JP4809445B2 - 無線品質を測定する装置及び方法 - Google Patents

Description

本発明は一般に移動通信の技術分野に関連し、特に移動通信システムで無線品質を測定する装置及び方法に関連する。

移動通信システムでは受信信号を適切に復調するため、無線リンクの状態を知る必要がある。

図１に示されるように、ワイドバンド符号分割多重アクセス(W-CDMA: Wideband-Code Division Multiple Access)方式等の移動通信システムでは、受信装置(例えば、移動局)は、基地局から送信された拡散信号に対して逆拡散処理が行われ、共通パイロットチャネル(CPICH： Common Pilot Channel)を用いて、下りリンクの希望波及び干渉波の受信電力が算出される。

W-CDMA方式の移動通信システムでは、時間的に異なるタイミングで送信された２つのパイロット信号Ｓ_ｎ及びＳ_ｎ＋１の受信信号ｒ_ｎ及びｒ_ｎ＋１が、以下の式を用いて平均化され、下りリンクにおける希望波及び干渉波の受信電力が算出される。

ここで、「ＲＳＣＰ」は、希望波の受信電力である。「ＩＳＳＩ」は、干渉信号の受信電力である。また、ｒ_ｎ=αＳ_n＋I_n，ｒ_ｎ＋１=βＳ_ｎ+1＋I_n＋１であり、α，βはそれぞれの送信シンボルに対するフェージングの影響を表し、I_nとI_n＋１はそれぞれのシンボルの熱雑音を含めた干渉波成分を示している。フェージングの影響は、振幅変動及び位相変動を含む。

W-CDMA方式の移動通信システムでは、下りリンクの受信電力を算出する最、単一の周波数で時間的に連続して送信された２つのパイロットシンボルS_n,S_n+1が用いられる。２つのパイロットシンボルのチャネル変動が小さい時間内においては、伝搬路はほぼ同一とみなすことができ、「Ｓ_ｎ」及び「Ｓ_ｎ＋１」に乗算される伝搬路変動の係数「α」及び「β」は、ほぼ同じであると考えることができる。この場合、上記の数式を使って精度良く希望波及び干渉波の受信電力を推定することができる。つまり、αＳ_nとβＳ_ｎ+1がほぼ同じとみなせる場合、λ_１は、希望波成分及び干渉波成分が２シンボル分足し合わされて平均化されたものとなる。また、λ_２は２シンボル分の干渉波成分が平均化されたものとなる。従って、希望波成分は｜λ_１-λ_２｜/２ を算出することで、導出できる。

このような測定法については、非特許文献１に記載されている。

ところで、W-CDMA方式のシステムの後継となる次世代移動通信システムでは、W-CDMA方式とは異なる無線アクセス方式が使用される。例えば、ロングタームエボリューション(LTE: Long Term Evolution)方式では、下りリンクに直交周波数分割多重(OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式が使用され、上りリンクにSC-FDMA(シングルキャリア周波数分割多重アクセス)又はDFTスプレッドOFDM方式が使用される。

図２は、LTE方式の移動通信システムにおける下りリンクの無線リソースを模試的に示す。ユーザ装置は、1.08〜20MHzの何れかの帯域で１つ以上のリソースブロックを使って無線通信を行う。何れの帯域幅の場合でも、帯域の中心付近に同期チャネル(SCH)がマッピングされている。ユーザ装置は、この同期チャネル(SCH)を捕捉して同期をとることで、以後の通信が可能になる。

図２下側に示される例の場合、1msのサブフレームの中に0.5msのスロットが２つ含まれ、各スロットは７つのOFDMシンボル(L=0〜6)で構成される。１つのリソースブロックは、12サブキャリア(180KHz)を占める。リファレンス信号(RS：Reference Signal)は、時間及び周波数方向に分散するようにマッピングされ、特定のOFDMシンボルで６サブキャリア置きにRSがマッピングされる。リファレンス信号は、送信側及び受信側で既知の何らかの既知信号であり、パイロット信号、トレーニング信号、参照信号等と同義的に使用されてもよい。また、混乱のおそれのない限り、「信号」と「チャネル」も同義的に使用されてもよい。

このようなリファレンス信号の送信法については、非特許文献２に記載されている。

今井哲朗，森慎一，"W-CDMAセルラ方式における共通パイロットチャネルを用いた遅延プロファイルの測定システム"，信学論(B)，vol.J84-B，No.9，pp.1613-1624，Sept.2001 3GPP TS36.211v8.4.0(2008-09)，Sec.6.10 Reference Signal

図２に示されているように、パイロット信号が時間方向及び周波数方向に不連続に送信される場合、連続的に到来する２つのパイロット信号各々の伝搬路は、必ずしも同様ではない。特に、マルチパス伝搬環境下で遅延波が顕著な場合や移動速度が速い場合、２つのパイロット信号各々が受けるフェージングはかなり異なる。この場合、上記の「α」及び「β」を同一と考えることはできず、２つの受信信号(ｒ_ｎとｒ_ｎ＋１)の相関は小さくなり、上記数式(特に、式(２))を用いて干渉波成分を適切に算出できなくなり、受信品質の推定精度の劣化が懸念される。

本発明の課題は、時間方向及び周波数方向にパイロット信号が不連続にマッピングされていた場合であっても、パイロット信号の受信品質を高精度に推定することである。

本発明の一形態による無線品質測定装置は、
フーリエ変換後の受信信号からパイロット信号を抽出し、抽出されたパイロット信号から、FFTポイント数(N)の時間サンプルを導出する抽出部(1044，1046)と、
前記FFTポイント数の時間サンプルから複数(N₀個)の分割信号を生成する分割部(1048)であって、前記FFTポイント数の時間サンプルを含む時間ウィンドウは、複数の分割ウィンドウを含み、前記複数の分割信号の各々は、各自に対応する分割ウィンドウ内の一連の時間サンプルを含む、分割部(1048)と、
前記複数の分割信号の各々をフーリエ変換する変換部(1052)と、
フーリエ変換後の分割信号におけるサブキャリア信号成分間の位相偏移量(θ)と、分割ウィンドウ当たりの干渉波電力(ISSI)とを求め、前記パイロット信号の受信品質(SIR)を算出する品質算出部(1054)と、
を有し、前記パイロット信号の遅延パスの時間サンプル位置(n')に応じて、前記位相偏移量(θ)が導出され、
前記サブキャリア信号成分間の位相差が、前記位相偏移量(θ)だけ修正され、
修正後の２つのサブキャリア信号成分の和信号強度及び差信号強度(|r_i±r_i+1/e^jθ|²)のアンサンブル平均から、それぞれ導出された第１の値λ₁及び第２の値λ₂に基づいて、前記干渉波電力(ISSI)及び前記受信品質(SIR)が算出されるようにした無線品質測定装置である。

本発明の一形態によれば、時間方向及び周波数方向にパイロット信号が不連続にマッピングされていた場合であっても、パイロット信号の受信品質を高精度に推定することができる。

W-CDMA方式の移動通信システムにおける逆拡散前後の信号を示す図。 LET方式の移動通信システムにおける無線リソースを示す図。 移動通信システムの概略を示す図。 受信装置の概略的な機能ブロック図。 受信装置の測定部の機能ブロック図。 パイロット信号を抽出する様子を示す図。 受信装置の測定部で行われる動作例のフローチャート。 信号処理の流れを示す説明図。 遅延波を１波含む第２の分割信号を示す図。 遅延波を２波含む第２の分割信号を示す図。

上述したように、LTE方式等においてパイロット信号が時間方向及び周波数方向に不連続に送信されていた場合、個々のパイロット信号の伝搬路は、必ずしも同一とみなすことはできない。マルチパス伝搬環境下で遅延波が著しい場合や移動速度が速い場合、パイロット信号間の相関は低くなり、希望波及び干渉波の受信電力を高精度に推定することは困難になってしまう。「αS_n」及び「βS_n+1」が、かなり異なってくるからである。本発明の実施例は、このようにパイロット信号が２次元的に不連続に分散されていたとしても、下りリンクの受信電力を高精度に推定できるようにする。

（１）通信装置が高速に移動する場合、無線チャネルの時間変動が大きくなり、異なる時点で受信される信号間の相関は小さくなる。受信品質の計算に使用する信号同士の相関が高くなるようにするため、実施例は、同一時点で受信された信号から導出された多数のサブキャリア信号成分を利用する。

（２）マルチパス伝搬環境の場合、遅延波が存在することで、周波数方向のサブキャリア信号成分間の相関が低下するおそれがある。実施例は、周波数領域の信号をIFFTにより時間領域の信号に変換し、時間ウィンドウを複数の分割ウィンドウに分割し、分割ウィンドウ毎に時間領域信号(分割信号)を用意する。分割信号毎に受信品質等の計算を行い、計算結果を合計することで、時間ウィンドウ全体にわたる受信品質が高精度に導出される。個々の分割信号は、理想的には１つの遅延波しか含まないからである。これにより、遅延波に起因するサブキャリア信号成分間の相関の劣化に、効果的に対処できる。

（３）分割ウィンドウ毎に受信品質を計算する際、各分割ウィンドウに対応する分割信号は、それぞれ周波数領域の多数のサブキャリア信号成分に変換される。隣接するサブキャリア信号成分の間には、サブキャリアの位置によらない一定の位相差が生じる。この位相差θは、各分割ウィンドウに含まれる遅延波の存在するタイミングn'から導出される量である。実施例は、この位相差を補償しながら干渉波電力ISSI＝λ₂'を算出し、希望波電力RSCPを算出し、受信品質SIR＝RSCP/ISSIを算出する。

これにより、時間方向及び周波数方向にパイロット信号が不連続にマッピングされていた場合であっても、パイロット信号の受信品質を高精度に推定することができる。

本発明の一形態では、基地局から送信された複数のパイロット信号を用いて、下りリンクにおける受信電力を算出する受信装置が使用される。受信装置は、受信信号をフーリエ変換するフーリエ変換部と、フーリエ変換後の受信信号からパイロット信号を取り出すパイロット信号抽出部とを備える。受信装置は、抽出した各パイロット信号に対して位相補正を行い、干渉波の受信電力を計算する計算部を更に備える。

本発明の一形態では、基地局から送信された複数のパイロット信号を用いて、下りリンクにおける受信電力を算出する受信装置が使用される。受信装置は、受信信号をフーリエ変換するフーリエ変換部と、フーリエ変換後の受信信号からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出部と、抽出したパイロット信号を時間領域の信号に逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、時間領域の信号の一部分を取り出して分割信号を作成する分割信号生成部と、分割信号をフーリエ変換するフーリエ変換部とを備える。干渉波は、加法性白色ガウシアンノイズ(AWGN：Additive White Gaussian Noise)のような統計的性質を有する。分割信号から導出された多数のサブキャリア信号成分に対して位相補正(r_i+1'＝r_i+1／e^jθ)を行いながら、干渉波電力ISSIが算出される。更に、求められた干渉波電力を用いて、希望波電力RSCPが計算される。

本発明の実施例は、以下の観点から説明される。

１．移動通信システム
２．受信装置
３．測定部の詳細
４．動作概略
５．位相補正
６．干渉波電力

＜１．移動通信システム＞
図３は、移動通信システムの概略を示す。移動通信システムは、ユーザ装置１００と、基地局２００とを有する。移動通信システムでは、少なくとも下りリンクにOFDM方式が使用されているものとする。説明の便宜上、本発明の適用された受信装置がユーザ装置１００に含まれているものとする。しかしながら本発明はOFDM方式で送信された信号を受信する適切な如何なる装置で使用されてもよい。ユーザ装置は典型的には移動局であるが、固定局でもよい。

受信装置１００は、基地局２００から送信された下りリンクの信号に含まれるパイロット信号に基づいて、下りリンクの受信品質を求める。受信品質は、下りリンクの希望波電力及び干渉波電力から導出される。受信品質は、本実施例の場合、希望波電力対干渉波電力比(SIR)である。受信品質という用語は、受信レベルと同義的に使用されてもよい。受信品質は、受信電界強度、SIR、SINR、Eb/N₀、SNRその他の当該技術分野で既知の適切な如何なる量で表現されてもよい。

本実施例の受信装置１００は、パイロット信号を用いて、下りリンクにおける希望波電力及び干渉波電力を推定する。一例として、Evolved UTRA and UTRAN（別名：Long Term Evolution、或いは、Super 3G）によるシステムが仮定される。従って、パイロット信号は、時間軸上及び周波数軸上に不連続にマッピングされて送信される。

＜２．受信装置＞
図４は受信装置１００の概略を示す。図４には、サーチ部１０２と、測定部１０４と、平均化処理部１０６と、結果送出部１０８とが示されている。

サーチ部１０２は、各基地局から送信される同期チャネル(SCH：Synchronization Channel)をサーチし、発見された同期チャネルSCHに基づいて同期を取る。必須ではないが、基地局２００は、当該基地局の送信周波数帯域中央付近の所定の帯域幅に同期チャネルSCHをマッピングし、送信している。サーチ部１０２は、そのようにマッピングされている同期チャネルを受信する。

測定部１０４は、当該受信装置１００と基地局２００との間の同期が確立された後に、基地局２００から送信されたパイロット信号を受信信号から抽出し、抽出されたパイロット信号に基づいて、希望波電力及び干渉波電力を推定する。推定方法の詳細については後述する。

平均化処理部１０６は、測定部１０４によって測定されたパイロット信号の希望波電力及び干渉波電力を用いて、下りリンクにおける希望波電力対干渉波電力比SIRを算出する。この場合において、平均化処理部１０６は、希望波電力対干渉波電力比SIRが、ある閾値以上であるか否かを判断してもよい。後述するように、希望波電力、干渉波電力及び／又はSIRは、FFTポイント数Nにわたる期間の一部分である分割ウィンドウの各々について算出される。ｉ番目の分割ウィンドウに対する希望波電力対干渉波電力の比をSIRiとする。平均化処理部１０６は、分割ウィンドウ各々の希望波電力RSCPi及び干渉波電力ISSIiの比を求めることで、分割ウィンドウ当たりのSIRiを算出し、それを閾値と比較する。そして、閾値以上のSIRiをもたらす個々の希望波電力RSCPiの総和と、個々の干渉波電力ISSIiの総和との比を算出することで、全体のSIRが算出される。

結果送出部１０８は、ユーザに対して、平均化処理部１０６による下りリンクにおける希望波対干渉波電力比SIRの算出結果を通知する。例えば、結果送出部１０８は、該算出結果をモニタに出力するようにしてもよい。また、結果送出部１０８は、算出結果を当該受信装置１００の内部の記憶装置に保存するようにしてもよいし、当該受信装置１００の外部の記憶装置に保存するようにしてもよい。また、結果送出部１０８は、算出結果を当該受信装置１００の内部の記憶媒体に保存するようにしてもよいし、当該受信装置１００の外部の記憶媒体に保存するようにしてもよい。

＜３．測定部の詳細＞
図５は、図４の測定部１０４の詳細を示す。図５には、フーリエ変換部１０４２と、パイロット信号抽出部１０４４と、逆フーリエ変換部１０４６と、分割信号生成部１０４８と、フーリエ変換部１０５２と、無線品質算出部１０５４と、遅延プロファイル分析部１０５６と、結果送出部１０５８とが示されている。

フーリエ変換部１０４２は、受信装置１００により受信された下りリンクの信号を高速フーリエ変換(FFT)し、周波数領域の信号を生成する。下りリンクの信号は、OFDM方式で変調されているので、受信信号をフーリエ変換することで、各サブキャリアにマッピングされている信号成分を導出できる。

パイロット信号抽出部１０４４は、フーリエ変換部１０４２により生成された周波数領域の信号から、パイロット信号を抽出する。本実施例ではLTE方式の移動通信システムが使用されているので、パイロット信号が各サブフレームでどのようにマッピングされているかは、受信装置で既知である。例えば、図２に示されるように、パイロット信号は、時間軸及び周波数軸による２次元平面に不連続にマッピングされている。パイロット信号抽出部１０４４は、既知のマッピング規則に基づいて、パイロット信号を抽出し、抽出したパイロット信号を周波数方向に並べ直す。

図６はパイロット信号の抽出される様子を示す。パイロット信号は図２のようにマッピングされて送信されたとする。受信装置において、L=0で指定されるOFDMシンボルに含まれているパイロット信号が、受信信号から抽出され、矢印で示されるようにして並べ直されている。

図５の逆フーリエ変換部１０４６は、周波数軸上に並べ直されたパイロット信号を逆高速フーリエ変換(IFFT)し、時間領域の信号を生成する。なお、本実施例の場合、IFFTのIFFTポイント数は、フーリエ変換部1042のFFTポイント数と等しい。IFFT及びFFTポイント数は、説明の便宜上「FFTポイント数」又は「第１の時間ウィンドウ」と言及される。FFTポイント数Nは、一例として1024、2048等の値をとってよい。従って、逆フーリエ変換部１０４６により、第１の時間ウィンドウの期間(Nに相当する期間)にわたる信号が生成される。逆フーリエ変換部１０４６は、生成した時間領域の信号を、分割信号生成部１０４８及び遅延プロファイル分析部１０５６に入力する。

分割信号生成部１０４８は、逆フーリエ変換部１０４６により生成された時間領域の信号から、複数(N₀個)の分割信号を生成する。この場合において、第１の時間ウィンドウ(Nポイント)は、N₀個の分割ウィンドウに区分けされる。分割信号の各々は、第１の時間ウィンドウの期間(Nポイント)にわたる信号であり且つ各自対応する１つの分割ウィンドウ中の一連の時間サンプル(N/N₀個)を含むが、別の分割ウィンドウ中の時間サンプルは含まない。例えば、N=2048，N₀=64，N/N₀＝32であったとする。分割信号及び分割ウィンドウはそれぞれ64個ある。第１の分割信号は、第１の分割ウィンドウに対応する期間に一連の32個の時間サンプルを含み、他の分割ウィンドウに対応する期間では０の値をとる。第２の分割信号は、第２の分割ウィンドウに対応する期間に一連の32個の時間サンプルを含み、他の分割ウィンドウに対応する期間では０の値をとる。以下同様な処理が行われ、N₀個の分割信号が生成される。

「分割ウィンドウ」は「第２の時間ウィンドウ」とも言及される。分割ウィンドウ各々は、N/N₀個のポイント数(サンプル数)を有する。一例として、N/N₀は、16，32等の数値をとってもよい。本発明の場合、FFTポイント数Nや分割数N₀は適切な如何なる値をとってよい。但し、FFTを利用する場合、FFTポイント数N及びN/N₀の値は2のべき乗（2ⁿ）にする必要がある。DFTを利用する場合、そのような制約はない。本発明は、FFTのみならずDFTを利用することも可能である。ただし処理時間を短くする観点からは、FFTを利用することが好ましい。また、少なくとも、第２の時間ウィンドウのサイズは、第１の時間ウィンドウのサイズ未満である。この第２の時間ウィンドウのサイズは、設計仕様や使用環境に応じて適宜変更可能である。例えば、後述の遅延プロファイルにおける遅延パス間の平均的な間隔に基づいて決定されてもよい。このようにすると、各分割信号に多数の遅延波が含まれてしまうことを効果的に抑制できる。

フーリエ変換部１０５２は、分割信号生成部１０４８により生成されたN₀個の分割信号を高速フーリエ変換(FFT)し、周波数領域の信号をN₀個生成する。分割信号毎に高速フーリエ変換が行われる。従って、分割信号毎に生成された周波数領域の信号は、Nポイントにわたる帯域幅を占める。分割ウィンドウが十分に短かった場合、その分割ウィンドウに遅延波は混入しにくいので、分割ウィンドウ各々に対応する分割信号から導出された周波数領域の信号は、１パスの成分しか含んでいない。従って、この周波数領域の信号中の個々のサブキャリア成分は、相関の高い信号成分になる。

無線品質算出部１０５４は、フーリエ変換部１０５２により生成された周波数領域の信号に基づいて、パイロット信号の受信品質を算出する。受信品質は、希望波電力及び干渉波電力から導出されるが、当該技術分野で既知の適切な如何なる量で品質が表現されてもよい。パイロット信号の受信品質をどのように算出するかについては、後述する。

遅延プロファイル分析部１０５６は、逆フーリエ変換部１０４６から時間領域の信号を受信し、パイロット信号に関する遅延プロファイルを分析する。例えば、遅延プロファイル分析部１０５６は、パスの遅延時間、パス間の平均的な期間、パスの電力レベル、最大パスからの遅延時間、最大パスとの受信電力差等を確認してもよい。遅延プロファイル分析部１０５６は、パイロット信号の遅延プロファイルに関する情報を、結果送出部１０５８に与える。

結果送出部１０５８は、ユーザに対して、遅延プロファイル分析部１０５６による分析結果を通知する。例えば、結果送出部１０５８は、遅延プロファイルをモニタに出力するようにしてもよい。また、結果送出部１０５８は、遅延波のサンプルを受信装置１００の記憶装置又は記憶媒体に保存してもよいし、受信装置１００外部の記憶装置又は記憶媒体に保存してもよい。

＜４．動作概略＞
図７及び図８を参照しながら、図４に示される測定部(図５)の動作を説明する。図７は動作例を示すフローチャートを示す。図８は信号処理の流れを説明するための図である。

ステップS2では、受信装置は無線信号を受信し、受信信号からパイロット信号を抽出する。パイロット信号の抽出は、主に、図５のパイロット信号抽出部１０４４で行われる。より具体的には、下りリンクの信号は、OFDM方式で変調されているので、受信信号を高速フーリエ変換(FFT)することで、各サブキャリアにマッピングされている信号成分を導出できる。そして、高速フーリエ変換(FFT)後の周波数領域の信号から、パイロット信号が抽出される。抽出されたパイロット信号は周波数方向に並べられる。

ステップS4では、高速フーリエ変換(FFT)により導出された同一時間の周波数領域のパイロット信号に対して、逆高速フーリエ変換(IFFT)処理が行われる。IFFT処理は、主に、図５の逆フーリエ変換部１０４６により行われる。

ステップS6では、IFFT処理後の時間領域のパイロット信号に基づいて、パイロット信号の遅延プロファイルが分析される。遅延プロファイルの分析は、主に、図５の遅延プロファイル分析部１０５６により行われる。

ステップS8では、分割信号が用意される。説明の便宜上、時間領域のパイロット信号から、N₀個の分割信号が生成されるものとする。上述したように、FFTポイント数Nにわたる期間(第１の時間ウィンドウ)は、N₀個の分割ウィンドウに区分けされる。分割信号の各々は、FFTポイント数Nの期間にわたる信号であり且つ各自対応する１つの分割ウィンドウ中の一連の時間サンプルを含むが、別の分割ウィンドウ中の時間サンプルは含まない(図８参照)。例えば、N=2048，N₀=64，N/N₀＝32であったとする。分割信号及び分割ウィンドウはそれぞれ64個ある。第１の分割信号は、第１の分割ウィンドウに対応する期間に一連の32個の時間サンプルを含み、他の分割ウィンドウに対応する期間では０の値をとる。第２の分割信号は、第２の分割ウィンドウに対応する期間に一連の32個の時間サンプルを含み、他の分割ウィンドウに対応する期間では０の値をとる。以下同様な処理が行われ、N₀個の分割信号が生成される。分割信号の作成は、主に、図５の分割信号生成部１０４８により行われる。

ステップS10では、分割信号毎に高速フーリエ変換(FFT)の処理が行われる。１つの分割信号は１つの分割ウィンドウに対応するので、高速フーリエ変換後の周波数領域の信号は、分割ウィンドウ毎に用意される。FFT処理は、主に、図５のフーリエ変換部１０５２により行われる。

ステップS12では、FFT処理後の周波数領域の信号を用いて、希望波電力及び干渉波電力等が算出される。この場合において、サブキャリア信号成分の位相が補正され、位相補正後の信号成分を使って、希望波電力及び干渉波電力が算出される。サブキャリア信号成分の位相補正については後述される。

ステップS14では、各分割ウィンドウの希望波電力および干渉波電力の総和に基づいて、時間ウィンドウ全体に関する受信品質(SIR)が算出される。

＜５．位相補正＞
上述したように、ステップS8で生成される分割信号の各々は、FFTポイント数Nの期間にわたる信号であり且つ各自対応する１つの分割ウィンドウ中の一連の時間サンプルを含むが、別の分割ウィンドウ中の時間サンプルは含まない。例えば、２番目の分割信号は、２番目の分割ウィンドウの一連の時間サンプルを含み、１番目及び３番目以降の分割ウィンドウに相当するポイントには０が挿入される。従って、各分割信号が１パスの信号成分だけを含んでいたとしても、そのパスの位置は、Nポイントの内の先頭ではない。１番目の分割ウィンドウに対応する分割信号ならば、パスの位置を先頭に合わせることができるかもしれないが、２番目以降の分割ウィンドウの場合、パスの位置は決して先頭にはなり得ない。少なくとも１番目の分割ウィンドウに対応する位置にゼロが挿入されているからである。

図９は、第２の分割ウィンドウに対応する第２の分割信号を示す。NはFFTポイント数を示す。N₀は分割ウィンドウ数(分割信号数)を示す。図示の例では、n'の場所にパスが１つ示されている。このように時間的に遅延したパスをフーリエ変換(DFT)すると、変換後のサブキャリア信号成分どうしの間に、ある位相回転が生じてしまう。これは、離散フーリエ変換(DFT)の性質に起因する。従って、分割ウィンドウ毎の干渉波電力等を高精度に算出するには、その位相回転を補正しなければならない。

説明を簡易にするため、どの分割ウィンドウにもパスが１つしか存在しないものとする。即ち、どの分割ウィンドウ中でも遅延波は１波のみであるとする。分割数N₀を大きくすることで、分割ウィンドウ中に複数の遅延波が存在しないように配慮できる。仮に、図１０に示されるように、１つの分割ウィンドウ中に２波存在していたとしても、何れか一方が支配的ならばその１波で近似してもよいし、或いは複数の遅延波の平均的な１つのパスが使用されてもよい。

先頭位置から遅延した時間領域の信号を離散フーリエ変換する場合、各周波数成分(サブキャリ信号成分)r_iは、次式で表現される。

ここで、NはDFTのポイント数を示す。f_nはパイロット信号の時間領域のインパルス(パス)を示す。f_nは次式のように定義される。

ここで、Aおよびφはそれぞれ遅延波の振幅および位相を示す。n'は遅延波の遅延時間上のインパルスの位置を示し、先頭の位置0からカウントされる整数で表現される（図９)。上記のf_nの定義を使用すると、離散フーリエ変換後の各サブキャリ信号成分r_iは、次式のように表現される。

r_i＝f_n'W^n'i＝Aｅ^jφ・W^n'i
ここで、
W^n'＝ｅ^jθ，θ＝−2πn'／N
とすると、離散フーリエ変換後のｉ番目のサブキャリ信号成分r_iは、次式のように表現される。

r_i＝Aｅ^jφ・ｅ^jθi＝Aｅ^j(φ+θi)
ｉ＋１番目のサブキャリ信号成分r_i+1は、次式のように表現される。

r_i+1＝Aｅ^jφ・ｅ^jθ(i+1)＝Aｅ^j(φ+θi+θ)
従って、隣接するサブキャリア信号成分間の位相差は、
r_i+1／r_i＝ｅ^jθ
となる。ｅ^jθは、ｉに依存しないので、全てのサブキャリア信号成分について、隣接するサブキャリア信号成分間の位相差は一定値(ｅ^jθ)である。また、θ＝−2πn'／N なので、θはn'に依存する。則ち、θは遅延波の遅延時間に対応するn'に依存する量である。遅延時間に対応するn'の値は、分割ウィンドウ毎に(分割信号毎に)異なる。従って分割信号毎に得られたN₀−1個の位相差θの平均値を使用することで、計算の簡略化を図ってもよい。

本実施例では、

で表現される第１の値λ₁及び第２の値λ₂が算出される。これは、背景技術の数式(1),(2)で言及したλ₁，λ₂に対して、上記の位相差ｅ^jθを考慮したものに関連する。則ち、i+1番目のサブキャリア信号成分r_i+1の代わりに、
r_i+1／ｅ^jθ
を使用することで、計算が行われてもよい。背景技術の数式(1),(2)のλ₁，λ₂は、２つの信号r_n,r_n+1に対する相互相関行列の第１及び第２固有値である。但し、背景技術の数式(1),(2)のr_n,r_n+1は時間的に連続して受信した信号の時間サンプルであったが、上記の数式(A1),(A2)のr_i,r_i+1は、周波数領域の隣接するサブキャリア信号成分であり、そのサブキャリア信号成分は、同時に受信された信号をFFT処理することで得られたものである。Nsは、r_i,r_i+1の組数を表す。

希望波電力RSCPは、次式で表現される。

RSCP＝1/2|λ₁−ISSI|
ここで、ISSIは、干渉波電力である。背景技術の数式(4)によれば、λ₂は、そのまま干渉波電力を表していた。しかしながら後述するように、上記の位相差θを考慮した場合、干渉波電力ISSIはλ₂に等しいとは言えない。

以下、干渉波電力の算出法を説明する。

＜６．干渉波電力＞
干渉波が加法性白色ガウシアンノイズ(AWGN)であったとする。時間ウィンドウがN₀個の分割ウィンドウを含むとする。１つの分割ウィンドウに着目し、この分割ウィンドウにAWGNが存在し、その他の分割ウィンドウには信号が一切無かったとする(０が入力されていたとする)。時間ウィンドウ全体のFFTサンプル数はNであり、分割ウィンドウのサンプル数はLであったとする。言い換えれば、AWGNがLサンプルにわたって存在していたとする。このような干渉信号は、次式で表現できる。

ここで、A_nはランダムなレイリー分布による振幅を示す。φ_nは0〜2π(rad)の範囲内で一様に分布する変数である。mは分割ウィンドウの先頭のサンプルの番号である。時間ウィンドウの先頭を0とすると、１つの分割ウィンドウの占めるポイント数はLなので、mは、0,L,2L,...の値をとる。このような数式で表現された時間領域の信号(AWGN)に対して、離散フーリエ変換(DFT)がなされた場合、DFT処理後のサブキャリア信号成分r_iは、次式で表現される。

i+1番目のサブキャリア信号成分の位相が、上記のｅ^jθの量だけ修正されたとすると、修正後のサブキャリ信号成分r_i+1'は、次式のように書ける。

ただし、ψ＝−2π/N である。これらの式に基づいてλ₂の値を計算すると、λ₂は次式のように書ける。

ただし、＜・＞は集合平均、すなわちアンサンブル平均を表す。*は複素共役を表す。

右辺の第1と第2の集合平均に関し、AWGNの性質を考慮すると、
＜r_i+1'r_i+1*'＞＝＜r_i'r_i*'＞＝A_m ²＋A_m+1 ²＋・・・＋A_m+L-1 ²＝LA²
と書ける。ただし，AはA_nの集合平均である。

一方、右辺の第3の集合平均は、AWGNの性質を考慮すると、

と書ける。従って、λ₂は最終的に

と書ける。

ところで、時間ウィンドウ全体の干渉波電力をP_Iとすると、１ポイント当たりの干渉波電力に相当するA²は
A²＝P_I/N
と書ける。分割ウィンドウ全体の干渉波電力λ₂'と時間ウィンドウ全体の干渉波電力P_Iとの間には、次式が成立する。

λ₂'＝P_I ×(L/N)
したがって、１つの分割ウィンドウ全体の干渉波電力λ₂'は、次式のように書ける：

従って、上記数式(A2)に基づいてλ₂を算出し、上記のλ₂'を算出することで、分割ウィンドウ当たりの干渉波電力λ₂'=ISSIが算出される。上記数式(A1)に基づいてλ₁が算出され、分割ウィンドウ当たりの希望波電力RSCP＝1/2|λ₁−ISSI| が算出される。更に、RSCP/ISSIを算出することで、分割ウィンドウ当たりの品質SIRが算出される。時間ウィンドウ全体のSIRは、分割ウィンドウ当たりの希望波電力RSCPの総和と、時間ウインドウ当たりの干渉波電力ISSIの総和との比を計算することで導出される(（時間ウィンドウ全体SIR）=（RSCPの総和）/（ISSI総和）)。

本発明は、OFDM方式を利用する適切な如何なる通信システム(例えば、LTE方式のシステム)に適用されてもよい。

以上本発明は特定の実施例を参照しながら説明されてきたが、それらは単なる例示に過ぎず、当業者は様々な変形例、修正例、代替例、置換例等を理解するであろう。発明の理解を促すため具体的な数値例を用いて説明がなされたが、特に断りのない限り、それらの数値は単なる一例に過ぎず適切な如何なる値が使用されてもよい。発明の理解を促すため具体的な数式を用いて説明がなされたが、特に断りのない限り、それらの数式は単なる一例に過ぎず適切な如何なる数式が使用されてもよい。実施例又は項目の区分けは本発明に本質的ではなく、２以上の実施例又は項目に記載された事項が必要に応じて組み合わせて使用されてよいし、或る実施例又は項目に記載された事項が、別の実施例又は項目に記載された事項に(矛盾しない限り)適用されてよい。説明の便宜上、本発明の実施例に係る装置は機能的なブロック図を用いて説明されたが、そのような装置はハードウエアで、ソフトウエアで又はそれらの組み合わせで実現されてもよい。ソフトウエアは、ランダムアクセスメモリ(RAM)、フラッシュメモリ、読み取り専用メモリ(ROM)、EPROM、EEPROM、レジスタ、ハードディスク(HDD)、リムーバブルディスク、CD-ROMその他の適切な如何なる記憶媒体に用意されてもよい。本発明は上記実施例に限定されず、本発明の精神から逸脱することなく、様々な変形例、修正例、代替例、置換例等が本発明に包含される。

１００ 受信装置
１０２ サーチ部
１０４ 測定部
１０６ 平均化処理部
１０８ 結果送出部
１０４２ フーリエ変換部
１０４４ パイロット信号抽出部
１０４６ 逆フーリエ変換部
１０４８ 分割信号生成部
１０５２ フーリエ変換部
１０５４ 無線品質算出部
１０５６ 遅延プロファイル分析部
１０５８ 結果送出部

Claims (8)

1. フーリエ変換後の受信信号からパイロット信号を抽出し、抽出されたパイロット信号から、FFTポイント数の時間サンプルを導出する抽出部と、
   前記FFTポイント数の時間サンプルから複数の分割信号を生成する分割部であって、前記FFTポイント数の時間サンプルを含む時間ウィンドウは、複数の分割ウィンドウを含み、前記複数の分割信号の各々は、各自に対応する分割ウィンドウ内の一連の時間サンプルを含む、分割部と、
   前記複数の分割信号の各々をフーリエ変換する変換部と、
   フーリエ変換後の分割信号におけるサブキャリア信号成分間の位相偏移量と、分割ウィンドウ当たりの干渉波電力とを求め、前記パイロット信号の受信品質を算出する品質算出部と、
   を有し、前記パイロット信号の遅延パスの時間サンプル位置に応じて、前記位相偏移量が導出され、
   前記サブキャリア信号成分間の位相差が、前記位相偏移量だけ修正され、
   修正後の２つのサブキャリア信号成分の和信号強度及び差信号強度のアンサンブル平均から、それぞれ導出された第１の値λ₁及び第２の値λ₂に基づいて、前記干渉波電力及び前記受信品質が算出されるようにした無線品質測定装置。
2. 前記第１の値と前記干渉波電力との差分から、希望波電力が算出される
   ようにした請求項１記載の無線品質測定装置。
3. 前記パイロット信号の遅延パスの平均的な時間サンプル位置に応じて、前記位相偏移量が導出される
   ようにした請求項１記載の無線品質測定装置。
4. 前記干渉波電力は、前記第２の値λ₂を、
   

   

   で除算することで算出され、
   θは前記位相偏移量を表し、
   Ｌは分割ウィンドウのサンプル数を表し、
   ｍは分割ウィンドウ各々の先頭位置を表し、
   ψは−2π/Ｎで定義され、
   ＮはFFTポイント数を表す
   ようにした請求項１記載の無線品質測定装置。
5. フーリエ変換後の受信信号からパイロット信号を抽出し、抽出されたパイロット信号から、FFTポイント数の時間サンプルを導出する抽出ステップと、
   前記FFTポイント数の時間サンプルから複数の分割信号を生成する分割ステップであって、前記FFTポイント数の時間サンプルを含む時間ウィンドウは、複数の分割ウィンドウを含み、前記複数の分割信号の各々は、各自に対応する分割ウィンドウ内の一連の時間サンプルを含む、分割ステップと、
   前記複数の分割信号の各々をフーリエ変換する変換ステップと、
   フーリエ変換後の分割信号におけるサブキャリア信号成分間の位相偏移量と、分割ウィンドウ当たりの干渉波電力とを求め、前記パイロット信号の受信品質を算出する品質算出ステップと、
   を有し、前記パイロット信号の遅延パスの時間サンプル位置に応じて、前記位相偏移量が導出され、
   前記サブキャリア信号成分間の位相差が、前記位相偏移量だけ修正され、
   修正後の２つのサブキャリア信号成分の和信号強度及び差信号強度のアンサンブル平均から、それぞれ導出された第１の値λ₁及び第２の値λ₂に基づいて、前記干渉波電力及び前記受信品質が算出されるようにした無線品質測定方法。
6. 前記第１の値と前記干渉波電力との差分から、希望波電力が算出される
   ようにした請求項５記載の無線品質測定方法。
7. 前記パイロット信号の遅延パスの平均的な時間サンプル位置に応じて、前記位相偏移量が導出される
   ようにした請求項５記載の無線品質測定方法。
8. 前記干渉波電力は、前記第２の値λ₂を、
   

   

   で除算することで算出され、
   θは前記位相偏移量を表し、
   Ｌは分割ウィンドウのサンプル数を表し、
   ｍは分割ウィンドウ各々の先頭位置を表し、
   ψは−2π/Ｎで定義され、
   ＮはFFTポイント数を表す
   ようにした請求項５記載の無線品質測定方法。

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