去交织处理。纠错电路108进行比特去交织后的信号的纠错处理。
其中，均衡化电路105的细节如后所述，但此外各电路的处理与通常进行的一样，所以省略其细节。
在ISDB-T方式的情况下，还加入进行时间去交织处理的时间去交织电路。
<均衡化电路>
(电路构成)
参照图3来说明图2的均衡化电路的构成。图3是表示均衡化电路的构成框图，具有去除重叠于SP信号上的噪声的构成。
等效电路105具备延迟电路200、SP抽取电路201、SP发生电路202、复数除法电路203、噪声去除电路204、存储器205、符号内插电路206、载波内插电路207和复数除法电路208。
延迟电路200使来自FFT电路104的输入延迟，输出到复数除法电路208，以使表示在后级的复数除法电路208中用于数据信号等的复数除法之中的传输路径特性的数据，变为表示该数据信号等的信号位置的传输路径特性的数据。
SP抽取电路201从FFT电路104快速傅里叶变换后的信号中抽取SP信号，并输出到复数除法电路203。
SP发生电路202利用逻辑电路等生成振幅和相位与发送侧发送时的SP信号相同的信号，将生成的信号输出到复数除法电路203。
复数除法电路203用从SP抽取电路201输入的SP信号，复数除以从该SP信号的副载波位置的SP发生电路203输入的信号，对齐在发送侧被BPSK调制后的SP信号的相位。利用该处理，求出表示在各SP信号位置的传输路径特性的数据。
噪声去除电路204对于由从相同符号的复数除法电路203输入的、表示SP信号位置的传输路径特性的数据构成的数据群，进行参照图5-图7如后所述的噪声去除处理，从表示SP信号位置的传输路径特性的数据中去除噪声，将表示噪声去除后的SP信号位置的传输路径特性的数据输出到存储器205。
存储器205存储表示在SP信号位置的噪声去除后的传输路径特性的数据。
若在存储器205中对齐规定数量表示传输路径特性的数据，则符号内插电路206沿时间轴方向(符号方向)，使用LPF，对由表示相同副载波的SP信号位置的传输路径特性的数据构成的数据群进行内插处理(符号方向的内插)，推定表示插入了SP信号的副载波的各信号位置的传输路径特性的数据，将推定结果输出到载波内插电路207。
载波内插电路207沿频率轴方向(载波方向)，使用LPF，对由从相同符号的符号内插电路206输入的推定结果构成的数据群进行内插处理(载波方向的内插)，推定表示对全部副载波的传输路径特性的数据，将推定结果输出到复数除法电路208。
复数除法电路208用从延迟电路200输入的、FFT电路104快速傅里叶变换后的数据信号等，复数除以从该数据信号等的信号位置的载波内插电路207输入的、表示传输路径特性的数据，将复数除法结果作为均衡化了数据信号等的信号，输出到后级的频率去交织电路106。
(电路动作)
说明参照图3说明电路构成的均衡化电路105的电路动作。
FFT电路104快速傅里叶变换后的信号被输入到延迟电路200和SP抽取电路201。
SP抽取电路201从快速傅里叶变换后的信号中抽取SP信号，将由SP抽取电路201抽取出的SP信号输入到复数除法电路203。此时，SP发生电路202将与发送侧发送时的SP信号相同的信号输出到复数除法电路203。复数除法电路203用从SP发生电路202输入的信号，复数除从SP抽取电路201输入的SP信号，算出表示SP信号位置的传输路径特性的数据，将算出结果输入噪声去除电路204。
噪声去除电路204从由复数除法电路203输入的表示SP信号位置的数据中去除噪声，将表示噪声去除后的SP信号位置的传输路径特性的数据存储在存储器205中。
若存储器205中规定数量的表示传输路径特性的数据对齐，则符号内插电路206沿符号方向，对由表示SP信号位置的传输路径特性的数据构成的数据群进行内插处理。接着，载波内插电路207沿载波方向对从符号内插电路206输入的数据群进行内插处理，从而算出表示对全部副载波的传输路径特性的数据，将算出结果输出到复数除法电路208。
从FFT电路104输出的数据信号等被延迟电路200延迟后，输入到复数除法电路208。
复数除法电路208用数据信号等复数除以从载波内插电路207输入的、表示该数据信号等的信号位置的传输路径特性的数据，输出到后级的频率去交织电路106。
<噪声去除电路>
(电路构成)
参照图4来说明图3的噪声去除电路的构成。图4是表示噪声去除电路的构成框图。
噪声去除电路204具备SP信号分离电路301、延迟电路302、IFFT电路303、噪声去除滤波器304、FFT电路305与SP信号合成电路306。
SP信号分离电路301对每个符号，将由从复数除法电路203输入的、表示SP信号位置的传输路径特性的数据所构成的数据群分离成频带中央部的2N(N为正整数)个数据与此外的数据。另外，SP信号分离电路301将频带中央部的2N个数据输出到IFFT电路303，将此外的数据输出到延迟电路302。这里，当每个符号的SP抽取电路201抽取的SP信号的数量被设为M时，存在2N为M以下、2(N+1)超过M的关系。
例如，在DVB-T方式/DVB-H方式的8K模式的情况下，包含于1个符号中的SP信号数量为568个。SP信号分离电路301将频带中央部的512个数据输出到IFFT电路303，将频带下部的28个和频带上部的28个数据输出到延迟电路302。
延迟电路302使来自SP信号分离电路301的输入延迟后，输出到SP信号合成电路306，以使从FFT电路305和延迟电路302输入到后级的SP信号合成电路306中的、表示传输路径特性的数据为相同符号位置。
IFFT电路303逆快速傅里叶变换由从SP信号分离电路301输入的2N个数据构成的数据群，将逆快速傅里叶变换后的数据群输出到噪声去除滤波器304。
噪声去除滤波器304对逆快速傅里叶变换后的数据群的每个采样点，进行若采样点的功率值为规定步骤确定的值以下、则将该采样点的值设为零的噪声去除处理，将噪声去除后的数据群输出到FFT电路305。
FFT电路305快速傅里叶变换从噪声去除滤波器304输入的噪声去除后的数据群，恢复为频率区域的信号，将快速傅里叶变换后的数据群输出到SP信号合成电路306。
SP信号合成电路306以频率区域对从延迟电路302输入的表示频带下端部和频带上端部的SP信号位置的传输路径特性的数据、与从FFT电路305输入的频带中央部的噪声去除后的数据进行合成，以使各数据为原来的频率位置，将合成后的数据群输出到后级的存储器205。
(电路动作)
说明参照图4说明电路构成的噪声去除电路的电路动作。
将从复数除法电路203输出的、表示SP信号位置的传输路径特性的数据输入SP信号分离电路301。另外，SP信号分离电路301将频带中央部的2N个数据输出到IFFT电路303，将频带中央部以外的数据输出到延迟电路302。
由从SP信号分离电路301输出的频带中央部的2N个数据所构成的数据群，被实施IFFT电路303的逆快速傅里叶变换处理、噪声去除滤波器304的噪声去除处理、FFT电路305的快速傅里叶变换处理，输入到SP信号合成电路306。
从SP信号分离电路301输出的频带中央部以外的数据被延迟电路200延迟后，输入到SP信号合成电路306。
SP信号合成电路306以频率区域对从FFT电路305输入的数据与从延迟电路302输入的数据进行合成，将合成后的数据群存储在存储器205中。
<噪声去除滤波器>
参照图5来说明噪声去除滤波器304的处理。图5是说明噪声去除滤波器的处理的图，表示IFFT电路303逆快速傅里叶变换后的信号的部分。
噪声去除滤波器304在以主波的功率为基准、采样点的功率值为从主波的功率值中减去规定阈值后的值以下的情况下，将该采样点的值设为零。
为了使接收性能提高，必需利用该接收界限下的噪声去除处理等，使所需C/N(Carrier to Noise)降低，对应于QPSK(Quadrature Phase ShiftKeying)、16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)和64QAM每个，变更噪声去除的阈值。图6示出代码速率(叠入的代码化率)为1/2时的各阈值的一例。图6示出一例的各阈值也可用于后述的各噪声去除处理中。
在64QAM的情况下，因为匹配点的最小欧几里德(ュ一クリツド)距离小，所以若减小噪声去除处理的阈值，则可去除噪声，相反，失真变大，从而特性恶化。相反，在QPSK的情况下，由于匹配点的最小欧几里德距离大，所以将噪声去除处理的阈值设定得大，即便失真变大，去除噪声的效果也大。
但是，在设定阈值时，在后述的实施方式中，当向频带下端的外侧和频带上端的外侧附加数据时，期望还考虑附加的数据数量来设定阈值。
图7中示出去除噪声的实例。图7是如下情况，即在DVB-T方式的8K模式下，SP信号分离电路301将频带中央部的512个数据输出到IFFT电路303，将频带下部的28个和频带上部的28个数据输出到延迟电路302。图7(a)表示无噪声时的传输路径特性，图7(b)表示重叠噪声时的传输路径特性，图7(c)表示实施了噪声去除处理时的传输路径特性。
《第2实施方式》
下面，参照附图说明本发明的第2实施方式。
图4的噪声去除电路从表示SP信号位置的传输路径特性的部分数据中去除噪声，但未从其它数据中去除噪声。因此，本实施方式的噪声去除电路通过对由SP信号分离电路分离的各个数据群进行噪声去除处理，从表示SP信号位置的传输路径特性的数据全部中去除噪声。
<噪声去除电路>
(电路构成)
参照图8来说明本实施方式的噪声去除电路的构成。图8是表示噪声去除电路的构成框图。
噪声去除电路204a具备SP信号分离电路321、IFFT电路322、噪声去除滤波器323、FFT电路324、IFFT电路325、噪声去除滤波器326、FFT电路327与SP信号合成电路328。
SP信号分离电路321对每个符号，将由从复数除法电路203输入的、表示SP信号位置的传输路径特性的数据所构成的数据群之中的、从频带下端起的2N(N为正整数)个数据输出到IFFT电路322，将从频带上端起的2N个数据输出到IFFT电路325。这里，当每个符号的SP抽取电路201抽取的SP信号的数量被设为M时，存在2N不足M、2(N+1)超过M/2的关系。
IFFT电路322逆快速傅里叶变换由从SP信号分离电路321输入的2N个数据构成的数据群，将逆快速傅里叶变换后的数据群输出到噪声去除滤波器323。
噪声去除滤波器323对从IFFT电路322输入的数据群进行与噪声去除滤波器304一样的处理，将噪声去除后的数据群输出到FFT电路324。
FFT电路324快速傅里叶变换从噪声去除滤波器323输入的噪声去除后的数据群，恢复为频率区域的信号，将快速傅里叶变换后的数据群输出到SP信号合成电路328。
IFFT电路325逆快速傅里叶变换由从SP信号分离电路321输入的2N个数据构成的数据群，将逆快速傅里叶变换后的数据群输出到噪声去除滤波器326。
噪声去除滤波器326对从IFFT电路326输入的数据群进行与噪声去除滤波器304一样的处理，将噪声去除后的数据群输出到FFT电路327。
FFT电路327快速傅里叶变换从噪声去除滤波器326输入的噪声去除后的数据群，恢复为频率区域的信号，将快速傅里叶变换后的数据群输出到SP信号合成电路328。
SP信号合成电路328在频带的下端起至频带的例如中央为止，选择从FFT电路324输入的噪声去除后的数据群中包含的数据，并在频带的上端起至频带的中央为止，选择从FFT电路327输入的噪声去除后的数据群中包含的数据，在频率区域中切换合成。SP信号合成电路328将合成后的数据群输出到后级的存储器205。
(电路动作)
说明参照图8说明电路构成的噪声去除电路的电路动作。
将从复数除法电路203输出的、表示SP信号位置的传输路径特性的数据输入SP信号分离电路321。另外，SP信号分离电路321将从该频带下端起的2N个数据输出到IFFT电路322，将从该频带上端起的2N个数据输出到IFFT电路325。
从SP信号分离电路321输出的频带下端起的2N个数据所构成的数据群被实施IFFT电路322的逆快速傅里叶变换处理、噪声去除滤波器323的噪声去除处理、FFT电路324的FFT处理，输入到SP信号合成电路328。
从SP信号分离电路321输出的频带上端起的2N个数据所构成的数据群被实施IFFT电路325的逆快速傅里叶变换处理、噪声去除滤波器326的噪声去除处理、FFT电路327的FFT处理，输入到SP信号合成电路328。
SP信号合成电路328以频率区域对从FFT电路324输入的数据与从FFT电路327输入的数据进行切换合成，将合成后的数据群存储在存储器205中。
<噪声去除电路的具体例>
参照图9来说明由图8的噪声去除电路204a进行的处理的具体例。图9是说明DVB-T方式的8K模式时由噪声去除电路204a进行的处理的具体例的图。
图9(b)是568个表示SP信号位置的传输路径特性的数据。
SP信号分离电路321如图9(a)所示，将频带下端起的512(＝29)个数据输出到IFFT电路322，如图9(c)所示，将频带上端起的512个数据输出到IFFT电路325。
频带下端起的512个数据构成的数据群由IFFT电路322、噪声去除滤波器323、和FFT电路324分别实施处理，输入到SP信号合成电路328。
频带上端起的512个数据构成的数据群由IFFT电路325、噪声去除滤波器326、和FFT电路327分别实施处理，输入到SP信号合成电路328。
SP信号合成电路328如图9(a)、(d)所示，从频带下端起至频带中央的284个数据选择从FFT电路324输入的数据，如图9(c)、(d)所示，从频带上端起至频带中央的284个数据选择从FFT电路327输入的数据。另外，SP信号合成电路328以频率区域切换合成选择到的数据，将合成后的数据群存储在后级的存储器205中。
图10示出上述具体例情况下去除噪声的实例。图10(a)表示无噪声时的传输路径特性，图10(b)表示重叠噪声时的传输路径特性，图10(c)表示实施了噪声去除处理时的传输路径特性。可知虽然在频带的端部产生若干失真，但频带中央部分基本上未产生失真。
《第3实施方式》
下面，参照附图来说明本发明的第3实施方式。
图4的噪声去除电路从表示SP信号位置的传输路径特性的部分数据中去除噪声，但未从其它数据中去除噪声。因此，本实施方式的噪声去除电路通过对频带下端和上端的外侧附加数据，将数据数量变为2的幂乘，从表示SP信号位置的传输路径特性的数据全部中去除噪声。
<噪声去除电路>
(电路构成)
参照图11来说明本实施方式的噪声去除电路的构成。图11是表示噪声去除电路的构成框图。
噪声去除电路204b具备载波扩展电路341、IFFT电路342、噪声去除滤波器343、FFT电路344与载波去除电路345。
载波扩展电路341如图12所示，对从相同符号的复数除法电路203输入的、表示传输路径特性的数据所构成的数据群，向该频带下端的外侧复写下端数据的值，附加了值与该下端的数据的值相同的L个数据，向该频带的上端的外侧复写上端数据的值，附加了值与该上端的数据的值相同的L个数据，将数据数量扩展成2K(K为正整数)个。另外，载波扩展电路341将扩展后的2K个数据所构成的数据群输出到IFFT电路342。
这里，当每个符号的SP抽取电路201抽取的SP信号的数量被设为M时，存在2K-1为M以下、2K超过M的关系。
例如，在ISDB-T方式的模式3的情况下，由于1个符号中包含的SP信号的数量为468个，所以向频带下端的外侧和上端的外侧分别附加22个数据，将数据数量扩展成512个。
IFFT电路342逆快速傅里叶变换从载波扩展电路341输入的2K个数据构成的数据群，将逆快速傅里叶变换后的数据群输出到噪声去除滤波器343。
噪声去除滤波器343对从IFFT电路342输入的数据群进行与噪声去除滤波器304一样的处理，将噪声去除后的数据群输出到FFT电路344。
FFT电路344快速傅里叶变换从噪声去除滤波器343输入的噪声去除后的数据群，恢复为频率区域的信号，将快速傅里叶变换后的数据群输出到载波去除电路345。
载波去除电路345从由FFT电路344输入的快速傅里叶变换后的数据群中，去除该频带下端起的L个数据和该上端起的L个数据，将去除后的数据群输出到后级的存储器205。
(电路动作)
说明参照图11说明电路构成的噪声去除电路的电路动作。
将从复数除法电路203输出的、表示SP信号位置的传输路径特性的数据输入载波扩散电路341，由载波扩展电路341向该频带下端外侧和频带上端外侧分别附加L个数据。另外，载波扩展电路341将2K个数据构成的数据群输出到IFFT电路303。
从载波扩展电路341输出的数据群被实施IFFT电路342的逆快速傅里叶变换处理、噪声去除滤波器343的噪声去除处理、FFT电路344的快速傅里叶变换处理，输入到载波去除电路345。
载波去除电路345从由FFT电路344输入的数据群中，去除自该频带下端和上端起各L个数据，将去除后的数据群存储在后级的存储器205中。
《第4实施方式》
下面，参照附图来说明本发明的第4实施方式。
图4的噪声去除电路从表示SP信号位置的传输路径特性的部分数据中去除噪声，但未从其它数据中去除噪声。
因此，图8的噪声去除电路中通过设置两个噪声去除路径来从全部数据中去除噪声。
但是，由于进行逆快速傅里叶变换或快速傅里叶变换的对象未必有整数个数据，所以噪声去除时不是噪声的高频分量也会被去除，快速傅里叶变换处理后的信号端部会产生失真。
因此，本实施方式的噪声去除电路即便在快速傅里叶变换处理后的信号端部中产生失真，也不会将该产生失真的端部用于数据的均衡化中。
<噪声去除电路>
(电路构成)
参照图13来说明本实施方式的噪声去除电路的构成。图13是表示噪声去除电路的构成框图。
噪声去除电路204c具备SP信号分离电路361、载波扩展电路362、IFFT电路363、噪声去除滤波器364、FFT电路365、载波去除电路366、载波扩展电路367、IFFT电路368、噪声去除滤波器369、FFT电路370、载波去除电路371与SP信号合成电路372。
SP信号分离电路361对每个符号，将从复数除法电路203输入的、表示SP信号位置的传输路径特性的数据所构成的数据群之中的、从频带下端起的P(P为正整数)个数据输出到载波扩展电路362，将从频带上端起的P个数据输出到载波扩展电路367。其中，2P的值比从复数除法电路203输入的数据数量大。即，输出到载波扩展电路362的数据与输出到载波扩展电路367的数据部分重复。
载波扩展电路362对从SP信号分离电路361输入的P个数据所构成的数据群，向该频带下端的外侧复写下端数据的值，附加了值与该下端的数据的值相同的Q(Q为正整数)个数据，将数据数量扩展成2R(R为正整数)个，并将扩展后的数据群输出到IFFT电路363。
IFFT电路363逆快速傅里叶变换从载波扩展电路362输入的2R个数据构成的数据群，将逆快速傅里叶变换后的数据群输出到噪声去除滤波器364。
噪声去除滤波器364对从IFFT电路363输入的数据群进行与噪声去除滤波器304一样的处理，将噪声去除后的数据群输出到FFT电路365。
FFT电路365快速傅里叶变换从噪声去除滤波器364输入的噪声去除后的数据群，恢复为频率区域的信号，将快速傅里叶变换后的数据群输出到载波去除电路366。
载波去除电路366从由FFT电路365输入的快速傅里叶变换后的数据群中，去除自其频带下端起的Q个数据，将去除后的数据群输出到SP信号合成电路372。
载波扩展电路367对从SP信号分离电路361输入的P个数据所构成的数据群，向该频带的上端的外侧复写上端数据的值，附加了值与该上端的数据的值相同的Q个数据，将数据数量扩展成2R，并将扩展后的数据群输出到IFFT电路368。
IFFT电路368逆快速傅里叶变换从载波扩展电路367输入的2R个数据构成的数据群，将逆快速傅里叶变换后的数据群输出到噪声去除滤波器369。
噪声去除滤波器369对从IFFT电路368输入的数据群进行与噪声去除滤波器304一样的处理，将噪声去除后的数据群输出到FFT电路370。
FFT电路370快速傅里叶变换从噪声去除滤波器369输入的噪声去除后的数据群，恢复为频率区域的信号，将快速傅里叶变换后的数据群输出到载波去除电路371。
载波去除电路371从由FFT电路370输入的快速傅里叶变换后的数据群中，去除自其频带上端起的Q个数据，将去除后的数据群输出到SP信号合成电路372。
SP信号合成电路372在频带的下端起至频带的例如中央为止，选择从载波去除电路366输入的数据，并在频带的上端起至频带的中央为止，选择从载波去除电路371输入的数据，在频率区域中切换合成。SP信号合成电路372将合成后的信号输出到后级的存储器205。
(电路动作)
说明参照图13说明电路构成的噪声去除电路的电路动作。
将从复数除法电路203输出的、表示SP信号位置的传输路径特性的数据输入SP信号分离电路361。另外，SP信号分离电路361将从该频带下端起的P个数据输出到载波扩展电路362，将从该频带上端起的P个数据输出到载波扩展电路367。
从SP信号分离电路361输出的频带下端侧的数据群被载波扩展电路362在该频带下端外侧附加Q个数据，载波扩展电路341将由2R个数据构成的数据群输出到IFFT电路363。
从载波扩展电路362输出的数据群被实施IFFT电路363的逆快速傅里叶变换处理、噪声去除滤波器364的噪声去除处理、FFT电路365的快速傅里叶变换处理，输入到载波去除电路366。
载波去除电路366从由FFT电路365输入的数据群中，去除自其频带下端起的Q个数据，将去除后的数据群输入SP信号合成电路372。
从SP信号分离电路361输出的频带上端侧的数据群被载波扩展电路367在该频带下端外侧附加Q个数据，由载波扩展电路347将由2R个数据构成的数据群输出到IFFT电路368。
从载波扩展电路362输出的数据群被实施IFFT电路368的逆快速傅里叶变换处理、噪声去除滤波器369的噪声去除处理、FFT电路370的快速傅里叶变换处理，输入到载波去除电路371。
载波去除电路371从由FFT电路365输入的数据群中，去除自其频带上端起的Q个数据，将去除后的数据群输入SP信号合成电路372。
SP信号合成电路372以频率区域合成从载波去除电路366输入的数据与从载波去除电路371输入的数据，存储在后级的存储器205中。
(噪声去除电路的具体例)
参照图14和图15来说明由图13的噪声去除电路204c进行的处理的具体例。图14和图15是说明DVB-T方式的8K模式时由噪声去除电路204c进行的处理的具体例的图。
图14(b)是568个表示SP信号位置的传输路径特性的数据。
SP信号分离电路361如图14(a)所示，将频带下端起的412个数据输出到载波扩展电路362，如图14(c)所示，将频带上端起的512个数据输出到载波扩展电路367。
载波扩展电路362如图14(a)和图15所示，对从SP信号分离电路361输入的数据，通过向该频带下端外侧附加了值与下端数据的值相同的100个数据，将数据数量扩展成512(＝29)个，输出到IFFT电路363。
从载波扩展电路362输出的512个数据由IFFT电路363、噪声去除滤波器364、和FFT电路365分别实施处理，输入到载波去除电路366。
载波去除电路366从由FFT电路365输入的数据群中，去除自该频带下端起的100个数据，将去除后的数据群输入SP信号合成电路372。
载波扩展电路367如图14(c)和图15所示，对从SP信号分离电路361输入的数据，通过向该频带上端外侧附加了值与上端数据的值相同的100个数据，将数据数量扩展成512个，输出到IFFT电路368。
从载波扩展电路367输出的512个数据由IFFT电路368、噪声去除滤波器369、和FFT电路370分别实施处理，输入到载波去除电路370(1)。
载波去除电路371从由FFT电路370输入的数据群中，去除自该频带上端起的100个数据，输入到SP信号合成电路372。
SP信号合成电路372如图14(a)、(d)所示，从频带下端起至频带中央的284个数据选择从载波去除电路366输入的数据，如图14(c)、(d)所示，从频带上端起至频带中央的284个数据选择从载波去除电路371输入的数据。另外，SP信号合成电路372以频率区域切换合成选择到的数据，存储在后级的存储器205中。
图16示出上述具体例情况下去除噪声的实例。图16(a)表示无噪声时的传输路径特性，图16(b)表示实施第2实施方式的噪声去除处理时的传输路径特性，图16(c)表示实施了噪声去除处理时的传输路径特性。可知虽然在频带的端部产生若干失真，但频带中央部分基本上未产生失真。
《第5实施方式》
下面，参照附图来说明本发明的第5实施方式。
图13的噪声去除电路中，在QPSK的情况下，若增大噪声去除处理的阈值，则快速傅里叶变换后的信号失真变大，因为由SP信号合成部合成的频带中央部处不连续，所以会使数据的匹配精度降低。
因此，本实施方式的噪声去除电路为了不使SP信号合成部的输出信号在频带中央部不连续，从输出信号中去除高频波分量。
<噪声去除电路>
参照图17来说明本实施方式的噪声去除电路的构成。图17是表示噪声去除电路的构成框图。
噪声去除电路204d具备SP信号分离电路361、载波扩展电路362、IFFT电路363、噪声去除滤波器364、FFT电路365、载波去除电路366、载波扩展电路367、IFFT电路368、噪声去除滤波器369、FFT电路370、载波去除电路371、SP信号合成电路372与滤波器381。
滤波器381例如由LPF构成，对SP信号合成电路372的输出信号进行频率方向的滤波处理，将滤波处理后的信号输出到后级的存储器205。也可代替进行通常的频率方向的滤波处理，进行在频带中央部对应于该载波位置实施加权平均处理等的处理。
《第6实施方式》
下面，参照附图来说明本发明的第6实施方式。
在1段接收机中的ISDB-T方式的模式3的情况下，全部载波数量为432个，SP信号的数量为36个。在去除噪声时使用的数据数量少的情况下，难以去除噪声。因此，本实施方式的均衡化电路通过将沿符号方向和载波方向内插后的数据用于噪声去除处理中，使用于噪声去除处理中的数据数量增加。
<均衡化电路>
(电路构成)
参照图18来说明本实施方式的均衡化电路的构成。图18是表示均衡化电路的构成框图。
等效电路105b具备延迟电路200、SP抽取电路201、SP发生电路202、复数除法电路203、存储器205、符号内插电路206、载波内插电路207、噪声去除电路204e和复数除法电路208。
噪声去除电路204e使用从载波内插电路206输入的、表示对全部载波的传输路径特性的数据，进行噪声去除处理，将表示噪声去除后的传输路径特性的数据输出到复数除法电路208。
通过将上述图4、图8、图11、图13、图17的噪声去除电路构成为使用从载波内插电路207输出的数据来代替使用从复数除法电路203输出的数据，可用于噪声去除电路204e中。
(电路动作)
说明参照图18说明电路构成的均衡化电路105b的电路动作。
FFT电路104快速傅里叶变换后的信号被从FFT电路104输入到延迟电路200和SP抽取电路201。
SP抽取电路201从快速傅里叶变换后的信号中抽取SP信号，将由SP抽取电路201抽取出的SP信号输入到复数除法电路203。此时，SP发生电路202将与发送侧发送时的SP信号相同的信号输出到复数除法电路203。复数除法电路203用从SP发生电路202输入的信号，复数除从SP抽取电路201输入的SP信号，算出表示SP信号位置的传输路径特性的数据，将算出结果存储在存储器205中。
若存储器205中规定数量的表示传输路径特性的数据对齐，则符号内插电路206沿符号方向，对表示SP信号位置的传输路径特性的数据构成的数据群进行内插处理。接着，载波内插电路207沿载波方向对从符号内插电路206输入的数据群进行内插处理，从而算出表示对全部副载波的传输路径特性的数据，将算出结果输出到噪声去除电路204e。
噪声去除电路204e从由载波内插电路207输入的、表示对全部副载波的传输路径特性的数据中，去除噪声，将噪声去除后的数据输出到复数除法电路208。
从FFT电路104输出的数据信号等被延迟电路200延迟后，输入到复数除法电路208。
复数除法电路208用数据信号等，复数除以从噪声去除电路204e输入的、表示该数据信号等的信号位置的传输路径特性的数据，输出到后级的频率去交织电路106。
《第7实施方式》
下面，参照附图来说明本发明的第7实施方式。
在去除噪声时使用的数据数量少的情况下，难以去除噪声。因此，本实施方式的均衡化电路通过将沿符号方向内插后的数据用于噪声去除处理中，使用于噪声去除处理中的数据数量增加。
<均衡化电路>
参照图19来说明本实施方式的均衡化电路的构成。图19是表示均衡化电路的构成框图。
等效电路105c具备延迟电路200、SP抽取电路201、SP发生电路202、复数除法电路203、存储器205、符号内插电路206、噪声去除电路204f、载波内插电路207和复数除法电路208。
噪声去除电路204f使用从符号内插电路206输入的、表示SP载波(以哪个符号插入SP信号的副载波)的各信号位置的传输路径特性的数据，进行噪声去除处理，将表示噪声去除后的传输路径特性的数据输出到载波内插电路207。
通过将上述图4、图8、图11、图13、图17的噪声去除电路构成为使用从符号内插电路206输出的数据来代替使用从复数除法电路203输出的数据，可用于噪声去除电路204f中。
(电路动作)
说明参照图19说明电路构成的均衡化电路105c的电路动作。
将FFT电路104快速傅里叶变换后的信号从FFT电路104输入到延迟电路200和SP抽取电路201。
SP抽取电路201从快速傅里叶变换后的信号中抽取SP信号，将由SP抽取电路201抽取出的SP信号输入到复数除法电路203。此时，SP发生电路202将与发送侧发送时的SP信号相同的信号输出到复数除法电路203。复数除法电路203用从SP发生电路202输入的信号，复数除从SP抽取电路201输入的SP信号，算出表示SP信号位置的传输路径特性的数据，将算出结果存储在存储器205中。
若存储器205中规定数量的表示传输路径特性的数据对齐，则符号内插电路206沿符号方向，对表示SP信号位置的传输路径特性的数据构成的数据群进行内插处理，从而算出表示SP载波各信号位置的传输路径特性的数据，将算出结果输出到噪声去除电路204f。
噪声去除电路204f从由符号内插电路206输入的、表示SP载波各信号位置的传输路径特性的数据中，去除噪声，将噪声去除后的数据输出到载波内插电路207。之后，载波内插电路207通过沿载波方向对输入的数据群进行内插处理，算出表示对全部副载波的传输路径特性的数据，将算出结果输出到复数除法电路208。
从FFT电路104输出的数据信号等被延迟电路200延迟后，输入到复数除法电路208。
复数除法电路208用数据信号等，复数除以从载波内插电路207输入的、表示该数据信号等的信号位置的传输路径特性的数据，输出到后级的频率去交织电路106。
未记述细节，但接收机中有C/N功能，若该接收机监视的C/N为规定值以上，则也可不实施本发明的噪声去除处理。
《补充》
(1)第1实施方式中，举例说明了SP信号分离电路301将表示传输路径特性的数据所构成的数据群分离成频带中央部的2N个数据与此外的数据的情况，但不限于此，也可如分离成频带下部的2N个数据与此外的数据、或分离成频带上部的2N个数据与此外的数据等来分离数据群。
(2)在上述实施方式中，举例说明了噪声去除滤波器当采样点的功率值为规定步骤确定的值以下时，将该采样点的值设为零的情况，但不限于此，也可使采样点的值为规定步骤确定的值以下的值，或使采样点的值为向该采样点的值乘以规定比率(不足1的值)的值等。
(3)在上述实施方式中，是噪声去除滤波器以从主波的功率值中减去规定阈值后的值为基准的情况，但不限于此，也可是以向主波的功率值乘以规定比率的值为基准，或以规定的值为基准等。
(4)在上述第2、第4实施方式中，举例说明了SP信号分离电路321(SP信号分离电路361)输出到IFFT电路322(载波扩展电路362)和IFFT电路325(载波扩展电路367)每个的数据数量为相同数据的情况，但未必是相同数量。此时，SP信号合成电路328中设置用于输入相同符号数据的延迟电路。
(5)在上述第2、第4实施方式中，举例说明了SP信号合成电路328(SP信号合成电路372)选择从FFT电路324(载波去除电路366)输入的数据与从FFT电路327(载波去除电路371)输入的数据之一，并以频率区域切换合成的情况，但不限于此，也可以重复频带的数据值为两者的加权平均值等。
(6)在上述第3实施方式中，是载波扩展电路341向频带下端外侧和频带上端外侧附加相同数量数据的情况，但不限于此，也可向频带下端外侧和频带上端外侧附加不同数量的数据。
另外，在上述第4实施方式中，举例说明载波扩展电路362向频带下端外侧附加的数据的数据数量与载波扩展电路367向频带上端外侧附加的数据的数据数量相同的情况，但不限于此，也可附加不同数量的数据。
(7)在上述第3、第4实施方式中，举例说明载波扩展电路341、362、367向频带下端外侧或上端外侧附加了值与端部数据的值相同的数据的情况，但不限于此，也可附加与端部数据的值为规定比率范围内的值的数据。另外，若比较端部数据的值与一个内侧数据的值，端部数据的值大，则附加数据，以随着离开端部，数据的值变大，若端部数据的值小，则附加数据，以随着离开端部，数据的值变小。
(8)在上述第4实施方式中，载波扩展电路362和载波扩展电路367分别构成为向从SP信号分离电路361输出的数据群附加数据，但不限于此，也可以是载波扩展电路向从复数除法电路203输出的数据群附加数据，SP信号分离电路分离数据附加后的数据群。
另外，载波去除电路366和载波扩展电路371分别构成为从由FFT电路365和FFT电路370输入的信号中去除数据，但不限于此，也可以是由FFT电路365和FFT电路370以频率区域合成输出的数据群，载波去除电路从合成后的数据群中去除由载波扩展电路附加的数据。
(9)也可在上述第2实施方式说明的噪声去除电路的SP信号合成电路328的后级，附加上述第5实施方式中说明的滤波器381。
(10)上述各实施方式的接收装置也可典型地实现为作为集成电路的LSI(Large Scale Integration)。各电路可单独为1个芯片，也可包含全部电路或部分电路地单芯片化。例如，若调谐部101集成在与其它电路部相同的集成电路中，则有时也变为其它集成电路。
这里记载为LSI，但也可根据集成度的不同，称为IC(IntegratedCircuit)、系统LSI、超LSI、甚LSI。
集成电路化的方法不限于LSI，也可由专用电路或通用处理器来实现。也可在LSI制造之后，利用可编程的FPGA(Field Programmalbe GateArray)、或可再构LSI内部的电路单元的连接或设定的可再构处理器。
并且，若出现利用半导体技术的进步或派生的其它技术置换成LSI的集成电路化的技术，则当然也可使用该技术来进行功能块的集成化。例如，可适应生物技术等。
产业上的可利用性
本发明可用于接收并解调OFDM传输方式的数字广播中使用的OFDM信号的固定DVD接收装置、便携型DVT接收装置、STB(Set Top Box)、解调LSI等。

Claims (11)

1.一种接收装置，根据OFDM信号的规定副载波中插入的分散导频信号，对该OFDM信号中包含的数据信号进行均衡化，其中，具备：
载波扩展部，向由表示根据所述分散导频信号得到的相同符号的传输路径特性的数据所构成的数据群的频带的下端的外侧，根据该下端的数据的值来附加数据，而且向该频带的上端的外侧，根据该上端的数据的值来附加数据；
逆傅里叶变换部，对包含由所述载波扩展部附加的数据的2N个数据构成的数据群进行逆快速傅里叶变换，其中，N为正整数；
噪声去除部，对所述逆傅里叶变换部变换后的数据群中包含的数据之中的、按规定步骤确定的值以下的数据，使该数据的值比原来的值小；
傅里叶变换部，对所述噪声去除部处理后的数据群进行快速傅里叶变换；和
均衡化部，根据所述傅里叶变换部变换后的数据群，均衡化所述数据信号。
2.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于：
所述逆傅里叶变换部具有：第1逆傅里叶变换部，对包含从由所述载波扩展部进行数据附加后的频带的下端起的2N1个数据的数据群进行逆快速傅里叶变换；和第2逆傅里叶变换部，对与构成所述第1逆傅里叶变换部的逆快速傅里叶变换的对象的数据群的局部重复、且包含自所述数据附加后的频带的上端起的2N2个数据的数据群进行逆快速傅里叶变换，其中，N1为正整数，N2为正整数，
所述噪声去除部对所述第1逆傅里叶变换部变换后的数据群和所述第2逆傅里叶变换部变换后的第2数据群进行处理，
所述傅里叶变换部具有：第1傅里叶变换部，对由所述第1逆傅里叶变换部的逆快速傅里叶变换得到、且实施了所述噪声去除部的处理后的数据群进行快速傅里叶变换；和第2傅里叶变换部，对由所述第2逆傅里叶变换部的逆快速傅里叶变换得到、且实施了所述噪声去除部的处理后的数据群进行快速傅里叶变换，
所述接收装置还具备合成部，该合成部合成所述第1傅里叶变换部变换后的数据群与所述第2傅里叶变换部变换后的数据群，
所述均衡化部根据所述合成部合成后的数据群中包含的数据，进行所述数据信号的均衡化。
3.根据权利要求2所述的接收装置，其特征在于：
所述合成部通过在所述第1傅里叶变换部变换后的数据群与所述第2傅里叶变换部变换后的数据群重复的频带的规定频率以下的频带中，选择所述第1傅里叶变换部变换后的数据群中包含的数据，并在超过所述规定频率的频带中，选择所述第2傅里叶变换部变换后的数据群中包含的数据，由此切换合成所述第1傅里叶变换部变换后的数据群与所述第2傅里叶变换部的数据群。
4.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于：
所述载波扩展部通过附加与所述频带的下端的数据的值相同的值的数据，进行该频带的下端的外侧的数据的附加，通过附加与所述频带的上端的数据的值相同的值的数据，进行该频带的上端的外侧的数据的附加。
5.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于：
所述噪声去除部对于所述规定步骤确定的值以下的数据，将该数据的值设为零。
6.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于：
还具备除法部，该除法部用所述分散导频信号除以发送侧发送时的分散导频信号，
所述载波扩展部对由所述除法部的除法结果构成的数据群附加数据。
7.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于，还具备：
除法部，用所述分散导频信号除以发送侧发送时的分散导频信号；和
符号内插部，通过沿符号方向对所述除法部的除法结果进行内插处理，算出表示插入了分散导频信号的副载波的信号位置的传输路径特性的数据，
所述载波扩展部对由所述符号内插部的内插结果所构成的数据群附加数据。
8.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于，还具备：
除法部，用所述分散导频信号除以发送侧发送时的分散导频信号；和
内插部，通过沿符号方向和载波方向对所述除法部的除法结果进行内插处理，算出表示对全部副载波的传输路径特性的数据，
所述载波扩展部对由所述内插部的算出结果所构成的数据群附加数据。
9.一种接收装置，根据OFDM信号的规定副载波中插入的分散导频信号，对该OFDM信号中包含的数据信号进行均衡化，其中，具备：
除法部，用所述分散导频信号除以发送侧发送时的分散导频信号；
逆傅里叶变换部，对由同一符号的所述除法部的除法结果的一部分的2N个数据构成的数据群进行逆快速傅里叶变换，其中，N为正整数；
噪声去除部，对所述逆傅里叶变换部变换后的数据群之中的、按规定步骤确定的值以下的数据，减小该数据的值；
傅里叶变换部，对由所述噪声去除部进行噪声去除后的数据群进行快速傅里叶变换；
内插部，通过沿符号方向和载波方向对由将所述除法部的除法结果的所述一部分去除的数据、与所述傅里叶变换部的傅里叶变换后的数据所构成的数据群进行内插处理，算出表示对全部副载波的传输路径特性的数据；和
均衡化部，根据所述内插部进行内插处理后的数据群，均衡化所述数据信号。
10.一种集成电路，根据OFDM信号的规定副载波中插入的分散导频信号，对该OFDM信号中包含的数据信号进行均衡化，其中，具备：
载波扩展电路，向由表示根据所述分散导频信号得到的相同符号的传输路径特性的数据所构成的数据群的频带的下端的外侧，根据该下端的数据的值来附加数据，而且向该频带的上端的外侧，根据该上端的数据的值来附加数据；
逆傅里叶变换电路，对包含由所述载波扩展电路附加的数据的2N个数据构成的数据群进行逆快速傅里叶变换，其中，N为正整数；
噪声去除电路，对所述逆傅里叶变换电路变换后的数据群中包含的数据之中的、按规定步骤确定的值以下的数据，使该数据的值比原来的值小；
傅里叶变换电路，对所述噪声去除电路处理后的数据群进行快速傅里叶变换；和
均衡化电路，根据所述傅里叶变换电路变换后的数据群，均衡化所述数据信号。
11.一种接收方法，根据OFDM信号的规定副载波中插入的分散导频信号，对该OFDM信号中包含的数据信号进行均衡化，其中，具有：
载波扩展步骤，向由表示根据所述分散导频信号得到的相同符号的传输路径特性的数据所构成的数据群的频带的下端的外侧，根据该下端的数据的值来附加数据，而且向该频带的上端的外侧，根据该上端的数据的值来附加数据；
逆傅里叶变换步骤，对包含由所述载波扩展步骤附加的数据的2N个数据构成的数据群进行逆快速傅里叶变换，其中，N为正整数；
噪声去除步骤，对所述逆傅里叶变换步骤中的变换后的数据群中包含的数据之中的、按规定步骤确定的值以下的数据，使该数据的值比原来的值小；
傅里叶变换步骤，对所述噪声去除步骤中的处理后的数据群进行快速傅里叶变换；和
均衡化步骤，根据所述傅里叶变换步骤的变换后的数据群，均衡化所述数据信号。
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