KR102248486B1

KR102248486B1 - 수신 신호의 주파수 오프셋을 추정하는 방법 및 장치

Info

Publication number: KR102248486B1
Application number: KR1020140168987A
Authority: KR
Inventors: 배영택; 양하영; 이주현
Original assignee: 삼성전자 주식회사
Priority date: 2014-11-28
Filing date: 2014-11-28
Publication date: 2021-05-06
Also published as: KR20160064823A; US10263824B2; US20160156493A1

Abstract

본 발명은 수신 신호의 주파수 오프셋(frequency offset)을 추정하는 방법으로, 무신 통신 시스템에서 수신기 모뎀에 적용할 수 있는 신호 처리 방법에 관한 발명이다.
보다 구체적으로 수신 신호와 기준 신호간의 역상관화 신호의 역 이산 퓨리에 변환 (Inverse Discrete Fourier Transform;IDFT) 출력에서 특정 시간 영역 내의 절대값을 이용하여 주파수 오프셋을 추정하는 방법 및 장치를 제안하며, 본 발명으로 인하여 신호의 일정 순열의 특성을 이용하여 단 한 번의 역상관화(decorrelation) 테스트를 통하여 주파수 오프셋을 매우 근사하게 추정할 수 있는 효과가 있다.

Description

수신 신호의 주파수 오프셋을 추정하는 방법 및 장치{APPARATUS AND METHOD FOR FREQUENCY OFFSET ESTIMATION OF RECEIVED SIGNAL}

본 발명은 수신 신호의 주파수 오프셋(frequency offset)을 추정하는 방법으로, 무신 통신 시스템에서 수신기 모뎀에 적용할 수 있는 신호 처리 방법에 관한 발명이다.

OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)은 다수 반송파(multi-carrier)의 변조를 위한 방식이다. 상기 OFDM 방식을 이용하여 서로 직교하는 다수의 부반송파(sub-carrier)들을 사용한 부반송파의 중첩이 가능하다. 이로 인하여 신호를 전송하는데 있어서 효율성(efficiency)를 높일 수 있다. 또한 OFDMA 시스템은 비교적 긴 지연 확산(delay spread)을 갖는 광대역 무선 채널의 다중 경로 환경에 대한 대처 방안으로 고려되고 있는 블록 단위의 전송 방식이다. 따라서 주파수 영역에서 간단한 복소곱 연산을 통해 다중 경로에 의한 주파수의 선택적 페이딩 채널의 등화(equalization)가 가능하다. 또한 블록 내에서의 간섭과 블록 간의 간섭을 피하기 위해 채널의 최대 지연 경로보다 긴 보호구간(Cyclic Prefix; CP)을 삽입하고 있는 특성이 있다.

이러한 특성을 가지고 있는 OFDM은 현재 WIBro(Wireless Broadband), WLAN(Wireless Local Area Network), WPAN(Wireless Personal Area Network), 그리고 3GPP LTE(3rd Generation Partnership Project Long-Term Evolution) 등, 다양한 무선 통신 시스템 표준화 규격에 핵심 변조 방식으로 사용되고 있다.

그러나, OFDM 시스템의 경우 전송 대역에 비해 부반송파 간 주파수 간격이 상대적으로 작고, 전송 시 각 부반송파들의 직교성이 유지되어야 하므로 단일 반송파 시스템에 비해 주파수 오프셋에 민감하다. 송?수신기간의 오실레이터 부정합이나 도플러 주파수 이동 (Doppler frequency shift)으로 인하여 주파수 오프셋이 발생할 경우, 수신 성능이 크게 열화될 수 있다. 따라서, OFDM 시스템에서 주파수 오프셋을 정확히 추정하고 보상하는 것이 필요하다.

주파수 오프셋을 추정하기 위해서 종래에 제시된 방법은, 주파수 영역에서의 차등 변조(differential modulation) 방법을 이용하여 추정하는 방식이 있으며, 시간 영역에서 일정한 거리가 떨어진 동일한 심볼들이 있을 경우, 동일한 심볼들 간의 자기 상관(autocorrelation)을 이용한 위상(phase)차이를 이용하는 방식이 있다.

또 다른 방법으로서, 기준 신호와 수신 신호와의 역상관화(decorrelation)를 통해 추정하는 방법이 있으며 보다 구체적인 방법은 다음과 같다. 먼저 기준 신호, 즉 송신 신호와 수신 신호 사이의 주파수 오프셋을 가정한다. 다음으로, 시간 영역의 상기 기준 신호에서 일정 순열을 추출한다. 상기 추출된 일정 순열에 상기 가정한 주파수 오프셋에 해당하는 시간 영역에서의 이동(phase shift) 값을 상기 순열의 순열 인덱스(sequence index)별로 곱한다. 상기 이동 값이 곱해진 기준 신호의 일정 순열을 이산 퓨리에 변환(Discrete Fourier Transform; DFT)을 하여 주파수 영역의 신호로 변환한다.

다음으로, 상기 변환된 주파수 영역 신호와 상기 수신 신호의 DFT출력간 역상관화(decorrelation) 신호를 계산한다. 여기서 역상관화(decorrelation)는 두 DFT출력을 샘플 대 샘플(sample by sample)로 컨쥬게이트(conjugate) 곱셈을 하는 동작을 의미한다. 길이가 N인 두 sequence의 컨쥬게이트 곱셈은 아래 수학식 1과 같이 정의된다.

[수학식 1]

상기 계산된 역상관화 신호를 다시 역 이산 퓨리에 변환 (Inverse Discrete Fourier Transform; IDFT) 하여 시간 영역의 신호로 변환한다. 마지막으로 상기 가정한 주파수 오프셋 값을 바꾸어 가며 역상관화(decorrelation) 신호의 시간 영역의 신호에서 추출한 피크 값이 최대가 되도록 하는 주파수 오프셋 값을 구한다. 상기 방법은 반복적으로 역상관화 신호를 계산하여 피크 값이 최대가 되도록 하는 주파수 오프셋을 역으로 구해야 하는 복잡도가 큰 방법이다.

상기 미리 가정한 주파수 오프셋(frequency offset)에 대한 역상관화 신호를 구하는 횟수는 상관화 계산에 사용되는 순열의 구간, 그리고 증가 크기(incremental step size) 설정에 기반하여 정해질 수 있다. 이 경우 DFT/IDFT등의 계산이 여러 번 수행되어야 하기 때문에 복잡도가 매우 커지게 되어 수신 장치의 구현에 어려움이 있다.

본 발명은 상술한 문제점을 해결하기 위하여 제안된 것으로, 보다 구체적으로 수신 신호와 기준 신호간의 역상관화 신호의 역 이산 퓨리에 변환 (Inverse Discrete Fourier Transform; IDFT) 출력에서 특정 시간 영역 내의 절대값을 이용하여 주파수 오프셋을 추정하는 방법 및 장치를 제안하고자 한다.

상술한 과제를 달성하기 위하여, 본 발명의 일 실시 예에 따르는 이동 통신 시스템에서 수신 장치의 수신 신호의 주파수 오프셋(offset) 추정 방법은 시간 영역에서의 상기 수신 신호와 기준 신호의 상관 관계를 판단하는 단계; 상기 판단한 상관 관계를 기반으로 한 스펙트럼에서 미리 정해진 적어도 하나 이상의 구간에서의 최대 값을 획득하는 단계; 상기 획득한 최대 값에 기반하여 주파수 오프셋을 추정하는 단계;를 포함한다.

또한 상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 일 실시 예에 따르는 이동 통신 시스템에서 수신 신호의 주파수 오프셋을 추정하는 수신 장치는 송신 장치로부터 신호를 수신하는 통신부; 시간 영역에서의 상기 수신 신호와 기준 신호의 상관 관계를 판단하고, 상기 판단한 상관 관계를 기반으로 한 스펙트럼에서 미리 정해진 적어도 하나 이상의 구간에서의 최대 값을 획득하고, 상기 획득한 최대 값에 기반하여 주파수 오프셋을 추정하는 것을 제어하는 제어부;를 포함한다.

본 발명은 수신 신호와 기준 신호간의 역상관화 신호의 IDFT 출력에서 특정 시간 영역 내의 절대값을 이용하여 주파수 오프셋을 추정하는 방법으로, 신호의 일정 순열의 특성을 이용하여 한 번의 역상관화(decorrelation) 테스트를 통하여 주파수 오프셋을 매우 근사하게 추정할 수 있는 효과가 있다.

도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 수신 장치에서의 주파수 오프셋을 추정하는 과정을 도시하는 순서도이다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 도1의 S140을 구체화한 순서도이다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 피크 값을 획득하는 과정을 설명하는 도면이다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 주파수 오프셋을 추정하는 방법을 설명하는 예시도이다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 주파수 오프셋을 추정하는 수신 장치의 내부 구조를 도시하는 블록도이다.

본 명세서에서 실시 예를 설명함에 있어서 본 발명이 속하는 기술 분야에 익히 알려져 있고 본 발명과 직접적으로 관련이 없는 기술 내용에 대해서는 설명을 생략한다. 이는 불필요한 설명을 생략함으로써 본 발명의 요지를 흐리지 않고 더욱 명확히 전달하기 위함이다.

마찬가지 이유로 첨부 도면에 있어서 일부 구성요소는 과장되거나 생략되거나 개략적으로 도시되었다. 또한, 각 구성요소의 크기는 실제 크기를 전적으로 반영하는 것이 아니다. 각 도면에서 동일한 또는 대응하는 구성요소에는 동일한 참조 번호를 부여하였다.

본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시 예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시 예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시 예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.

이 때, 처리 흐름도 도면들의 각 블록과 흐름도 도면들의 조합들은 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들에 의해 수행될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 범용 컴퓨터, 특수용 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서에 탑재될 수 있으므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서를 통해 수행되는 그 인스트럭션들이 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 수행하는 수단을 생성하게 된다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 특정 방식으로 기능을 구현하기 위해 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 지향할 수 있는 컴퓨터 이용 가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장되는 것도 가능하므로, 그 컴퓨터 이용가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장된 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능을 수행하는 인스트럭션 수단을 내포하는 제조 품목을 생산하는 것도 가능하다. 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에 탑재되는 것도 가능하므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에서 일련의 동작 단계들이 수행되어 컴퓨터로 실행되는 프로세스를 생성해서 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 수행하는 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 실행하기 위한 단계들을 제공하는 것도 가능하다.

또한, 각 블록은 특정된 논리적 기능(들)을 실행하기 위한 하나 이상의 실행 가능한 인스트럭션들을 포함하는 모듈, 세그먼트 또는 코드의 일부를 나타낼 수 있다. 또, 몇 가지 대체 실행 예들에서는 블록들에서 언급된 기능들이 순서를 벗어나서 발생하는 것도 가능함을 주목해야 한다. 예컨대, 잇달아 도시되어 있는 두 개의 블록들은 사실 실질적으로 동시에 수행되는 것도 가능하고 또는 그 블록들이 때때로 해당하는 기능에 따라 역순으로 수행되는 것도 가능하다.

이 때, 본 실시 예에서 사용되는 '~부'라는 용어는 소프트웨어 또는 FPGA또는 ASIC과 같은 하드웨어 구성요소를 의미하며, '~부'는 어떤 역할들을 수행한다. 그렇지만 '~부'는 소프트웨어 또는 하드웨어에 한정되는 의미는 아니다. '~부'는 어드레싱할 수 있는 저장 매체에 있도록 구성될 수도 있고 하나 또는 그 이상의 프로세서들을 재생시키도록 구성될 수도 있다. 따라서, 일 예로서 '~부'는 소프트웨어 구성요소들, 객체지향 소프트웨어 구성요소들, 클래스 구성요소들 및 태스크 구성요소들과 같은 구성요소들과, 프로세스들, 함수들, 속성들, 프로시저들, 서브루틴들, 프로그램 코드의 세그먼트들, 드라이버들, 펌웨어, 마이크로코드, 회로, 데이터, 데이터베이스, 데이터 구조들, 테이블들, 어레이들, 및 변수들을 포함한다. 구성요소들과 '~부'들 안에서 제공되는 기능은 더 작은 수의 구성요소들 및 '~부'들로 결합되거나 추가적인 구성요소들과 '~부'들로 더 분리될 수 있다. 뿐만 아니라, 구성요소들 및 '~부'들은 디바이스 또는 보안 멀티미디어카드 내의 하나 또는 그 이상의 CPU들을 재생시키도록 구현될 수도 있다.

본 발명에서 수신 장치는 수신 신호의 일정 순열을 추출하여 주파수 오프셋을 추정하는데 이용한다. 본 발명에서의 주파수 오프셋을 추정하는 방법을 적용시키기 위하여 이용되는 상기 일정 순열은 자도프-츄 순열(Zadoff-Chu 순열)을 포함할 수 있다. 이하로는, 상기 일정 순열의 예로 상기 Zadoff-Chu 순열을 예로 들어 설명한다. 그러나 본 발명을 이에 한정하지 않으며, 상기 Zadoff-Chu 순열과 같이 본 발명이 적용될 수 있는 특징을 가진 일정 순열을 이용한 방법을 제시한다.

상기 Zadoff-Chu 순열은 상수 크기를 가지는 전자기 신호(예를 들어, 복조 기준 신호(Demodulation Reference Signal)를 도출하기 위해 사용되는 복소-값의 순열이다. Zadoff-Chu 순열은 두 개의 파라미터들인 루트 순열(예를 들어, 루트 인덱스(root index)) 및 순환 쉬프트(cyclic shift)에 기반할 수 있다. 동일한 루트 순열 및 상이한 순환 쉬프트들을 이용하여 생성되는 Zadoff-Chu 순열들로부터 각각 도출되는 신호들은 서로 직교하는 특성이 있다.

상기 Zadoff-Chu 순열은 Long-Term Evolution(LTE) 시스템에서 널리 쓰이는 순열로서, 예를 들어 처음의 동기화 신호(primary synchronization signals), 업링크 기준신호(uplink reference signals), 업 링크 물리 제어 채널(Physical Uplink Control Channel: PUCCH) 및 랜덤 액세스 채널(Random Access Channel) 등에서 사용될 수 있다. 상기 업 링크 레퍼런스 신호(reference signal)는 Demodulation reference signal(DMRS)과 Sounding Reference Signal(SRS)을 포함한다. 상기 두 신호는 Zadoff-Chu 순열을 이용하나 주기적 확장(cyclic extension)으로 그 길이가 소수가 아니어서 문제가 된다. 이 경우에는 소수에 해당하는 부분만 추출하여 Zadoff-Chu 순열을 가지고 본 발명의 알고리즘을 적용하면 주파수 오프셋을 추정할 수 있다. 상기의 경우

=15000Hz이다.

도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 수신 장치에서의 주파수 오프셋을 추정하는 과정을 도시하는 순서도이다.

수신 장치는 S110단계에서 송신 장치로부터 신호를 수신한다. 상기 수신 장치는 S115단계에서 주파수 오프셋을 추정하기에 위하여 수신한 신호의 보호 구간(cyclic prefix; CP)을 제거한다. 상기 수신 장치는 S120단계에서 상기 CP를 제거한 신호에 N-Point 이산 퓨리에 변환(Discrete Fourier Transform; DFT)을 하여 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 신호로 변환한다. 상기 수신 장치는 S125단계에서 상기 주파수 영역의 신호에서 Zadoff-Chu 순열이 할당된 주파수 영역의 신호를 추출할 수 있다. 상기 수신 장치는 S130단계에서 상기 추출한 주파수 영역의 신호와 기준 신호의 Zadoff-Chu 순열과 역상관(Decorrelation)을 계산한다. 상기 역상관(Decorrelation)을 계산하는 것은 두 DFT출력을 샘플 대 샘플(sample by sample)로 컨쥬게이트(conjugate) 곱셈을 하는 동작을 의미한다.

상기 수신 장치는 S135단계에서 역상관(Decorrelation)의 출력을 Nzc-Point 역 이산 퓨리에 변환(Inverse Discrete Fourier Transform; IDFT)하여 다시 시간 영역의 신호로 변환한다. 상기 수신 장치는 S140단계에서 상기 IDFT 출력에서 피크(peak) 값을 획득할 수 있다. 상기 IDFT 출력은 가로축이 시간, 세로축이 신호 값인 그래프로 계산될 수 있다. 상기 가로축의 시간의 길이는 상기 Zadoff-Chu 순열의 길이인

이며, 그 구간은 [

,

]이다.

상기 수신 장치는 상기 IDFT 출력에서 가로축 시간의 0, +p , 및 -p 을 중심으로 특정 구간(즉, window 구간) 내에 존재하는 신호 값들 중 피크 값(즉, 최대 값)을 획득한다. 상기 p는 modulo 연산

를 만족하는 0이상의 가장 작은 정수 값 p 에 해당한다. 또한 상기 계산 결과에 대하여 주기적 시간 이동(cyclic time-shift)를 고려하면

로 설정될 수 있다. 상기 시간 영역으로 변환한 IDFT 출력에서 가로축은 그 범위가 [

,

] 이고, 그 기준점은 0인 바

이다. 상기 수신 장치는 S145단계에서 상기 획득한 최대 값을 이용하여 주파수 오프셋을 추정할 수 있다.

본 발명의 방법을 이용하여 주파수 오프셋을 추정할 수 있는 것은 Zadoff-Chu 순열이 가지는 특성 때문이다. 시간 영역에서 길이가

이고, 상기 루트 인덱스(root index)가 u인 u -th root Zadoff-Chu sequence는 아래 수학식 2와 같이 정의된다.

[수학식 2]

시간영역의 신호

를 이산 퓨리에 변환(Discrete Fourier Transform; DFT)를 취하면 아래 수학식 3과 같다.

[수학식 3]

이산 시간 퓨리에 변환(Discrete-Time Fourier Transform; DTFT)과 이산 퓨리에 변환(Discrete Fourier Transform; DFT)은 아래의 수학식 4로 연결되어 있다.

[수학식 4]

여기서 이산 시간 퓨리에 변환(Discrete-Time Fourier Transform; DTFT)는 아래의 수학식 5와 같이 정의된다.

[수학식 5]

상기 수학식 5에 대하여 본 발명에서 설명을 용이하게 하기 위해 부가 화이트 가우시안 잡음(Addictive White Gaussian Noise; AWGN)채널에서 잡음(noise)은 없고, 주파수 오프셋만 존재한다고 가정할 수 있다. 상기 AWGN은 채널에 대한 특성에 있어서, 잡음이 신호 위에 단순하게 더해지고 모든 주파수에 걸쳐서 전력 스펙트럼 밀도가 일정하고, 신호의 평균이 0이며 자기상관함수(autocorrelation)가 시간 축의 이동에 영향을 받지 않는 채널을 의미한다. 상기 AWGN채널에서 잡음이 존재하지 않고, 주파수 오프셋

만 존재하는 수신 신호

는 기준 신호

에 대하여 아래 수학식 6으로 나타낼 수 있다.

[수학식 6]

상기 수신 신호

에 대하여 역 이산 시간 퓨리에 변환(Inverse Discrete-Time Fourier Transform; IDTFT)하여

을 도출하면 아래 수학식 7과 같다.

[수학식 7]

즉 주파수 영역에서의 오프셋

은 시간 영역에서의 지수(

)의 곱의 형태로 나타난다. 상기 IDTFT한 시간 영역 신호에 대해서 상기 주파수 오프셋(frequency offset)

을 추정하기 위해 상기 수학식 1을 대입하여 수식 변형을 하면 아래 수학식 8과 같다.

[수학식 8]

위 식에서 주파수 오프셋(frequency offset)

이 주파수 인덱스(frequency index) 하나만큼, 즉

만큼 차이가 난다고 가정하면 아래 수학식 9와 같다.

[수학식 9]

여기서

이며 Zadoff-Chu sequence의 기준 인덱스 u에 따라 결정되는 상수이기 때문에 절대값을 사용하는 본 발명 동작에서는 무시할 수 있는 항목이다.

상기 도 1의 S130단계에서 변환된 주파수 영역 두 신호의 decorrelation을 취한 후 IDFT를 하는 동작은 시간영역에서 두 신호의 순환 컨볼루션(circular convolution)에 해당한다. 시간 영역에서의 두 신호

과

의 순환 컨볼루션(circular convolution)의 정의는 아래 수학식 10과 같다.

[수학식 10]

따라서 위 수학식 9와 수학식 10으로부터 알 수 있는 사실은 주파수 오프셋(frequency offset)이 주파수 index 하나만큼 차이가 나게 되면 상기 IDFT 출력에서

둘 중 한 곳에서 피크 값이 발생한다는 것이다. 보다 정확하게 두 경우를 각각 분리해 보면, 양의 주파수 오프셋(frequency offset)이 존재할 경우

에 해당하므로 상기 IDFT 출력의 +(1/u) 에서 피크 값이 발생하게 되고, 이는 수신 신호가 기준 신호보다 오른쪽으로 주기적 시간 이동(cyclic time-shift)이 있음을 의미한다. 음의 frequency offset이 존재할 경우

에 해당하므로 상기 IDFT 출력의 -(1/u) 에서 피크 값이 발생하게 되고, 왼쪽으로 주기적 시간 이동(cyclic time-shift)이 있음을 의미한다. 만약 상기 주파수 오프셋(frequency offset)이 주파수 index 하나만큼 차이가 나는 것이 아니라 단편적인 주파수 오프셋(fractional frequency offset)이 존재하는 경우 신호성분이 IDFT의 신호 출력 -(1/u) , 0, +(1/u) 에서 동시에 존재할 수 있다.

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 도1의 S140단계를 구체화한 순서도이다.

상기 수신 장치는 S210단계에서 상기 도 1의 S135단계에서의 IDFT 출력의 [-W/2, +W/2], [p-W/2, p+W/2], [-p-W/2, -p+W/2]의 시간 영역에서 피크 값을 획득할 수 있다. 상기 언급한대로 상기 p는

으로 설정될 수 있다. 0을 제1값, p를 제2값으로 본다면 제1값, 제2값 및 음의 제2값을 중심으로 한 구간에서 피크 값을 획득할 수 있다. 상기 피크 값을 획득하기 위해 정한 시간 영역은 도 3에서 구체적으로 도시하였다. p값을 기준으로 한 W(window)의 구간은 상기 수신 장치에서 신호를 수신하는 채널(channel)의 지연 프로파일(delay profile)로 인한 다중 전파(multipath)효과를 고려하여 정해진다. 즉 상기 W를 적용하여 -p, 0, p기준으로

구간의 신호 값들만 고려하여 피크 값을 획득하게 된다. 상기 영역에서만 피크 값을 획득할 수 있도록 제한함으로써, 광범위한 영역에서 피크 값을 검출하지 않아도 되는 바, 동작의 효율성이 더 높아지며 처리 속도가 빨라지는 효과가 있다.

상기 수신 장치는 S215단계에서 상기 추출한 절대값을 [-W/2, +W/2]영역으로 합산 할 수 있다. -p 중심으로 W 구간의 절대값과 +p 중심으로 W 구간의 절대값을 0중심의 W 구간으로 가져와 세 구간의 절대값을 합산한다. 상기 합산 시에, 길이가 동일한 각 구간에 상호간에 대응하는 인덱스(index) 별로 합산할 수 있다. 상기 수신 장치는 S220단계에서 상기 0중심의 W 구간으로 가져와 세 구간의 절대값을 합산한 것에서 피크 값을 획득한다. 또한 상기 수신 장치는 상기 합산한 피크 값이 존재하는 피크 위치를 검색하여 위치 인덱스(m)로 설정한다.

상기 수신 장치는 S225단계에서 상기 절대값을 합산한 것에서 획득한 피크 값이 '감지 한계 값' 이상인지 결정한다. 상기 '감지 한계 값'은 신호의 전송 유무를 판단하기 위한 임계 값(Threshold)으로 미리 설정된 값이다. 즉, 상기 수신 장치는 상기 절대값을 합산한 것에서 획득한 피크 값이 감지 임계 값 이상인 경우에만 신호가 전송되었다고 결정할 수 있다. 이는 상기 수신 장치가 상기 임계 값을 기준으로 신호 전송 여부를 결정하여, 수신 신호가 아닌 것에 대하여 주파수 오프셋 추정 과정을 불필요하게 진행하는 것을 방지하기 위함이다.

상기 수신 장치는 S230단계에서 상기 각 영역에서 피크 값을 설정할 수 있다. 즉 상기 설정한 위치 인덱스(m)를 기반으로 하여 -p 를 중심으로 한 구간에서 위치 인덱스(m)에 해당하는 위치, 즉 -p+m 에 해당하는 신호 값의 절대값을 A 로 설정한다. 또한, 0 중심으로 한 구간에서 위치 인덱스(m)에 해당하는 위치인, m에 해당하는 신호 값의 절대 값을 B로 설정한다. 마지막으로, +p 중심으로 한 구간에서 위치 인덱스(m)에 해당하는 p+m 에 해당하는 절대값을 C 로 설정한다.

상기 수신 장치는 S235단계에서 A,B,C값이 '주파수 오프셋 유효 값' 이하인 경우, 상기 A,B,C 값은 모두 0으로 설정한다. 상기 '주파수 오프셋 유효 값'은 추가적으로 잡음으로 인한 성분과 신호 성분을 구별하기 위한 한계 값을 의미한다. 여기서 상기 '주파수 오프셋 유효 값'은 상기 '감지 한계 값'의 1/3 보다 작게 설정될 수 있다. 이미 상기 '감지 한계 값'을 통하여 신호 전송 유무를 체크 하였기 때문에 A,B,C 중 적어도 하나의 값은 상기 '감지 한계 값'의 1/3보다 클 수 밖에 없다. 왜냐하면 모든 값이 상기 '감지 한계 값'의 1/3보다 작을 경우, 상기 A, B, C의 합산이 상기'감지 한계 값'을 통과할 수 없기 때문이다. 따라서 상기 '주파수 오프셋 유효 값'을 상기 '감지 한계 값'의 1/3 보다 작게 설정하면 A, B, C 모든 값이 잡음으로 감지되어 0으로 설정되는 경우를 방지 할 수 있다. 따라서, 상기 수신 장치는 '주파수 오프셋 유효 값'을, A, B, C의 합산 값이'감지 한계 값'보다 커서 신호가 수신되었다고 결정한 이후에 잡음을 감지할 수 있게 되어 보다 정확한 주파수 오프셋 추정을 가능하게 할 수 있다.

이후 상기 수신 장치는 도 1의 S145단계로 복귀하여 주파수 오프셋을 추정한다. 상기 수신 장치는 상기 A와 C의 값을 비교하여 큰 쪽의 값을 선택한 후 아래 수학식 11을 이용하여 주파수 오프셋(frequency offset = FO)을 추정할 수 있다.

[수학식 11]

예외적인 경우인 A=C 인 상황에서는

Hz로 처리한다.

도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 주파수 오프셋을 추정하는 방법을 설명하는 예시도이다.

앞서 언급한대로 본 발명에서 사용되는 순열인 Zadoff-Chu sequence는 LTE 이동통신에 폭넓게 사용되며, 대표적으로 임의 접속 절차(Random Access Procedure)에서의 물리 임의 접속 채널(Physical Random Access Channel; PRACH) 프리앰블(preamble) 신호에 이용된다. 이하에서는 상기 설명한 본원발명에 대한 예시로 PRACH preamble 신호에 대한 주파수 오프셋 추정 과정을 설명한다. 다만, 도 4는 설명의 편의를 위해 채널에 간섭이 없고, 단일 전파(Single Path)인 환경에서 상기 프리앰블(preamble)의 주파수 영역 신호 레벨이 각 부반송파(subcarrier)마다 1이라고 가정한 결과이다. 이는 실제 채널(channel) 환경에서 프리앰블(preamble)의 신호 대 잡음비(Signal-to-Noise Ratio; SNR)에 따라서 다른 결과가 나올 수 있다.

PRACH 는

,

이고, 잡음(noise) 없이 단일 전파(single path)만 존재하는 채널 환경에서 기준 신호와 수신 신호 간에 임의의 값인 317Hz의 주파수 오프셋(frequency offset)이 존재하도록 신호를 생성하였다. 본 발명에서 주파수 오프셋을 추정하는 방법에 따라 역상관(Decorrelation)을 거친 후 IDFT변환을 한 신호 값의 절대 값을 그려보면 상기 도 4와 같다. p값은 200인 바, 앞서 언급한 대로 0과 200, -200에서 피크 값을 획득할 수 있다. (420, 410, 430)

IDFT변환을 한 신호 값의 피크 값의 절대 값을 구하는 과정을 거쳐 상기와 같이 A,B,C 값은 A=5.259, B=26, C=8.833로 획득된다. A<C 이므로 상기 수학식 11에 대입하여 보면

이다. 따라서 미리 정한 주파수 오프셋인 317Hz에 해당하는 frequency offset을 매우 근사하게 추정할 수 있음을 알 수 있다.

또한 본 발명의 특징은 IDFT 출력의 power, 즉 신호의 제곱 값이 아닌 절대값을 이용한다는 점이다. 만약 위 값들의 power로 계산해 보면,

가 되어 주파수 오프셋의 추정 값의 오차가 크게 나게 된다. 따라서 상기와 같이 신호의 제곱 값이 아닌 절대값을 이용하여 주파수 오프셋 추정의 정확도를 높일 수 있다.

본 발명의 방법의 주파수 오프셋(frequency offset)추정 방법이 정확도를 확인하기 위해 역으로 상기 A,B,C 값을 상기 추정한 주파수 오프셋 값을 기반으로 이론상 계산하면 아래와 같이 수학식 12로 나타낼 수 있다.

[수학식 12]

결과적으로 상기 예제에서 획득한 A,B,C값과 상기 수학식 11에서 계산한 값이 매우 근사함을 알 수 있다.

본 발명을 통하여 수신 장치에서 수신 신호의 주파수 오프셋을 보다 효율적으로 추정할 수 있다. 또한, 추정된 주파수 오프셋(frequency offset) 값은 이후 수신 장치에서 사용할 경우 추가적인 수신 성능의 향상을 기대할 수 있다. 먼저, '신호 감지 후 채널 추정을 통한 IRC(Interference Rejection Combining) 동작'과 같이 2 단계 기반의 알고리즘을 적용할 경우, 본 발명으로 주파수 오프셋을 먼저 보상한 후 채널을 추정하여 상기 IRC동작에 적용할 수 있다. 또한, 추정된 주파수 오프셋(frequency offset)으로부터 단말 속도

(a User Equipment velocity)를 아래 수학식 13와 같이 추정할 수 있다.

[수학식 13]

여기서

는 주파수 오프셋,

는 반송파의 주파수,

는 빛의 속도(

)를 의미한다. Cell 전체에서 단말 속도의 분포를 추정하여 cell mode를 High Speed Set으로 변화 시킴으로써 가용한 자원을 보다 많이 확보할 수 있는 이점이 있다. 예를 들어, LTE시스템에서 물리 임의 접속 채널의 제한 세트(PRACH Restricted set) 즉, High-Speed set의 경우, 동일한 자기 상관 구역 설정(zeroCorrelationZoneConfig)을 하더라도,

의 값이 비제한 세트(Unrestricted set) 대비 상대적으로 크게 정의 되어 있어 더 많은 루트 순열(root sequence)를 필요로 하게 된다.

도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 주파수 오프셋을 추정하는 수신 장치의 내부 구조를 도시하는 블록도이다.

도 5와 같이, 수신 장치는 통신부(510), 및 제어부(520)를 포함할 수 있다.

상기 통신부(510)는 상기 제어부(520)와 연결되어 주파수 오프셋을 추정하는데 필요한 정보들을 송신 또는 수신할 수 있다. 상기 통신부(510)는 송신 장치로부터 주파수 오프셋을 추정할 신호를 수신할 수 있다.

상기 제어부(520)는 상기 통신부(510)로부터 주파수 오프셋을 추정할 신호들을 수신할 수 있다. 상기 제어부(520)는 시간 영역에서의 상기 수신 신호와 기준 신호의 상관 관계를 판단하고, 상기 판단한 상관 관계를 기반으로 한 스펙트럼에서 미리 정해진 적어도 하나 이상의 구간에서의 최대 값을 획득하고, 상기 획득한 최대 값에 기반하여 주파수 오프셋을 추정하는 것을 제어할 수 있다.

또한 상기 제어부(520)는 상기 수신 신호와 기준 신호의 상관 관계를 판단할 때, 시간 영역에서의 상기 수신 신호 및 기준 신호를 주파수 영역의 신호로 변환하고, 상기 변환된 주파수 영역의 신호들에서 일정 순열을 추출하고, 상기 추출된 수신 신호와 기준 신호의 일정 순열 간의 상관 관계에 기반한 스펙트럼을 획득하고, 상기 획득한 상관 관계의 스펙트럼을 시간 영역으로 변환할 수 있다. 또한 상기 제어부(520)는 상기 변환된 주파수 영역의 신호들에서 일정 순열을 추출할 때, Zadoff-Chu 순열을 추출할 수 있다.

또한 상기 제어부(520)는 상기 상관 관계에 기반한 스펙트럼의 최대 값을 획득할 때, 미리 정해진 순열의 시간 값 중 제1값, 제2값 및 음의 제2값을 중심으로 한 시간 구간에서의 최대 값을 획득하고, 상기 획득한 최대 값들의 합이 감지 한계 값 이상인지 판단하고, 상기 획득한 최대 값들의 합에 기반하여, 미리 정해진 제2값과 음의 제2값을 중심으로 한 구간에서의 최대 값을 보정할 수 있다.

또한 상기 제어부(520)는 상기 획득된 0을 중심으로 한 구간에서의 최대 값과 보정된 제2값 및 음의 제2값을 중심으로 한 구간에서의 최대 값들이 주파수 오프셋 유효 값 이하인 경우, 상기 최대 값들에 0을 할당할 수 있다.

한편, 본 명세서와 도면에는 본 발명의 바람직한 실시 예에 대하여 개시하였으며, 비록 특정 용어들이 사용되었으나, 이는 단지 본 발명의 기술 내용을 쉽게 설명하고 발명의 이해를 돕기 위한 일반적인 의미에서 사용된 것이지, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 여기에 개시된 실시 예 외에도 본 발명의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형 예들이 실시 가능하다는 것은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다.

Claims

이동 통신 시스템에서 수신 장치의 수신 신호 주파수 오프셋(offset) 추정 방법에 있어서,
시간 영역에서의 상기 수신 신호와 기준 신호의 상관 관계를 판단하는 단계;
상기 상관 관계 및 미리 정해진 순열의 시간 값에 기반하여 제 1 값을 중심으로 하는 제 1 시간 구간의 제 1 절대 값, 제 2 값을 중심으로 하는 제 2 시간 구간의 제 2 절대 값 및 음의 상기 제 2 값을 중심으로 하는 제 3 시간 구간의 제 3 절대 값을 획득하는 단계;
상기 제 1 절대 값, 상기 제 2 절대 값 및 상기 제 3 절대 값에 기반하여 최대 값을 획득하는 단계;
상기 최대 값이 감지 한계 값을 초과하는지 확인하는 단계;
상기 최대 값이 상기 감지 한계 값을 초과하는 경우, 상기 제 1 절대 값, 상기 제 2 절대 값 및 상기 제 3 절대 값 중 상기 제 2 절대 값과 상기 제 3 절대 값의 비교 결과에 기반하여 선택된 적어도 하나의 절대 값을 이용하여 주파수 오프셋을 추정하는 단계를 포함하고,
상기 제 1 절대 값, 상기 제 2 절대 값 및 상기 제 3 절대 값은, 상기 제 1 절대 값, 상기 제 2 절대 값 및 상기 제 3 절대 값이 주파수 오프셋 유효 값 이하인 경우, 0으로 할당되는 방법.
제1항에 있어서, 상기 수신 신호와 기준 신호의 상관 관계를 판단하는 단계는,
시간 영역의 상기 수신 신호 및 기준 신호를 주파수 영역의 신호로 변환하는 단계;
상기 변환된 주파수 영역의 신호들에서 순열을 추출하는 단계;
상기 추출된 수신 신호와 기준 신호의 순열 간의 상관 관계에 기반한 스펙트럼을 획득하는 단계;
상기 획득한 상관 관계의 스펙트럼을 시간 영역으로 변환하는 단계를 포함하는 방법.
제2항에 있어서, 상기 주파수 영역의 신호들에서 추출된 순열은, Zadoff-Chu Sequence을 포함하는 방법.
제1항에 있어서, 상기 제 1 시간 구간, 상기 제 2 시간 구간 및 상기 제 3 시간 구간은, 상기 순열의 시간 값을 중심으로, 상기 수신 신호를 수신하는 채널의 지연 프로파일(delay profile)로 인한 다중 전파(multipath) 효과를 고려하여 설정되는 방법.
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제1항에 있어서, 상기 주파수 오프셋을 추정하는 단계는,
상기 제 2 절대값과 상기 제 3 절대값 중 큰 값 및 상기 제 1 절대값에 기반하여 상기 주파수 오프셋을 추정하는 단계를 포함하는 방법.
제1항에 있어서, 상기 주파수 오프셋 유효 값은, 상기 감지 한계 값의 1/3보다 작게 설정되는 방법.
이동 통신 시스템에서, 수신 신호의 주파수 오프셋을 추정하는 수신 장치에 있어서,
송신 장치로부터 신호를 수신하는 통신부;
시간 영역에서의 상기 수신 신호와 기준 신호의 상관 관계를 판단하고, 상기 상관 관계 및 미리 정해진 순열의 시간 값에 기반하여 제 1 값을 중심으로 하는 제 1 시간 구간의 제 1 절대 값, 제 2 값을 중심으로 하는 제 2 시간 구간의 제 2 절대 값 및 음의 상기 제 2 값을 중심으로 하는 제 3 시간 구간의 제 3 절대 값을 획득하고, 상기 제 1 절대 값, 상기 제 2 절대 값 및 상기 제 3 절대 값에 기반하여 최대 값을 획득하고, 상기 최대 값이 감지 한계 값을 초과하는 경우, 상기 제 1 절대 값, 상기 제 2 절대 값 및 상기 제 3 절대 값 중 상기 제 2 절대 값과 상기 제 3 절대 값의 비교 결과에 기반하여 선택된 적어도 하나의 절대 값을 이용하여 주파수 오프셋을 추정하는 것을 제어하는 제어부를 포함하며,
상기 제 1 절대 값, 상기 제 2 절대 값 및 상기 제 3 절대 값은, 상기 제 1 절대 값, 상기 제 2 절대 값 및 상기 제 3 절대 값이 주파수 오프셋 유효 값 이하인 경우, 0으로 할당되는 장치.
제9항에 있어서, 상기 수신 신호와 기준 신호의 상관 관계를 판단하는 것은,
시간 영역의 상기 수신 신호 및 기준 신호를 주파수 영역의 신호로 변환하고, 상기 변환된 주파수 영역의 신호들에서 순열을 추출하고, 상기 추출된 수신 신호와 기준 신호의 순열 간의 상관 관계에 기반한 스펙트럼을 획득하고, 상기 획득한 상관 관계의 스펙트럼을 시간 영역으로 변환하는 장치.
제10항에 있어서, 상기 주파수 영역의 신호들에서 추출된 순열은, Zadoff-Chu Sequence을 포함하는 장치.
제10항에 있어서, 상기 제 1 시간 구간, 상기 제 2 시간 구간 및 상기 제 3 시간 구간은,
상기 순열의 시간 값을 중심으로, 상기 신호를 수신하는 채널의 지연 프로파일(delay profile)로 인한 다중 전파(multipath) 효과를 고려하여 설정되는 장치.
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제9항에 있어서, 상기 제어부는,
상기 제 2 절대값과 상기 제 3 절대값 중 큰 값 및 상기 제 1 절대 값에 기반하여 상기 주파수 오프셋을 추정하는 장치.
제9항에 있어서, 상기 주파수 오프셋 유효 값은, 상기 감지 한계 값의 1/3보다 작게 설정되는 장치.