CN101677310B - 接收设备及接收方法 - Google Patents

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Abstract

公开了一种接收设备、接收方法及程序。接收设备包括导频信号提取器、估计器、内插器、失真校正器、计算器和判定器。

Description

接收设备及接收方法
技术领域
本发明涉及接收设备、接收方法及程序，并且具体涉及使得能够关于信道环境是否是单路径(single path)环境或接近延迟路径(delay path)环境做出高精度判定的接收设备、接收方法及程序 
背景技术
称为正交频分复用(OFDM)系统的调制系统被用作用于陆地数字广播的调制系统。 
在OFDM系统中，在发送频带中设置大量正交子载波。此外，数据被分配给每个子载波的幅度和相位，并且通过相移键控(PSK)或正交幅度调制(QAM)执行数字调制。 
OFDM系统具有这样的特性：在OFDM系统中，由于总的发送频带被大量子载波划分，每一个子载波的频带窄并且传输速率低，但是其总的传输速率与现有调制系统相似。此外，OFDM系统具有可以通过设置稍后要描述的保护间隔来增强对抗多路径的强壮性。 
此外，在OFDM系统中，由于数据被分配给多个子载波，所以可以通过用于执行反傅里叶变换(IFFT)的快速反傅里叶变换运算来执行调制。通过用于执行傅里叶变换的快速傅里叶变换(FFT)运算可以执行对作为调制结果获得的OFDM信号的解调。 
因此，通过使用用于执行IFFT运算的电路可以形成用于发送OFDM信号的发送设备，并且通过使用用于执行FFT运算的电路可以形成用于接收OFDM信号的接收设备。 
由于上述特性，OFDM系统常常被应用于极其容易受多路径干扰影响的地面数字广播。采用OFDM系统的地面数字广播的标准的示例包括地面数字视频广播(DVB-T)、地面综合服务数字广播(ISDB-T)和用于声音 广播的地面ISDB(ISDB-TSB)。 
图1是示出OFDM符号的示图。 
在OFDM系统中，基于称为OFDM符号的单元执行信号发送。 
如图1中所示，一个OFDM符号是由有用符号和保护间隔(以下，称为GI)组成的，有用符号是在发送时对其执行IFFT的信号间隔，GI是通过复制有用符号的后半段中一部分的波形获得的。GI在时间轴上被插入到有用符号之前的位置。在OFDM系统中，插入GI可以防止在多路径环境下发生的OFDM符号间干扰， 
如果OFDM符号中有用符号的长度，即不包括保护间隔的有用符号持续时间，为Tu[秒]。并且子载波之间的间隔为Fc[Hz]，则满足由等式Fc＝1/Tu表达的关系。 
通过组装多个这样的OFDM符号来形成一个OFDM发送帧。例如，在ISDB-T标准中，由204个OFDM符号构成一个OFDM发送帧。以该OFDM发送帧为单位定义导频信号的插入位置。 
在将QAM调制系统用作各个子载波的调制系统的OFDM系统中，以每个子载波为基础，发送时子载波的幅度和相位与接收时子载波的幅度和相位由于传输中多路径等的影响而不同。因此，接收侧需要执行信号均衡，使得所接收到的信号的幅度和相位可以变得与所发送的信号的幅度和相位等同。 
在OFDM系统中，具有预定幅度和预定相位的导频信号在发送侧被以离散的方式插入发送符号中。此外，接收侧基于导频信号的幅度和相位来获得信道的频率特性，从而对所接收到的信号进行均衡。 
用来计算信道特性的导频信号称为离散导频信号(以下，称为SP信号)。图2示出DVB-T标准和ISDB-T标准中所采用的OFDM符号中的SP信号的布置模式。在图2中，垂直方向对应于时间方向并且水平方向对应于频率方向。 
图3是示出相关技术的OFDM接收机的配置示例的框图。 
调谐器2执行将接收天线1接收到的RF信号变换成IF信号的频率变换，并且将IF信号输出给A/D转换电路3。 
A/D转换电路3对从调谐器2提供的IF信号执行A/D转换并且将数字IF信号输出给正交解调电路4。 
正交解调电路4通过使用从载波生成电路5提供的载波执行正交解调，从而获得基带OFDM信号并且输出它。该基带OFDM信号在FFT运算之前是时域信号。 
以下，FFT运算之前的基带OFDM信号将称为OFDM时域信号。作为解调的结果，获得包括实轴分量(I信道信号)和虚轴分量(Q信道信号)的复数信号作为OFDM时域信号。从正交解调电路4输出的OFDM时域信号提供给载波生成电路5、FFT电路6、FFT间隔控制电路7和延迟概况(delay profile)估计电路10。 
载波生成电路5基于从正交解调电路4提供的OFDM时域信号生成具有预定频率的载波，并且将载波输出给正交解调电路4。 
FFT电路6基于从FFT间隔控制电路7提供的FFT触发脉冲，从一个OFDM符号的信号提取在有用符号持续时间范围中的信号。此外，FFT电路6对所提取出的OFDM时域信号执行FFT运算，从而提取通过相应子载波的调制而携带的数据。 
FFT运算的起始位置是从图1中的位置A至位置B的范围内的任何位置，位置A相当于OFDM符号的边界，位置B相当于GI和有用符号之间的边界。FFT运算范围称为FFT间隔，并且FFT间隔的起始位置由从FFT间隔控制电路7提供的FFT触发脉冲指定。 
FFT电路6输出表示所提取出的数据的OFDM信号。该OFDM信号是在FFT运算之后获得的频域信号。以下，在FFT运算之后获得的OFDM信号将称为OFDM频域信号。OFDM频域信号提供给信道失真补偿电路8中的SP提取电路8-1和除法电路8-4。 
FFT间隔控制电路7基于从正交解调电路4提供的OFDM时域信号和由延迟概况估计电路10估计出的延迟概况来确定FFT间隔，并且将FFT触发脉冲输出给FFT电路6。 
信道失真补偿电路8包括SP提取电路8-1、时间方向特性估计电路8-2、频率方向特性内插电路8-3和除法电路8-4。 
SP提取电路8-1从OFDM频域信号提取SP信号，并且从SP信号中去除调制分量从而估计SP信号的信道特性。SP提取电路8-1将表示所估计出的信道特性的信道特性数据输出给时间方向特性估计电路8-2。 
时间方向特性估计电路8-2基于由SP提取电路8-1估计出的信道特性，从SP信号所处于的子载波中估计出沿时间方向布置的各个OFDM符号的信道特性。例如，通过使用由SP提取电路8-1估计出的图2中的SP信号SP1的信道特性和SP信号SP2的信道特性，时间方向特性估计电路8-2估计图2中区域A1中其它符号的信道特性。 
在相同时间在OFDM符号中每第12个(每隔11个)子载波插入SP信号。因此，由时间方向特性估计电路8-2估计每第3个子载波的信道特性。时间方向特性估计电路8-2输出表示所估计出的每第3个子载波的信道特性的数据。从时间方向特性估计电路8-2输出的数据提供给频率方向特性内插电路8-3和延迟概况估计电路10。 
频率方向特性内插电路8-3执行作为在频率方向上对信道特性进行内插的处理的频率内插处理，从而从每第3个子载波的信道特性中估计出在频率方向上每个OFDM符号的子载波的信道特性。 
频率内插处理是通过对从对表示每第3个子载波的信道特性的数据进行3倍上采样中得到的数据应用低通滤波来实现的。频率方向特性内插电路8-3设有多个作为内插滤波器的低通滤波器，并且频率内插处理中所使用的内插滤波器是由从频率内插滤波器选择电路11提供的滤波器选择信号指定的。例如，频率方向特性内插电路8-3估计图2的区域A2中所包括的OFDM符号的位置中、还有待估计信道特性的位置的信道特性。 
结果，所有子载波的信道特性被估计出。频率方向特性内插电路8-3将表示对所有子载波的信道特性的估计的结果的数据输出给除法电路8-4。 
除法电路8-4基于从频率方向特性内插电路8-3提供的、所有子载波的信道特性来校正OFDM频域信号中所包括的失真。除法电路8-4将失真已被校正的OFDM频域信号输出给误差校正电路9。 
误差校正电路9对在发送侧经过了交织(interleave)的信号执行去交 织处理，并且执行诸如解增信删余(depuncturing)、Viterbi解码、扩散信号去除和RS解码。误差校正电路9将通过各种处理获得数据作为解码后的数据输出给随后阶段的电路。 
延迟概况估计电路10通过获取信道的时间响应特性来估计信道的延迟概况。例如，延迟概况估计电路10通过对由时间方向特性估计电路8-2估计处的信道特性执行IFFT并且对IFFT的结果执行阈值处理来估计延迟概况。从其获得等于或小于阈值的值的部分被视为噪声分量，并且确定在从其获得超过阈值的值的部分中存在路径。 
由延迟概况估计电路10估计出的延迟概况提供给FFT间隔控制电路7和频率内插滤波器选择电路11。作为用于估计延迟概况的方法，还已知这样的方法：通过利用抽头系数为GI时间段的匹配滤波器(MF)从OFDM时域信号估计延迟概况。 
频率内插滤波器选择电路11基于由延迟概况估计电路10估计出的延迟概况而获得延迟扩展(delay spread)，并且选择具有与该延迟扩展相适的滤波器频带的内插滤波器。频率内插滤波器选择电路11将指定所选择的内插滤波器的滤波器选择信号输出给频率方向特性内插电路8-3。 
图4是示出频率方向特性内插电路8-3的配置示例的示图。 
如图4中所示，频率方向特性内插电路8-3包括频率内插滤波器电路8-3a0至8-3aN-1和选择器电路8-3b。从时间方向特性估计电路8-2输出的并且表示每第3个子载波的信道特性的数据被输入到频率内插滤波器电路8-3a0至8-3aN-1中。从频率内插滤波器选择电路11输出的滤波器选择信号被输入到选择器电路8-3b。 
频率内插滤波器电路8-3a0至8-3aN-1中的每一个通过使用给定的内插滤波器，对表示每第3个子载波的信道特性的数据执行频率内插处理，并且将表示频率内插处理结果的数据输出给选择器电路8-3b。 
在图4的示例中，频率内插滤波器电路8-3a0通过使用具有滤波器频带BW0的内插滤波器来执行内插处理，并且频率内插滤波器电路8-3a1通过使用具有滤波器频带BW1的内插滤波器来执行内插处理。频率内插滤波器电路8-3aN-1通过使用具有滤波器频带BW(N-1)的内插滤波器来执行 内插处理。图5示出在时间轴上表示滤波器频带BW0至BW3的示图。 
在图5的示例中，滤波器频带BW0的带宽是最大的，并且滤波器频带BW3是最小的。向上的白色三角形的位置指示滤波器频带的中心位置。以使得滤波器频带的中心位置被设置到与延迟扩展的中心位置相同的位置这样的方式执行频率内插处理。 
选择器电路8-3b从自频率内插滤波器电路8-3a0至8-3aN-1提供的数据中选择通过利用由滤波器选择信号指定的内插滤波器进行的频率内插处理而获得的、作为对信道特性进行内插的结果的数据。由选择器电路8-3b选出的信号输出给除法电路8-4。 
相关技术的文件的示例包括日本专利文件特开2002-232390号公报和特开2008-35377号公报。 
发明内容
顺便提及，一般将GI从FFT运算的对象中排除。然而，如果作为FFT运算的对象的信号是循环前缀OFDM信号，则如果信道环境是没有延迟路径的单路径环境时，则可以有效利用GI的信息。在这个特征中，利用了以下特性：GI的信号对应于存在于有用符号结束处并且被用作GI的复制源的间隔的信号。 
例如，应用用于执行以下运算的窗函数。具体而言，GI的信号的幅度和作为GI的复制源的间隔的信号的幅度被减半，并且具有减半的幅度的GI的信号与具有减半的幅度、作为复制源的间隔的信号相加。此外，除了GI和作为复制源的间隔以外的间隔乘以1。之后，设置起始位置和GI的结束位置相同的FFT间隔并且执行FFT运算。这可以增强作为GI的复制源的间隔的S/N比。 
有必要以高精度判定该信道环境是单路径环境，以有效利用GI的信号来执行这样的FFT运算。然而，在利用延迟概况的相关领域判定方法中，判定精度常常是足够的。如上所述在延迟概况的估计中执行阈值处理。在该处理中，噪声分量常常被错误地检测为路径。 
如果关于信道环境是否是单路径环境进行了错误的判定，并且尽管信 道环境不是单路径环境，但是在应用这样的窗函数之后执行了FFT运算，则GI以外的信号被与作为GI的复制源的间隔的信号相加。这导致作为解调结果获得信号的畸变。 
此外，如果能够以高精度判定信道环境是单路径环境，则可以在频率内插处理中针对该单路径来设置内插滤波器的频带等。因此，可以增强信号质量。 
需要使得能够关于信道环境是否是单路径环境或接近延迟路径环境进行高精度判定的本发明。 
根据本发明实施例，提供了一种接收设备，包括：被配置为从所接收到的OFDM信号中提取导频信号的导频信号提取器；估计器，该估计器被配置为针对导频信号估计OFDM信号的信道的特性，并且在时间方向上对信道特性进行内插从而获得每预定序数的子载波的信道特性；以及内插器，该内插器被配置为通过使用具有第一频带的内插滤波器来对每预定序数的子载波的信道特性执行滤波而在频率方向上对信道特性进行内插，从而获得第一所有子载波信道特性，并且通过使用具有比第一频带宽的第二频带的内插滤波器来对每预定序数的子载波的信道特性执行滤波来于在频率方向上对信道特性进行内插，从而获得第二所有子载波信道特性。接收设备还包括：失真校正器，该失真校正器被配置为通过使用第一所有子载波信道特性来校正OFDM信号的失真，并且通过使用第二所有子载波信道特性来校正OFDM信号的失真；计算器，该计算器被配置为计算失真已被校正的各个OFDM信号的质量；以及判定器，该判定器被配置为基于第一失真校正后信号的质量和第二失真校正后信号的质量，来判定信道环境是否是允许所有路径被包括在具有第一频带的内插滤波器的通带中的单路径环境或接近延迟路径环境，所述第一失真校正后信号是失真已经通过使用第一所有子载波信道特性被校正的OFDM信号，第二失真校正后信号是失真已经通过使用第二所有子载波信道特性被校正的OFDM信号。 
根据本发明其它实施例，提供了一种接收方法和程序，该接收方法和程序各自包括以下步骤：从所接收到的OFDM信号中提取导频信号；针对导频信号估计OFDM信号的信道的特性，并且在时间方向上对信道特性进 行内插从而获得每预定序数的子载波的信道特性；通过使用具有第一频带的内插滤波器对每预定序数的子载波的信道特性执行滤波来由在频率方向上对信道特性进行内插，从而获得第一所有子载波信道特性，并且通过使用具有比第一频带宽的第二频带的内插滤波器来对每预定序数的子载波的信道特性执行滤波来在频率方向上对信道特性进行内插，从而获得第二所有子载波信道特性。该接收方法和程序各自还包括以下步骤：通过使用第一所有子载波信道特性来校正OFDM信号的失真，并且通过使用第二所有子载波信道特性来校正OFDM信号的失真；计算失真已被校正的各个OFDM信号的质量；以及基于第一失真校正后信号的质量和第二失真校正后信号的质量来判定信道环境是否是允许所有路径被包括在具有第一频带的内插滤波器的通带中的单路径环境或接近延迟路径环境，所述第一失真校正后信号是失真已经通过使用第一所有子载波信道特性被校正的OFDM信号，第二失真校正后信号是失真已经通过使用第二所有子载波信道特性被校正的OFDM信号。 
在本发明实施例中，导频信号是从所接收到的OFDM信号中提取的。针对该导频信号的OFDM信号的信道的特性被估计，并且信道特性在时间方向上被内插从而获得每预定序数的子载波的信道特性。对每预定序数的子载波的信道特性的滤波由用于在频率方向上对信道特性进行内插、具有第一频带的内插滤波器来执行，从而获得第一所有子载波信道特性。此外，对每预定序数的子载波的信道特性的滤波由用于在频率方向上对信道特性进行内插、具有比第一频带宽的第二频带的内插滤波器来执行，从而获得第二所有子载波信道特性。OFDM信号的失真通过使用第一所有子载波信道特性被校正，并且OFDM信号的失真通过使用第二所有子载波信道特性被校正。失真已被校正的OFDM信号中的每一个OFDM信号的质量被计算。此外，基于第一失真校正后信号的质量和第二失真校正后信号的质量来判定信道环境是否是允许所有路径被包括在具有第一频带的内插滤波器的通带中的单路径环境或接近延迟路径环境，所述第一失真校正后信号是失真已经通过使用第一所有子载波信道特性被校正的OFDM信号，第二失真校正后信号是失真已经通过使用第二所有子载波信道特性被校正的 OFDM信号。 
本发明实施例使得能够关于信道环境是否是单路径环境或接近延迟路径环境进行高精度判定。 
附图说明
图1是示出OFDM符号的示图； 
图2是示出SP信号的布置模式的示图； 
图3是示出相关技术的OFDM接收机的配置示例的框图； 
图4是示出图3中的频率方向特性内插电路的配置示例的示图； 
图5是示出滤波器频带的示图； 
图6是示出根据本发明一个实施例的接收机的配置示例的框图； 
图7是示出FFT运算的控制的示例的示图； 
图8是示出FFT运算的控制的另一示例的示图； 
图9是示出图6中的频率方向特性内插电路的配置示例的示图； 
图10是示出时间方向特性估计数据的示图； 
图11是示出频率方向特性内插数据的示图； 
图12是示出0值内插特性数据的时域数据的示例的示图； 
图13A至图13D是用于说明OFDM频域信号的信号质量的示图； 
图14A和图14B是用于说明依赖于滤波器频带中心的信号质量中的变化的示图； 
图15A和图15B是用于说明当信道环境不是单路径环境时，依赖于滤波器频带中心的信号质量中的变化的示图； 
图16A和图16B是用于说明当信道环境是单路径环境时，依赖于滤波器频带中心的信号质量中的变化的示图； 
图17是示出图6中的最佳滤波器系数选择电路的配置示例的示图； 
图18是示出图17中的接近延迟路径判定电路的配置示例的示图； 
图19是示出图17中的接近延迟路径判定电路的另一配置示例的示图； 
图20是示出图17中的接近延迟路径判定电路的又一配置示例的示 图； 
图21是示出图17中的接近延迟路径判定电路的再一配置示例的示图； 
图22A至图22C是示出路径的折返分量的示例的示图； 
图23A至图23C是示出路径的折返分量的另一示例的示图； 
图24是示出应用窄带滤波器的状态的示图； 
图25是用于说明接收机的接收处理的流程图； 
图26是用于说明图25中的步骤S8中所执行的滤波器系数选择处理的流程图； 
图27是示出根据本发明一个实施例的接收机的另一配置示例的框图； 
图28是示出图27中的最佳滤波器系数选择电路的配置示例的框图； 
图29是示出图28中的接近延迟路径判定电路的配置的示图；以及 
图30是示出计算机的配置示例的框图。 
具体实施方式
<1.第一实施例> 
[接收机的配置示例] 
图6是示出根据本发明一个实施例的接收机100的配置示例的框图。 
在图6中所示的组件中，与图3中的组件相同的组件给予相同标号。相应地省略重复描述。 
图6的接收机100的配置与图3的配置的不同主要在于：设置了最佳滤波器系数选择电路21来取代频率内插滤波器选择电路11。此外，作为用于执行频率内插处理的电路，基于从最佳滤波器系数选择电路21提供的系数而改变诸如内插滤波器的频带之类的特性，并且执行该频率内插处理的频率方向特性内插电路22被设置在信道失真补偿电路8中。 
图6的接收机100采用的不是基于延迟概况来控制频率内插处理中所使用的内插滤波器的方法，而实际使用了利用多个内插滤波器来执行频率内插处理的试验并且控制内插滤波器的方法。 
从通过频率内插处理的试验获得的信号的质量的特性中，关于信道环境是否是仅包括作为主径的单个路径的环境还是仅包括作为主径之外的路径的接近延迟路径的环境做出判定。基于判定结果控制内插滤波器。关于信道环境是否是仅包括作为主径的单个路径的环境还是仅包括作为主径之外的路径的接近延迟路径的环境的判定的结果还用在FFT运算中。 
以下，如果不需要区分仅包括作为主径的单个路径的单路径环境和仅包括作为主径之外的路径的接近延迟路径的接近延迟路径环境，则将相应地进行描述使得接近延迟路径环境包括单路径环境。稍后将要描述的接近延迟路径判定是关于信道环境是单路径环境还是接近延迟路径环境的判定。 
调谐器2执行将接收天线1接收到的RF信号变换成IF信号的频率变换，并且将IF信号输出给A/D转换电路3。 
A/D转换电路3对IF信号执行A/D转换并且将数字IF信号输出给正交解调电路4。 
正交解调电路4通过使用从载波生成电路5提供的载波执行正交解调，从而获得OFDM时域信号并且输出它。 
载波生成电路5生成具有预定频率的载波，并且将载波输出给正交解调电路4。 
FFT电路6根据FFT间隔控制电路7的控制相应地应用窗函数并且基于从FFT间隔控制电路7提供的FFT触发来设置FFT间隔。此外，FFT电路6对FFT间隔中的OFDM时域信号执行FFT运算。FFT电路6将通过FFT运算提取的并且表示通过各个子载波的正交调制而携带的那些数据的OFDM频域信号输出给SP提取电路8-1、除法电路8-4和最佳滤波器系数选择电路21。 
FFT间隔控制电路7基于从最佳滤波器系数选择电路21提供的接近延迟路径判定标志和由延迟概况估计电路10估计出的延迟概况来控制FFT电路6进行的FFT运算。接近延迟路径判定标志指示该信道环境是否是接近延迟路径环境。 
图7是示出当信道环境不是接近延迟路径环境时对FFT运算的控制的 示例的示图。 
在图7中示出主径和延迟路径。该延迟路径相对于主径具有大的延迟量并且因此不是接近延迟路径。 
在该情况中，如图7中所示，基于FFT触发脉冲为每个OFDM符号设置起始位置与GI的结束位置相同的FFT间隔，并且由FFT电路6对FFT间隔中的信号执行FFT运算。FFT运算被执行，除了GI部分以外。 
图8是示出当信道环境是单路径环境并且因此判定信道环境是接近延迟路径环境时，对FFT运算的控制的示例的示图。 
在图8中的最上面一行中仅示出主径。在这种情况中，由FFT电路6根据FFT间隔控制电路7的控制对OFDM时域信号应用窗函数。结果，如由图8中的箭头A1所示，GI的信号和作为GI的复制源的间隔的信号的幅度都减半。此外，如箭头A2所示，具有减半的幅度的GI的信号被加到具有减半的幅度的、作为GI的复制源的间隔的信号。 
对于图8中最低一行上示出的相加结果信号，例如，基于FFT触发脉冲来设置起始位置与主径中的GI的结束位置相同的FFT间隔，并且对该FFT间隔中的信号执行FFT运算。例如，主径中的GI的结束位置是基于所估计出的延迟概况来指定的。 
通过该处理，有效利用了GI并且增强了作为GI的复制源的间隔的S/N比。 
由最佳滤波器系数选择电路21进行的接近延迟路径判定的精确度高于基于所估计出的延迟概况进行的环境判定的精确度。因此，可以高精度地有效利用GI并且可以增强信号质量。 
往回参考图6，信道失真补偿电路8中的SP提取电路8-1从OFDM频域信号提取SP信号并且估计SP信号的信道特性。SP提取电路8-1将表示所估计出的信道特性的信道特性数据输出给时间方向特性估计电路8-2。 
时间方向特性估计电路8-2从SP信号所置于的子载波中估计沿时间方向布置的各个OFDM符号的信道特性。时间方向特性估计电路8-2向最佳滤波器系数选择电路21、频率方向特性内插电路22和延迟概况估计电路10输出时间方向特性估计数据，作为表示所估计出的每第3个(每隔2 个)子载波的信道特性。 
频率方向特性内插电路22基于从最佳滤波器系数选择电路21提供的系数，改变内插滤波器的频带及其中心位置，并且执行频率内插处理。 
图9是示出频率方向特性内插电路22的配置示例的示图。 
如图9中所示，频率方向特性内插电路22包括三倍上采样电路22A和内插滤波器电路22B。三倍上采样电路22A在从时间方向特性估计电路8-2提供的时间方向特性估计数据的样本值之间内插例如两个0作为新的样本值。三倍上采样电路22A将从将原始数据的样本值数增加为3倍得到的时间方向特性估计数据输出给内插滤波器电路22B。 
内插滤波器电路22B是由用于对在频率方向上对信道特性进行的内插进行滤波的低通滤波器(LPF)构成的，并且对来自三倍上采样电路22A的时间方向特性估计数据执行滤波。基于从最佳滤波器系数选择电路21提供的系数而关于宽频带和窄频带中的哪一个频带被用作滤波中所使用的LPF(内插滤波器)的频带以及该频带的中心位置进行调节。 
内插滤波器电路22B通过使用宽带滤波器或窄带滤波器作为内插滤波器来执行滤波，从而去除由于0的内插在时间方向特性估计数据中产生的折返分量(fold-back component)，并且获得从频率方向的内插中得到的信道特性。内插滤波器电路22B向除法电路8-4输出从频率方向的内插中得到的信道特性，即频率方向特性内插数据，作为表示所有子载波的信道特性的数据。 
例如，当如图5中所示在时间轴上示出内插滤波器的频带时，约等于Tu/3[秒]的频带用作宽带滤波器的频带。比宽带滤波器的频带窄的、约等于Tu/12[秒]的频带用作窄带滤波器的频带。 
以下将关于用作宽带滤波器的频带的Tu/3进行描述。 
图10是示出时间方向特性估计数据的示图。 
与图10中所示的相似的时间方向特性估计数据是通过使用如图2中所示布置的SP信号的信道特性数据、由时间方向特性估计电路8-2获得的。在图10中，白环和阴影环指示OFDM信号的子载波(发送符号)。此外，在图10中，阴影环指示已经通过时间方向特性估计电路8-2中的处 理估计出了信道特性的发送符号。 
通过利用SP信号的信道特性数据来估计时间方向上的信道特性，可以针对如图10中所示的每第3个子载波获得每个OFDM符号的信道特性。表示与图10中所示的相似的信道特性的时间方向特性估计数据从时间方向特性估计电路8-2被提供到频率方向特性内插电路22。 
图11是示出频率方向特性内插数据的示图。 
频率方向特性内插电路22通过使用表示沿子载波编号方向的每第3个子载波的信道特性的时间方向特性估计数据，获得由图11中的阴影区域环绕的OFDM符号的子载波中每个子载波的信道特性。 
具体而言，三倍上采样电路22A在时间方向特性估计数据的样本值之间内插2个0，从而创建数据量增加为原始数据的数据量的3倍的时间方向特性估计数据。 
输入到三倍上采样电路22A中的时间方向特性估计数据是与图10中所示的、表示相似的每第3个子载波的信道特性的样本值的序列。因此，在该时间方向特性估计数据中，在已经估计出信道特性的子载波之间存在信道特性还有待估计的两个子载波。因此，三倍上采样电路22A内插两个0，这两个0用作信道特性有待估计的两个子载波的信道特性的样本点。 
内插的0的数目根据通过时间方向特性估计电路8-2获得的时间方向特性估计数据中、信道特性被估计的子载波的间隔而不同。 
如果两个0以这种方式被内插在时间方向特性估计数据的样本值之间，则作为内插的结果而获得的时间方向特性估计数据包括时域中的折返分量。以下，从内插0得到的时间方向特性估计数据将相应地称为0值内插特性数据。 
以下将描述为什么时间方向特性估计数据包括折返分量。时间方向特性估计数据是从OFDM频域信号获得的数据并且因此是频域中的数据。 
时间方向特性估计数据和通过在时间方向特性估计数据中内插0获得的0值内插特性数据，作为模拟信号是相同的信号。时间方向特性估计数据的时域数据和0值内插特性数据的时域数据具有相同的频率分量。 
时间方向特性估计数据是表示每第3个子载波的信道特性的样本值的 序列。如上所述，子载波之间的间隔是Fc＝1/Tu[Hz]。因此，在作为表示每第3个子载波的信道特性的样本值的序列的时间方向特性估计数据中，样本值之间的间隔是3Fc＝3/Tu[Hz]。 
因此，在通过在时间方向特性估计数据中的样本值之间内插0而获得0值内插特性数据中，样本值之间的间隔是Fc＝1/Tu[Hz]。 
另一方面，样本值之间的间隔为3Fc＝3/Tu[Hz]的时间方向特性估计数据是在时域中一个周期为1/3Fc＝Tu/3[秒]的数据。 
样本值之间的间隔为Fc＝1/Tu[Hz]的0值内插特性数据是时域中一个周期为1/Fc＝Tu[秒]的数据，即，一个周期是时间方向特性估计数据的一个周期的3倍的数据。 
如上，0值内插特性数据的时域数据是通过重复时间方向特性估计数据的时域数据3次获得的数据，0值内插特性数据的时域数据具有与时间方向特性估计数据的时域数据的频率分量相同的频率分量并且一个周期是时间方向特性估计数据的时域数据的一个周期的3倍。 
图12是示出0值内插特性数据的时域数据的示例的示图。 
在图12的示例中，存在两个路径：主路径和延迟路径。在图12中，横坐标指示时间并且纵坐标指示该路径的功率电平。 
周期为Tu[秒]的0值内插特性数据在时域中等同于通过对与周期为Tu/3[秒]的时间方向特性估计数据对应的多路径进行3倍重复获得的数据。 
当希望提取出图12中阴影表示的中央多路径作为频率方向特性内插数据时，需要去除其它多路径来获得所希望的与频率方向特性内插数据对应的多路径。 
为了满足该需要，内插滤波器电路22B对0值内插特性数据执行滤波，从而去除所希望的多路径以外的多路径，以提取所希望的与频率方向特性内插数据对应的多路径。 
0值内插特性数据是频域数据。内插滤波器电路22B中对0值内插特性数据的滤波等同于内插滤波器的滤波器系数与0值内插特性数据(频域数据)之间进行卷积。 
频域卷积等同于在时域中乘以窗函数。因此，对0值内插特性数据的滤波在时域中可以表示为：0值内插特性数据乘以与内插滤波器电路22B的通带相对应的窗函数。由图12中的粗黑线指示的窗函数表示作为对0值内插特性数据的滤波的相乘中所使用的函数，并且对应于内插滤波器电路22B的通带。 
被重复3次的多路径的周期是Tu/3[秒]。因此，通过使用例如带宽等于被重复3次的多路径的周期Tu/3[秒]、通带在-Tu/6至+Tu/6的范围内的频带的LPF作为内插滤波器，可以提取所希望的与频率方向特性内插数据相对应的多路径。 
用作内插滤波器电路22B中的内插滤波器器的宽带滤波器的带宽Tu/3取决于可以在时间方向上的信道特性的估计中获得信道特性的子载波的间隔。 
内插滤波器电路22B将通过频率内插处理估计出的、所有子载波的信道特性的估计结果输出给图6中的信道失真补偿电路8-6。 
除法电路8-4通过基于从频率方向特性内插电路22提供的、所有子载波的信道特性校正OFDM频域信号中所包含的失真来执行均衡。除法电路8-4将失真已被校正的OFDM频域信号输出给误差校正电路9。 
由OFDM信号在信道上接收到的、由多路径等引起的失真等同与OFDM信号的相乘。通过将施加接收到的OFDM信号除以信道特性来实现对由OFDM信号在信道上接收到的失真的校正。 
误差校正电路9向随后阶段的电路输出通过各种处理获得的数据，作为解码后的数据。 
延迟概况估计电路10估计信道的延迟概况并且将该延迟概况输出给FFT间隔控制电路7。 
最佳滤波器系数选择电路21偏移宽带滤波器和窄带滤波器中每一个的频带的中心位置，并且通过使用中心位置已被偏移的内插滤波器执行多个条件下的频率内插处理的试验。最佳滤波器系数选择电路21所使用的宽带滤波器和窄带滤波器各自具有的带宽与频率方向特性内插电路22中的频率内插处理中所使用的宽带滤波器和窄带滤波器的带宽相同。 
此外，最佳滤波器系数选择电路21基于通过各个条件下的频率内插处理的试验获得的、所有子载波的信道特性对从FFT电路6提供的OFDM频域信号的失真进行校正。最佳滤波器系数选择电路21计算失真已被校正的OFDM频域信号中每一个的质量。 
最佳滤波器系数选择电路21确定获得最佳质量的条件，并且向频率方向特性内插电路22输出表示在该条件中使用的内插滤波器(宽带滤波器或窄带滤波器)的系数以及该内插滤波器的频带的中心位置。 
如果在获得最佳质量的条件中使用的内插滤波器是窄带滤波器，则最佳滤波器系数选择电路21判定信道环境是接近延迟路径环境并且向FFT间隔控制电路7输出指示接近延迟路径判定标志。 
在最佳滤波器系数选择电路21中，可以提供具有最佳质量的信号的内插滤波器及其中心位置，并且接近延迟路径判定的结果例如是逐符号地获得的。 
以下将描述通过使用窄带滤波器和宽带滤波器进行接近延迟路径判定。 
图13A至图13D是用于有关内插滤波器的中心位置和失真已被校正的OFDM频域信号的信号质量的描述的示图。在该示图中，水平方向对应于时间轴并且垂直方向对应于路径的功率。 
图13A是示出所接收到的信号的分布的示例的示图。在该示例中，存在3个路径P、Q和R。 
如果应用内插滤波器使得所有路径被包括在内插滤波器的频带内，如图13B所示，则失真校正之后最终获得的OFDM频域信号的质量高。向上的白色三角形指示内插滤波器的中心位置。 
另一方面，如果应用内插滤波器使得部分路径未被包括在内插滤波器的频带内，如图13C和图13D所示，则失真校正之后最终获得的OFDM频域信号的质量比图13B中应用内插滤波器使得所有路径被包括在频带内的情况中所获得的质量低。 
如果内插滤波器的中心位置继续地以这种方式偏移频带改变而在各个定时获得的信号质量被表示为一幅图，则获得如图14B中所示的图。图 14B的图的横坐标指示内插滤波器的中心位置，并且纵坐标指示信号质量。上侧的值指示较差的质量，并且下侧的值指示较好的质量。 
当内插滤波器的频带的中心位置存在于图14A中所示的位置p1处时，则已经通过使用通过频率内插处理获得的信道特性校正了失真的OFDM频域信号的质量被表示为如图14B中所示的质量q。 
由于路径P不包括在内插滤波器的频带内，所以在这种情况中获得的质量q比当频带的中心位置位于例如p2使得所有路径可以被包括在频带中时所获得的质量差与路径P相对应的程度。 
如图14A中所示，白噪声存在于整个范围上。因此，使得频带能够包括图14A中的所有3个路径的中心位置的范围不与提供图14B的图中的最佳质量的中心位置相对应。 
图15A和图15B是顺序改变窄带滤波器的频带的中心位置所获得的信号质量与顺序改变宽带滤波器的频带的中心位置所获得的信号质量重叠的示图。 
在图15A和图15B的示例中，窄带滤波器的频带被定义为BW1，而宽带滤波器的频带被定义为BW0。根据宽带滤波器的频带的中心位置，所有三个路径可以被包括在频带中。然而，不论窄带滤波器的频带的中心位置如何，不是所有的三个路径都可以被包括在窄带滤波器的频带中。 
在涉及三个路径的环境中，并不是所有路径都可以被包括在窄带滤波器的频带中。因此，如图15B所示，当使用窄带滤波器时获得的信号质量基本上比当使用宽带滤波器时所获得的信号质量低。图15B中的实线指示当使用宽带滤波器时获得的信号质量，并且虚线指示当使用窄带滤波器时所获得的信号质量。 
图16A和图16B是这样的示图：关于单路径环境，顺序改变窄带滤波器的频带的中心位置而获得信号质量与顺序改变宽带滤波器的频带的中心位置而获得信号质量重叠。 
在单路径环境中，所有路径(单路径)可以根据频带的中心位置被包括在窄带滤波器的频带中。因此，即使使用窄带滤波器，也可以获得具有良好质量的OFDM频域信号。 
根据图16B的示例，当窄带滤波器的频带的中心位置在位置p11到位置p12的范围之间时，路径P被包括在窄带滤波器的频带中。此外，当宽带滤波器的频带的中心位置在位置p21到位置p22的范围之间时，路径P被包括在宽带滤波器的频带中。 
当使用窄带滤波器并且路径P被包括在其频带中时所获得的信号质量比当使用宽带滤波器路径P被包括在其频带中时所获得的信号质量好。原因是，当使用窄带滤波器时，频带中所包括的白噪声的量较少。 
基于该特征，在接近延迟路径判定中，如果当使用窄带滤波器时所获得的最好的信号质量比当使用宽带滤波器时所获得的最好的信号质量好，则判定信道环境是接近延迟路径环境。 
还可以考虑频带的中心位置，并且，如果如图16B中所示，当使用窄带滤波器时所获得的最好的信号质量的范围落在比当使用宽带滤波器时所获得的最好的信号质量的范围以内时，则判定信道环境是接近延迟路径环境。 
另一方面，如果当使用窄带滤波器时所获得的最好的信号质量不比当使用宽带滤波器时所获得的最好的信号质量好，则判定信道环境不是接近延迟路径环境。 
在上述判定中，涉及路径的延迟扩展相对于图16A中的路径P如此之小以致于该路径与路径P一起被包括在窄带滤波器的频带内的环境也被判定为接近延迟路径环境，这是因为不可能将这样的环境与单路径环境区分开来。接近延迟路径是这样的延迟路径：该延迟路径的延迟扩展如此之小以致于该延迟路径可以与主径一起、根据频带的中心位置被包括在窄带滤波器的频带中。 
图17是示出最佳滤波器系数选择电路21的配置示例的示图，最佳滤波器系数选择电路21基于上述基本原理做出接近延迟路径判定并且控制频率方向特性内插电路22中所使用的内插滤波器。 
控制器31控制对存储器32和33的读出/写入，使得相同符号的数据可以被保存在其中并且所保存的相同符号的数据可以从其中被读出。此外，控制器31向窄带频率内插电路34、宽带频率内插电路35和最佳值选 择电路38A和38B输出试验中心位置，作为内插滤波器的频带的中心位置以用于试验。 
存储器32根据控制器31的控制，保存从FFT电路6提供的、一个符号的OFDM频域信号。保存在存储器32中的这一个符号的OFDM频域信号由信道失真校正电路36A和36B读出。 
存储器33根据控制器31的控制，保存一个符号的时间方向特性估计数据，作为表示由时间方向特性估计电路8-2估计出的每第3个子载波的信道特性的数据。存储器33中所保存的这一个符号的时间方向特性估计数据由窄带频率内插电路34和宽带频率内插电路35读出。 
窄带频率内插电路34具有与图9中的频率方向特性内插电路22的配置相似的配置，并且通过使用窄带滤波器作为内插滤波器来执行频率内插处理。具体而言，窄带频率内插电路34将时间方向特性估计数据的样本值上采样为3倍样本值，并且通过使用根据从控制器31提供的试验中心位置调节了频带中心位置的窄带滤波器来执行频率内插处理。 
窄带频率内插电路34向信道失真校正电路36A输出通过频率内插处理获得的、所有子载波的信道特性。 
宽带频率内插电路35也具有与图9中的频率方向特性内插电路22的配置相似的配置，并且通过使用宽带滤波器作为内插滤波器来执行频率内插处理。宽带频率内插电路35对时间方向特性估计数据的样本值上采样至3倍样本值，并且通过使用根据从控制器31提供的试验中心位置调节了频带中心位置的宽带滤波器来执行频率内插处理。 
宽带频率内插电路35向信道失真校正电路36B输出通过频率内插处理获得的、所有子载波的信道特性。 
窄带频率内插电路34和宽带频率内插电路35具有同内插器一样的功能。 
内插滤波器的频带的中心位置在每次移动时顺序移动预定宽度，窄带频率内插电路34和宽带频率内插电路35针对多种模式执行频率内插处理。然后，输出通过针对各种模式的频率内插处理所获得的信道特性。如上所述，路径是否被包括在内插滤波器的频带中取决于频带的中心位置。 因此，通过频率内插处理获得信道特性随由控制器31设置的试验中心位置相应地变化。 
每次信道特性从窄带频率内插电路34被提供给信道失真校正电路36A时，信道失真校正电路36A基于所提供的信道特性对从存储器32中读出的、一个符号的OFDM频域信号中所包括的信道失真进行校正。信道失真校正电路36A向信号质量计算电路37A输出失真已被校正的OFDM频域信号。 
每次信道特性从宽带频率内插电路35被提供给信道失真校正电路36B时，信道失真校正电路36B基于所提供的信道特性对从存储器32中读出的、一个符号的OFDM频域信号中所包括的信道失真进行校正。信道失真校正电路36B向信号质量计算电路37B输出失真已被校正的OFDM频域信号。 
信道失真校正电路36A和36B具有同失真校正器一样的功能。 
每次一个符号的OFDM频域信号从信道失真校正电路36A被提供给信号质量计算电路37A时，信号质量计算电路37A计算信号的质量并且将所计算出的质量作为试验结果输出给最佳值选择电路38A。 
例如，信号质量计算电路37A计算该OFDM频域信号中所包括的噪声的功率并且输出所计算出的值。由于质量被表示为噪声的功率，所以较小的值指示较好的质量，而较大的值指示较差的质量。 
每次一个符号的OFDM频域信号从信道失真校正电路36B被提供给信号质量计算电路37B时，和信号质量计算电路37A相似，信号质量计算电路37B计算信号的质量并且将所计算出的质量作为试验结果输出给最佳值选择电路38B。 
信号质量计算电路37A和37B具有同计算器一样的功能。 
最佳值选择电路38A顺序保存由信号质量计算电路37A计算出的质量。如果随窄带滤波器的频带的中心位置的改变，对于作为对象的、一个符号的OFDM频域信号完成了针对所有模式的试验，则在最佳值选择电路38A中获得像图15B和图16B的图中由虚线指示的一样的试验结果。 
在获得针对所有模式的试验结果之后，最佳值选择电路38A选择被用 来创建具有最好的质量的OFDM频域信号的、窄带滤波器的频带的中心位置。对于作为对象的、一个符号的OFDM频域信号，最佳值选择电路38A指明哪个位置作为窄带滤波器的频带的中心位置提供具有最好质量的信号。 
最佳值选择电路38A的选择结果作为窄带滤波器的最佳中心位置输出给窄/宽选择电路39和接近延迟路径判定电路40。当最佳中心位置被用作窄带滤波器的频带的中心位置时所获得的试验结果的质量也被输出给窄/宽选择电路39和接近延迟路径判定电路40。 
最佳值选择电路38B顺序保存由信号质量计算电路37B计算出的质量。如果随宽带滤波器的频带的中心位置改变，对于作为对象的、一个符号的OFDM频域信号完成了针对所有模式的试验，则在最佳值选择电路38B中获得像图15B和图16B的图中由实线指示的一样的试验结果。 
在获得针对所有模式的试验结果之后，最佳值选择电路38B选择被用来创建具有最好的质量的OFDM频域信号的、宽带滤波器的频带的中心位置。对于作为对象的、一个符号的OFDM频域信号，最佳值选择电路38B指明哪个位置作为宽带滤波器的频带的中心位置提供具有最好质量的信号。 
最佳值选择电路38B的选择结果作为宽带滤波器的最佳中心位置输出给窄/宽选择电路39和接近延迟路径判定电路40。当最佳中心位置被用作宽带滤波器的频带的中心位置时所获得的试验结果的质量也被输出给窄/宽选择电路39和接近延迟路径判定电路40。 
窄/宽选择电路39将从最佳值选择电路38A提供的质量与从最佳值选择电路38B提供的质量进行比较，并且选择较好的质量和所提供的最佳中心位置。窄/宽选择电路39采用所选择的最佳中心位置作为最佳中心位置，并且输出表示最佳滤波器中心和中心位置要被调整为最佳滤波器中心的频带(窄带滤波器或宽带滤波器)的系数。 
从窄/宽选择电路39输出的系数被提供给频率方向特性内插电路22并且在频率内插处理中被使用。对于频率方向特性内插电路22，逐符号地，在频率内插处理中使用了宽带滤波器和窄带滤波器中的哪一个被指明并且 该滤波器的频带的中心位置被指明。 
基于从最佳值选择电路38A和38B提供的中心位置和信号质量中的信号质量，接近延迟路径判定电路40基于参考图15和图16描述的基本原理做出接近延迟路径判定，并且输出指示判定结果的接近延迟路径判定标志。 
从接近延迟路径判定电路40输出的接近延迟路径判定标志提供给FFT间隔控制电路7并且用于与参考图7和图8描述的相似的FFT运算控制。对于FFT间隔控制电路7，信道环境是否是接近延迟路径环境被逐符号地指明。 
图18是示出接近延迟路径判定电路40的配置示例的示图。 
从最佳值选择电路38A提供的信号质量和从最佳值选择电路38B提供的比较电路61。之后，为了描述方便，从最佳值选择电路38A提供的、当使用窄带滤波器时获得的OFDM频域信号的最好的质量将简称为窄带滤波器的信号质量。此外，从最佳值选择电路38B提供的、当使用宽带滤波器时获得的OFDM频域信号的最好的质量将简称为宽带滤波器的信号质量。 
比较电路61将窄带滤波器的信号质量与宽带滤波器的信号质量进行比较。如果比较电路61判定窄带滤波器的信号质量比宽带滤波器的信号质量好(从最佳值选择电路38A提供的、指示窄带滤波器的信号质量的值较小)，则判定信道环境是接近延迟路径环境，并且输出指示此的接近延迟路径判定标志。 
[接近延迟路径判定电路40的第一配置示例] 
图19是示出接近延迟路径判定电路40的另一配置示例的示图。 
图19中所示的组件中，与图18中相同的组件被给予相同标号。在图19的示例中，除了比较电路61以外，还设置了乘法器电路62。从最佳值选择电路38A提供的窄带滤波器的比较电路61，并且从最佳值选择电路38B提供的宽带滤波器的信号质量输入乘法器电路62. 
乘法器电路62将指示宽带滤波器的信号质量乘以增益α(α≥1.0)并且将产生的信号输出给比较电路61。如上所述，指示信号质量的值越小， 由该值指示的质量越好。因此，宽带滤波器的信号质量被变换以通过乘以增益α变成更差的质量，α大于或等于1。 
比较电路61将窄带滤波器的信号质量与从乘法器电路62的变换得到的宽带滤波器的信号质量进行比较。如果比较电路61判定窄带滤波器的信号质量较好，则然后判定信道环境是接近延迟路径环境并且将指示此的接近延迟路径判定标志输出给FFT间隔控制电路7。 
如参考图16B所述，如果信道环境是接近延迟路径环境，则宽带滤波器的信号质量基本上比窄带滤波器的信号质量差，这是因为在宽带滤波器的频带中包含了更多量的白噪声。 
然而，如果白噪声的量非常小，则尽管信道环境是接近延迟路径环境，然而常常发生这样的逆转现象：宽带滤波器的信号质量比窄带滤波器的信号质量好。在这种情况中，在接近延迟路径判定的结果中产生误差。 
通过将宽带滤波器的信号质量通过乘以增益而变换成更差的质量并且之后与窄带滤波器的信号质量进行比较，即使发生这样的信号质量逆转现象，也能够正确地判定信道环境是接近延迟路径环境。 
[接近延迟路径判定电路40的配置示的第二修改例] 
图20是示出接近延迟路径判定电路40的另一配置示例的示图。 
在图20的组件中，与图18中相同的组件被给予相同记号。在图20的示例中，在比较电路61的输出侧设置保护电路63。从最佳值选择电路38A提供的窄带滤波器的信号质量和从最佳值选择电路38B提供的宽带滤波器的信号质量输入比较电路61。 
比较电路61将窄带滤波器的信号质量与宽带滤波器的信号质量进行比较，并且向保护电路63输出比较结果。 
保护电路63通过使用比较电路61的多个比较结果来判定信道环境是否是接近延迟路径环境，并且输出指示该判断结果的接近延迟路径判定标志。 
例如，如果在从比较电路61提供的、包括最新的比较结果的过去N个比较结果中，指示窄带滤波器的信号质量较好的比较结果的数目较大，则保护电路63判定信道环境是接近延迟路径环境。 
此外，如果在从比较电路61提供的、包括最新的比较结果的过去N个连续的比较结果中，窄带滤波器的信号质量较好，则判定信道环境是接近延迟路径环境。 
使用多个比较结果来进行判定可以防止接近延迟路径判定的结果受比较结果中所谓的瞬态误差的影响，瞬态误差例如是仅对于某一个符号的时间段，获得与其它时间段中的比较结果不同的比较结果的现象。 
[接近延迟路径判定电路40的配置的第三修改例] 
图21是示出接近延迟路径判定电路40的另一配置示例的示图。 
图21中所示的接近延迟路径判定电路40包括比较电路61A和61B、乘法器电路62A和62B和AND电路64。从最佳值选择电路38A提供的窄带滤波器的信号质量输入比较电路61A和比较电路61B，而从最佳值选择电路38B提供的宽带滤波器的信号质量输入乘法器电路62A和乘法器电路62B。 
乘法器电路62A将指示宽带滤波器的信号质量的信号乘以增益α(α≥1.0)并且将产生的信号输出给比较电路61A。通过乘以大于或等于1的增益α，宽带滤波器的信号质量被变换成更差的信号质量。 
乘法器电路62B将指示宽带滤波器的信号质量的信号乘以增益β(β≤1.0)并且将产生的信号输出给比较电路61B。通过乘以小于或等于1的增益β，宽带滤波器的信号质量被变换成更好的信号质量。 
比较电路61A将窄带滤波器的信号质量与从乘法器电路62A的变换中得到的宽带滤波器的信号质量进行比较，并且将比较结果输出给AND电路64。 
比较电路61B将窄带滤波器的信号质量与从乘法器电路62B的变换中得到的宽带滤波器的信号质量进行比较，并且将比较结果输出给AND电路64。 
基于比较电路61A的比较结果和比较电路61B的比较结果，如果满足以下条件： 
宽带滤波器的信号质量×β≤窄带滤波器的信号质量≤宽带滤波器的信号质量×α 
则，AND电路64判定则信道环境是接近延迟路径环境，并且输出指示该判定结果的接近延迟路径判定标志。 
以下将描述为何将下限(宽带滤波器的信号质量×β)设置为关于接近延迟路径环境的判定的条件的理由。 
如上所述，频率方向特性内插电路22中的频率内插处理是这样实现的：将时间方向特性估计数据中的样本值上采样为3倍样本值并且之后对0值内插特性数据应用带宽等于或小于Tu/3的内插滤波器。 
图22A是示出时间方向特性估计数据的示例的示图。与图12类似，水平方向指示时间而垂直方向指示路径的功率。 
在图22A的示例中，信道环境是涉及路径P和路径Q的双径环境。延迟扩展等于或小于Tu/3[秒]。时域中的时间方向特性估计数据表示实际分布。 
如果在如图22A中所示的时间方向特性估计数据中内插2个0从而样本值被上采样为3倍样本值，则如图22B中所示以Tu/3[秒]的周期产生路径的折返分量。 
如果延迟扩展等于或小于Tu/3[秒]，则应用带宽为Tu/3的宽带滤波器可以仅提取出如图22C所示的期望的路径。 
接着，以下将基于信道环境涉及延迟扩展超过Tu/3[秒]的延迟路径的假设来进行描述。
图23A示出该环境中的时间方向特性估计数据。如图在如图23A中所示的时间方向特性估计数据中内插2个0从而样本值被上采样为3倍样本值，则如图23B中所示出现路径的折返分量。 
如果基于路径R的位置对经过上采样的时间方向特性估计数据应用带宽为Tu/3的宽带滤波器，则如图23C所示，路径R和作为路径S的折返分量的路径S”被包括在宽带滤波器的频带中。 
即作为原始延迟路径分量的路径S被宽带滤波器抑制。在这种情况中，最终获得的OFDM频域信号的信号质量较差。当路径S”本身也被抑制而不被包括在频带中时的信号质量比当路径S”而不是路径S被包括在频带中时的信号质量好。 
图24示出在涉及延迟扩展超过Tu/3[秒]的延迟路径的环境中应用窄带滤波器来替代宽带滤波器的状态。 
如果如图24中所示地应用窄带滤波器，则尽管路径S不能被包括在窄带滤波器的频带中，但是路径S”可以被抑制。当如图24所示应用窄带滤波器时的信号质量一般比如图23C所示应用宽带滤波器时的信号质量好，尽管这还依赖于路径的功率比。 
如果接近延迟路径判定是利用图18至图20的配置中的任何配置来进行的并且存在延迟扩展超过Tu/3[秒]的延迟路径，则，尽管信道环境实际上不是接近延迟路径环境，但是判定信道环境是接近延迟路径环境。 
为了解决这个问题，从通过乘以等于或小于1的增益β而变换成更差的质量中得到的宽带滤波器的信号质量被设置为下限，并且当满足上述条件时，判定信道环境是接近延迟路径环境。这可以防止错误的判定。 
如果比变换之后所获得的宽带滤波器的信号质量好并且比变换之前的宽带滤波器的信号质量好得多的信号质量被计算出作为窄带滤波器的信号质量，则窄带滤波器的信号质量不可信并且判定信道环境不是接近延迟路径环境。 
[接收机的操作] 
以下将描述具有上述配置的接收机100的操作。 
首先，以下将参考图25的流程图来描述接收机100的接收处理。 
每个步骤的处理不一定需要按数字顺序被执行，而是可以相应地与另一步骤的处理并行地或以另一顺序被执行。 
在步骤S1中，调谐器2对由接收天线1接收到的RF信号执行频率变换并且输出IF信号。 
在步骤S2中，A/D转换电路3对IF信号执行A/D转换并且输出数字IF信号。 
在步骤S3中，正交解调电路4执行正交解调并且输出OFDM时域信号。 
在步骤S4中，FFT电路6根据FFT间隔控制电路7的控制执行FFT运算，并且输出OFDM频域信号。 
在步骤S5中，SP提取电路8-1从OFDM频域信号提取SP信号并且估计SP信号的子载波的信道特性。 
在步骤S6中，时间方向特性估计电路8-2估计每第3个子载波的信道特性并且输出时间方向特性估计数据。 
在步骤S7中，延迟概况估计电路10基于时间方向特性估计数据来估计延迟概况。 
在步骤S8中，最佳滤波器系数选择电路21执行滤波器系数选择处理。通过滤波器系数选择处理选择的系数输出给频率方向特性内插电路22，并且指示接近延迟路径判定结果的接近延迟路径判定标志输出给FFT间隔控制电路7。稍后将参考图26的流程图来描述滤波器系数选择处理的细节。 
在步骤S9中，如果FFT间隔控制电路7从接近延迟路径判定标志中验证信道环境不是接近延迟路径环境，则它控制FFT电路6使得FFT电路6可以如参考图7所述、在去除GI之后执行FFT运算。另一方面，如果FFT间隔控制电路7从接近延迟路径判定标志中验证信道环境是接近延迟路径环境，则它控制FFT电路6使得FFT电路6可以如参考图8所述、在应用窗函数之后执行FFT运算。 
在步骤S10中，频率方向特性内插电路22对时间方向特性估计数据中的样本值执行上采样，并且通过使用频带和频带中心位置被基于通过滤波器系数选择处理所选择的系统进行了调节的内插滤波器来执行频率内插处理。 
在步骤S11中，除法电路8-4基于通过频率内插处理获得的、所有子载波的信道特性来校正OFDM频域信号中所包括的失真。 
在步骤S12中，误差校正电路9对失真已被校正的OFDM频域信号执行诸如误差校正之类的处理，并且输出解码后的数据。 
在信号接收期间，接收机100重复上述处理。 
以下将参考图26的流程图来描述图25中的步骤S8中所执行的滤波器系数选择处理的细节。 
当一个符号的OFDM频域信号从存储器32中被读出并且一个符号的 时间方向特性估计数据从存储器33中被读出时，开始该处理。 
在步骤S21中，控制器31在时间轴上选择预定位置作为试验中心位置。 
在步骤S22中，窄带频率内插电路34设置与试验中心位置匹配的窄带滤波器并且执行频率内插处理。此外，宽带频率内插电路35设置与试验中心位置匹配的宽带滤波器并且执行频率内插处理。 
在步骤S23中，信道失真校正电路36A基于通过窄带频率内插电路34的频率内插处理获得的信道特性，对OFDM频域信号中所包括的信道失真进行校正。此外，信道失真校正电路36B基于通过宽带频率内插电路35的频率内插处理获得的信道特性，对OFDM频域信号中所包括的信道失真进行校正。 
在步骤S24中，信号质量计算电路37A计算失真已被信道失真校正电路36A校正了的OFDM频域信号的质量。此外，信号质量计算电路37B计算失真已被信道失真校正电路36B校正了的OFDM频域信号的质量。由信号质量计算电路37A计算出的质量由最佳值选择电路38A保存，而由信号质量计算电路37B计算出的质量由最佳值选择电路38B保存。 
在步骤S25中，例如，信号质量计算电路37A判定：对于对象符号，随内插滤波器的频带的中心位置的改变，是否已经针对所有模式完成了频率内插处理的试验。如果在步骤S25中判定针对所有模式的频率内插处理的试验还未完成，则处理返回步骤S21，使得在改变试验中心位置之后重复上述处理。 
另一方面，如果在步骤S25中判定针对所有模式的频率内插处理的试验已经完成，则在步骤S26中，最佳值选择电路38A基于针对所有模式的试验结果来选择窄带滤波器的最佳中心位置。此外，最佳值选择电路38B基于针对所有模式的试验结果来选择宽带滤波器的最佳中心位置。
在步骤S27中，窄/宽选择电路39将从最佳值选择电路38A提供的质量与从最佳值选择电路38B提供的质量进行比较，并且选择最佳滤波器中心。窄/宽选择电路39输出表示最佳滤波器中心和中心位置要被调节为最佳滤波器中心的频带(窄带滤波器或宽带滤波器)的系数。 
在步骤S28中，接近延迟路径判定电路40基于从最佳值选择电路38A和38B提供的信号质量进行接近延迟路径判定，并且输出接近延迟路径判定标志。 
以下，处理返回图25中的步骤S8，使得随后的处理被执行。 
通过上述处理，可以以高精度判定信道环境是否是接近延迟路径环境，而不使用所估计出的延迟概况。 
此外，当信道环境不是接近延迟路径环境时，可以去除GI来执行FFT运算，并且当信道环境是接近延迟路径环境时，可以高效利用GI来执行FFT运算。由于接近延迟路径判定的结果是以高精度获得的，所以可以防止取决于环境的FFT运算的切换被错误地执行。 
此外，如果信道环境是接近延迟路径环境，则可以通过使用窄带滤波器来执行频率内插处理，并且如果信道环境不是接近延迟路径环境，则可以通过使用宽带滤波器来执行频率内插处理。由于接近延迟路径判定的结果是以高精度获得的，所以可以防止取决于环境的内插滤波器的切换被错误地执行。 
<2.第二实施例> 
图27是示出根据本发明一个实施例的接收机100的另一配置示例的框图。 
在图27中示出的组件中，和图6中相同的组件给予相同记号。省略重复的描述。图27中示出的接收机100的配置与图6的配置的不同在于：主径位置是从延迟概况估计电路10提供给最佳滤波器系数选择电路21的。 
图27中的延迟概况估计电路10基于所估计的延迟概况来指明主径位置并且将主径位置输出给最佳滤波器系数选择电路21。 
执行频率内插处理的试验来选择内插滤波器的中心位置等并且进行接近延迟路径判定的最佳滤波器系数选择电路21在该接近延迟路径判定中使用由延迟概况估计电路10指明的主径位置。最佳滤波器系数选择电路21向FFT间隔控制电路7输出指示通过使用主径位置进行的接近延迟路径判定的结果的接近延迟路径判定标志。 
图28是示出图27中的最佳滤波器系数选择电路21的配置示例的示图。 
在图28中所示的组件中，与图17中所示的组件相同的组件给予相同记号。省略重复的描述。图28中所示的最佳滤波器系数选择电路21的配置与图17的配置的不同在于：从延迟概况估计电路10输出的主径位置被输入接近延迟路径判定电路40。 
与图17中的接近延迟路径判定电路40相似，接近延迟路径判定电路40将窄带滤波器的信号质量与宽带滤波器的信号质量进行比较。 
此外，接近延迟路径判定电路40利用这样的特性：如果信道环境是接近延迟路径环境，则由最佳值选择电路38A选择的窄带滤波器的最佳中心位置基本上对应于主径位置。具体而言，接近延迟路径判定电路40将窄带滤波器的最佳中心位置与主径位置之间的差的绝对值与阈值进行比较。 
如果窄带滤波器的信号质量比宽带滤波器的信号质量好并且窄带滤波器的最佳中心位置与主径位置之间的差的绝对值小于阈值，则接近延迟路径判定电路40判定信道环境是接近延迟路径环境。 
另一方面，如果窄带滤波器的信号质量比宽带滤波器的信号质量差并且窄带滤波器的最佳中心位置与主径位置之间的差的绝对值大于阈值，则接近延迟路径判定电路40判定信道环境不是接近延迟路径环境。 
图29是示出图28中的接近延迟路径判定电路40的配置示例的示图。 
在图29的示例中，用于利用主径位置来执行处理的配置添加到参考图21描述的配置。相应地省略重复的描述。还可以将利用主径位置来执行处理的配置添加到利用图18、图19或图20描述的配置，从而实现图28的接近延迟路径判定电路40。 
从最佳值选择电路38A提供的窄带滤波器的信号质量输入比较电路61A和比较电路61B，而从从最佳值选择电路38B提供的窄带滤波器的信号质量输入乘法器电路62A和乘法器电路62B。此外，从延迟概况估计电路10提供的主径位置和从最佳值选择电路38A提供的窄带滤波器的最佳中心位置输入减法器电路72。 
减法器电路72计算窄带滤波器的最佳中心位置与主径位置之间的差，并且将该差输出给绝对值运算电路73。 
绝对值运算电路73计算由减法器电路72计算出的差的绝对值并且将该绝对值输出给比较电路71。 
比较电路71将阈值与由绝对值运算电路73计算出的、差的绝对值进行比较，并且将比较结果输出给AND电路64。 
如果比较电路61A的比较结果和比较电路61B的比较结果满足上述条件，并且比较电路71的比较结果指示窄带滤波器的最佳中心位置与主径位置之间的差的绝对值比阈值小，则AND电路64判定信道环境是接近延迟路径环境。AND电路64输出指示该判定结果的接近延迟路径判定标志。 
以这种方式使用主径位置使得能够以相比于不使用主径位置的情况更高的精度来进行接近延迟路径判定。 
还可以使用诸如主径位置和延迟路径位置之间的中心位置之类的另一位置来替代主径位置。 
上述处理序列可以通过硬件或可替换地通过软件来执行。在通过软件来执行处理序列的情况中，用作软件的程序从程序记录介质被安装到专用硬件中所结合的计算机、通用个人计算机等中。 
图30是示出基于程序来执行上述处理序列的计算机的硬件的配置示例的框图。 
中央处理单元(CPU)81、只读存储器(ROM)82和随机存取存储器(RAM)83通过总线84相互连接。 
输入/输出接口85也连接到总线84。例如由键盘和鼠标形成的输入单元86和例如由显示器和扬声器形成的输出单元87连接到输入/输出接口85。此外，例如由硬盘或非易失性存储器形成的存储器88、例如由网络接口形成的通信单元89和用于驱动可移除介质91的驱动90连接到总线84。 
在具有上述配置的计算机中，例如，CPU 81将存储器88中所存储的程序经由输入/输出接口85和总线84装载到RAM 83中并且执行该程序， 从而上述处理序列被执行。 
例如，要由CPU 81执行的程序被记录在可移除介质91中或经由诸如局域网、英特网或数字广播之类的有线或无线介质被提供，以安装到存储器88中。 
要由计算机执行的程序可以是按本说明中所描述的顺序、按时间顺序处理的程序，或可替换地，可以是并行处理的或在诸如调用被执行时的定时之类的必要的定时被处理的程序。 
本发明的实施例不限于上述实施例，而是各种变化都可以结合于此，而不偏离本发明的要旨。 
本申请包含与2008年9月19日在日本专利局提交的日本优先权专利申请JP 2008-240275中所公开的主题相关的主题，其全部内容通过引用被结合于此。 

Claims (11)

1.一种接收设备，包括：
导频信号提取器，所述导频信号提取器被配置为从所接收到的正交频分复用信号中提取导频信号；
估计器，所述估计器被配置为针对所述导频信号估计所述正交频分复用信号的信道的特性，并且在时间方向上对信道特性进行内插从而获得每预定序数的子载波的信道特性；
内插器，所述内插器被配置为：通过使用具有第一频带的内插滤波器对所述每预定序数的子载波的信道特性执行滤波而在频率方向上对信道特性进行内插，由此获得第一所有子载波信道特性，并且通过使用具有比所述第一频带宽的第二频带的内插滤波器对所述每预定序数的子载波的信道特性执行滤波而在所述频率方向上对信道特性进行内插，由此获得第二所有子载波信道特性；
失真校正器，所述失真校正器被配置为通过使用所述第一所有子载波信道特性来校正所述正交频分复用信号的失真，并且通过使用所述第二所有子载波信道特性来校正所述正交频分复用信号的失真；
计算器，所述计算器被配置为计算失真已被校正后的各个正交频分复用信号的质量；
判定器，所述判定器被配置为：基于第一失真校正后信号的质量和第二失真校正后信号的质量来判定信道环境是否是允许所有路径被包括在具有所述第一频带的内插滤波器的通带中的单路径环境或接近延迟路径环境，所述第一失真校正后信号是通过使用所述第一所有子载波信道特性已经被校正了失真的正交频分复用信号，所述第二失真校正后信号是通过使用所述第二所有子载波信道特性已经被校正了失真的正交频分复用信号；以及
快速傅里叶变换运算单元，所述快速傅里叶变换运算单元被配置为：如果判定所述信道环境是所述单路径环境或所述接近延迟路径环境，则在对表示作为处理对象的符号的正交频分复用时域信号应用窗函数之后执行 快速傅里叶变换运算，如果判定信道环境既不是所述单路径环境也不是所述接近延迟路径环境，则在不对表示作为处理对象的符号的正交频分复用时域信号应用窗函数的情况下执行快速傅里叶变换运算，其中，所述窗函数是这样的函数：该函数用于将作为处理对象的符号的保护间隔的信号的幅度和作为所述保护间隔的复制源的间隔的信号的幅度乘以1/2，以将幅度被变成1/2的信号彼此相加，并且将除了幅度被变成1/2的间隔以外的间隔的信号的幅度乘以1。
2.根据权利要求1所述的接收设备，其中
如果经过时间方向上的内插后的信道特性是由估计器针对每第N个子载波获得的，并且所述正交频分复用信号的正交频分复用符号的作为不包括保护间隔的持续时间的有用符号持续时间是Tu秒，
则，具有所述第一频带的内插滤波器的通带和具有所述第二频带的内插滤波器的通带等于或小于Tu/N秒。
3.根据权利要求1所述的接收设备，其中
如果所述第一失真校正后信号的质量比所述第二失真校正后信号的质量好，则所述判定器判定所述信道环境是所述单路径环境或所述接近延迟路径环境。
4.根据权利要求1所述的接收设备，其中
如果所述第一失真校正后信号的质量比通过乘以预定系数而变换成更差质量后得到的所述第二失真校正后信号的质量好，则所述判定器判定所述信道环境是所述单路径环境或所述接近延迟路径环境。
5.根据权利要求1所述的接收设备，其中
如果每预定时间段由所述计算器计算所述第一失真校正后信号的质量和所述第二失真校正后信号的质量，
则，如果在多个所述预定时间段中，所述第一失真校正后信号的质量连续好于所述第二失真校正后信号的质量，或，在多个所述预定时间段中，所述第一失真校正后信号的质量比所述第二失真校正后信号的质量好的时间段比所述第二失真校正后信号的质量比所述第一失真校正后信号的质量好的时间段长，则所述判定器判定所述信道环境是所述单路径环境或 所述接近延迟路径环境。
6.根据权利要求1所述的接收设备，其中
如果所述第一失真校正后信号的质量比通过乘以预定系数变换成更好的质量后的所述第二失真校正后信号的质量差，并且比通过乘以与所述预定系数不同的系数而变换成更差质量后的所述第二失真校正后信号的质量好，则所述判定器判定所述信道环境是所述单路径环境或所述接近延迟路径环境。
7.根据权利要求1所述的接收设备，还包括
控制器，所述控制器被配置为改变具有所述第一频带的内插滤波器的频带的中心位置和具有所述第二频带的内插滤波器的频带的中心位置。
8.根据权利要求7所述的接收设备，还包括
选择器，所述选择器被配置为：基于通过改变频带的中心位置获得的多个所述第一失真校正后信号的质量和多个所述第二失真校正后信号的质量，选择具有所述第一频带的内插滤波器和具有所述第二频带的内插滤波器中哪一个内插滤波器是用来获得具有最好的质量的失真校正后信号的内插滤波器，以及选择用来获得具有所述最好的质量的所述失真校正后信号的所述内插滤波器的频带的中心位置
可变系数内插器，所述可变系数内插器被配置为设置由所述选择器选择的内插滤波器，以使其频带的中心位置落在与由所述选择器选择的中心位置相同的位置，并且通过使用所设置的内插滤波器对由所述估计器估计出的所述每预定序数的子载波的信道特性执行滤波来在所述频率方向上对信道特性进行内插，由此获得所有子载波信道特性；以及
均衡器，所述均衡器被配置为通过使用由所述可变系数内插器获得所述所有子载波信道特性对所述正交频分复用信号的失真进行校正来执行均衡。
9.根据权利要求7所述的接收设备，还包括
延迟概况估计器，所述延迟概况估计器被配置为基于所述正交频分复用信号来估计延迟概况，其中
如果所述第一失真校正后信号的质量比所述第二失真校正后信号的质 量好并且由所述延迟概况估计器所估计出的延迟概况所表示的主径位置与用来获得具有最好的质量的所述第一失真校正后信号的内插滤波器的第一频带的中心位置之间的差小于阈值，则所述判定器判定所述信道环境是所述单路径环境或所述接近延迟路径环境。
10.一种接收方法，包括以下步骤：
从所接收到的正交频分复用信号中提取导频信号；
针对所述导频信号估计所述正交频分复用信号的信道的特性，并且在时间方向上对信道特性进行内插从而获得每预定序数的子载波的信道特性；
由通过使用具有第一频带的内插滤波器对所述每预定序数的子载波的信道特性执行滤波来在频率方向上对信道特性进行内插，由此获得第一所有子载波信道特性，并且通过使用具有比所述第一频带宽的第二频带的内插滤波器对所述每预定序数的子载波的信道特性执行滤波来在所述频率方向上对信道特性进行内插，由此获得第二所有子载波信道特性；
通过使用所述第一所有子载波信道特性来校正所述正交频分复用信号的失真并且通过使用所述第二所有子载波信道特性来校正所述正交频分复用信号的失真；
计算失真已被校正的各个正交频分复用信号的质量；
基于第一失真校正后信号的质量和第二失真校正后信号的质量来判定信道环境是否是允许所有路径被包括在具有所述第一频带的内插滤波器的通带中的单路径环境或接近延迟路径环境，所述第一失真校正后信号是通过使用所述第一所有子载波信道特性已经被校正了失真的正交频分复用信号，所述第二失真校正后信号是通过使用所述第二所有子载波信道特性已经被校正了失真的正交频分复用信号；以及
如果判定所述信道环境是所述单路径环境或所述接近延迟路径环境，则在对表示作为处理对象的符号的正交频分复用时域信号应用窗函数之后执行快速傅里叶变换运算，如果判定信道环境既不是所述单路径环境也不是所述接近延迟路径环境，则在不对表示作为处理对象的符号的正交频分复用时域信号应用窗函数的情况下执行快速傅里叶变换运算，其中，所述 窗函数是这样的函数：该函数用于将作为处理对象的符号的保护间隔的信号的幅度和作为所述保护间隔的复制源的间隔的信号的幅度乘以1/2，以将幅度被变成1/2的信号彼此相加，并且将除了幅度被变成1/2的间隔以外的间隔的信号的幅度乘以1。
11.一种接收设备，包括：
用于从所接收到的正交频分复用信号中提取导频信号的装置；
用于针对所述导频信号估计所述正交频分复用信号的信道的特性，并且在时间方向上对信道特性进行内插从而获得每预定序数的子载波的信道特性的装置；
用于由通过使用具有第一频带的内插滤波器对所述每预定序数的子载波的信道特性执行滤波来在频率方向上对信道特性进行内插，由此获得第一所有子载波信道特性，并且通过使用具有比所述第一频带宽的第二频带的内插滤波器对所述每预定序数的子载波的信道特性执行滤波来在所述频率方向上对信道特性进行内插，由此获得第二所有子载波信道特性的装置；
用于通过使用所述第一所有子载波信道特性来校正所述正交频分复用信号的失真并且通过使用所述第二所有子载波信道特性来校正所述正交频分复用信号的失真的装置；
用于计算失真已被校正的各个正交频分复用信号的质量的装置；
用于基于第一失真校正后信号的质量和第二失真校正后信号的质量来判定信道环境是否是允许所有路径被包括在具有所述第一频带的内插滤波器的通带中的单路径环境或接近延迟路径环境的装置，所述第一失真校正后信号是通过使用所述第一所有子载波信道特性已经被校正了失真的正交频分复用信号，所述第二失真校正后信号是通过使用所述第二所有子载波信道特性已经被校正了失真的正交频分复用信号；以及
用于如果判定所述信道环境是所述单路径环境或所述接近延迟路径环境，则在对表示作为处理对象的符号的正交频分复用时域信号应用窗函数之后执行快速傅里叶变换运算，如果判定信道环境既不是所述单路径环境也不是所述接近延迟路径环境，则在不对表示作为处理对象的符号的正交 频分复用时域信号应用窗函数的情况下执行快速傅里叶变换运算的装置，其中，所述窗函数是这样的函数：该函数用于将作为处理对象的符号的保护间隔的信号的幅度和作为所述保护间隔的复制源的间隔的信号的幅度乘以1/2，以将幅度被变成1/2的信号彼此相加，并且将除了幅度被变成1/2的间隔以外的间隔的信号的幅度乘以1。 
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