WO2014017137A1 - 受信装置、送受信端末、伝搬遅延時間測定方法およびコンピュータプログラム - Google Patents

受信装置、送受信端末、伝搬遅延時間測定方法およびコンピュータプログラム Download PDF

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channel estimation
interpolation
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signal
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孝志 望月
正浩 坪島
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日本電気株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a receiving device, a transmitting / receiving terminal, a propagation delay time measuring method, and a computer program.
  • OFDM orthogonal frequency division modulation
  • LTE Long Term Evolution
  • 3GPP 3rd Generation Partnership Project
  • OFDM is a scheme in which a band to be used is divided into a plurality of subcarriers, and each data symbol is assigned to each subcarrier for transmission. Since subcarriers are arranged so as to be orthogonal to each other on the frequency axis, OFDM is excellent in frequency utilization efficiency. In addition, since each subcarrier has a narrow band, the influence of multipath interference can be suppressed, and high-speed and large-capacity communication can be realized.
  • OFDM orthogonal frequency division modulation
  • a data transmission system using OFDM generally, on the transmitting side, as shown in FIG. 13, known pilot symbols other than the data symbols are inserted at intervals in the frequency direction and the time direction.
  • the amplitude / phase fluctuation of the pilot symbol is detected from the received signal, and the data symbol included in the received signal is demodulated based on the amplitude / phase fluctuation.
  • the amplitude / phase fluctuation detected from the pilot symbols is called a channel estimation value.
  • the cyclic prefix (CP) part is removed from the received signal, and the pilot symbol is extracted by performing fast Fourier transform (FFT: Fast Fourier Transform) according to the effective symbol length of OFDM. Then, the extracted pilot symbol is collated with a known pattern. Thereby, the amplitude and phase fluctuations of the symbol are obtained. This is the channel estimation value.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • a channel domain estimated value converted into the time domain using an inverse fast Fourier transform is called a delay profile.
  • IFFT Inverse Fast Fourier Transform
  • the part with a low level of the delay profile is a part where there is no propagation path or the propagation path is weak, and the noise power is dominant.
  • the noise component can be removed from the original channel estimation value by returning to the frequency domain using FFT. Further, the propagation delay time can be obtained from the power peak position of the delay profile.
  • the obtained propagation delay time is used for transmission timing control. For example, when a mobile station that transmits / receives information to / from a base station through wireless communication executes transmission processing in accordance with the timing of a received signal from the base station, the transmission signal is twice the one-way propagation time at the base station. Received with a time delay of. Since the base station transmits / receives information to / from a plurality of mobile stations, if the distance between the base station and each mobile station is different, the received signals from each mobile station overlap in time, causing interference.
  • the mobile station MS1 receives the reception frame A from the base station BS and transmits the transmission frame a to the base station BS. Further, the mobile station MS2 receives the reception frame B from the base station BS and transmits a transmission frame b to the base station BS. At this time, if the mobile stations MS1 and MS2 transmit the transmission frames a and b as they are in accordance with the timing of signal reception from the base station BS, the respective transmissions from the mobile stations MS1 and MS2 as shown in FIG. The signal is received at the base station BS with a time delay of twice the one-way propagation time.
  • the propagation delay time of the reception frame A in the mobile station MS1 is t 1 and the propagation delay time of the reception frame B in the mobile station MS2 is t 2 .
  • the transmission frame a from the mobile station MS1 is received by the base station BS with a delay of time 2t 1 which is twice the time required for propagation from the base station BS to the mobile station MS1.
  • the transmission frame b from the mobile station MS2 is received by the base station BS with a delay of time 2t 2 which is twice the time required for propagation from the base station BS to the mobile station MS2.
  • the propagation delay time measured at the mobile station MS1 is t 1 and the propagation delay time measured at the mobile station MS2 is t 2 .
  • the mobile station MS1 advances the transmission start timing of the transmission frame a for the reception frame A by a time twice as long as the measured propagation delay time t 1 .
  • the transmission frames from the mobile station MS1 and the mobile station MS2 are received without causing time overlap in the base station BS, and thus without causing interference.
  • a mobile station a transmission / reception terminal used as a mobile station, devices used as a receiving unit thereof, and the like are collectively referred to as “reception devices”.
  • a channel estimation value is obtained.
  • the CP is removed from the received signal (step S21), the FFT according to the effective symbol length of OFDM is performed (step S22), and the pilot symbol is extracted (step S21). S23). The extracted pilot symbol is checked against a known pattern, and the amplitude / phase fluctuation of the symbol is obtained to obtain a channel estimation value (step S24).
  • the channel estimation value in the frequency domain is converted to the time domain by IFFT (step S26), and the power peak position is detected from the obtained delay profile (step S27).
  • the propagation delay time can be obtained from this power peak position.
  • the value of the delay profile is replaced with “0” (step S28), and the frequency component is returned to the frequency domain using FFT (step S29), so that the noise component from the original channel estimation value is obtained. Can be removed.
  • the channel estimation value that is, the number of pilot symbols may not be a power of two.
  • an IFFT having a size larger than the number of samples of the channel estimation value is executed instead of performing the IFFT of the number of samples of the channel estimation value.
  • the channel estimation value is left-justified, and the channel estimation value is interpolated rather than padding zero when the number of samples is insufficient (step S25).
  • the delay profile the signal power in the portion where there is no propagation path is lowered, and the noise component removal processing can be improved (for example, Non-Patent Document 1).
  • Patent Document 1 a technique for removing the influence of noise due to a known sample arrangement pattern by performing IFFT on a sample of a known pattern included in a received signal is also known (for example, Patent Document 1).
  • FIG. 19 shows an example of the channel estimation value in the frequency domain.
  • the I component is indicated by a solid line and the Q component is indicated by a dotted line.
  • FIG. 21 shows the result of extrapolation with the values of the second and second points, and the interpolation with the values of the 202nd and 255th points for the 203rd to 254th points.
  • FIG. 22 shows a power delay profile obtained by performing IFFT on the channel estimation value after interpolation shown in FIG.
  • the power near the 150th point is lower than that in FIG.
  • a power peak occurs. This is because the channel estimation value is interpolated with a smooth line in the frequency domain, and the signal power due to the interpolation is concentrated at the beginning and end of the delay profile.
  • the power peak at the beginning of the delay profile shown in FIG. 22 is a false power peak that has occurred due to the extrapolation and interpolation processes described with reference to FIG.
  • the correct propagation delay time cannot be measured.
  • Patent Document 1 The technique described in Patent Document 1 described above is a technique that removes unnecessary components of the impulse response of the main wave by using a known sample arrangement pattern. As described above, the channel estimation value is calculated in the frequency domain. It is not a technique for dealing with false power peaks in the delay profile that occurs when interpolating.
  • An object of the present invention is to solve the above-described problems and to provide a receiving device, a transmitting / receiving terminal, a propagation delay time measuring method, and a computer program capable of measuring a correct propagation delay time without increasing the number of operations.
  • a receiving apparatus of the present invention is a receiving apparatus that receives a signal transmitted by orthogonal frequency division multiplexing, and uses a pilot symbol arranged on a subcarrier of orthogonal frequency division multiplexing to generate a frequency domain signal.
  • Channel estimation means for obtaining a channel estimation value
  • interpolation means for performing interpolation so that the number of samples of the channel estimation value obtained by the channel estimation means is a power of 2
  • channel estimation values interpolated by the interpolation means in the time domain Conversion means for obtaining a delay profile by conversion
  • power peak position detection means for obtaining a propagation delay time of a transmitted signal by detecting a power peak position of the delay profile
  • the power peak position detection means by an interpolation means Refer to the signal power of the interpolated part to detect the appropriate power peak position on the delay profile.
  • a transmission / reception terminal is a transmission / reception terminal that transmits / receives data to / from a base station. It is characterized by providing.
  • the method for measuring propagation delay time is a method for receiving a signal transmitted by orthogonal frequency division multiplexing and measuring the propagation delay time, from a pilot symbol arranged in a subcarrier of orthogonal frequency division multiplexing to a frequency domain.
  • Channel estimation step for obtaining a channel estimation value of the channel an interpolation step for performing interpolation so that the number of samples of the channel estimation value obtained in the channel estimation step is a power of 2, and the channel estimation value interpolated in the interpolation step in the time domain
  • the peak position detection step an interpolation step is performed. Refer to the signal power of the part interpolated with And detecting a peak power position.
  • the computer program of the present invention is installed in a computer of a receiving apparatus that receives a signal transmitted by orthogonal frequency division multiplexing, so that the frequency from pilot symbols arranged on the subcarriers of orthogonal frequency division multiplexing is transmitted to the computer.
  • a conversion step for obtaining a delay profile by converting into a region and a signal power of a portion interpolated in the interpolation step are referred to, an appropriate power peak position on the delay profile is detected, and a propagation delay time of the transmitted signal is obtained.
  • a power peak position detection step To.
  • a correct propagation delay time can be measured.
  • FIG. 23 is a diagram showing an example of a power delay profile obtained by subtracting the signal power in the time domain of the interpolation part in FIG. 3 from the power delay profile in FIG. 22. It is a flowchart for demonstrating the process which a transmission / reception terminal performs. It is a figure which shows the example of the channel estimated value in a frequency domain when a propagation path exists at the head of a delay profile.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating an example of a power delay profile obtained by subtracting the signal power in the time domain of the interpolation portion in FIG. 10 from the delay profile in FIG. 9. It is a figure for demonstrating the modification of a channel estimation part.
  • the transmission / reception terminal includes components related to processing of received data, generation of data to be transmitted, and the like, but these are publicly known and description thereof is omitted here.
  • This transmission / reception terminal includes an RF (Radio Frequency) unit 11, a timing extraction unit 12, a CP (Cyclic Prefix) removal unit 13, an FFT unit 14, a channel estimation unit 15, and a demodulation unit 16 as a reception unit or a reception device.
  • the transmission / reception terminal includes the transmission unit 17 and the transmission timing adjustment unit 18 as a part of the transmission unit or the transmission device, sharing the RF unit 11 with the reception unit or the reception device.
  • the RF unit 11 receives the downlink signal, supplies the downlink signal to the timing extraction unit 12 and the CP removal unit 13, and transmits the uplink signal according to the timing adjusted by the transmission timing adjustment unit 18.
  • the timing extraction unit 12 extracts the timing at which the reception power is maximized from the reception signal supplied from the RF unit 11 and supplies the extracted timing to the CP removal unit 13.
  • the timing at which the reception power becomes maximum coincides with the propagation time if the propagation environment is one path, but does not coincide with the propagation time in a complicated propagation environment.
  • the CP removal unit 13 removes the CP from the reception signal supplied from the RF unit 11 based on the timing supplied from the timing extraction unit 12 and supplies the CP to the FFT unit 14.
  • the FFT unit 14 performs FFT according to the effective symbol length of OFDM on the received signal after CP removal supplied from the CP removal unit 13 and converts the received signal into a frequency domain, and performs channel estimation unit 15 and demodulation unit 16.
  • the channel estimation unit 15 obtains a channel estimation value based on a pilot symbol inserted at a specific time / frequency position from among the signals expanded in the frequency domain supplied from the FFT unit 14 and supplies the channel estimation value to the demodulation unit 16
  • the delay profile is calculated to measure the propagation delay time and supplied to the transmission timing adjustment unit 18.
  • the demodulation unit 16 demodulates the data portion of the signal expanded in the frequency domain supplied from the FFT unit 14 using the channel estimation value obtained by the channel estimation unit 15.
  • the transmission processing unit 17 converts the data to be transmitted into an uplink signal and supplies it to the transmission timing adjustment unit 18.
  • the transmission timing adjustment unit 18 supplies the uplink signal supplied from the transmission processing unit 17 to the RF unit 11 with the transmission timing advanced by the propagation delay time supplied from the channel estimation unit 15.
  • the channel estimation unit 15 included in the transmission / reception terminal 11 described with reference to FIG. 1 and executing the propagation delay time measurement process will be described.
  • the channel estimation unit 15 includes a pilot symbol extraction unit 21, a channel estimation processing unit 22, a frequency domain interpolation processing unit 23, an IFFT processing unit 24, an interpolation signal unit power calculation unit 25, and a power peak position detection unit 26.
  • the pilot symbol extraction unit 21 extracts pilot symbols from the frequency domain signal output from the FFT unit 14 and supplies the pilot symbols to the channel estimation processing unit 22.
  • the channel estimation processing unit 22 performs channel estimation by comparing the pilot symbols extracted by the pilot symbol extraction unit 21 with a known pattern, and supplies the obtained channel estimation value to the frequency domain interpolation processing unit 23. To the demodulator 16 described above.
  • the frequency domain interpolation processing unit 23 has been described with reference to FIG. 21, for example, so that the number of samples of the channel estimation value is a power of 2 with respect to the channel estimation value obtained by the processing of the channel estimation processing unit 22. In this way, the interpolation of the portion where the number of samples of the frequency domain channel estimation value is insufficient is executed.
  • description will be made assuming that the channel estimation value after interpolation described above is obtained using FIG.
  • the frequency domain interpolation processing unit 23 supplies the obtained channel estimation value to the IFFT processing unit 24 and the interpolation signal unit power calculation unit 25.
  • the IFFT processing unit 24 performs IFFT on the channel estimation value in which the frequency domain is interpolated by the frequency domain interpolation processing unit 23 to obtain a delay profile.
  • description will be made assuming that the above-described delay profile is obtained using FIG.
  • the IFFT processing unit 24 supplies the obtained delay profile to the power peak position detection unit 26.
  • Interpolation signal unit power calculation unit 25 performs IFFT of the same size as the delay profile on the signal of the interpolation unit, and calculates the signal power. Specifically, the interpolation signal unit power calculation unit 25 calculates the signal power in the time domain of the interpolation part of the frequency domain executed by the frequency domain interpolation processing unit 23.
  • As a method of calculating the signal power in the time domain by the interpolation part for example, there is a method of converting the waveform of the interpolation part into the time domain by IFFT with the same size as the delay profile.
  • FIG. 3 shows the signal power in the time domain calculated by IFFT of the waveform of the interpolation part (from the 201st point to the 256th point) in FIG.
  • the interpolation signal unit power calculation unit 25 supplies the calculated signal power of the interpolation part to the power peak position detection unit 26.
  • the power peak position detection unit 26 detects the power peak value by subtracting the signal power of the interpolation portion from the delay profile obtained by IFFT. Specifically, the power peak position detection unit 26 subtracts the signal power in the time domain of the interpolation part of FIG. 3 supplied from the interpolation signal unit power value calculation unit 25 from the delay profile supplied from the IFFT processing unit 24. Thus, the power waveform shown in FIG. 4 is obtained. By detecting the power peak position from this power waveform, the propagation delay time can be obtained.
  • FIG. 4 shows the decibel value expressed by subtracting the power value of FIG. 3 from the power value of FIG.
  • the power value in FIG. 3 is larger than the value in FIG. 21, the power value is 0, and in FIG. 4, the negative lower limit value is set. If the peak position is measured using FIG. 4, the propagation delay time is not erroneously measured due to a false power peak generated at the head of the delay profile. Even when the channel estimation value is interpolated, the channel estimation unit 15 can measure the correct propagation delay time without erroneously measuring the propagation delay time.
  • the processing described here includes not only processing by the channel estimation unit 15 but also processing by the timing extraction unit 12, CP removal unit 13, and FFT unit 4.
  • the CP removing unit 13 removes the CP from the received signal based on the timing supplied from the timing extracting unit 12 (step S1).
  • the FFT unit 14 performs FFT according to the effective symbol length of OFDM on the received signal after CP removal (step S2).
  • the pilot symbol extraction unit 21 in the channel estimation unit 15 extracts pilot symbols from the frequency domain signal output from the FFT unit 14 (step S3).
  • the channel estimation processing unit 22 performs channel estimation by collating the pilot symbols extracted by the pilot symbol extracting unit 21 with a known pattern (step S4).
  • the frequency domain interpolation processing unit 23 performs frequency domain interpolation on the channel estimation value obtained by the channel estimation processing unit 22 so that the number of samples of the channel estimation value is a power of 2 (step S5). .
  • the IFFT processing unit 24 performs IFFT on the channel estimation value whose frequency domain has been interpolated by the frequency domain interpolation processing unit 23 (step S6), and obtains a delay profile.
  • the interpolation signal unit power calculation unit 25 converts the waveform of the frequency domain interpolation portion executed by the frequency domain interpolation processing unit 23 into the time domain by executing IFFT having the same size as the delay profile.
  • the signal power of this part is calculated (step S7).
  • the power peak position detector 26 detects the power peak position of the delay profile, and obtains the propagation delay time of the transmitted signal (step S8). At this time, the power peak position detector 26 detects an appropriate power peak position on the delay profile with reference to the signal power of the portion interpolated in step S7 in step S8.
  • FIG. 6 is an example of the channel estimation value in the frequency domain when the propagation path is at the head of the delay profile.
  • IFFT of FIG. 6 is performed, the power delay profile of FIG. 7 is obtained.
  • the frequency domain interpolation processing unit 23 extrapolates the 201st and 202nd points with the values of the 199th and 200th points among the 56 points after the channel estimation value of FIG.
  • the point and the 256th point are waveforms obtained by extrapolating with the values of the first and second points, and the points 203 to 254 are interpolated with the values of the 202nd and 255th points.
  • 10 is a power delay profile of the interpolation signal from the 201st point to the 256th point in FIG. 8 obtained by the interpolation signal unit power value calculation unit 25.
  • the power peak position detection unit 26 can obtain a power waveform as shown in FIG. 11 by subtracting the power value of FIG. 10 from FIG. In the power waveform of FIG. 11, the propagation path at the head of the delay profile can be obtained as the power peak position.
  • the power peak position detection unit 26 when a false power peak generated by extrapolation / interpolation processing occurs at the head, is shown in FIGS. 3 and 4. As described with reference to FIG. 6, not only the false peak portion can be deleted, but also as shown in FIGS. 6 to 11, even if the propagation path is at the head of the delay profile, never miss the first propagation path.
  • the propagation delay time is measured from the delay profile obtained by IFFT of the channel estimation value, the power at the beginning and the last part of the delay profile is increased by interpolating the channel estimation value in the frequency domain. According to the embodiment described above, it is possible to measure the correct propagation delay time without erroneous measurement of the propagation delay time for such a phenomenon of the delay profile.
  • FIG. 12 shows a modification of the channel estimation unit 15.
  • This modification is a modification of the configuration shown in FIG. 2 in order to perform processing using only the beginning of the time waveform of the interpolation part.
  • the channel estimation unit 15 includes a pilot symbol extraction unit 21, a channel estimation processing unit 22, and an IFFT processing unit 24, similarly to the configuration shown in FIG. Further, the channel estimation unit 15 includes a frequency domain interpolation processing unit 23a instead of the frequency domain interpolation processing unit 23 illustrated in FIG. 2, an interpolation signal unit power calculation unit 25a instead of the interpolation signal unit power calculation unit 25, and a power peak position. Instead of the detection unit 26, a power peak position detection unit 26a is provided.
  • the channel estimation value is M points and is converted into the time domain by N points of IFFT. M ⁇ N.
  • the frequency domain interpolation processing unit 23 a includes an interpolation signal generation unit 31.
  • the interpolation signal generation unit 31 receives channel estimation values at M points in the frequency domain from the channel estimation processing unit 22 and interpolates the channel estimation values to the right by NM points.
  • the NM point interpolation signal is supplied to the IFFT processing unit 24 together with the channel estimation value of the M point frequency domain, and only the interpolation signal is supplied to the interpolation signal unit power calculation unit 25a.
  • the IFFT processing unit 24 performs an IFFT on the M-point frequency domain channel estimation values and the NM-point interpolation signals supplied from the frequency domain interpolation processing unit 23a to obtain a delay profile. This delay profile is supplied to the power peak position detector 26a.
  • the interpolation signal unit power calculation unit 25 a includes a left end calculation unit 32 of N-point IFFT and a power value calculation unit 33.
  • the left end calculation unit 32 of the N point IFFT receives the input of the NM point interpolation signal from the frequency domain interpolation processing unit 23a, and calculates the left end L point of the IFFT having the size of N points. As a result, a delay profile corresponding to the leftmost L point when the interpolation signal is IFFT is obtained.
  • the power calculation unit 33 uses this delay profile to obtain the power value of each point for the left end L point when the interpolation signal is IFFTed. This power value is supplied to the power peak position detector 26a.
  • the power peak position detection unit 26a includes a power value calculation unit 34, a subtraction processing unit 35, and a peak position detection unit 36.
  • the power value calculator 34 calculates the power value of the N-point delay profile supplied from the IFFT processor 24.
  • the subtraction processing unit 35 uses the power value for a predetermined L point from the left end of the delay profile supplied from the power value calculation unit 34 and the left end L point of the interpolation signal supplied from the interpolation signal unit power calculation unit 25a. The power value at each point is subtracted.
  • the peak position detection unit 36 is based on the power value for the L point supplied from the subtraction processing unit 35 and the right NL point of the power value for the N point supplied from the power value calculation unit 34. , To detect the peak position. In other words, the peak position detection unit 36 converts the left L point of the power value for N points supplied from the power value calculation unit 34 to the power value for L point supplied from the subtraction processing unit 35. Instead, the peak position is detected from this waveform.
  • the extent to which the head portion of the power delay profile is calculated as the L point depends on the ratio between the interpolation portion and the IFFT size and the smoothness of the interpolation waveform. For example, when the interpolation portion is 1/5 to 1/4 of the IFFT size, it is preferable that the size is about 1/64 of the IFFT size. When the IFFT size is 256, it is about 4 samples. On the other hand, if the interpolation part is close to 1/2 of the IFFT size, the first 2 to 3 samples of the time waveform are calculated. If the interpolation part is sufficiently smaller than the IFFT size, the signal power of the interpolation part may not be taken into consideration.
  • the propagation delay time may be measured by removing the head of the delay profile without calculating the signal power by the interpolation part.
  • a delay obtained by IFFT without interpolating the channel estimation value in the frequency domain.
  • a profile may be calculated separately and the propagation delay time may be measured.
  • the present invention is not limited to such a transmission / reception terminal, but can be widely applied to a reception apparatus using OFDM as a communication method, a transmission / reception apparatus having such a reception apparatus, a reception terminal, and the like.
  • the series of processes described above can be executed by hardware or software.
  • a program constituting the software executes various functions by installing a computer incorporated in dedicated hardware or various programs. For example, it is installed from a program recording medium in a general-purpose personal computer or the like.
  • the program executed by the computer may be a program that is processed in time series in the order described in this specification, or in parallel or at a necessary timing such as when a call is made. It may be a program for processing.

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Abstract

　周波数領域でチャネル推定値を補間した場合においても、正しい伝搬遅延時間を測定するようにする。 【解決手段】本発明の受信装置は、ＯＦＤＭのサブキャリアに配置されたパイロットシンボルから周波数領域のチャネル推定値を求めるチャネル推定手段と、チャネル推定手段により求められたチャネル推定値のサンプル数が２のべき乗になるように補間する補間手段と、補間手段により補間されたチャネル推定値を時間領域に変換して遅延プロファイルを求める変換手段と、遅延プロファイルの電力ピーク位置を検出して伝搬遅延時間を求める電力ピーク位置検出手段とを備え、電力ピーク位置検出手段は、補間手段により補間された部分の信号電力を参照して、遅延プロファイル上の適切な電力ピーク位置を検出する。

Description

受信装置、送受信端末、伝搬遅延時間測定方法およびコンピュータプログラム
　本発明は、受信装置、送受信端末、伝搬遅延時間測定方法およびコンピュータプログラムに関する。
　次世代通信方式として、３ＧＰＰ（３ｒｄ　Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ　Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ　Ｐｒｏｊｅｃｔ）で議論されているＬＴＥ（Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）に代表されるような直交周波数分割変調（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）を用いた通信方式が注目されている。ＯＦＤＭは、使用する帯域を複数のサブキャリアに分割し、それぞれのサブキャリアに各データシンボルを割り当てて送信を行う方式である。サブキャリアが周波数軸上で互いに直交するように配置されるため、ＯＦＤＭは、周波数利用効率に優れている。また、１つ１つのサブキャリアは狭帯域となるため、マルチパス干渉の影響を抑えることができ、高速大容量通信を実現することができる。
　ＯＦＤＭを用いたデータ伝送方式では、一般に、送信側において、図１３に示されるように、データシンボル以外に既知のパイロットシンボルを、周波数方向および時間方向に間隔をあけて挿入する。受信側では、受信信号からパイロットシンボルの振幅・位相変動を検出し、その振幅・位相変動に基づいて、受信信号に含まれるデータシンボルを復調する。パイロットシンボルから検出された振幅・位相変動は、チャネル推定値と呼ばれる。
　チャネル推定値を求めるには、受信信号からサイクリックプレフィックス（ＣＰ：Ｃｙｃｌｉｃ　Ｐｒｅｆｉｘ）部を除去し、ＯＦＤＭの有効シンボル長に合わせた高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を行ってパイロットシンボルを抽出し、抽出したパイロットシンボルを既知のパターンと照合する。これにより、そのシンボルの振幅・位相変動が求められる。これをチャネル推定値とする。
　周波数領域のチャネル推定値を、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ　Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を用いて時間領域に変換したものは、遅延プロファイルと呼ばれる。遅延プロファイルには、伝送路の伝搬パスに対応して電力のピークが生ずる。遅延プロファイルのレベルの低い部分は、伝搬パスがないか、伝搬パスが弱い部分で、雑音電力が支配的になっている。そのようなレベルの低い部分の遅延プロファイルの値を「０」に置き換えた後、ＦＦＴを用いて周波数領域に戻すことにより、元のチャネル推定値から雑音成分を除去することができる。また、遅延プロファイルの電力ピーク位置より、伝搬遅延時間を求めることができる。
　求められた伝搬遅延時間は、送信タイミング制御に用いられる。例えば、無線通信により基地局と情報を送受信する移動局が、基地局からの受信信号のタイミングにそのまま合わせて送信処理を実行すると、その送信信号は、基地局において、片道の伝搬時間の２倍の時間遅れて受信される。基地局は、複数の移動局と情報を送受信しているので、基地局とそれぞれの移動局との距離が異なると、各移動局からの受信信号に時間的な重なりが生じ、干渉が起こる。
　図１４および図１５を参照して、移動局が、基地局からの受信信号のタイミングにそのまま合わせて送信処理を実行した場合に発生する干渉について説明する。ここでは、簡単のため、ひとつの基地局ＢＳ（Ｂａｓｅ　Ｓｔａｔｉｏｎ）と、２つの移動局ＭＳ１，ＭＳ２（Ｍｏｂｉｌｅ　Ｓｔａｔｉｏｎ）との間の送受信を例に説明する。
　図１４に示すように、移動局ＭＳ1が、基地局ＢＳから受信フレームＡを受信し、基地局ＢＳに送信フレームａを送信するものとする。また、移動局ＭＳ２は、基地局ＢＳから受信フレームＢを受信し、基地局ＢＳに送信フレームｂを送信するものとする。このとき、移動局ＭＳ１，ＭＳ２が、基地局ＢＳからの信号受信のタイミングに合わせてそのまま送信フレームａ，ｂを送信すると、図１５に示されるように、移動局ＭＳ１，ＭＳ２からのそれぞれの送信信号が、基地局ＢＳにおいて、片道の伝搬時間の２倍の時間遅れて受信される。
　ここで、移動局ＭＳ１における受信フレームＡの伝搬遅延時間がｔ1、移動局ＭＳ２における受信フレームＢの伝搬遅延時間がｔ2であるとする。移動局ＭＳ１からの送信フレームａは、基地局ＢＳから移動局ＭＳ１への伝搬に要する時間の２倍である時間２ｔ1だけ遅れて、基地局ＢＳで受信される。また、移動局ＭＳ２からの送信フレームｂは、基地局ＢＳから移動局ＭＳ２への伝搬に要する時間の２倍である時間２ｔ2だけ遅れて、基地局ＢＳで受信される。ここで、基地局ＢＳと移動局ＭＳ１との距離と、基地局ＢＳと移動局ＭＳ２との距離とが異なる場合、それぞれの伝搬に要する時間は異なる（ｔ1≠ｔ2）。このため、基地局ＢＳでは、移動局ＭＳ１からの送信フレームａと、移動局ＭＳ２からの送信フレームｂとに、時間的な重なりが生じ、干渉が起こる。
　次に、図１６および図１７を参照して、移動局ＭＳ１および移動局ＭＳ２のそれぞれにおける送信タイミングの調整について説明する。
　移動局ＭＳ１で測定された伝搬遅延時間がｔ1、移動局ＭＳ２で測定された伝搬遅延時間がｔ2であるとする。このとき、移動局ＭＳ１は、図１６に示すように、受信フレームＡに対する送信フレームａの送信開始タイミングを、測定された伝搬遅延時間ｔ1の２倍の時間だけ早める。また、移動局ＭＳ２は、図１６に示すように、受信フレームＢに対する送信フレームｂの送信開始タイミングを、測定された伝搬遅延時間ｔ2の２倍の時間だけ早める。これにより、図１７に示すように、移動局ＭＳ１および移動局ＭＳ２からのそれぞれの送信フレームは、基地局ＢＳにおいて時間的な重なりを生ずることがなく、したがって干渉を起こすことなく受信される。
　図１８のフローチャートを参照して、伝搬遅延時間の測定について説明する。以下では、移動局、移動局として用いられる送受信端末、およびそれらの受信部として用いられる装置などを総称して、「受信装置」と呼ぶことにする。
　伝搬遅延時間を測定するためには、まず、チャネル推定値を求める。チャネル推定値を求めるためには、上述したように、受信信号からＣＰを除去し（ステップＳ２１）、ＯＦＤＭの有効シンボル長に合わせたＦＦＴを行って（ステップＳ２２）、パイロットシンボルを抽出する（ステップＳ２３）。抽出したパイロットシンボルを既知のパターンと照合し、そのシンボルの振幅・位相変動を求めることで、チャネル推定値が得られる（ステップＳ２４）。
　チャネル推定値から伝搬遅延時間を測定するには、周波数領域のチャネル推定値をＩＦＦＴにより時間領域に変換し（ステップＳ２６）、得られた遅延プロファイルから電力ピーク位置を検出する（ステップＳ２７）。この電力ピーク位置により、伝搬遅延時間を求めることができる。
　また、遅延プロファイルのレベルの低い部分については、遅延プロファイルの値を「０」に置き換え（ステップＳ２８）、ＦＦＴを用いて周波数領域に戻す（ステップＳ２９）ことにより、元のチャネル推定値から雑音成分を除去することができる。
　周波数領域のチャネル推定値をＩＦＦＴするとき、チャネル推定値、すなわち、パイロットシンボルの数が、２のべき乗でないことがある。そのようなときには、チャネル推定値のサンプル数のＩＦＦＴを実行するのではなく、チャネル推定値のサンプル数より大きいサイズのＩＦＦＴを実行する。その際、チャネル推定値は前詰めし、サンプル数が足りない部分は０を埋めるのではなく、チャネル推定値を補間する（ステップＳ２５）。これにより、遅延プロファイルにおいて、伝搬パスがない部分の信号電力が下がって、雑音成分の除去処理を改善することができる（例えば、非特許文献１）。
　また、遅延プロファイルを求める技術として、受信信号に含まれる既知パターンのサンプルをＩＦＦＴすることで、既知のサンプルの配置パターンによるノイズの影響を取り除く技術も知られている（例えば、特許文献１）。
２００６年電子情報通信学会総合大会、講演番号Ｂ－５－９４
特開２０００－１３４１７６号公報
　周波数領域のチャネル推定値のサンプル数が２のべき乗となるように補間し、ＩＦＦＴにより時間領域に変換して遅延プロファイルを求めると、補間の影響により、遅延プロファイルの先頭に、実際には存在しない電力ピークが生ずることがある。これでは、遅延プロファイルの電力ピーク位置から正しい伝搬遅延時間を測定することができなくなってしまう。
　図１９に、周波数領域でのチャネル推定値の例を示す。図１９以下、周波数領域でのチャネル推定値の例の図においては、Ｉ成分を実線、Ｑ成分を点線にて示す。
　図１９の例においては、チャネル推定値は２００点あり、２５６点のＩＦＦＴを行うために後ろの５６点は０で埋めている。図１９に示される周波数領域でのチャネル推定値に対してＩＦＦＴを実行すると、図２０に示される電力遅延プロファイルが得られる。図２０の例では、２４点目と４５点目に伝搬パスに対応する電力ピークが発生している。
　サンプル数の足りない部分に０を埋めた図１９および図２０に対して、サンプル数が足りない部分を補間する場合について、図２１および図２２を用いて説明する。
　図１９に示されたチャネル推定値の最終部分の５６点のうち、２０１点目と２０２点目は１９９点目と２００点目の値で外挿補間し、２５５点目と２５６点目は１点目と２点目の値で外挿補間し、２０３点目から２５４点目は２０２点目と２５５点目の値で内挿補間したものを図２１に示す。そして、図２１に示される補間後のチャネル推定値に対してＩＦＦＴが実行されて得られる電力遅延プロファイルを図２２に示す。
　図２１に示される補間後のチャネル推定値に対してＩＦＦＴを実行した図２２に示される遅延プロファイルにおいては、図２０と比較して、１５０点目付近の電力は低くなるが、遅延プロファイルの先頭に、電力のピークが発生してしまう。これはチャネル推定値を周波数領域で滑らかな線で補間したために、遅延プロファイルでは先頭および最後の部分に補間による信号の電力が集中するためである。しかしながら、図２０に示されるように、この例における遅延プロファイルの先頭には実際には伝搬パスは存在しない。すなわち、図２２に示される遅延プロファイルの先頭の電力ピークは、図２１を用いて説明した外挿および内挿の補間処理のために発生してしまった偽の電力ピークである。遅延プロファイルから伝搬遅延時間を測定する場合、図２２のように偽の電力ピークが存在すると、正しい伝搬遅延時間を測定することはできない。
　また、上述した特許文献１に記載の技術は、既知のサンプルの配置パターンを用いて、主波のインパルス応答の不要な成分を除去する技術であり、上述のようにチャネル推定値を周波数領域で補間するときに生ずる遅延プロファイルの偽の電力ピークに対処する技術ではない。
　本発明は、上記課題を解決し、演算回数を増やすことなく、正しい伝搬遅延時間を測定することができる受信装置、送受信端末、伝搬遅延時間測定方法およびコンピュータプログラムを提供することを目的とする。
　上記課題を解決するために、本発明の受信装置は、直交周波数分割多重方式で伝送された信号を受信する受信装置であり、直交周波数分割多重のサブキャリアに配置されたパイロットシンボルから周波数領域のチャネル推定値を求めるチャネル推定手段と、チャネル推定手段により求められたチャネル推定値のサンプル数が２のべき乗になるように補間する補間手段と、補間手段により補間されたチャネル推定値を時間領域に変換して遅延プロファイルを求める変換手段と、遅延プロファイルの電力ピーク位置を検出して伝送された信号の伝搬遅延時間を求める電力ピーク位置検出手段とを備え、電力ピーク位置検出手段は、補間手段により補間された部分の信号電力を参照して、遅延プロファイル上の適切な電力ピーク位置を検出することを特徴とする。
　本発明の送受信端末は、基地局との間でデータの送受信を行う送受信端末であり、上述の受信装置を受信部として備え、伝搬遅延時間に基づいて基地局への送信タイミングを調整する手段を備えることを特徴とする。
　本発明の伝搬遅延時間測定方法は、直交周波数分割多重方式で伝送された信号を受信してその伝搬遅延時間を測定する方法において、直交周波数分割多重のサブキャリアに配置されたパイロットシンボルから周波数領域のチャネル推定値を求めるチャネル推定ステップと、チャネル推定ステップで求められたチャネル推定値のサンプル数が２のべき乗になるように補間する補間ステップと、補間ステップで補間されたチャネル推定値を時間領域に変換して遅延プロファイルを求める変換ステップと、遅延プロファイルの電力ピーク位置を検出して伝送された信号の伝搬遅延時間を求める電力ピーク位置検出ステップとを有し、ピーク位置検出ステップでは、補間ステップで補間された部分の信号電力を参照して、遅延プロファイル上の適切な電力ピーク位置を検出することを特徴とする。
　本発明のコピュータプログラムは、直交周波数分割多重方式で伝送された信号を受信する受信装置のコンピュータにインストールされることにより、そのコンピュータに、直交周波数分割多重のサブキャリアに配置されたパイロットシンボルから周波数領域のチャネル推定値を求めるチャネル推定ステップと、チャネル推定ステップで求められたチャネル推定値のサンプル数が２のべき乗になるように補間する補間ステップと、補間ステップで補間されたチャネル推定値を時間領域に変換して遅延プロファイルを求める変換ステップと、補間ステップで補間された部分の信号電力を参照し、遅延プロファイル上の適切な電力ピーク位置を検出して伝送された信号の伝搬遅延時間を求める電力ピーク位置検出ステップとを実行させることを特徴とする。
　本発明によれば、正しい伝搬遅延時間を測定することができる。
送受信端末の構成について説明するための図である。 チャネル推定部について説明するための図である。 補間の波形をＩＦＦＴして得られる時間領域の信号電力を示す図である。 図２２の電力遅延プロファイルから図３の補間部分の時間領域の信号電力を減算して得られる電力遅延プロファイルの例を示す図である。 送受信端末が実行する処理について説明するためのフローチャートである。 伝搬パスが遅延プロファイルの先頭にあった場合の周波数領域でのチャネル推定値の例を示す図である。 伝搬パスが遅延プロファイルの先頭にあった場合の電力遅延プロファイルの例を示す図である。 補間処理を行った場合の周波数領域でのチャネル推定値の例を示す図である。 補間処理を行った場合の電力遅延プロファイルの例を示す図である。 図８の２０１点目から２５６点目の補間信号の時間領域での信号電力の図である。 図９の遅延プロファイルから図１０の補間部分の時間領域の信号電力を減算して得られる電力遅延プロファイルの例を示す図である。 チャネル推定部の変形例について説明するための図である。 パイロットシンボルについて説明するための図である。 移動局で送信タイミングの調整を行わない場合の情報の送受信について説明するための図である。 移動局で送信タイミングの調整を行わない場合の情報の送受信について説明するための図である。 伝搬遅延時間の測定結果に基づいて移動局で送信タイミングを調整して送信する場合について説明するための図である。 伝搬遅延時間の測定結果に基づいて移動局で送信タイミングを調整して送信する場合について説明するための図である。 従来の処理について説明するための図である。 周波数領域でのチャネル推定値の例を示す図である。 電力遅延プロファイルの例を示す図である。 補間処理を行った場合の周波数領域でのチャネル推定値の例を示す図である。 補間処理を行った場合の電力遅延プロファイルの例を示す図である。
　以下、本発明の一実施の形態の送受信端末について、図１～図１２および上述した図２１および図２２を参照して説明する。なお、この送受信端末は、受信したデータの処理や、送信するデータの生成などに関する構成部を備えているが、これらは公知のものであり、ここではその説明は省略する。
　この送受信端末は、受信部あるいは受信装置として、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）部１１、タイミング抽出部１２、ＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ　Ｐｒｅｆｉｘ）除去部１３、ＦＦＴ部１４、チャネル推定部１５、および復調部１６を備える。また、この送受信端末は、送信部あるいは送信装置の一部として、ＲＦ部１１を受信部あるいは受信装置と共用し、送信処理部１７および送信タイミング調整部１８を備える。
　ＲＦ部１１は、下り信号を受信して、タイミング抽出部１２およびＣＰ除去部１３に供給するとともに、送信タイミング調整部１８によって調整されるタイミングに従って、上り信号を送信する。タイミング抽出部１２は、ＲＦ部１１から供給された受信信号から、受信電力が最大になるタイミングを抽出し、ＣＰ除去部１３に供給する。受信電力が最大になるタイミングは、伝搬環境が１パスであれば伝搬時間に一致するが、複雑な伝搬環境においては、伝搬時間に一致するわけではない。ＣＰ除去部１３は、ＲＦ部１１から供給された受信信号から、タイミング抽出部１２から供給されたタイミングに基づいてＣＰを除去し、ＦＦＴ部１４に供給する。ＦＦＴ部１４は、ＣＰ除去部１３から供給されたＣＰ除去後の受信信号に対してＯＦＤＭの有効シンボル長に合わせたＦＦＴを実行して、周波数領域に変換し、チャネル推定部１５および復調部１６に供給する。チャネル推定部１５は、ＦＦＴ部１４から供給された周波数領域に展開された信号のうち、特定の時間・周波数位置に挿入されているパイロットシンボルに基づいてチャネル推定値を求め、復調部１６に供給するとともに、遅延プロファイルを計算して伝搬遅延時間を測定し、送信タイミング調整部１８に供給する。復調部１６は、ＦＦＴ部１４から供給された周波数領域に展開された信号のうちのデータの部分を、チャネル推定部１５において求められたチャネル推定値を用いて復調する。
　送信処理部１７は、送信するデータを上り信号に変換し、送信タイミング調整部１８に供給する。送信タイミング調整部１８は、送信処理部１７から供給された上り信号を、チャネル推定部１５から供給された伝搬遅延時間の分だけ送信タイミングを早めて、ＲＦ部１１に供給する。
　次に、図２を参照して、図１を用いて説明した送受信端末１１に含まれ、伝搬遅延時間測定処理を実行するチャネル推定部１５について説明する
　チャネル推定部１５は、パイロットシンボル抽出部２１、チャネル推定処理部２２、周波数領域補間処理部２３、ＩＦＦＴ処理部２４、補間信号部電力算出部２５、および電力ピーク位置検出部２６を有する。
　パイロットシンボル抽出部２１は、ＦＦＴ部１４の出力する周波数領域の信号からパイロットシンボルを抽出し、チャネル推定処理部２２に供給する。チャネル推定処理部２２は、パイロットシンボル抽出部２１により抽出されたパイロットシンボルを既知のパターンと照合することによりチャネル推定を実行し、得られたチャネル推定値を周波数領域補間処理部２３に供給するとともに、上述した復調部１６に供給する。
　周波数領域補間処理部２３は、チャネル推定処理部２２の処理により得られたチャネル推定値に対して、チャネル推定値のサンプル数が２のべき乗になるように、例えば、図２1を用いて説明したようにして、周波数領域のチャネル推定値のサンプル数が足りない部分の補間を実行する。ここでは、図２１を用いて上述した補間後のチャネル推定値が得られたものとして説明する。周波数領域補間処理部２３は、得られたチャネル推定値を、ＩＦＦＴ処理部２４および補間信号部電力算出部２５に供給する。
　ＩＦＦＴ処理部２４は、周波数領域補間処理部２３により周波数領域が補間されたチャネル推定値に対してＩＦＦＴを実行して、遅延プロファイルを得る。ここでは、図２１を用いて上述した遅延プロファイルが得られたものとして説明する。ＩＦＦＴ処理部２４は、得られた遅延プロファイルを、電力ピーク位置検出部２６に供給する。
　補間信号部電力算出部２５は、補間部分の信号に、遅延プロファイルと同じサイズのＩＦＦＴを施し、その信号電力を算出する。具体的には、補間信号部電力算出部２５は、周波数領域補間処理部２３により実行された周波数領域の補間部分の時間領域の信号電力を算出する。補間部分による時間領域の信号電力を計算する方法としては、例えば、補間部分の波形を、遅延プロファイルと同じサイズでＩＦＦＴして時間領域に変換する方法がある。図３は、図２１の補間部分（２０１点目から２５６点目）の波形をＩＦＦＴして時間領域の信号電力を算出したものである。補間信号部電力算出部２５は、算出された補間部分の信号電力を電力ピーク位置検出部２６に供給する。
　電力ピーク位置検出部２６は、ＩＦＦＴにより求められた遅延プロファイルから、補間部分の信号電力を差し引いて電力ピーク値を検出する。具体的には、電力ピーク位置検出部２６は、ＩＦＦＴ処理部２４から供給された遅延プロファイルから、補間信号部電力値算出部２５から供給された図３の補間部分の時間領域の信号電力を減算して、図４に示される電力波形を得る。この電力波形から電力ピーク位置を検出することで、伝搬遅延時間を求めることができる。
　すなわち、図４は、図２１の電力値から図３の電力値を減算し、デシベル値で表現したものである。図３の電力値が図２１の値より大きいときは、電力値は０とし、図４では負の下限値とした。図４を用いてピーク位置を測定すれば、遅延プロファイルの先頭に生ずる偽の電力ピークにより伝搬遅延時間の測定を誤ることはない。チャネル推定部１５は、チャネル推定値を補間する場合においても、伝搬遅延時間の測定を誤らずに、正しい伝搬遅延時間を測定することができる。
　次に、図５のフローチャートを参照して、伝搬遅延時間の測定に関する送受信端末の処理を説明する。ここで説明する処理は、チャネル推定部１５による処理だけでなく、タイミング抽出部１２、ＣＰ除去部１３およびＦＦＴ部４の処理を含む。
　ＲＦ部１１が下り信号を受信すると、ＣＰ除去部１３は、タイミング抽出部１２から供給されたタイミングに基づいて、受信信号からＣＰを除去する（ステップＳ１）。ＦＦＴ部１４は、ＣＰ除去後の受信信号に対してＯＦＤＭの有効シンボル長に合わせたＦＦＴを実行する（ステップＳ２）。
　チャネル推定部１５内のパイロットシンボル抽出部２１は、ＦＦＴ部１４の出力する周波数領域の信号からパイロットシンボルを抽出する（ステップＳ３）。チャネル推定処理部２２は、パイロットシンボル抽出部２１により抽出されたパイロットシンボルを既知のパターンと照合することにより、チャネル推定を実行する（ステップＳ４）。周波数領域補間処理部２３は、チャネル推定処理部２２により得られたチャネル推定値に対して、チャネル推定値のサンプル数が２のべき乗になるように、周波数領域の補間を実行する（ステップＳ５）。ＩＦＦＴ処理部２４は、周波数領域補間処理部２３により周波数領域が補間されたチャネル推定値に対してＩＦＦＴを実行し（ステップＳ６）、遅延プロファイルを得る。
　補間信号部電力算出部２５は、周波数領域補間処理部２３により実行された周波数領域の補間部分の波形に対して、遅延プロファイルと同一のサイズのＩＦＦＴを実行することによって、時間領域に変換してこの部分の信号電力を計算する（ステップＳ７）。電力ピーク位置検出部２６は、遅延プロファイルの電力ピーク位置を検出して、伝送された信号の伝搬遅延時間を求める（ステップＳ８）。このとき、電力ピーク位置検出部２６は、ステップＳ８において、ステップＳ７で補間された部分の信号電力を参照して、遅延プロファイル上の適切な電力ピーク位置を検出する。
　次に、図６～図１１を参照して、伝搬パスが遅延プロファイルの先頭にあった場合のチャネル推定部１５の処理について説明する。
　図６は伝搬パスが遅延プロファイルの先頭にあった場合の周波数領域でのチャネル推定値の例である。チャネル推定値は２００点あり、２５６点のＩＦＦＴを行うために後ろの５６点は０で埋めている。図６をＩＦＦＴすると図７の電力遅延プロファイルになる。この例では１点目と２２点目に伝搬パスに対応する電力ピークがある。
　これに対して、チャネル推定部１５において伝搬遅延時間が測定される場合について説明する。
　図８は、周波数領域補間処理部２３において、図６のチャネル推定値の後ろの５６点のうち、２０１点目と２０２点目は１９９点目と２００点目の値で外挿補間し、２５５点目と２５６点目は１点目と２点目の値で外挿補間し、２０３点目から２５４点目は２０２点目と２５５点目の値で内挿補間した場合の波形である。
　ＩＦＦＴ処理部２４において、図８をＩＦＦＴすると図９の電力遅延プロファイルになる。図９では、図７と比較して、１５０点目付近の電力が低くなっている。
　そして、図１０は、補間信号部電力値算出部２５において得られる、図８の２０１点目から２５６点目部分の補間信号の電力遅延プロファイルである。
　電力ピーク位置検出部２６は、図９から図１０の電力値を減算することにより、図１１に示されるような電力波形を得ることができる。図１１の電力波形では、遅延プロファイルの先頭にある伝搬パスを、電力ピーク位置として求めることができる。
　図１９からから図２２を参照して説明したように、電力ピーク位置検出部２６は、外挿・内挿補間処理により作られた偽の電力ピークが先頭に発生した場合、図３および図４を用いて説明したようにしたように、偽のピーク部分を削除することができるのみならず、図６～図１１から分かるように、伝搬パスが遅延プロファイルの先頭にあっても、遅延プロファイルの先頭にある伝搬パスを見逃すことはない。
　上述したように、チャネル推定値をＩＦＦＴした遅延プロファイルより伝搬遅延時間を測定する際に、周波数領域でチャネル推定値を補間することで、遅延プロファイルの先頭と最後の部分の電力が高くなってしまう。以上説明した実施の形態によれば、遅延プロファイルのこのような現象に対して、伝搬遅延時間の測定を誤らずに、正しい伝搬遅延時間を測定することができる。
　補間部分による時間領域の信号電力を計算する別の方法として、時間波形の先頭部分のみを計算することもできる。これは、補間部分に滑らかな波形を用いることから、周波数領域の補間部分の波形を時間領域に変換したときの時間波形の全てに対してＩＦＦＴを全て実行する必要はないからである。この方法について、図１２および図１３を参照して説明する。
　図１２は、チャネル推定部１５の変形例を示す。この変形例は、補間部分の時間波形の先頭のみを用いて処理をするために、図２に示す構成を変形したものである。このチャネル推定部１５は、図２に示す構成と同様に、パイロットシンボル抽出部２１、チャネル推定処理部２２、およびＩＦＦＴ処理部２４を有する。また、チャネル推定部１５は、図２に示す周波数領域補間処理部２３に代えて周波数領域補間処理部２３ａ、補間信号部電力算出部２５に代えて補間信号部電力算出部２５ａ、および電力ピーク位置検出部２６に代えて電力ピーク位置検出部２６ａを備える。ここで、チャネル推定値がＭ点であり、Ｎ点のＩＦＦＴで時間領域に変換するものとして説明する。Ｍ＜Ｎである。
　周波数領域補間処理部２３ａは、補間信号生成部３１を備える。補間信号生成部３１は、チャネル推定処理部２２から周波数領域のＭ点のチャネル推定値を受け取り、このチャネル推定値をＮ－Ｍ点だけ右方向に補間する。Ｎ－Ｍ点の補間信号は、Ｍ点の周波数領域のチャネル推定値と共にＩＦＦＴ処理部２４に供給され、また、補間信号だけが、補間信号部電力算出部２５ａに供給される。
　ＩＦＦＴ処理部２４は、周波数領域補間処理部２３ａから供給されたＭ点の周波数領域のチャネル推定値とＮ－Ｍ点の補間信号とをＩＦＦＴして、遅延プロファイルを得る。この遅延プロファイルは、電力ピーク位置検出部２６ａに供給される。
　補間信号部電力算出部２５ａは、Ｎ点ＩＦＦＴの左端計算部３２と、電力値計算部３３とを備える。Ｎ点ＩＦＦＴの左端計算部３２は、周波数領域補間処理部２３ａからＮ－Ｍ点の補間信号の入力を受け、Ｎ点分のサイズのＩＦＦＴのうち左端Ｌ点分を計算する。これにより、補間信号をＩＦＦＴしたときの左端のＬ点分の遅延プロファイルが得られる。電力計算部３３は、この遅延プロファイルを用いて、補間信号をＩＦＦＴしたときの左端Ｌ点分の各点の電力値を得る。この電力値は、電力ピーク位置検出部２６ａに供給される。
　電力ピーク位置検出部２６ａは、電力値計算部３４、減算処理部３５およびピーク位置検出部３６を備える。電力値計算部３４は、ＩＦＦＴ処理部２４から供給されたＮ点の遅延プロファイルの電力値を計算する。減算処理部３５は、電力値計算部３４から供給された遅延プロファイルのうちの左端から所定のＬ点分の電力値から、補間信号部電力算出部２５ａから供給された補間信号の左端Ｌ点分の各点の電力値を減算する。ピーク位置検出部３６は、減算処理部３５から供給されたＬ点分の電力値と、電力値計算部３４から供給されたＮ点分の電力値のうちの右側Ｎ－Ｌ点分に基づいて、ピーク位置を検出する。換言すれば、ピーク位置検出部３６は、電力値計算部３４から供給されたＮ点分の電力値のうちの左側Ｌ点分を、減算処理部３５から供給されたＬ点分の電力値に置き換えて、この波形からピーク位置を検出する。
　Ｌ点として電力遅延プロファイルの先頭部分のどの程度の範囲を計算するかは、補間部分とＩＦＦＴサイズとの比率、および補間波形の滑らかさに依存する。例えば、補間部分がＩＦＦＴサイズの１／５～１／４の場合には、ＩＦＦＴのサイズの１／６４程度とすると好適である。ＩＦＦＴのサイズが２５６の場合には、４サンプル程度である。これに対して、補間部分がＩＦＦＴサイズの１／２に近い場合には、時間波形の先頭の２～３サンプルを計算する。また、補間部分がＩＦＦＴサイズに比して十分小さい場合は、補間部分の信号電力は考慮してなくてもよい。
　伝搬パスが遅延プロファイルの先頭にないことが明らかな場合は、補間部分による信号電力は計算せずに、遅延プロファイルの先頭を外して伝搬遅延時間を測定するものとしてもよい。
　伝搬遅延時間を測定するのに、チャネル推定値の雑音成分除去のためにチャネル推定値を周波数領域で補間した遅延プロファイルを用いるのではなく、チャネル推定値を周波数領域で補間せずにＩＦＦＴした遅延プロファイルを別途計算して、伝搬遅延時間を測定するものとしてもよい。
　以上の実施の形態では本発明を送受信端末で実施する場合例に説明した。本発明は、このような送受信端末に限定されるものではなく、通信方式としてＯＦＤＭを用いる受信装置、そのような受信装置を有する送受信装置や受信端末などに広く適用できる。
　上述した一連の処理は、ハードウェアにより実行することもできるし、ソフトウエアにより実行することもできる。一連の処理をソフトウエアにより実行する場合には、そのソフトウエアを構成するプログラムが、専用のハードウェアに組み込まれているコンピュータ、または、各種のプログラムをインストールすることで、各種の機能を実行することが可能な、例えば汎用のパーソナルコンピュータなどに、プログラム記録媒体からインストールされる。
　なお、コンピュータが実行するプログラムは、本明細書で説明する順序に沿って時系列に処理が行われるプログラムであっても良いし、並列に、あるいは呼び出しが行われたとき等の必要なタイミングで処理が行われるプログラムであっても良い。
　また、本発明の実施の形態は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。
　１１　ＲＦ部
　１２　タイミング抽出部
　１３　ＣＰ除去部
　１４　ＦＦＴ部
　１５　チャネル推定部
　１６　復調部
　１７　送信処理部
　１８　送信タイミング調整部
　２１　パイロットシンボル抽出部
　２２　チャネル推定処理部（チャネル推定手段）
　２３、２３ａ　周波数領域補間処理部（補間手段）
　２４　ＩＦＦＴ処理部（変換手段）
　２５、２５ａ　補間信号部電力算出部（補間信号部電力算出手段）
　２６、２６ａ　電力ピーク位置検出部（電力ピーク位置検出手段）
　３１　補間信号生成部
　３２　Ｎ点ＩＦＦＴの左端計算部
　３３　電力値計算部
　３４　電力値計算部
　３５　減算処理部
　３６　ピーク位置検出部

Claims (5)

  1. 　直交周波数分割多重方式で伝送された信号を受信する受信装置において、
    　直交周波数分割多重のサブキャリアに配置されたパイロットシンボルから周波数領域のチャネル推定値を求めるチャネル推定手段と、
    　前記チャネル推定手段により求められたチャネル推定値のサンプル数が２のべき乗になるように補間する補間手段と、
    　前記補間手段により補間された前記チャネル推定値を時間領域に変換して遅延プロファイルを求める変換手段と、
    　前記遅延プロファイルの電力ピーク位置を検出して前記伝送された信号の伝搬遅延時間を求める電力ピーク位置検出手段と
    　を備え、
    　前記電力ピーク位置検出手段は、前記補間手段により補間された部分の信号電力を参照して、前記遅延プロファイル上の適切な電力ピーク位置を検出する
    　ことを特徴とする受信装置。
  2. 　請求項２に記載の受信装置において、前記補間された部分の信号電力に前記変換手段による変換と同じ変換を施したときの時間軸の先頭部分の信号の電力値を計算する補間信号部電力算出手段を備え、前記電力ピーク位置検出手段は、前記補間信号部電力算出手段の計算結果を前記遅延プロファイルの対応する部分の信号電力から減算して得られる補正後の遅延プロファイルから、電力ピーク位置を検出することを特徴とする受信装置。
  3. 　基地局との間でデータの送受信を行う送受信端末において、
    　請求項１または２に記載の受信装置を受信部として備え、
    　前記伝搬遅延時間に基づいて前記基地局への送信タイミングを調整する手段を備える
    　ことを特徴とする送受信端末。
  4. 　直交周波数分割多重方式で伝送された信号を受信してその伝搬遅延時間を測定する方法において、
    　直交周波数分割多重のサブキャリアに配置されたパイロットシンボルから周波数領域のチャネル推定値を求めるチャネル推定ステップと、
    　前記チャネル推定ステップで求められたチャネル推定値のサンプル数が２のべき乗になるように補間する補間ステップと、
    　前記補間ステップで補間された前記チャネル推定値を時間領域に変換して遅延プロファイルを求める変換ステップと、
    　前記遅延プロファイルの電力ピーク位置を検出して前記伝送された信号の伝搬遅延時間を求める電力ピーク位置検出ステップと
    　を有し、
    　前記ピーク位置検出ステップでは、前記補間ステップで補間された部分の信号電力を参照して、前記遅延プロファイル上の適切な電力ピーク位置を検出する
    　ことを特徴とする伝搬遅延時間測定方法。
  5. 　直交周波数分割多重方式で伝送された信号を受信する受信装置のコンピュータにインストールされることにより、そのコンピュータに、
    　直交周波数分割多重のサブキャリアに配置されたパイロットシンボルから周波数領域のチャネル推定値を求めるチャネル推定ステップと、
    　前記チャネル推定ステップで求められたチャネル推定値のサンプル数が２のべき乗になるように補間する補間ステップと、
    　前記補間ステップで補間された前記チャネル推定値を時間領域に変換して遅延プロファイルを求める変換ステップと、
    　前記補間ステップで補間された部分の信号電力を参照し、前記遅延プロファイル上の適切な電力ピーク位置を検出して前記伝送された信号の伝搬遅延時間を求める電力ピーク位置検出ステップと
    　を実行させる
    　ことを特徴とするコンピュータプログラム。
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