WO2006134769A1

WO2006134769A1 - 受信装置、集積回路及び受信方法

Info

Publication number: WO2006134769A1
Application number: PCT/JP2006/310698
Authority: WO
Inventors: Akira Kisoda; Ryosuke Mori
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2005-06-14
Filing date: 2006-05-29
Publication date: 2006-12-21
Also published as: US20090310479A1; CN101199150A; JPWO2006134769A1; US7852958B2; CN101199150B; JP4856637B2; EP1895696A1

Abstract

　キャリア拡張回路３４１は、ＯＦＤＭ信号に含まれる分散パイロット信号を送信時の分散パイロット信号で除算することによって位相が揃えられた分散パイロット信号位置の伝送路特性を示すデータからなるデータ群に対して、その帯域の下端の外側に当該下端のデータの値と同じ値のデータが付加すると共に、その帯域の上端の外側に当該上端のデータの値と同じ値のデータを付加する。キャリア拡張回路３４１により付加されたデータを含む２Ｎ個のデータからなるデータ群は、ＩＦＦＴ回路３４２によりＩＦＦＴ処理が施され、ノイズ除去回路３４３によりノイズ除去され、ＦＦＴ回路３４４によりＦＦＴ処理が施される。ＦＦＴ回路３４４から出力されるデータ群からキャリア拡張回路３４１により付加されたデータが除去され、除去後のデータ群をシンボル方向の補間に用いる。

Description

明細書

受信装置、集積回路及び受信方法

技術分野

[0001] 本発明は、 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex)伝送方式によるデジタル放送等に用いられる受信装置、集積回路及び受信方法に関する。

背景技術

[0002] 日本及び欧州の地上波デジタル放送方式は OFDM方式を採用して!/、る。 OFDM 方式採用した日本の ISDB—T (Integrated services Digital Broadcasting— Terrest rial)方式及び欧州の DVB— T (Digital Video Broadcasting - Terrestrial)方式は、サブキャリアの中に振幅'位相が既知のパイロット信号を周波数領域で分散して挿入しており、このパイロット信号は分散パイロット信号 (以下、 SP信号と記載する。）と呼ばれる。また、欧州では、携帯受信用に、 DVB—T方式をベースにした DVB— H (Digi tal Video Broadcast - Handheld)方式も規格化されており、 DVB— H方式においてもサブキャリアの中に振幅'位相が既知のパイロット信号が周波数領域で分散して挿入されている。

[0003] SP信号の配置について図 1を参照しつつ説明する。図 1は SP信号の配置を示す図である。 SP信号はサブキャリア毎に伝送されるのではなぐ周波数軸方向及び時間軸方向に、シンボル番号 nのシンボルに対し、セグメント内のサブキャリア番号 1^カ¾ = 3 (n mod 4) + 12p (modは剰余演算を表し、 pは整数）を満たすサブキャリア位置で伝送される。即ち、図 1に示すように SP信号の配置は 4シンボルを周期として反復され、 SP信号はシンボル毎に 3サブキャリアずつシフトして伝送される。

[0004] 送信側の装置は、 SP信号をそのサブキャリア位置で決定される特定のパターンで 2値に変調して送信する。受信装置は、 SP信号の位相を揃えた後、時間軸方向（シンボル方向）及び周波数軸方向（キャリア方向）に LPF (Low Pass Filter)を用いて補間し、全サブキャリアに対する伝送路特性を推定する。そして、受信装置は、 OFDM 信号に含まれるデータ信号を推定した伝送路特性で複素除算し、伝送路の影響に対応して等化したデータ信号を得る。 [0005] しかし、 SP信号自身にノイズが重畳しノイズ成分が大き、場合には、伝送路特性の推定に SP信号を用いて、るために伝送路特性の推定誤差が大きくなると!/、う問題がある。

この問題を解決する手法として、次のような手法がある。

受信した OFDM信号を高速フーリエ変換（FFT: Fast Fourier Transform)した後、 SP信号を取り出す。そして、取り出した SP信号を逆高速フーリエ変換 (IFFT: Invers e Fast Fourier Transform)して時間領域の信号とし、 IFFT後の信号の所定の時間幅に矩形窓を乗じ、これによつて、 SP信号力もノイズ成分を除去する（例えば、特許文献 1参照。 ) oその後、ノイズ除去後の信号を FFTし、補間処理などを行って全サブキャリアに対する伝送路特性を推定する。

[0006] また、目的は異なる力同様の処理をしている先行例として、次のようなものがある。

位相を揃えた後の SP信号をシンボル方向に LPFを用いて補間し、同じシンボルの補間後のデータ群を IFFTする。 IFFT後のデータ群の一部のデータをゼロにし、一部がゼロとされた後のデータを FFTして全サブキャリア位置の伝送路特性を示すデータを求める（例えば、特許文献 2、 3参照。；)。これは、シンボル方向に補間する際に用いる LPFの特性により、通過帯域のリップル (脈動)や遮断帯域の減衰特性の影響を受け、フィルタリング処理を施した伝送路特性を示すデータに誤差が生じることがあるため、その影響を軽減することを目的としたものであり、伝送路特性を推定する元となる SP信号力もノイズを除去するものではない。

特許文献 1：特許第 3044899号公報

特許文献 2 :特開 2002— 64413号公報

特許文献 3 :特開 2003— 101503号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0007] ところで、 FFTや IFFTの一般の実現回路（FFT回路や IFFT回路）の入出力データのデータ数は 2のべき乗である。

これに対して、 ISDB— T方式及び DVB— T方式では、 OFDMで使用されるサブキャリアの本数は 2のべき乗になっていない。例えば、 ISDB—T方式のモード 3では使用するサブキャリアの本数は 5617本であり、 DVB—T方式の 8Kモードでは使用するサブキャリアの本数は 6817本である。

[0008] そして、 SP信号は、 ISDB— T方式及び DVB— T方式共に、 12サブキャリアに 1回挿入されていることから、シンボル毎に SP信号を抽出した場合には、 SP信号の数は

、例えば、 ISDB— T方式のモード 3では 468個であり、 DVB— T方式の 8Kモードでは 568個であり、 2のべき乗ではない。

また、 SP信号をシンボル方向に補間した場合、 3サブキャリアに 1つ SP信号があることになり、補間後の信号の数は、例えば、 ISDB— T方式のモード 3では 1873個であり、 DVB— T方式の 8Kモードでは 2273個であり、 2のべき乗ではない。

[0009] SP信号の数やシンボル方向に補間後の信号の数が 2のべき乗でな、ために、 SP 信号位置の伝送路特性を示すデータからなるデータ群やいずれかのシンボルで SP 信号が挿入されるサブキャリア位置の伝送路特性を示すデータからなるデータ群を I

FFTする場合には、通常は帯域の外側にゼロを挿入してデータ数を 2のべき乗にして力 IFFT処理が行われる。

[0010] 上記の従来技術のように IFFT後のデータ群力もノイズを除去する処理を施した後

、 FFTして周波数領域に変換すると、帯域中央付近ではノイズ除去された成分が得られる力帯域端部ではノイズ除去の際に信号の高周波成分も除去されてしまうことによる歪が生じ、逆に特性が劣化することがある。

そこで、本発明は、分散パイロット信号力もノイズを除去しながら信号の帯域端部での歪を抑えることによって伝送路特性の推定精度を向上させることが可能な受信装置、集積回路及び受信方法を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

[0011] 上記目的を達成するために本発明の受信装置は、 OFDM信号の所定のサブキヤリアに挿入される分散パイロット信号を基に当該 OFDM信号に含まれるデータ信号を等化する受信装置において、前記分散パイロット信号を基に得られる同じシンボルの伝送路特性を示すデータ力なるデータ群の帯域の下端の外側に当該下端のデ一タの値を基にデータを付加すると共に、その帯域の上端の外側に当該上端のデータの値を基にデータを付加するキャリア拡張部と、前記キャリア拡張部により付加されたデータを含む 2^N (Nは正の整数)個のデータ力なるデータ群を逆高速フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、前記逆フーリエ変換部による変換後のデータ群に含まれるデータのうち所定の手順で定められる値以下のデータに対して当該データの値を元の値より小さくするノイズ除去部と、前記ノイズ除去部による処理後のデータ群を高速フーリエ変換するフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部による変換後のデータ群を基に前記データ信号を等化する等化部と、を備える。

[0012] 本発明の集積回路は、 OFDM信号の所定のサブキャリアに挿入される分散パイ口ット信号を基に当該 OFDM信号に含まれるデータ信号を等化する集積回路において、前記分散パイロット信号を基に得られる同じシンボルの伝送路特性を示すデータ力なるデータ群の帯域の下端の外側に当該下端のデータの値を基にデータを付加すると共に、その帯域の上端の外側に当該上端のデータの値を基にデータを付加するキャリア拡張回路と、前記キャリア拡張回路により付加されたデータを含む 2^N(N は正の整数)個のデータ力なるデータ群を逆高速フーリエ変換する逆フーリエ変換回路と、前記逆フーリエ変換回路による変換後のデータ群に含まれるデータのうち所定の手順で定められる値以下のデータに対して当該データの値を元の値より小さくするノイズ除去回路と、前記ノイズ除去回路による処理後のデータ群を高速フーリエ変換するフーリエ変換回路と、前記フーリエ変換回路による変換後のデータ群を基に前記データ信号を等化する等化回路と、を備える。

[0013] 本発明の受信方法は、 OFDM信号の所定のサブキャリアに挿入される分散パイ口ット信号を基に当該 OFDM信号に含まれるデータ信号を等化する受信方法において、前記分散パイロット信号を基に得られる同じシンボルの伝送路特性を示すデータ力なるデータ群の帯域の下端の外側に当該下端のデータの値を基にデータを付加すると共に、その帯域の上端の外側に当該上端のデータの値を基にデータを付加するキャリア拡張手順と、前記キャリア拡張手順により付加されたデータを含む 2^N(N は正の整数)個のデータ力なるデータ群を逆高速フーリエ変換する逆フーリエ変換手順と、前記逆フーリエ変換手順における変換後のデータ群に含まれるデータのうち所定の手順で定められる値以下のデータに対して当該データの値を元の値より小さくするノイズ除去手順と、前記ノイズ除去手順における処理後のデータ群を高速フーリエ変換するフーリエ変換手順と、前記フーリエ変換手順による変換後のデータ群を基に前記データ信号を等化する等化手順と、を有する。

発明の効果

[0014] 上記受信装置、集積回路及び受信方法によれば、逆高速フーリエ変換の対象のデータ群のデータ数が 2のべき乗になるようにデータを付加する際に、従来のように値がゼロのデータを付加するのではなぐデータを付加する対象のデータ群の帯域の下端のデータの値を基に帯域の下端の外側にデータを付加し、帯域の上端のデ一タの値を基に帯域の上端の外側にデータを付加する。このため、値がゼロのデータを付加する場合に比較して、逆高速フーリエ変換後のデータ群の分散パイロット信号の電力スペクトルの周波数上での拡がりが小さくなり、逆高速フーリエ変換後のデータ群からノイズを除去する際にノイズ以外のデータ群の高周波成分の除去される割合が小さくなる。これにより、ノイズ除去をしたデータ群を高速フーリエ変換した後のデータ群では帯域端部での歪が抑えられ、伝送路特性の推定精度を向上させることがでさる。

[0015] 上記の受信装置において、前記逆フーリエ変換部は、前記キャリア拡張部によるデータ付加後の帯域の下端力の 2^N1 (N1は正の整数)個のデータを含むデータ群を逆高速フーリエ変換する第 1逆フーリエ変換部と、前記第 1逆フーリエ変換部による逆高速フーリエ変換の対象となるデータ群と一部重複し、前記データ付加後の帯域の上端力の 2^N2 (N2は正の整数)個のデータを含むデータ群を逆高速フーリエ変換する第 2逆フーリエ変換部と、を有し、前記ノイズ除去部は、前記第 1逆フーリエ変換部による変換後のデータ群及び前記第 2逆フーリエ変換部による変換後の第 2データ群に対して処理を行い、前記フーリエ変換部は、前記第 1逆フーリエ変換部による逆高速フーリエ変換で得られ、前記ノイズ除去部による処理が施されたデータ群を高速フーリエ変換する第 1フーリエ変換部と、前記第 2逆フーリエ変換部による逆高速フーリエ変換で得られ、前記ノイズ除去部による処理が施されたデータ群を高速フ一リエ変換する第 2フーリエ変換部と、を有し、前記受信装置は、前記第 1フーリエ変換部による変換後のデータ群と前記第 2フーリエ変換部による変換後のデータ群とを合成する合成部を更に備え、前記等化部は、前記合成部による合成後のデータ群に含まれるデータを基に前記データ信号の等化を行うようにしてもょヽ。

[0016] 付加するデータの数が多い場合には、逆高速フーリエ変換、ノイズ除去及び高速フ一リエ変換後のデータ群が付加したデータに大きく影響されてしまうことがある。これによれば、データ群を一部重複するように 2つに分割して処理を行うことに、逆高速フーリエ変換の対象のデータ群の数を 2のべき乗にする際に付加するデータの数を少なくすることができるという利点がある。

[0017] 上記の受信装置において、前記合成部は、前記第 1フーリエ変換部による変換後のデータ群と前記第 2フーリエ変換部による変換後のデータ群とが重複する帯域の所定の周波数以下の帯域では前記第 1フーリエ変換部による変換後のデータ群に含まれるデータを選択し、前記所定の周波数を超える帯域では前記第 2フーリエ変換部による変換後のデータ群に含まれるデータを選択することによって、前記第 1フ一リエ変換部による変換後のデータ群と前記第 2フーリエ変換部によるデータ群とを切り替え合成するようにしてもょヽ。

[0018] 逆高速フーリエ変換後の信号力ノイズを除去する際にノイズ以外のデータ群の高周波成分も同時に除去されてしまうことがある。ノイズ以外のデータ群の高周波成分が除去された影響は、高速フーリエ変換後のデータ群の帯域端部に大きく現れる。これによれば、高速フーリエ変換後のデータ群の帯域の歪が生じて!/、る可能性のある両端部を除く帯域のデータを周波数領域で切り替え合成してデータ信号等の等化に用いるために等化精度を向上させることができる。

[0019] 上記の受信装置において、前記キャリア拡張部は、前記帯域の下端の外側のデータの付カ卩を当該下端のデータの値と同じ値のデータを付加することによって行い、前記帯域の上端の外側のデータの付加を当該上端のデータの値と同じ値のデータを付加することによって行うようにしてもょ、。

これによれば、帯域の下端近傍或いは上端近傍へのデータの付加を簡単な装置或いは回路で実現することができ、コスト面で利点がある。

[0020] 上記の受信装置にお!/、て、前記ノイズ除去部は、前記所定の手順で定められる値以下のデータに対して当該データの値をゼロにするようにしてもよい。

これによれば、逆高速フーリエ変換後のデータ群力のノイズ除去を簡単な装置或いは回路で実現することができ、コスト面で利点がある。

上記の受信装置にお!、て、前記分散パイロット信号を送信側の送信時の分散パイロット信号で除算する除算部を更に備え、前記キャリア拡張部は、前記除算部による除算結果力もなるデータ群に対してデータを付加するようにしてもよい。

[0021] 逆高速フーリエ変換や高速フーリエ変換の対象となるデータ群のデータ数の増大は処理負荷の増大や回路規模の増大につながる。

これによれば、分散パイロット信号位置の伝送路特性を示すデータ群を利用してノィズ除去を行うことから、 1シンボル当りの分散ノィロット信号の数が多い場合には処理負荷や回路規模の面力効果的である。

[0022] 上記の受信装置にお!/、て、前記分散パイロット信号を送信側の送信時の分散パイロット信号で除算する除算部と、前記除算部による除算結果をシンボル方向に補間処理することによって、分散パイロット信号が挿入されるサブキャリアの信号位置の伝送路特性を示すデータを算出するシンボル補間部と、を更に備え、前記キャリア拡張部は、前記シンボル補間部による補間結果力なるデータ群に対してデータを付カロするようにしてちょい。

[0023] 上記の受信装置にお!/、て、前記分散パイロット信号を送信側の送信時の分散パイロット信号で除算する除算部と、前記除算部による除算結果をシンボル方向及びキヤリア方向に補間処理することによって、全サブキャリアに対する伝送路特性を示すデータを算出する補間部と、を更に備え、前記キャリア拡張部は、前記補間部による算出結果力もなるデータ群に対してデータを付加するようにしてもょ、。

[0024] 逆高速フーリエ変換後のデータ群の数が少ない場合にはノイズ成分を十分に除去することができな!/、ことがある。

これによれば、シンボル方向の補間処理を行ってデータ数を増やしてから、或いは、シンボル方向の補間処理及びキャリア方向の補間処理を行ってさらにデータ数を増やしてからノイズを除去するための処理を行うようにしているため、 1シンボルに分散パイロット信号がノイズ除去するために必要な数含まれて、な、場合であっても、 1 シンボルに含まれる分散パイロット信号の数の不足によるノイズ除去ができないような状況を防ぐことができる。 [0025] 本発明の受信装置は、 OFDM信号の所定のサブキャリアに挿入された分散ノイロット信号を基に当該 OFDM信号に含まれるデータ信号を等化する受信装置において、前記分散パイロット信号を送信側の送信時の分散パイロット信号で除算する除算部と、同じシンボルの前記除算部による除算結果の一部の 2^N(Nは正の整数)個のデータ力なるデータ群を逆高速フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、前記逆フーリエ変換部による変換後のデータ群のうち所定の手順で定められる値以下のデータに対して当該データの値を小さくするノイズ除去部と、前記ノイズ除去部によるノイズ除去後のデータ群を高速フーリエ変換するフーリエ変換部と、前記除算部による除算結果の前記一部を除くデータと前記フーリエ変換部によるフーリエ変換後のデータカなるデータ群をシンボル方向及びキャリア方向に補間処理することによって、全サブキャリアに対する伝送路特性を示すデータを算出する補間部と、前記補間部により補間処理が行われた後のデータ群を基に前記データ信号を等化する等化部と、を備える。

[0026] 上記受信装置によれば、逆高速フーリエ変換の対象のデータ群のデータ数が 2のべき乗になるようにデータを付加することを行わないようにしているため、値がゼロのデータを付加することによる帯域の下端近傍及び上端近傍での歪を抑えることができる。

図面の簡単な説明

[0027] [図 1]DVB—T方式及び ISDB—T方式の分散パイロット信号の配置を示す図。

[図 2]第 1の実施の形態の受信装置の全体の構成を示すブロック図。

[図 3]図 2の等化回路の構成を示すブロック図。

[図 4]図 3のノイズ除去回路の構成を示すブロック図。

[図 5]図 4のノイズ除去フィルタの処理を説明するための図。

[図 6]図 4のノイズ除去フィルタによるノイズ除去処理の閾値を示す図。

[図 7]図 3のノイズ除去回路によるノイズ除去結果を示す図。

[図 8]第 2の実施の形態のノイズ除去回路の構成を示すブロック図。

[図 9]図 8のノイズ除去回路の具体例を説明するための図。

[図 10]図 8のノイズ除去回路によるノイズ除去結果を示す図。圆 11]第 3の実施の形態のノイズ除去回路の構成を示すブロック図。

圆 12]図 11のキャリア拡張回路及びキャリア除去回路の処理を説明するための図。圆 13]第 4の実施の形態のノイズ除去回路の構成を示すブロック図。

圆 14]図 13のノイズ除去回路の具体例を説明するための図。

圆 15]図 13のノイズ除去回路の具体例を説明するための図。

圆 16]図 13のノイズ除去回路によるノイズ除去結果を示す図。

圆 17]第 5の実施の形態のノイズ除去回路の構成を示すブロック図。

圆 18]第 6の実施の形態の等化回路の構成を示すブロック図。

圆 19]第 7の実施の形態の等化回路の構成を示すブロック図。

符号の説明

100 アンアナ

101 チューナ部

102 AZD変換部

103 直交検波回路

104 FFT回路

105 等化回路

106 周波数ディンタリーブ回路

107 ビットディンタリーブ回路

108 誤り訂正回路

200 遅延回路

201 SP抽出回路

202 SP発生回路

203 複素除算回路

204 ノイズ除去回路

205 メモリ

206 シンボル補間回路

207 キャリア間回路

208 複素除算回路 301 SP信号分離回路

302 遅延回路

303 IFFT回路

304 ノイズ除去フィルタ

305 FFT回路

306 SP信号合成回路

発明を実施するための最良の形態

[0029] 《第 1の実施の形態〉〉

以下、本発明の第 1の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。 <受信装置 >

本実施の形態の受信装置の構成について図 2を参照しつつ説明する。図 2は DVB —T方式の受信装置の全体の構成を示すブロック図である。なお、 DVB— H方式においても受信装置の構成は同じである。

[0030] 受信装置 100は、アンテナ 100とチューナ部 101と AZD変換部 102と直交検波回路 103と FFT回路 104と等化回路 105と周波数ディンタリーブ回路 106とビットディンタリーブ回路 107と誤り訂正回路 108とを備える。ただし、図 2では同期回路は本発明の本質とは関係しな、ため省略して、る。

アンテナ 100は OFDM信号を受信してチューナ部 101へ出力する。チューナ部 1 01はアンテナ 100から入力される OFDM信号を選局し、選局した OFDM信号を所定の帯域にダウンコンバートし、 AZD変翻102へ出力する。 AZD変翻102は入力されるアナログ信号をデジタル信号に変換して直交検波回路 103へ出力する。直交検波回路 103は AZD変翻102から入力される信号の直交検波を行い、直交検波後の信号を FFT回路 104へ出力する。

[0031] FFT回路 104は、直交検波後の信号を FFTして周波数領域の信号に変換し、等化回路 105へ出力する。等化回路 105は FFT回路 104による FFT後の信号を等化処理し、周波数ディンタリーブ回路 106へ出力する。周波数ディンタリーブ回路 106 は、等化回路 105により等化処理された信号を周波数ディンタリーブ処理し、ビットディンタリーブ回路 107は、周波数ディンタリーブ後の信号をビットディンタリーブ処理する。誤り訂正回路 108は、ビットディンタリーブ後の信号の誤り訂正処理を行う。

[0032] ただし、等化回路 105の詳細については後述する力それ以外の各回路の処理は通常行われているものと同様であることから、その詳細は省略する。

なお、 ISDB—T方式の場合は、さらに時間ディンタリーブ処理を行う時間デインタリーブ回路が加わる。

<等化回路 >

(回路構成）

図 2の等化回路の構成について図 3を参照しつつ説明する。図 3は等化回路の構成を示すブロック図であり、 SP信号に重畳したノイズを除去する構成を有する。

[0033] 等価回路 105は、遅延回路 200と SP抽出回路 201と SP発生回路 202と複素除算回路 203とノイズ除去回路 204とメモリ 205とシンボル補間回路 206とキャリア補間回路 207と複素除算回路 208とを備える。

遅延回路 200は、後段の複素除算回路 208でデータ信号等の複素除算に用いられる伝送路特性を示すデータが当該データ信号等の信号位置の伝送路特性を示すデータになるように、 FFT回路 104からの入力を遅延させて複素除算回路 208へ出力する。

[0034] SP抽出回路 201は、 FFT回路 104による FFT後の信号から SP信号を抽出し、複素除算回路 203へ出力する。

SP発生回路 202は送信側の送信時の SP信号と同じ振幅及び位相の信号を論理回路などで生成し、生成した信号を複素除算回路 203へ出力する。

複素除算回路 203は、 SP抽出回路 201から入力される SP信号を、当該 SP信号のサブキャリア位置の SP発生回路 203から入力される信号で複素除算し、送信側で B PSK変調された SP信号の位相を揃える。この処理により、各 SP信号位置での伝送路特性を示すデータが求まる。

[0035] ノイズ除去回路 204は、同じシンボルの複素除算回路 203から入力される SP信号位置の伝送路特性を示すデータからなるデータ群に対して図 5から図 7を参照しつつ後述するノイズ除去処理を行って、 SP信号位置の伝送路特性を示すデータからノィズを除去し、ノイズ除去後の SP信号位置の伝送路特性を示すデータをメモリ 205 へ出力する。

メモリ 205は、 SP信号位置でのノイズ除去後の伝送路特性を示すデータを記憶する。

[0036] シンボル補間回路 206は、メモリ 205に所定の数の伝送路特性を示すデータが揃えば、同じサブキャリアの SP信号位置の伝送路特性を示すデータ力なるデータ群を時間軸方向（シンボル方向）に LPFを用いて補間処理を行って (シンボル方向の補間）、 SP信号が挿入されているサブキャリアの各信号位置の伝送路特性を示すデータを推定し、推定結果をキャリア補間回路 207へ出力する。

[0037] キャリア補間回路 207は、同じシンボルのシンボル補間回路 206から入力される推定結果からなるデータ群を周波数軸方向（キャリア方向）に LPFを用いて補間処理を行って (キャリア方向の補間）、全サブキャリアに対する伝送路特性を示すデータを推定し、推定結果を複素除算回路 208へ出力する。

複素除算回路 208は、遅延回路 200から入力される FFT回路 104による FFT後のデータ信号等を、当該データ信号等の信号位置のキャリア補間回路 207から入力される伝送路特性を示すデータで複素除算し、複素除算結果をデータ信号等を等化した信号として後段の周波数ディンタリーブ回路 106へ出力する。

(回路動作）

図 3を参照しつつ回路構成を説明した等化回路 105の回路動作について説明する

[0038] FFT回路 104による FFT後の信号が遅延回路 200及び SP抽出回路 201に入力される。

SP抽出回路 201は FFT後の信号力も SP信号を抽出し、 SP抽出回路 201によつて抽出された SP信号が複素除算回路 203に入力される。このとき、 SP発生回路 202 は送信側の送信時の SP信号と同じ信号を複素除算回路 203へ出力する。複素除算回路 203は SP抽出回路 201から入力された SP信号を SP発生回路 202から入力された信号で複素除算し、 SP信号位置の伝送路特性を示すデータを算出し、算出結果がノイズ除去回路 204に入力される。

[0039] ノイズ除去回路 204は複素除算回路 203から入力される SP信号位置を示すデータカゝらノイズを除去し、ノイズ除去後の SP信号位置の伝送路特性を示すデータがメモリ 205〖こ格糸内される。

メモリ 205に所定数の伝送路特性を示すデータが揃うと、シンボル補間回路 206は SP信号位置の伝送路特性を示すデータからなるデータ群をシンボル方向に補間処理を行う。続いて、キャリア補間回路 207はシンボル補間回路 206から入力されたデ一タ群をキャリア方向に補間処理を行うことによって全サブキャリアに対する伝送路特性を示すデータを算出し、算出結果を複素除算回路 208へ出力する。

[0040] FFT回路 104から出力されたデータ信号等は遅延回路 200により遅延させられて複素除算回路 208に入力される。

複素除算回路 208はデータ信号等をキャリア補間回路 207から入力されたそのデータ信号等の信号位置の伝送路特性を示すデータで複素除算し、後段の周波数デインタリーブ回路 106へ出力する。

<ノイズ除去回路 >

(回路構成）

図 3のノイズ除去回路の構成について図 4を参照しつつ説明する。図 4はノイズ除去回路の構成を示すブロック図である。

[0041] ノイズ除去回路 204は、 SP信号分離回路 301と遅延回路 302と IFFT回路 303とノィズ除去フィルタ 304と FFT回路 305と SP信号合成回路 306とを備える。

SP信号分離回路 301は、シンボル毎に、複素除算回路 203から入力される SP信号位置の伝送路特性を示すデータ力なるデータ群を帯域中央部の 2^N(Nは正の整数)個のデータとそれ以外のデータとに分離する。そして、 SP信号分離回路 301は、帯域中央部の 2^N個のデータを IFFT回路 303へ出力し、それ以外のデータを遅延回路 302へ出力する。ここで、 1シンボル当たり SP抽出回路 201が抽出する SP信号の数を Mとした場合、 2 SM以下で、 2^(N+1)が Mを超える関係にある。

[0042] 例えば、 DVB— T方式/ DVB— H方式の 8Kモードの場合、 1シンボルに含まれる SP信号の数が 568個である。 SP信号分離回路 301は帯域中央部の 512個のデータを IFFT回路 303へ出力し、帯域下部の 28個及び帯域上部の 28個のデータを遅延回路 302へ出力する。遅延回路 302は、後段の SP信号合成回路 306に FFT回路 305及び遅延回路 30 2から入力される伝送路特性を示すデータが同じシンボル位置になるように、 SP信号分離回路 301からの入力を遅延させて SP信号合成回路 306へ出力する。

[0043] IFFT回路 303は、 SP信号分離回路 301から入力される 2^N個のデータ力もなるデ一タ群を IFFTし、 IFFT後のデータ群をノイズ除去フィルタ 304へ出力する。

ノイズ除去フィルタ 304は、 IFFT後のデータ群のサンプル点毎に、サンプル点の電力値が所定の手順で定められる値以下であれば当該サンプル点の値をゼロにするノイズの除去処理を行い、ノイズ除去後のデータ群を FFT回路 305へ出力する。

[0044] FFT回路 305は、ノイズ除去フィルタ 304から入力されるノイズ除去後のデータ群を FFTして周波数領域の信号に戻し、 FFT後のデータ群を SP信号合成回路 306へ出力する。

SP信号合成回路 306は、遅延回路 302から入力される帯域の下端部及び帯域の上端部の SP信号位置の伝送路特性を示すデータと、 FFT回路 305から入力される帯域中央部のノイズ除去後のデータとを、各データが元の周波数位置になるように周波数領域で合成し、合成後のデータ群を後段のメモリ 205へ出力する。

(回路動作）

図 4を参照しつつ回路構成を説明したノイズ除去回路の回路動作について説明する。

[0045] 複素除算回路 203から出力された SP信号位置の伝送路特性を示すデータが SP 信号分離回路 301に入力される。そして、 SP信号分離回路 301によって帯域中央部の 2^N個のデータが IFFT回路 303に対して出力され、帯域中央部以外のデータが遅延回路 302に対して出力される。

SP信号分離回路 301から出力された帯域中央部の 2^N個のデータ力なるデータ群は、 IFFT回路 303による IFFT処理、ノイズ除去フィルタ 304によるノイズ除去処理、 FFT回路 305による FFT処理が施され、 SP信号合成回路 306に入力される。

[0046] SP信号分離回路 301から出力された帯域中央部以外のデータは、遅延回路 302 により遅延させられて SP信号合成回路 306に入力される。

SP信号合成回路 306は FFT回路 305から入力されたデータと遅延回路 302から入力されたデータとを周波数領域で合成し、合成後のデータ群をメモリ 205に格納する。

<ノイズ除去フィルタ >

ノイズ除去フィルタ 304の処理について図 5を参照しつつ説明する。図 5はノイズ除去フィルタの処理を説明するための図であり、 IFFT回路 303による IFFT後の信号の一部を表している。

[0047] ノイズ除去フィルタ 304は、主波の電力を基準とし、サンプル点の電力値が主波の電力値から所定の閾値を減算した値以下である場合に、当該サンプル点の値をゼロにする。

受信性能を向上させるためには、その受信限界でのノイズ除去処理等により、所要 C/N (Carrier to Noise)を低減させる必要があり、 QPSK (Quadrature Phase Shift K eying)、 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation)及び 64QAMの夫々に応じて、ノイズ除去する閾値を変更する。コードレート（畳み込みの符号化率）が 1Z2のときの各閾値の一例を図 6に示す。図 6に一例を示す各閾値は、後述の各ノイズ除去処理においても利用することが可能である。

[0048] 64QAMの場合、マッピング点の最小ユークリッド距離が小さ!/、ため、ノイズ除去処理の閾値を小さくすると、ノイズは除去することができる力逆に歪みが大きくなることにより特性が劣化する。これに対し、 QPSKの場合は、マッピング点の最小ユークリツド距離が大きいため、ノイズ除去処理の閾値を大きく設定し、歪が大きくなつたとしてもノイズを除去することによる効果の方が大きい。

[0049] 但し、閾値を設定する際には、後述の実施の形態において、帯域の下端の外側及び帯域の上端の外側にデータを付加する場合には、付加するデータ数も考慮して閾値を設定することが望ましい。

図 7にノイズが除去された例を示す。図 7は DVB— T方式の 8Kモードで、 SP信号分離回路 301が帯域中央部の 512個のデータを IFFT回路 303へ出力し、帯域下部の 28個及び帯域上部の 28個のデータを遅延回路 302へ出力する場合である。図 7 (a)はノイズがな、場合の伝送路特性、図 7 (b)はノイズが重畳されて、る場合の伝送路特性、図 7 (c)はノイズ除去処理を施した場合の伝送路特性を示す。《第 2の実施の形態〉〉

以下、本発明の第 2の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。

[0050] 図 4のノイズ除去回路は SP信号位置の伝送路特性を示す一部のデータからはノィズが除去されるが、その他のデータからはノイズが除去されていない。そこで、本実施の形態のノイズ除去回路は SP信号分離回路により分離される夫々のデータ群に対してノイズ除去処理を行うことによって、 SP信号位置の伝送路特性を示すデータの全て力ノイズを除去しょうとするものである。

<ノイズ除去回路 >

(回路構成）

本実施の形態のノイズ除去回路の構成について図 8を参照しつつ説明する。図 8 はノイズ除去回路の構成を示すブロック図である。

[0051] ノイズ除去回路 204aは、 SP信号分離回路 321と IFFT回路 322とノイズ除去フィルタ 323と FFT回路 324と IFFT回路 325とノイズ除去フィルタ 326と FFT回路 327と S P信号合成回路 328とを備える。

SP信号分離回路 321は、シンボル毎に、複素除算回路 203から入力される SP信号位置の伝送路特性を示すデータ力なるデータ群のうち帯域の下端からの 2^N (N は正の整数)個のデータを IFFT回路 322へ出力し、帯域の上端からの 2^N個のデ一タを IFFT回路 325へ出力する。ここで、 1シンボル当たり SP抽出回路 201が抽出する SP信号の数を Mとした場合、 2 SM未満で、 2^(N+1)が MZ2を超える関係にある。

[0052] IFFT回路 322は、 SP信号分離回路 321から入力される 2^N個のデータ力もなるデ一タ群を IFFTし、 IFFT後のデータ群をノイズ除去フィルタ 323へ出力する。

ノイズ除去フィルタ 323は、 IFFT回路 322から入力されるデータ群に対してノイズ除去フィルタ 304と同じ処理を行い、ノイズ除去後のデータ群を FFT回路 324へ出力する。

[0053] FFT回路 324は、ノイズ除去フィルタ 323から入力されるノイズ除去後のデータ群を FFTして周波数領域の信号に戻し、 FFT後のデータ群を SP信号合成回路 328へ出力する。

IFFT回路 325は、 SP信号分離回路 321から入力される 2^N個のデータ力もなるデ一タ群を IFFTし、 IFFT後のデータ群をノイズ除去フィルタ 326へ出力する。

[0054] ノイズ除去フィルタ 326は、 IFFT回路 326から入力されるデータ群に対してノイズ除去フィルタ 304と同じ処理を行い、ノイズ除去後のデータ群を FFT回路 327へ出力する。

FFT回路 327は、ノイズ除去フィルタ 326から入力されるノイズ除去後のデータ群を FFTして周波数領域の信号に戻し、 FFT後のデータ群を SP信号合成回路 328へ出力する。

[0055] SP信号合成回路 328は、帯域の下端から帯域の例えば中央までは FFT回路 324 力入力されるノイズ除去後のデータ群に含まれるデータを選択し、帯域の上端から帯域の中央までは FFT回路 327から入力されるノイズ除去後のデータ群に含まれるデータを選択し、周波数領域で切り替え合成する。 SP信号合成回路 328は合成後のデータ群を後段のメモリ 205へ出力する。

(回路動作）

図 8を参照しつつ回路構成を説明したノイズ除去回路の回路動作について説明する。

[0056] 複素除算回路 203から出力された SP信号位置の伝送路特性を示すデータが SP 信号分離回路 321に入力される。そして、 SP信号分離回路 321によって、その帯域の下端力もの 2^N個のデータが IFFT回路 322に対して出力され、その帯域の上端からの 2^N個のデータ力 FFT回路 325に対して出力される。

SP信号分離回路 321から出力された帯域の下端からの 2^N個のデータ力なるデータ群は、 IFFT回路 322による IFFT処理、ノイズ除去フィルタ 323によるノイズ除去処理、 FFT回路 324による FFT処理が施され、 SP信号合成回路 328に入力される。

[0057] SP信号分離回路 321から出力された帯域の上端からの 2^N個のデータ力なるデータ群は、 IFFT回路 325による IFFT処理、ノイズ除去フィルタ 326によるノイズ除去処理、 FFT回路 327による FFT処理が施され、 SP信号合成回路 328に入力される。

SP信号合成回路 328は FFT回路 324から入力されたデータと FFT回路 327から入力されたデータとを周波数領域で切り替え合成し、合成後のデータ群をメモリ 205 に格納する。 (ノイズ除去回路の具体例）

図 8のノイズ除去回路 204aにより行われる処理の具体例について図 9を参照しつつ説明する。図 9は、 DVB—T方式の 8Kモードの場合のノイズ除去回路 204aにより行われる処理の具体例を説明するための図である。

[0058] 図 9 (b)は 568個の SP信号位置の伝送路特性を示すデータである。

SP信号分離回路 321は、図 9 (a)に示すように帯域の下端力もの 512 ( = 2⁹)個のデータを IFFT回路 322へ出力し、図 9 (c)に示すように帯域の上端からの 512個のデータを IFFT回路 325へ出力する。

帯域の下端からの 512個のデータ力もなるデータ群は、 IFFT回路 322、ノイズ除去フィルタ 323及び FFT回路 324の夫々により処理が施され、 SP信号合成回路 32 8に入力される。

[0059] 帯域の上端からの 512個のデータからなるデータ群は、 IFFT回路 325、ノイズ除去フィルタ 326及び FFT回路 327の夫々により処理が施され、 SP信号合成回路 32 8に入力される。

SP信号合成回路 328は、図 9 (a)、（d)に示すように、帯域の下端から帯域の中央までの 284個のデータは FFT回路 324から入力されるデータを選択し、図 9 (c)、 (d) に示すように、帯域の上端から帯域の中央までの 284個のデータは FFT回路 327から入力されるデータを選択する。そして、 SP信号合成回路 328は、選択したデータを周波数領域で切り替え合成し、合成後のデータ群を後段のメモリ 205に格納する。

[0060] 図 10に上記具体例の場合におけるノイズが除去された例を示す。図 10 (a)はノィズがない場合の伝送路特性、図 10 (b)はノイズが重畳されている場合の伝送路特性、図 10 (c)はノイズ除去処理を施した場合の伝送路特性を示す。帯域の端部には若干の歪が生じるが、帯域中央部分ではほとんど歪が生じないことが分かる。

《第 3の実施の形態〉〉

以下、本発明の第 3の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。

[0061] 図 4のノイズ除去回路は SP信号位置の伝送路特性を示す一部のデータからはノィズが除去されるが、その他のデータからはノイズが除去されていない。そこで、本実施の形態のノイズ除去回路は帯域の下端及び上端の夫々の外側にデータを付加することによってデータ数を 2のべき乗にし、 SP信号位置の伝送路特性を示すデータの全て力ノイズを除去しょうとするものである。

<ノイズ除去回路 >

(回路構成）

本実施の形態のノイズ除去回路の構成にっ、て図 11を参照しつつ説明する。図 1 1はノイズ除去回路の構成を示すブロック図である。

[0062] ノイズ除去回路 204bは、キャリア拡張回路 341と IFFT回路 342とノイズ除去フィルタ 343と FFT回路 344とキャリア除去回路 345とを備える。

キャリア拡張回路 341は、図 12に示すように、同じシンボルの複素除算回路 203から入力される伝送路特性を示すデータからなるデータ群に対して、その帯域の下端の外側に下端のデータの値を複写して当該下端のデータの値と同じ値の L個のデータを付加し、その帯域の上端の外側に上端のデータの値を複写して当該上端のデータの値と同じ値の L個のデータを付カ卩して、データ数を 2^K (Kは正の整数)個に拡張する。そして、キャリア拡張回路 341は、拡張後の 2^Κ個のデータ力もなるデータ群を IFFT回路 342へ出力する。

[0063] ここで、 1シンボル当たり SP抽出回路 201が抽出する SP信号の数を Mとした場合、 2^K_1が M以下で、 2^Κは Μを超える関係にある。

例えば、 ISDB— Τ方式のモード 3の場合、 1シンボルに含まれる SP信号の数力 6 8本であることから、帯域の下端の外側及び上端の外側の夫々に 22個のデータを付カロして、データ数を 512個に拡張する。

[0064] IFFT回路 342は、キャリア拡張回路 341から入力される 2^K個のデータ力もなるデ一タ群を IFFTし、 IFFT後のデータ群をノイズ除去フィルタ 343へ出力する。

ノイズ除去フィルタ 343は、 IFFT回路 342から入力されるデータ群に対してノイズ除去フィルタ 304と同じ処理を行い、ノイズ除去後のデータ群を FFT回路 344へ出力する。

[0065] FFT回路 344は、ノイズ除去フィルタ 343から入力されるノイズ除去後のデータ群を FFTして周波数領域の信号に戻し、 FFT後のデータ群をキャリア除去回路 345へ出力する。キャリア除去回路 345は、 FFT回路 344から入力される FFT後のデータ群から、その帯域の下端からの L個のデータ及びその上端からの L個のデータを除去し、除去後のデータ群を後段のメモリ 205へ出力する。

(回路動作）

図 11を参照しつつ回路構成を説明したノイズ除去回路の回路動作について説明する。

[0066] 複素除算回路 203から出力された SP信号位置の伝送路特性を示すデータは、キャリア拡張回路 341に入力され、キャリア拡張回路 341によってその帯域の下端の外側及び帯域の上端の外側の夫々に L個のデータが付加される。そして、 2^K個のデータカもなるデータ群がキャリア拡張回路 341によって IFFT回路 303に対して出力される。

キャリア拡張回路 341から出力されたデータ群は、 IFFT回路 342による IFFT処理、ノイズ除去フィルタ 343によるノイズ除去処理、 FFT回路 344による FFT処理が施され、キャリア除去回路 345に入力される。

[0067] キャリア除去回路 345は、 FFT回路 344から入力されたデータ群から、その帯域の下端及び上端の夫々力 L個のデータを除去し、除去後のデータ群を後段のメモリ 2 05に格納する。

《第 4の実施の形態〉〉

以下、本発明の第 4の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。

[0068] 図 4のノイズ除去回路は SP信号位置の伝送路特性を示す一部のデータからはノィズが除去される力その他のデータからはノイズが除去されていない。

このために、図 8のノイズ除去回路では、 2つのノイズ除去経路を設けることによって全てのデータ力ノイズ除去を行えるようにして、る。

しカゝしながら、 IFFTや FFTを行う対象にぉ、ては必ずしも整数個のデータが入つていないために、ノイズ除去の際にノイズでない高周波成分も除去されてしまい、 FF T処理後の信号の端部に歪が生じてしまう。

[0069] そこで本実施の形態のノイズ除去回路は FFT処理後の信号の端部に歪が生じてもその歪の生じた端部をデータの等化に使用しな、ようにするものである。 <ノイズ除去回路 >

(回路構成）

本実施の形態のノイズ除去回路の構成について図 13を参照しつつ説明する。図 1 3はノイズ除去回路の構成を示すブロック図である。

[0070] ノイズ除去回路 204cは、 SP信号分離回路 361とキャリア拡張回路 362と IFFT回路 363とノイズ除去フィルタ 364と FFT回路 365とキャリア除去回路 366とキャリア拡張回路 367と IFFT回路 368とノイズ除去フィルタ 369と FFT回路 370とキャリア除去回路 371と SP信号合成回路 372とを備える。

SP信号分離回路 361は、シンボル毎に、複素除算回路 203から入力される SP信号位置の伝送路特性を示すデータ力なるデータ群のうち帯域の下端からの P (Pは正の整数)個のデータをキャリア拡張回路 362へ出力し、帯域の上端力の P個のデータをキャリア拡張回路 367へ出力する。ただし、 2Pの値は複素除算回路 203から入力されるデータの数より大きい。つまり、キャリア拡張回路 362へ出力されるデータとキャリア拡張回路 367へ出力されるデータの一部は重複している。

[0071] キャリア拡張回路 362は、 SP信号分離回路 361から入力される P個のデータ力もなるデータ群に対して、その帯域の下端の外側に下端のデータの値を複写して当該下端のデータの値と同じ値の Q (Qは正の整数)個のデータを付カ卩し、データ数を 2^R(R は正の整数）に拡張し、拡張後のデータ群を IFFT回路 363へ出力する。

IFFT回路 363は、キャリア拡張回路 362から入力される 2^R個のデータ力もなるデ一タ群を IFFTし、 IFFT後のデータ群をノイズ除去フィルタ 364へ出力する。

[0072] ノイズ除去フィルタ 364は、 IFFT回路 363から入力されるデータ群に対してノイズ除去フィルタ 304と同じ処理を行い、ノイズ除去後のデータ群を FFT回路 365へ出力する。

FFT回路 365は、ノイズ除去フィルタ 364力も入力されるノイズ除去後のデータ群を FFTして周波数領域の信号に戻し、 FFT後のデータ群をキャリア除去回路 366へ出力する。

[0073] キャリア除去回路 366は、 FFT回路 366から入力される FFT後のデータ群から、その帯域の下端からの Q個のデータを除去し、除去後のデータ群を SP信号合成回路 372へ出力する。

キャリア拡張回路 367は、 SP信号分離回路 361から入力される P個のデータ力もなるデータ群に対して、その帯域の上端の外側に上端のデータの値を複写して当該上端のデータの値と同じ値の Q個のデータを付加し、データ数を 2^Rに拡張し、拡張後のデータ群を IFFT回路 368へ出力する。

[0074] IFFT回路 368は、キャリア拡張回路 367から入力される 2^R個のデータ力もなるデ一タ群を IFFTし、 IFFT後のデータ群をノイズ除去フィルタ 369へ出力する。

ノイズ除去フィルタ 369は、 IFFT回路 368から入力されるデータ群に対してノイズ除去フィルタ 304と同じ処理を行い、ノイズ除去後のデータ群を FFT回路 370へ出力する。

[0075] FFT回路 370は、ノイズ除去フィルタ 369から入力されるノイズ除去後のデータ群を FFTして周波数領域の信号に戻し、 FFT後のデータ群をキャリア除去回路 371へ出力する。

キャリア除去回路 371は、 FFT回路 370から入力される FFT後のデータ群から、その帯域の上端からの Q個のデータを除去し、除去後のデータ群を SP信号合成回路 372へ出力する。

[0076] SP信号合成回路 372は、帯域の下端から帯域の例えば中央まではキャリア除去回路 366から入力されるデータを選択し、帯域の上端から帯域の中央まではキャリア除去回路 371から入力されるデータを選択し、周波数領域で切り替え合成する。 SP信号合成回路 372は合成後の信号を後段のメモリ 205へ出力する。

(回路動作）

図 13を参照しつつ回路構成を説明したノイズ除去回路の回路動作について説明する。

[0077] 複素除算回路 203から出力された SP信号位置の伝送路特性を示すデータが SP 信号分離回路 361に入力される。そして、 SP信号分離回路 361によって、その帯域の下端力もの P個のデータがキャリア拡張回路 362に対して出力され、その帯域の上端からの P個のデータがキャリア拡張回路 367に対して出力される。

SP信号分離回路 361から出力された帯域の下端側のデータ群は、キャリア拡張回路 362によりその帯域の下端の外側に Q個のデータが付加され、 2^Rのデータからなるデータ群がキャリア拡張回路 341によって IFFT回路 363に対して出力される。

[0078] キャリア拡張回路 362から出力されたデータ群は、 IFFT回路 363による IFFT処理、ノイズ除去フィルタ 364によるノイズ除去処理、 FFT回路 365による FFT処理が施され、キャリア除去回路 366に入力される。

キャリア除去回路 366は、 FFT回路 365から入力されたデータ群から、その帯域の下端からの Q個のデータを除去し、除去後のデータ群を SP信号合成回路 372に入力する。

[0079] SP信号分離回路 361から出力された帯域の上端側のデータ群は、キャリア拡張回路 367によりその帯域の下端の外側に Q個のデータが付加され、 2^Rのデータからなるデータ群がキャリア拡張回路 347によって IFFT回路 368に対して出力される。キャリア拡張回路 362から出力されたデータ群は、 IFFT回路 368による IFFT処理、ノイズ除去フィルタ 369によるノイズ除去処理、 FFT回路 370による FFT処理が施され、キャリア除去回路 371に入力される。

[0080] キャリア除去回路 371は、 FFT回路 365から入力されたデータ群から、その帯域の上端からの Q個のデータを除去し、除去後のデータ群を SP信号合成回路 372に入力する。

SP信号合成回路 372はキャリア除去回路 366から入力されたデータとキャリア除去回路 371から入力されたデータとを周波数領域で合成し、後段のメモリ 205に格納する。

(ノイズ除去回路の具体例）

図 13のノイズ除去回路 204cにより行われる処理の具体例につ、て図 14及び図 1 5を参照しつつ説明する。図 14及び図 15は、 DVB— T方式の 8Kモードの場合のノード除去回路 204cにより行われる処理の具体例を説明するための図である。

[0081] 図 14 (b)は 568個の SP信号位置の伝送路特性を示すデータである。

SP信号分離回路 361は、図 14 (a)に示すように帯域の下端力もの 412個のデータをキャリア拡張回路 362へ出力し、図 14 (c)に示すように帯域の上端からの 512個のデータをキャリア拡張回路 367へ出力する。キャリア拡張回路 362は、図 14 (a)及び図 15に示すように、 SP信号分離回路 361 力も入力されるデータに対して、その帯域の下端の外側に下端のデータの値と同じ値の 100個のデータを追加することによってデータ数を 512 ( = 2⁹)個に拡張し、 IFF T回路 363へ出力する。

[0082] キャリア拡張回路 362から出力された 512個のデータは、 IFFT回路 363、ノイズ除去フィルタ 364及び FFT回路 365の夫々により処理が施され、キャリア除去回路 366 に入力される。

キャリア除去回路 366は、 FFT回路 365から入力されたデータ群から、その帯域の下端からの 100個のデータを除去し、除去後のデータ群を SP信号合成回路 372に入力する。

[0083] キャリア拡張回路 367は、図 14 (c)及び図 15に示すように、 SP信号分離回路 361 力入力されるデータに対して、その帯域の上端の外側に上端のデータの値と同じ値の 100個のデータを追加することによってデータ数を 512個に拡張し、 IFFT回路 368へ出力する。

キャリア拡張回路 367から出力された 512個のデータは、 IFFT回路 368、ノイズ除去フィルタ 369及び FFT回路 370の夫々により処理が施され、キャリア除去回路 371 に入力される。

[0084] キャリア除去回路 371は、 FFT回路 370から入力されるデータ群から、その帯域の上端からの 100個のデータを除去し SP信号合成回路 372に入力する。

SP信号合成回路 372は、図 14 (a)、（d)に示すように、帯域の下端から帯域の中央までの 284個のデータはキャリア除去回路 366から入力されるデータを選択し、図 14 (c) , (d)に示すように、帯域の上端力帯域の中央までの 284個のデータはキヤリア除去回路 371から入力されるデータを選択する。そして、 SP信号合成回路 372 は、選択したデータを周波数領域で切り替え合成して、後段のメモリ 205に格納する

[0085] 図 16に上記具体例の場合におけるノイズが除去された例を示す。図 16 (a)はノィズがない場合の伝送路特性、図 16 (b)は第 2の実施の形態のノイズ除去処理を施した場合の伝送路特性、図 16 (c)はノイズ除去処理を施した場合の伝送路特性を示す。帯域の端部には若干の歪が生じる力帯域中央部分ではほとんど歪が生じないことが分力ゝる。

《第 5の実施の形態〉〉

以下、本発明の第 5の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。

[0086] 図 13のノイズ除去回路では、 QPSKの場合にノイズ除去処理の閾値を大きくとると FFT後の信号の歪が大きくなり、 SP信号合成部により合成した帯域中央部での不連続のためデータのマッピングの精度を低下させてしまうことがある。

そこで、本実施の形態のノイズ除去回路は SP信号合成部の出力信号の帯域中央部での不連続をなくすために出力信号力高周波波成分を除去しょうとするものである。

<ノイズ除去回路 >

本実施の形態のノイズ除去回路の構成について図 17を参照しつつ説明する。図 1 7はノイズ除去回路の構成を示すブロック図である。

[0087] ノイズ除去回路 204dは、 SP信号分離回路 361とキャリア拡張回路 362と IFFT回路 363とノイズ除去フィルタ 364と FFT回路 365とキャリア除去回路 366とキャリア拡張回路 367と IFFT回路 368とノイズ除去フィルタ 369と FFT回路 370とキャリア除去回路 371と SP信号合成回路 372とフィルタ 381とを備える。

[0088] フィルタ 381は、例えば、 LPFにより構成され、 SP信号合成回路 372の出力信号に周波数方向のフィルタリング処理を行い、フィルタリング処理後の信号を後段のメモリ 205へ出力する。なお、通常の周波数方向のフィルタリング処理を行う代わりに、帯域中央部でそのキャリア位置に応じて加重平均処理を施すなどの処理を行うようにしてもよい。

《第 6の実施の形態〉〉

以下、本発明の第 6の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。

[0089] 1セグメント受信機における ISDB—T方式のモード 3の場合、全キャリア数が 432 本であり、 SP信号の数が 36個となる。ノイズを除去する際に用いるデータ数が少なくい場合にはノイズを除去することが困難になる。このことから、本実施の形態の等化回路はシンボル方向及びキャリア方向に補間した後のデータをノイズ除去処理に用いることによってノイズ除去処理に用いるデータ数を増加させるものである。

<等化回路 >

(回路構成）

本実施の形態の等化回路の構成について図 18を参照しつつ説明する。図 18は等ィ匕回路の構成を示すブロック図である。

[0090] 等価回路 105bは、遅延回路 200と SP抽出回路 201と SP発生回路 202と複素除算回路 203とメモリ 205とシンボル補間回路 206とキャリア補間回路 207とノイズ除去回路 204eと複素除算回路 208とを備える。

ノイズ除去回路 204eはキャリア補間回路 206から入力される全キャリアに対する伝送路特性を示すデータを用いてノイズ除去処理を行!ヽ、ノイズ除去後の伝送路特性を示すデータを複素除算回路 208へ出力する。

[0091] 上述した図 4、図 8、図 11、図 13、図 17のノイズ除去回路を複素除算回路 203から出力されるデータを用いる代わりにキャリア補間回路 207から出力されるデータを用いるように構成することによって、ノイズ除去回路 204eに利用することができる。

(回路動作）

図 18を参照しつつ回路構成を説明した等化回路 105bの回路動作について説明する。

[0092] FFT回路 104による FFT後の信号が FFT回路 104から遅延回路 200及び SP抽出回路 201に入力される。

SP抽出回路 201は FFT後の信号力も SP信号を抽出し、 SP抽出回路 201によつて抽出された SP信号が複素除算回路 203に入力される。このとき、 SP発生回路 202 は送信側の送信時の SP信号と同じ信号を複素除算回路 203へ出力する。複素除算回路 203は SP抽出回路 201から入力された SP信号を SP発生回路 202から入力された信号で複素除算し、 SP信号位置の伝送路特性を示すデータを算出し、算出結果カモリ 205に格納される。

[0093] メモリ 205に所定数の伝送路特性を示すデータが揃うと、シンボル補間回路 206は SP信号位置の伝送路特性を示すデータからなるデータ群をシンボル方向に補間処理を行う。続いて、キャリア補間回路 207はシンボル補間回路 206から入力されたデ一タ群をキャリア方向に補間処理を行うことによって全サブキャリアに対する伝送路特性を示すデータを算出し、算出結果をノイズ除去回路 204eへ出力する。

[0094] ノイズ除去回路 204eは、キャリア補間回路 207から入力された全サブキャリアに対する伝送路特性を示すデータからノイズを除去し、ノイズ除去後のデータを複素除算回路 208へ出力する。

FFT回路 104から出力されたデータ信号等は遅延回路 200により遅延させられて複素除算回路 208に入力される。

[0095] 複素除算回路 208はデータ信号等をノイズ除去回路 204eから入力されたそのデータ信号等の信号位置の伝送路特性を示すデータで複素除算し、後段の周波数デインタリーブ回路 106へ出力する。

《第 7の実施の形態〉〉

以下、本発明の第 7の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。

[0096] ノイズを除去する際に用いるデータ数が少なくい場合にはノイズを除去することが困難になる。このことから、本実施の形態の等化回路はシンボル方向に補間した後のデータをノイズ除去処理に用いることによってノイズ除去処理に用いるデータ数を増カロさせるちのである。

<等化回路 >

本実施の形態の等化回路の構成について図 19を参照しつつ説明する。図 19は等ィ匕回路の構成を示すブロック図である。

[0097] 等価回路 105cは、遅延回路 200と SP抽出回路 201と SP発生回路 202と複素除算回路 203とメモリ 205とシンボル補間回路 206とノイズ除去回路 204fとキャリア補間回路 207と複素除算回路 208とを備える。

ノイズ除去回路 204fはシンボル補間回路 206から入力される SPキャリア（SP信号が何れかのシンボルで挿入されるサブキャリア）の各信号位置の伝送路特性を示すデータを用いてノイズ除去処理を行ヽ、ノイズ除去後の伝送路特性を示すデータをキャリア補間回路 207へ出力する。

[0098] 上述した図 4、図 8、図 11、図 13、図 17のノイズ除去回路を複素除算回路 203から出力されるデータを用いる代わりにシンボル補間回路 206から出力されるデータを用、るように構成することによって、ノイズ除去回路 204fに利用することができる。

(回路動作）

図 19を参照しつつ回路構成を説明した等化回路 105cの回路動作について説明する。

[0099] FFT回路 104による FFT後の信号が FFT回路 104から遅延回路 200及び SP抽出回路 201に入力される。

[0100] メモリ 205に所定数の伝送路特性を示すデータが揃うと、シンボル補間回路 206は SP信号位置の伝送路特性を示すデータからなるデータ群をシンボル方向に補間処理を行うことによって SPキャリアの各信号位置の伝送路特性を示すデータを算出し、算出結果をノイズ除去回路 204fへ出力する。

ノイズ除去回路 204fは、シンボル補間回路 206から入力された SPキャリアの各信号位置の伝送路特性を示すデータカゝらノイズを除去し、ノイズ除去後のデータをキヤリア補間回路 207へ出力する。そして、キャリア補間回路 207は入力されたデータ群をキャリア方向に補間処理を行うことによって全サブキャリアに対する伝送路特性を示すデータを算出し、算出結果を複素除算回路 208へ出力する。

[0101] FFT回路 104から出力されたデータ信号等は遅延回路 200により遅延させられて複素除算回路 208に入力される。

[0102] なお、詳細は記述しないが、受信機で CZN機能があり、その受信機でモニタした CZNが所定値以上であれば、本発明のノイズ除去処理を施さな、ようにしてもよ!ヽ《補足〉〉

(1)第 1の実施の形態では SP信号分離回路 301は伝送路特性を示すデータ力もなるデータ群を帯域中央部の 2^N個のデータとそれ以外のデータとに分離する場合を例に挙げて説明した力これに限らず、帯域下部の 2^N個のデータとそれ以外のデータとに分離する、或いは、帯域上部の 2^N個のデータとそれ以外のデータとに分離する、などどのようにデータ群を分離してもよ、。

(2)上記の実施の形態では、ノイズ除去フィルタはサンプル点の電力値が所定の手順で定められる値以下であれば当該サンプル点の値をゼロにする場合を例に挙げて説明したが、これに限らず、サンプル点の値を所定の手順で定められる値以下の値にする、或いは、サンプル点の値を当該サンプル点の値に所定の比率（1未満の値）を乗じた値にする、などであってもよい。

(3)上記の実施の形態では、ノイズ除去フィルタは主波の電力値力所定の閾値を減算した値を基準に用いる場合であるが、これに限らず、主波の電力値に対して所定の比率を乗じた値を基準に用いる、或いは、所定の値を基準に用いる、などであつてもよい。

(4)上記の第 2、第 4の実施の形態では、 SP信号分離回路 321 (SP信号分離回路 3 61)が IFFT回路 322 (キャリア拡張回路 362)及び IFFT回路 325 (キャリア拡張回路 367)の各々へ出力するデータの数が同数である場合を例に挙げて説明したが、必ずしも同数である必要はない。なお、この場合には SP信号合成回路 328に同じシンボルのデータが入力されるようにするための遅延回路を設ける。

(5)上記の第 2、第 4実施の形態では、 SP信号合成回路 328 (SP信号合成回路 372 )は FFT回路 324 (キャリア除去回路 366)力も入力されるデータと FFT回路 327 (キャリア除去回路 371)力入力されるデータの何れかを選択し、周波数領域で切り替え合成するようにしている場合を例に挙げて説明したが、これに限らず、重複する帯域のデータの値は両者の加重平均の値にするなどであってもよい。

(6)上記の第 3の実施の形態では、キャリア拡張回路 341が帯域の下端の外側及び帯域の上端の外側に同数のデータを付加している場合であるが、これに限らず、帯域の下端の外側及び帯域の上端の外側に異なる数のデータを付加するようにしてもよい。

[0103] また、上記の第 4の実施の形態では、キャリア拡張回路 362が帯域の下端の外側に付加するデータのデータ数とキャリア拡張回路 367が帯域の上端の外側に付加するデータのデータ数とが同じ場合を例に挙げて説明した力これに限らず、異なる数のデータを付加するようにしてもょ、。

(7)上記の第 3、第 4の実施の形態では、キャリア拡張回路 341、 362、 367が帯域の下端の外側或いは上端の外側に端部のデータの値と同じ値のデータを付加する場合を例に挙げて説明したが、これに限らず、端部のデータの値に対して所定の比率の範囲内の値のデータを付加するようにしてもよい。また、端部のデータの値と一つ内側のデータの値とを比較して端部のデータの値の方が大きければ端部力離れるに伴いデータの値が大きくなるようにデータを付加し、端部のデータの値の方が小さければ端部から離れるに伴、データの値が小さくなるようにデータを付加してもよ、。

(8)上記の第 4の実施の形態では、キャリア拡張回路 362及びキャリア拡張回路 367 は夫々 SP信号分離回路 361から出力されるデータ群にデータを付加する構成になつているが、これに限らず、キャリア拡張回路が複素除算回路 203から出力されるデータ群にデータを付加し、 SP信号分離回路がデータ付加後のデータ群を分離するようにしてもよい。

[0104] また、キャリア除去回路 366及びキャリア拡張回路 371は夫々 FFT回路 365及び F FT回路 370から入力される信号力もデータを除去する構成になって、るが、これに限らず、 FFT回路 365及び FFT回路 370によって出力されるデータ群を周波数領域で合成し、キャリア除去回路が合成後のデータ群力もキャリア拡張回路で付加されたデータを除去するようにしてもよ!、。

(9)上記の第 2の実施の形態で説明したノイズ除去回路の SP信号合成回路 328の後段に上記の第 5の実施の形態で説明したフィルタ 381を付加してもよい。

(10)上記の各実施の形態の受信装置は、典型的には集積回路である LSKLarge Sc ale Integration)として実現されてよい。各回路を個別に 1チップとしてもよいし、全ての回路又は一部の回路を含むように 1チップィ匕されてもよい。例えば、チューナ部 101 は他の回路部と同一の集積回路に集積されることもあれば、別の集積回路になる場合もある。

[0105] ここでは、 LSIとして記載した力集積度の違いにより、 IC(Integrated Circuit),システム LSI、スーパ LSI、ゥノレトラ LSIと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法は LSIに限るものではなぐ専用回路又は汎用プロセッサで実現してもよい。 LSI製造後にプログラム化することが可能な FPGA (Field Progra mmable Gate Array)、 LSI内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブノレ ·プロセッサを利用してもよ、。

[0106] さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術により LSIに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積ィ匕を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。

産業上の利用可能性

[0107] 本発明は、 OFDM伝送方式によるデジタル放送に用いられる OFDM信号を受信し復号するための固定 DVD受信装置、携帯型 DVT受信装置、 STB (Set Top Box) 、復調 LSI等において利用可能である。

Claims

請求の範囲

[1] OFDM信号の所定のサブキャリアに挿入される分散パイロット信号を基に当該 OF DM信号に含まれるデータ信号を等化する受信装置において、

前記分散パイロット信号を基に得られる同じシンボルの伝送路特性を示すデータからなるデータ群の帯域の下端の外側に当該下端のデータの値を基にデータを付カロすると共に、その帯域の上端の外側に当該上端のデータの値を基にデータを付加するキャリア拡張部と、

前記キャリア拡張部により付加されたデータを含む 2^N (Nは正の整数)個のデータ力もなるデータ群を逆高速フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、

前記逆フーリエ変換部による変換後のデータ群に含まれるデータのうち所定の手順で定められる値以下のデータに対して当該データの値を元の値より小さくするノィズ除去部と、

前記ノイズ除去部による処理後のデータ群を高速フーリエ変換するフーリエ変換部と、

前記フーリエ変換部による変換後のデータ群を基に前記データ信号を等化する等化部と、

を備えた受信装置。

[2] 前記逆フーリエ変換部は、前記キャリア拡張部によるデータ付加後の帯域の下端力もの 2^N1 (N1は正の整数)個のデータを含むデータ群を逆高速フーリエ変換する第 1逆フーリエ変換部と、前記第 1逆フーリエ変換部による逆高速フーリエ変換の対象となるデータ群と一部重複し、前記データ付加後の帯域の上端力の 2^N2 (N2は正の整数)個のデータを含むデータ群を逆高速フーリエ変換する第 2逆フーリエ変換部と、を有し、

前記ノイズ除去部は、前記第 1逆フーリエ変換部による変換後のデータ群及び前記第 2逆フーリエ変換部による変換後の第 2データ群に対して処理を行い、

前記フーリエ変換部は、前記第 1逆フーリエ変換部による逆高速フーリエ変換で得られ、前記ノイズ除去部による処理が施されたデータ群を高速フーリエ変換する第 1 フーリエ変換部と、前記第 2逆フーリエ変換部による逆高速フーリエ変換で得られ、前記ノイズ除去部による処理が施されたデータ群を高速フーリエ変換する第 2フーリェ変換部と、を有し、

前記受信装置は、前記第 1フーリエ変換部による変換後のデータ群と前記第 2フーリエ変換部による変換後のデータ群とを合成する合成部を更に備え、

前記等化部は、前記合成部による合成後のデータ群に含まれるデータを基に前記データ信号の等化を行う請求項 1記載の受信装置。

[3] 前記合成部は、前記第 1フーリエ変換部による変換後のデータ群と前記第 2フーリェ変換部による変換後のデータ群とが重複する帯域の所定の周波数以下の帯域では前記第 1フーリエ変換部による変換後のデータ群に含まれるデータを選択し、前記所定の周波数を超える帯域では前記第 2フーリエ変換部による変換後のデータ群に含まれるデータを選択することによって、前記第 1フーリエ変換部による変換後のデータ群と前記第 2フーリエ変換部によるデータ群とを切り替え合成する請求項 2記載の受信装置。

[4] 前記キャリア拡張部は、前記帯域の下端の外側のデータの付加を当該下端のデータの値と同じ値のデータを付加することによって行、、前記帯域の上端の外側のデ一タの付カ卩を当該上端のデータの値と同じ値のデータを付加することによって行う請求項 1記載の受信装置。

[5] 前記ノイズ除去部は、前記所定の手順で定められる値以下のデータに対して当該データの値をゼロにする請求項 1記載の受信装置。

[6] 前記分散パイロット信号を送信側の送信時の分散パイロット信号で除算する除算部を更に備え、

前記キャリア拡張部は、前記除算部による除算結果力なるデータ群に対してデータを付加する請求項 1記載の受信装置。

[7] 前記分散パイロット信号を送信側の送信時の分散パイロット信号で除算する除算部と、

前記除算部による除算結果をシンボル方向に補間処理することによって、分散パイロット信号が挿入されるサブキャリアの信号位置の伝送路特性を示すデータを算出するシンボル補間部と、を更に備え、

前記キャリア拡張部は、前記シンボル補間部による補間結果力なるデータ群に対してデータを付加する請求項 1記載の受信装置。

[8] 前記分散パイロット信号を送信側の送信時の分散パイロット信号で除算する除算部と、

前記除算部による除算結果をシンボル方向及びキャリア方向に補間処理することによって、全サブキャリアに対する伝送路特性を示すデータを算出する補間部と、を更に備え、

前記キャリア拡張部は、前記補間部による算出結果力なるデータ群に対してデータを付加する請求項 1記載の受信装置。

[9] OFDM信号の所定のサブキャリアに挿入された分散ノィロット信号を基に当該 OF

DM信号に含まれるデータ信号を等化する受信装置において、

前記分散パイロット信号を送信側の送信時の分散パイロット信号で除算する除算部と、

同じシンボルの前記除算部による除算結果の一部の 2^N (Nは正の整数)個のデータカなるデータ群を逆高速フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、

前記逆フーリエ変換部による変換後のデータ群のうち所定の手順で定められる値以下のデータに対して当該データの値を小さくするノイズ除去部と、

前記ノイズ除去部によるノイズ除去後のデータ群を高速フーリエ変換するフーリエ変換部と、

前記除算部による除算結果の前記一部を除くデータと前記フーリエ変換部によるフ一リエ変換後のデータ力なるデータ群をシンボル方向及びキャリア方向に補間処理することによって、全サブキャリアに対する伝送路特性を示すデータを算出する補間部と、

前記補間部により補間処理が行われた後のデータ群を基に前記データ信号を等化する等化部と、

を備えた受信装置。

[10] OFDM信号の所定のサブキャリアに挿入される分散パイロット信号を基に当該 OF DM信号に含まれるデータ信号を等化する集積回路において、前記分散パイロット信号を基に得られる同じシンボルの伝送路特性を示すデータからなるデータ群の帯域の下端の外側に当該下端のデータの値を基にデータを付カロすると共に、その帯域の上端の外側に当該上端のデータの値を基にデータを付加するキャリア拡張回路と、

前記キャリア拡張回路により付加されたデータを含む 2^N (Nは正の整数)個のデータカなるデータ群を逆高速フーリエ変換する逆フーリエ変換回路と、

前記逆フーリエ変換回路による変換後のデータ群に含まれるデータのうち所定の手順で定められる値以下のデータに対して当該データの値を元の値より小さくするノィズ除去回路と、

前記ノイズ除去回路による処理後のデータ群を高速フーリエ変換するフーリエ変換回路と、

前記フーリエ変換回路による変換後のデータ群を基に前記データ信号を等化する等化回路と、

を備えた集積回路。

OFDM信号の所定のサブキャリアに挿入される分散パイロット信号を基に当該 OF DM信号に含まれるデータ信号を等化する受信方法において、

前記分散パイロット信号を基に得られる同じシンボルの伝送路特性を示すデータからなるデータ群の帯域の下端の外側に当該下端のデータの値を基にデータを付カロすると共に、その帯域の上端の外側に当該上端のデータの値を基にデータを付加するキャリア拡張手順と、

前記キャリア拡張手順により付加されたデータを含む 2^N (Nは正の整数)個のデータカなるデータ群を逆高速フーリエ変換する逆フーリエ変換手順と、

前記逆フーリエ変換手順における変換後のデータ群に含まれるデータのうち所定の手順で定められる値以下のデータに対して当該データの値を元の値より小さくするノイズ除去手順と、

前記ノイズ除去手順における処理後のデータ群を高速フーリエ変換するフーリエ変換手順と、前記フーリエ変換手順による変換後のデータ群を基に前記データ信号を等化する等化手順と、

を有する受信方法。