JP4728227B2 - Ｏｆｄｍ受信装置及びｏｆｄｍ受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式で変調され、伝送された信号を受信する装置及び方法に関する。

欧州及び日本における地上デジタル放送、並びに無線ＬＡＮ等の伝送方式には、ＯＦＤＭ方式が用いられている。ＯＦＤＭ方式は、互いに直交する複数のキャリアにデータを割り当てて変復調を行う伝送方式であり、送信側では逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）処理を行い、受信側では高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）処理を行う。各キャリアには任意の変調方式を用いることが可能であり、ＱＰＳＫ（Quaternary Phase Shift Keying）、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直交振幅変調）等の変調方式も選択可能となっている。

ところで、地上デジタル放送を受信する装置においては、受信されたＯＦＤＭ信号中に挿入されているパイロット信号に基づいて、伝送路の周波数特性（伝送路特性）を推定し、推定した伝送路特性を用いて波形等化を行うことが一般的である。

このような伝送路特性の推定及び波形等化に関する技術の例が、下記特許文献１に記載されている。特許文献１では、ＦＦＴ回路によって周波数領域の信号に変換されたＯＦＤＭ信号から、受信パイロット信号を分離し、これを既知のパイロット信号で除することにより受信パイロット信号を伝送するキャリアの伝送路特性を求めている。更に、この伝送路特性をシンボルフィルタによって時間方向に平滑化、すなわち、シンボル間の補間をした後、補間回路においてキャリアの間の補間を行って伝送路特性Ｈ（ｌ，ｋｄ）を求め、この伝送路特性Ｈ（ｌ，ｋｄ）で受信データ信号Ｙ（ｌ，ｋｄ）を除することにより、等化後のデータＸ（ｌ，ｋｄ）を得ている。

このように、フィルタによってシンボル間やキャリア間の補間を行って伝送路特性を推定する際には、推定された伝送路特性に雑音が重畳する。この雑音の電力（雑音電力）は、キャリア間の補間を行うために用いるフィルタの通過帯域幅を広くすれば大きくなり、通過帯域幅を狭くすれば小さくなることがわかっている。このため、雑音の影響を排除して伝送路特性の推定精度を高めるためには、フィルタの通過帯域幅を狭くすることが有効である。

ところで、欧州及び日本における地上デジタルテレビジョン放送の伝送規格においては、ガード期間長としてＴｕ／４、Ｔｕ／８、Ｔｕ／１６、Ｔｕ／３２（Ｔｕ：有効シンボル期間長）のいずれかを採用してＯＦＤＭ信号が伝送されることになっている。受信機側では、このガード期間長に応じて、排除可能なマルチパス妨害の遅延時間が決まる。例えば、ガード期間長がＴｕ／４の場合には、主波に対する遅延時間が最大Ｔｕ／４までの遅延波の影響を排除して受信することが可能となる。したがって、マルチパスの影響を排除して伝送路特性の推定精度を高めるためには、フィルタの通過帯域幅を広くすることが有効である。

そこで、特許文献１に記載された補間回路では、受信したＯＦＤＭ信号からガード期間長を判定し、このガード期間長の判定結果に基づいて、補間回路におけるキャリア間の補間を行うフィルタ（以下、“キャリアフィルタ”と称する）の係数を制御して、このフィルタの通過帯域幅を切り替えるようにしている。すなわち、ガード期間が長い場合には通過帯域幅が広くなるようにフィルタ係数を設定するようにし、ガード期間が短い場合には通過帯域幅が狭くなるようにフィルタ係数を設定するようにしている。

このように、この補間回路では、ガード期間長に合わせて補間用のフィルタの帯域幅を切り替えることによって、推定した伝送路特性に重畳する雑音成分の抑圧・低減を行うようにしている。
特開平１１−１６３８２２号公報

以上のようにして、ガード期間長に基づいてキャリアフィルタの通過帯域幅を制御すると、ガード期間長がＴｕ／４であるＯＦＤＭ信号を受信する場合には、伝送路の推定の際に最も広い通過帯域幅を持つキャリアフィルタが使用されることになる。このとき、キャリアフィルタによる雑音成分の抑圧・低減効果は最小限になってしまうことになり、伝送路特性の推定精度が大きく劣化する。

また、例えばガード期間長がＴｕ／８であるＯＦＤＭ信号を受信する場合には、遅延時間がＴｕ／８を超える遅延波が存在すると、遅延時間がフィルタの通過帯域幅（Ｔｕ／８）を超えるので、伝送路特性の推定ができなくなる。

このようにして求められた伝送路特性の推定精度が低い場合には、復調を正確に行うことができず、ＯＦＤＭ信号の受信性能が大きく劣化することになる。

本発明は、ＯＦＤＭ信号の受信時における伝送路特性の推定精度を向上させることを目的とする。

本発明は、振幅及び位相が既知であるパイロット信号を伝送するＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）信号を受信し復調するＯＦＤＭ受信装置であって、前記受信されたＯＦＤＭ信号に基づいて補間前の伝送路特性を算出し、前記補間前の伝送路特性に対して、互いに特性が異なる複数のフィルタによる補間を行うことによって複数の補間後の伝送路特性を求め、求められた複数の補間後の伝送路特性のうち、品質の高い復調信号が得られる伝送路特性を用いて、復調信号を求めるものである。

より具体的には、本発明は、振幅及び位相が既知であるパイロット信号を伝送するＯＦＤＭ信号を受信し復調するＯＦＤＭ受信装置であって、前記受信されたＯＦＤＭ信号がフーリエ変換されて得られた周波数領域のＯＦＤＭ信号と前記パイロット信号との間の演算によって補間前の伝送路特性を算出する伝送路特性算出部と、前記補間前の伝送路特性から、所定の周波数帯域における雑音の除去を行い、得られた雑音除去後の伝送路特性を出力する雑音除去部と、前記雑音除去後の伝送路特性に対して、シンボル方向の補間を行い、シンボル方向に補間された伝送路特性を出力するシンボル補間部と、互いに通過帯域の異なる複数のキャリア補間フィルタを有し、前記シンボル方向に補間された伝送路特性に対するキャリア方向の補間を、前記複数のキャリア補間フィルタのそれぞれによって行い、その結果を、キャリア方向に補間された複数の伝送路特性として出力するキャリア補間部と、前記所定の周波数帯域又はその一部において、前記キャリア方向に補間された複数の伝送路特性間の差異を検出する差異検出部と、前記差異検出部における検出結果に従って、前記キャリア方向に補間された複数の伝送路特性の中から１つを選択して出力する選択部と、前記選択部で選択された伝送路特性によって、前記周波数領域のＯＦＤＭ信号に対する除算を行い、得られた結果を復調信号として出力する除算部とを有する。

これによると、伝送路特性の推定精度を高めることができ、品質が高い復調信号を得ることができる。

本発明によれば、ＯＦＤＭ信号の受信時において、受信信号に雑音妨害やマルチパス妨害が存在する場合でも、ガード期間長に依存することなく、妨害の状況に応じて伝送路特性の推定精度や復調信号の品質を向上させることができる。この結果、ＯＦＤＭ受信装置等における受信性能の向上を図ることが可能となる。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。

図１は、本発明の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置の構成例を示すブロック図である。図１のＯＦＤＭ受信装置１００は、チューナ３と、ＯＦＤＭ復調部４と、誤り訂正部５と、情報源復号部６と、出力部７とを備えている。

図１において、アンテナ１で受信された信号は、ＯＦＤＭ受信装置１００内のチューナ３に供給される。チューナ３は、供給される受信信号に対して、所望のサービスを含むＯＦＤＭ信号の抽出、ＲＦ（Radio Frequency：無線周波数）帯域からＩＦ（Intermediate Frequency：中間周波数）帯域への周波数変換、ゲイン調整等を行い、その処理結果をＯＦＤＭ復調部４に出力する。ＯＦＤＭ復調部４は、チューナ部３より供給された信号ＤＩを伝送路の周波数特性（伝送路特性）に基づいて復調し、復調結果ＤＯを誤り訂正部５に出力する。

誤り訂正部５は、ＯＦＤＭ復調部４の復調結果ＤＯから、伝送されたデジタルデータを復元し、伝送路において加えられた外乱等に起因する伝送誤りをビタビ復号、リード・ソロモン復号等により訂正し、その結果を情報源復号部６に出力する。情報源復号部６は、誤り訂正部５の出力を、映像、音声等のデータに分離した後、分離後のデータにデータ伸張処理を施して、出力部７に出力する。出力部７は、情報源復号部６の出力のうち、映像情報をＣＲＴ（Cathode Ray Tube：陰極線管）等に表示し、音声情報をスピーカ等より出力することにより、所望のサービスを利用者に提供する。また、出力部７は、情報源復号部の出力を外部機器に出力することも可能である。

以下では、ＯＦＤＭ復調部の種々の例について説明する。

（第１の実施形態）
図２は、本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ復調部４の構成例を示すブロック図である。ＯＦＤＭ復調部４は、直交検波部１１と、ＦＦＴ部１２と、伝送路特性推定部２０と、等化部６０と、判定部８０と、遅延部１６，１７と、選択部１９とを備えている。

直交検波部１１は、直交検波することにより、図１のチューナ３の出力を、ＩＦ帯域の信号から基底帯域（以下、ベースバンドと称する）の信号へ周波数変換し、ＦＦＴ部１２に出力する。この際、実数信号であるチューナ３の出力は、Ｉ（In Phase：同相）軸成分とＱ（Quadrature Phase：直交位相）軸成分とからなる複素信号に変換される。

ＦＦＴ部１２は、直交検波部１１の出力を時間領域のＯＦＤＭ信号から周波数領域のＯＦＤＭ信号に変換し、得られた周波数領域のＯＦＤＭ信号Ｙを、伝送路特性推定部２０及び等化部６０に出力する。ＦＦＴ部１２から出力される周波数領域のＯＦＤＭ信号Ｙは、ＯＦＤＭ信号の各キャリアの位相と振幅を示すものであり、具体的にはＩ軸方向のレベルとＱ軸方向のレベルとを独立に持つ複素信号の形で表される。

伝送路特性推定部２０は、互いに特性の異なる複数のフィルタを補間のために用いて、受信したＯＦＤＭ信号が伝送された伝送路の周波数特性（伝送路特性）を複数推定するものであり、伝送路特性算出部３０と、シンボル補間部４２と、キャリア補間部５０とを備えている。

伝送路特性算出部３０は、パイロット信号抽出部３１と、除算部３２と、パイロット信号発生部３３とを有している。キャリア補間部５０は、キャリア補間フィルタとして、広帯域フィルタ５１と、狭帯域フィルタ５２とを有している。等化部６０は、除算部６１，６２を備え、判定部８０は、品質検出部８１，８２と、比較部８３とを備えている。

以上のように構成された本実施形態に係るＯＦＤＭ復調部４の動作について詳細に説明する。

図３は、図１のＯＦＤＭ受信装置によって受信されるＯＦＤＭ信号における、パイロット信号の配置フォーマットの一例を示す図である。図３は、具体的には、欧州の地上デジタル放送方式（ＤＶＢ−Ｔ）や日本の地上デジタル放送方式（ＩＳＤＢ−Ｔ）等のパイロット信号の配置フォーマットである。

図３において、横軸（周波数軸）のｋはキャリアのインデックスを表し、縦軸（時間軸）のｌはシンボルのインデックスを表す。また、黒丸はパイロット信号（ＳＰ（Scattered Pilot：分散パイロット））であり、白丸は制御情報や付加情報を含むデータ信号（Ｄ）である。ここで、制御情報とは、ＤＶＢ−ＴにおけるＴＰＳ（Transmission Parameter Signaling）や、ＩＳＤＢ−ＴにおけるＴＭＣＣ（Transmission Multiplexing Configuration Control）であり、付加情報とは、ＩＳＤＢ−ＴにおけるＡＣ（Auxiliary Channel）である。

図３において、黒丸で示されたパイロット信号は、各々のシンボルに１２キャリアごとに配置されており、シンボルごとに３キャリアずつシフトしている。また、パイロット信号は、擬似ランダム符号系列に基づいて変調されており、その振幅及び位相は、配置されるキャリアのインデックスｋのみによって決定され、シンボルのインデックスｌには依存しない。

パイロット信号抽出部３１は、ＦＦＴ部２より供給される周波数領域のＯＦＤＭ信号から、この中に含まれるパイロット信号を抽出し、除算部３２に出力する。パイロット信号発生部３３は、パイロット信号抽出部３１から除算部３２に供給されるパイロット信号に対応する、その振幅及び位相が既知である所定のパイロット信号（ＩＳＤＢ−Ｔ及びＤＶＢ−ＴにおけるＳＰ信号）を発生し、除算部３２に出力する。

除算部３２は、パイロット信号発生部３３より供給されるパイロット信号によって、パイロット信号抽出部３１より供給されるパイロット信号を除算して、パイロット信号を伝送するキャリア（以下では、パイロットキャリアと称する）に対する伝送路の周波数特性、すなわち伝送路特性ＨＰを算出し、これをシンボル補間部４２に出力する。この伝送路特性ＨＰは、補間前の伝送路特性として、図３のパイロット信号ＳＰの挿入位置について得られる。

シンボル補間部４２は、除算部３２から供給される伝送路特性ＨＰに対して、シンボル方向（時間軸方向）のフィルタリング（帯域制限）をすることによりシンボル間の補間を行い、その結果得られる伝送路特性ＨＳを広帯域フィルタ５１及び狭帯域フィルタ５２に出力する。

図４は、図２のシンボル補間部４２によってシンボル方向に補間された伝送路特性が得られる位置を示す図である。図４のように、補間された伝送路特性ＨＳは記号ＣＴの位置について得られる。

キャリア補間部５０の広帯域フィルタ５１と、狭帯域フィルタ５２とは、互いに特性が異なっている。広帯域フィルタ５１及び狭帯域フィルタ５２は、シンボル補間部４２から供給される伝送路特性ＨＳに対して、キャリア方向（周波数軸方向）のフィルタリング（帯域制限）をすることにより、キャリア間の補間をそれぞれ行う。広帯域フィルタ５１は、得られた伝送路特性ＨＣＷを除算部６１に出力し、狭帯域フィルタ５２は、得られた伝送路特性ＨＣＮを除算部６２に出力する。

図５は、図２の広帯域フィルタ５１及び狭帯域フィルタ５２によってキャリア方向に補間された伝送路特性が得られる位置を示す図である。図５のように、補間された伝送路特性ＨＣＷ，ＨＣＮは、いずれも記号ＣＦの位置について得られる。

広帯域フィルタ５１及び狭帯域フィルタ５２は、ＦＩＲフィルタにより構成されている。ただし、両者の特性、すなわち通過帯域は互いに異なっており、本実施形態においては、広帯域フィルタ５１の通過帯域幅をＴｕ／４とし、狭帯域フィルタ５２の通過帯域幅をＴｕ／８とする。

図６（ａ），（ｂ）は、ガウス雑音（以下では、単に雑音と称する）妨害環境下における、広帯域フィルタ５１で得られる伝送路特性、及び狭帯域フィルタ部５２で得られる伝送路特性をそれぞれ示す図である。図６（ａ），（ｂ）は、縦軸を信号のレベル（信号の電力）、横軸を時間軸としており、広帯域フィルタ５１及び狭広帯域フィルタ５２のそれぞれを通過する伝送路特性及び雑音を、時間軸応答に変換して示している。

図６に示されているように、伝送路特性はピークを有する形状になるのに対して、これに重畳する雑音はフロアに平坦に分布する。また、広帯域フィルタ５１を通過する雑音の量に比べて、狭帯域フィルタ部５２を通過する雑音の量は少ない。したがって、雑音妨害が存在する環境下でＯＦＤＭ信号を受信する場合には、広帯域フィルタ５１に比べて狭帯域フィルタ５２の方が、推定精度のより高い伝送路特性が得られる。

図７（ａ），（ｂ）は、マルチパス妨害環境下における、広帯域フィルタ５１で得られる伝送路特性、及び狭帯域フィルタ５２で得られる伝送路特性をそれぞれ示す図である。図７（ａ），（ｂ）も、縦軸を信号のレベル、横軸を時間軸としており、広帯域フィルタ５１及び狭広帯域フィルタ５２のそれぞれを通過する伝送路特性を、時間軸応答に変換して示している。

図７に示されているように、主波に対する遅延波の遅延時間が狭帯域フィルタ５２の通過帯域幅Ｔｕ／８を超えるような場合には、主波及び遅延波の伝送路特性は、ともに広帯域フィルタ５１を通過することができるが、狭帯域フィルタ５２では阻止されてしまい、ともに通過することはできない。したがって、フィルタの通過帯域幅を超えるような遅延時間の長い遅延波が生じるマルチパス妨害の環境下でＯＦＤＭ信号を受信する場合には、広帯域フィルタ５１の方が、狭帯域フィルタ５２よりも推定精度の高い伝送路特性が得られる。

このように、雑音やマルチパスといった妨害の要因によって、広帯域フィルタ５１及び狭帯域フィルタ５２のそれぞれで得られる伝送路特性ＨＣＷ，ＨＣＮには、推定精度に違いが生じる場合がある。

除算部６１は、ＦＦＴ部１２から供給される周波数領域のＯＦＤＭ信号Ｙを、伝送路特性ＨＣＷで除算して、得られた復調信号ＸＣＷを遅延部１６及び品質検出部８１に出力する。除算部６２は、ＦＦＴ部１２から供給される周波数領域のＯＦＤＭ信号Ｙを、伝送路特性ＨＣＮで除算して、得られた復調信号ＸＣＮを遅延部１７及び品質検出部８２に出力する。すなわち、除算部６１，６２は、周波数領域のＯＦＤＭ信号Ｙの波形等化を行って、伝送路で生じたマルチパスによる波形ひずみを補償する。

ここで、キャリア補間部５０で得られる２つの伝送路特性ＨＣＷ及びＨＣＮは、妨害（雑音、マルチパス）の状況に応じて推定精度が異なるため、これらの伝送路特性に基づいて除算部６１，６２のそれぞれで得られる復調信号ＸＣＷ及びＸＣＮもまた、妨害の状況によってその品質が異なったものとなる。

判定部８０は、除算部６１，６２のそれぞれから供給される復調信号ＸＣＷ，ＸＣＮのうち、品質の高い方（品質の良好な方）を判定する。判定部８０について説明する。品質検出部８１は、復調信号ＸＣＷの品質値ＱＣＷを検出し、検出結果を比較部８３に出力する。品質検出部８２は、復調信号ＸＣＮの品質値ＱＣＮを検出し、検出結果を比較部８３に出力する。比較部８３は、品質値ＱＣＷと品質値ＱＣＮとの比較を行って品質の高い方を判定し、判定結果を選択部１９に出力する。

図８は、図１の品質検出部８１の構成例を示すブロック図である。図８のように、品質検出部８１は、硬判定部８６と、信号点間距離算出部８７と、平均算出部８８とを備えている。品質検出部８２は、品質検出部８１と同様に構成されているものとする。

硬判定部８６は、復調信号ＸＣＷのキャリアのＩ−Ｑ平面上における信号点に対して、そこからの距離が最も近い理想信号点を判定し、これを理想信号として信号点間距離算出部８７に出力する。信号点間距離算出部８７は、硬判定部８６から出力された理想信号と、復調信号ＸＣＷとに基づいて、信号点間距離をキャリアごとに算出する。

具体的には、信号点間距離算出部８７は、理想信号が示すＩ−Ｑ平面上の理想信号点と、復調信号が示すＩ−Ｑ平面上の信号点とに関して、Ｉ軸成分の差分値の２乗と、Ｑ軸成分の差分値の２乗とを算出し、これらの和を信号点間距離として算出し、平均算出部８８に出力する。

平均算出部８８は、信号点間距離算出部８７でキャリアごとに得られる信号点間距離に対して、複数のキャリアにわたって平均値を算出する。この平均値を算出する期間としては、１シンボル内としてもよいし、複数のシンボルにわたる期間としてもよい。算出期間が長いほど復調信号の品質の検出精度が高くなる。逆に算出期間を短くすれば、判定部８０において判定結果が得られるまでの時間が短くなることから、遅延部１６及び１７における遅延器のハードウェア量が少なくて済む。

このように構成された判定部８０によると、妨害の状況によって品質の異なる２つの復調信号ＸＣＷ及びＸＣＮからそれぞれの信号の品質値ＱＣＷ及びＱＣＮを算出し、算出された品質値ＱＣＷ及びＱＣＮの比較結果に基づいて、より品質の高い復調信号を判定することができる。

遅延部１６及び１７は、復調信号ＸＣＷ，ＸＣＮをそれぞれ遅延させて、選択部１９に出力する。選択部１９は、判定部８０から出力された判定結果に従って、復調信号ＸＣＷ及びＸＣＮから品質の良好なものを１つ選択し、選択結果を復調信号ＤＯとして誤り訂正部５に出力する。

ここで、遅延部１６及び１７は、例えば、判定部８０での品質値の検出、比較、判定に要する時間だけ、復調信号ＸＣＷ，ＸＣＮをそれぞれ遅延させる。すると、復調信号ＸＣＷ，ＸＣＮが選択部１９に入力されるタイミングと、これらの復調信号について判定部８０で行われた判定結果が選択部１９に入力されるタイミングとのずれがなくなる。このため、妨害の状況が変化する等によって、キャリア補間部５０から出力される２つの伝送路特性ＨＣＷ及びＨＣＮの推定精度の状況が変化した場合であっても、ＯＦＤＭ復調部４は、この変化にすばやく追従して、適切な復調信号ＤＯを出力することができる。

なお、遅延部１６及び１７を備えないようにしてもよい。この場合、遅延部１６，１７に要する回路コストの低減を図ることができる。

本実施形態において、キャリア補間部５０は、２種類のフィルタを備えるものとして説明を行ったが、更に多くの種類のフィルタを備えるようにしてもよい。この場合も、各フィルタで得られる伝送路特性による波形等化を行い、この結果得られる復調信号の中から、最も品質の高い復調信号を選択するようにすればよい。妨害の状況に応じてより柔軟に復調信号の品質の精度を選ぶことができるので、ＯＦＤＭ受信装置の受信性能を向上させることができる。

また、本実施形態において、キャリア補間部５０は、通過帯域（通過帯域幅）の異なる複数のフィルタを備えるものとして説明を行ったが、これに代えて、通過帯域幅は同じでも通過帯域を互いにずらした（通過帯域の中心位置を互いにずらした）フィルタを複数備えるようにしてもよい。例えば、通過帯域幅Ｔｕ／４のフィルタを２つ備え、一方は通過帯域を０からＴｕ／４とするもの（中心位置はＴｕ／２）とし、他方は通過帯域を−Ｔｕ／８から＋Ｔｕ／８とするもの（中心位置は０）としてもよい。この場合には、多様な遅延時間を有するマルチパス妨害の状況下でもより柔軟に復調信号の品質の精度を選ぶことができるので、ＯＦＤＭ受信装置の受信性能を向上させることができる。更に、通過帯域幅が異なり、かつ、それらの通過帯域をずらした（通過帯域の中心位置を互いにずらした）複数のフィルタを備えるようにしてもよい。

このように、本実施形態のＯＦＤＭ受信装置は、受信したＯＦＤＭ信号の復調に際して、特性（通過帯域）の異なる複数のフィルタのそれぞれから得られる伝送路特性に基づいて、波形等化を行い、この結果得られる複数の復調信号の中から最も良好な品質のものを判定し、選択するようにしている。このため、ガード期間長に依存することなく、ガウス雑音妨害及びマルチパス妨害のいずれをも受ける可能性がある状況下においても、ＯＦＤＭ受信装置の受信性能の向上を図ることができる。

（第２の実施形態）
図９は、本発明の第２の実施形態に係るＯＦＤＭ復調部２０４の構成例を示すブロック図である。第２の実施形態では、図１のＯＦＤＭ受信装置において、ＯＦＤＭ復調部４に代えて、ＯＦＤＭ復調部２０４を用いる。図９のＯＦＤＭ復調部２０４は、図２のＯＦＤＭ復調部４において、伝送路特性推定部２０に代えて伝送路特性推定部２２０を備えたものである。その他の構成要素は、図２を参照して説明したものと同様であるので、同一の参照番号を付してその説明を省略する。

伝送路特性推定部２２０は、伝送路特性算出部３０と、シンボル補間部４０と、キャリア補間部５３，５４とを有している。伝送路特性算出部３０は、図２を参照して説明したものと同様である。

シンボル補間部４０は、互いに特性の異なる広帯域フィルタ４３と、狭帯域フィルタ４４とを備えている。これらのフィルタは、通過帯域が互いに異なっている。広帯域フィルタ４３及び狭帯域フィルタ４４は、除算部３２から供給される伝送路特性ＨＰに対して、シンボル方向のフィルタリングをすることにより、シンボル間の補間をそれぞれ行う。広帯域フィルタ４３は、得られた伝送路特性ＨＳＷをキャリア補間部５３に出力し、狭帯域フィルタ４４は、得られた伝送路特性ＨＳＮをキャリア補間部５４に出力する。補間された伝送路特性ＨＳＷ，ＨＳＮは、図４の記号ＣＴの位置について得られる。

ここで、広帯域フィルタ４３及び狭帯域フィルタ４４は、いずれもＦＩＲフィルタにより構成されている。本実施形態においては、広帯域フィルタ４３は１次補間フィルタとして構成され、狭帯域フィルタ４４は０次補間フィルタとして構成されているものとする。

より具体的には、広帯域フィルタ４３は、４シンボルごとに得られるパイロット信号に対応する伝送路特性ＨＰに基づいて、シンボルのタイミングに応じて直線的に補間を行う。移動受信時等の伝送路特性の時間的な変動が大きい場合（フェージング妨害時）には伝送路特性に関する比較的高い推定精度が確保できるものの、雑音の抑圧効果が比較的低いため、雑音妨害時には推定精度が劣化する場合がある。

一方、狭帯域フィルタ４４は、受信したシンボルの前後のシンボルに挿入されたパイロット信号に対応する伝送路特性ＨＰの平均値で補間を行うものであり、その通過帯域幅は広帯域フィルタ４３よりも狭くなる。したがって、フェージング妨害時等の伝送路特性の時間的な変動が大きい場合には伝送路特性に関する推定精度が劣化するが、雑音の抑圧効果が比較的高いため、雑音妨害時には比較的高い推定精度が確保できる。

このように、雑音やフェージングといった妨害の要因によって、広帯域フィルタ４３及び狭帯域フィルタ４４のそれぞれで得られる伝送路特性ＨＳＷ及びＨＳＮには、推定精度に違いが生じる場合がある。

キャリア補間部５３は、伝送路特性ＨＳＷに対するキャリア間の補間を行って、得られた補間後の伝送路特性ＨＣＷを除算部６１に出力する。キャリア補間部５４は、伝送路特性ＨＳＮに対するキャリア間の補間を行って、得られた補間後の伝送路特性ＨＣＮを除算部６２に出力する。

伝送路特性推定部２２０で得られる２つの伝送路特性ＨＣＷ及びＨＣＮは、妨害（雑音、フェージング）の状況に応じて推定精度が異なるので、これらの伝送路特性に基づいて等化部６０で得られる復調信号ＸＣＷ及びＸＣＮもまた、妨害の状況によってその品質が異なったものとなる。

以上のように、本実施形態においても、妨害の状況によって品質の異なる２つの復調信号ＸＣＷ及びＸＣＮからそれぞれの信号の品質値を算出し、算出された品質値に基づいて、より品質の高い復調信号を選択することができる。

本実施形態において、シンボル補間部４０は、２種類のフィルタを備えるものとして説明を行ったが、更に多くの種類のフィルタを備えるようにしてもよい。この場合も、各フィルタで得られる伝送路特性による波形等化を行い、この結果得られる復調信号の中から、最も品質の高い復調信号を選択するようにすればよい。妨害の状況に応じてより柔軟に復調信号の品質の精度を選ぶことができるので、ＯＦＤＭ受信装置の受信性能を向上させることができる。

図１０は、第２の実施形態の変形例に係るＯＦＤＭ復調部の構成を示すブロック図である。図１０のＯＦＤＭ復調部３０４は、図９のＯＦＤＭ復調部２０４における、伝送路特性推定部２２０、等化部６０、判定部８０、遅延部１７及び選択部１９に代えて、伝送路特性推定部３２０、等化部３６０、判定部３８０、遅延部１７Ａ及び選択部３１９をそれぞれ備え、遅延部１７Ｂを更に備えたものである。

伝送路特性推定部３２０は、伝送路特性推定部２２０において、キャリア補間部５４に代えてキャリア補間部３５０を備えたものである。キャリア補間部３５０は、キャリア補間フィルタとして、広帯域フィルタ３５１と、狭帯域フィルタ３５２とを有している。広帯域フィルタ３５１及び狭帯域フィルタ３５２は、図２の広帯域フィルタ５１及び狭帯域フィルタ５２とそれぞれ同様のものである。等化部３６０は、除算部６１，６２Ａ，６２Ｂを備えている。判定部３８０は、品質検出部８１，８２Ａ，８２Ｂと、比較部３８３とを備えている。

広帯域フィルタ３５１及び狭帯域フィルタ３５２は、シンボル補間部４２から供給される伝送路特性ＨＳＮに対して、キャリア方向のフィルタリングをすることにより、キャリア間の補間をそれぞれ行う。広帯域フィルタ３５１は、得られた伝送路特性ＨＣＷ１を除算部６２Ａに出力し、狭帯域フィルタ３５２は、得られた伝送路特性ＨＣＮ１を除算部６２Ｂに出力する。

除算部６２Ａは、ＦＦＴ部１２から供給される周波数領域のＯＦＤＭ信号Ｙを、伝送路特性ＨＣＷ１で除算して、得られた復調信号ＸＣＮ１を遅延部１７Ａ及び品質検出部８２Ａに出力する。除算部６２Ｂは、ＦＦＴ部１２から供給される周波数領域のＯＦＤＭ信号Ｙを、伝送路特性ＨＣＮ１で除算して、得られた復調信号ＸＣＮ２を遅延部１７Ｂ及び品質検出部８２Ｂに出力する。

品質検出部８２Ａは、復調信号ＸＣＮ１の品質値ＱＣＮ１を検出し、検出結果を比較部３８３に出力する。品質検出部８２Ｂは、復調信号ＸＣＮ２の品質値ＱＣＮ２を検出し、検出結果を比較部３８３に出力する。比較部３８３は、品質値ＱＣＷ，ＱＣＮ１及びＱＣＮ２の間で比較を行って、最も品質の高いものを判定し、判定結果を選択部３１９に出力する。

遅延部１７Ａ，１７Ｂは、遅延部１６と同様のものであり、復調信号ＸＣＮ１，ＸＣＮ２をそれぞれ遅延させて、選択部３１９に出力する。選択部３１９は、判定部３８０から出力された判定結果に従って、復調信号ＸＣＷ，ＸＣＮ１及びＸＣＮ２から品質の最も良好なものを１つ選択し、選択結果を復調信号ＤＯとして誤り訂正部５に出力する。

図１０のＯＦＤＭ復調部３０４によると、より多くの復調信号から、雑音妨害、マルチパス妨害、フェージング妨害等の状況に応じて選択を行うことができるので、受信性能を更に向上させることができる。例えば、図９のＯＦＤＭ復調部２０４におけるキャリア補間部５３，５４、及び図１０のＯＦＤＭ復調部３０４におけるキャリア補間部５３のフィルタが、いずれも広帯域フィルタ３５１と同じ特性のものであるとする。このような場合であって、受信信号に雑音妨害のみが存在するようなときには、ＯＦＤＭ復調部３０４は、重畳する雑音の量が他の伝送路特性ＨＣＷ，ＨＣＮ，ＨＣＷ１のいずれよりも少ない伝送路特性ＨＣＮ１を得ることができるので、ＯＦＤＭ復調部２０４に比べて、雑音妨害環境下での受信性能を向上させることができる。

なお、図１０のＯＦＤＭ復調部において、キャリア補間部５３に代えて、キャリア補間部３５０を備えるようにしてもよい。すなわち、４通りの伝送路特性を算出し、各伝送路特性に基づいて波形等化を行って４通りの復調信号を求め、その中から最も品質の高い復調信号を選択するようにしてもよい。

（第３の実施形態）
図１１は、本発明の第３の実施形態に係るＯＦＤＭ復調部４０４の構成例を示すブロック図である。第３の実施形態では、図１のＯＦＤＭ受信装置において、ＯＦＤＭ復調部４に代えて、ＯＦＤＭ復調部４０４を用いる。

図１１のＯＦＤＭ復調部４０４は、直交検波部１１と、ＦＦＴ部１２と、伝送路特性算出部３０と、シンボル補間部４０と、等化部４６０と、判定部４８０と、遅延部４１６，４１７と、選択部４１９と、キャリア補間部４５３と、除算部４６３とを備えている。図２及び図９を参照して説明したものと同一の構成要素には、同一の参照番号を付してその説明を省略する。

等化部４６０は、除算部４６１，４６２を備えている。除算部４６１は、ＦＦＴ部１２から供給される周波数領域のＯＦＤＭ信号Ｙを、広帯域フィルタ４３から出力された伝送路特性ＨＳＷで除算して、得られた復調信号ＸＳＷを品質検出部４８１に出力する。除算部４６２は、ＦＦＴ部１２から供給される周波数領域のＯＦＤＭ信号Ｙを、狭帯域フィルタ４４から出力された伝送路特性ＨＳＮで除算して、得られた復調信号ＸＳＮを品質検出部４８２に出力する。

シンボル補間部４０で得られる２つの伝送路特性ＨＳＷ及びＨＳＮは、妨害（雑音、フェージング）の状況に応じて推定精度が異なるため、これらの伝送路特性に基づいて除算部４６１，４６２のそれぞれで得られる復調信号ＸＳＷ及びＸＳＮもまた、妨害の状況によってその品質が異なったものとなる。なお、シンボル補間部４０で得られる伝送路特性ＨＳＷ及びＨＳＮは、図４において、パイロット信号が伝送されるキャリアの記号ＣＴで示された位置について得られるものであり、等化部４６０で得られる復調信号ＸＳＷ及びＸＳＮもまた、これらと同じ位置について得られるものである。

判定部４８０は、品質検出部４８１，４８２と、比較部４８３とを備えている。これらの構成要素は、図２の判定部８０におけるものと同様に構成されている。判定部４８０は、復調信号ＸＳＷ及びＸＳＮのうち、品質の高い方（品質の良好な方）を判定する。品質検出部４８１は、復調信号ＸＳＷの品質値ＱＳＷを検出し、検出結果を比較部４８３に出力する。品質検出部４８２は、復調信号ＸＳＮの品質値ＱＳＮを検出し、検出結果を比較部４８３に出力する。比較部４８３は、品質値ＱＳＷと品質値ＱＳＮとの比較を行って品質の高い方を判定し、判定結果を選択部４１９に出力する。

このように構成された判定部４８０によると、妨害の状況によって品質の異なる２つの復調信号ＸＳＷ及びＸＳＮからそれぞれの信号の品質値ＱＳＷ及びＱＳＮを算出し、算出された品質値ＱＳＷ及びＱＳＮの比較結果に基づいて、より推定精度の高い伝送路特性を判定することができる。

遅延部４１６及び４１７は、伝送路特性ＨＳＷ及びＨＳＮをそれぞれ遅延させて、選択部４１９に出力する。選択部４１９は、判定部４８０から出力された判定結果に従って、伝送路特性ＨＳＷ及びＨＳＮから品質の良好なものを１つ選択し、選択された伝送路特性ＨＳをキャリア補間部４５３に出力する。

ここで、遅延部４１６及び４１７は、例えば、等化部４６０及び判定部４８０での処理に要する時間だけ、伝送路特性ＨＳＷ及びＨＳＮをそれぞれ遅延させる。すると、伝送路特性ＨＳＷ及びＨＳＮが選択部４１９に入力されるタイミングと、これらの伝送路特性について判定部４８０で行われた判定結果が選択部４１９に入力されるタイミングとのずれがなくなる。このため、シンボル補間部４０から出力される２つの伝送路特性ＨＳＷ及びＨＳＮの推定精度の状況が変化した場合であっても、ＯＦＤＭ復調部４０４は、この変化にすばやく追従することができる。

なお、遅延部４１６及び４１７を備えないようにしてもよい。この場合、遅延部４１６，４１７に要する回路コストの低減を図ることができる。

キャリア補間部４５３は、選択部４１９で選択された伝送路特性ＨＳに対してキャリア方向のフィルタリングをすることにより、キャリア間の補間を行う。キャリア補間部４５３は、補間された伝送路特性ＨＣを除算部４６３に出力する。図５のように、補間された伝送路特性ＨＣは、記号ＣＦの位置について得られる。

除算部４６３は、ＦＦＴ部１２から供給される周波数領域のＯＦＤＭ信号Ｙを、伝送路特性ＨＣで除算して、得られた復調信号ＤＯを出力する。すなわち、除算部４６３は、周波数領域のＯＦＤＭ信号Ｙの波形等化を行って、伝送路で生じたマルチパスによる波形ひずみを補償する。

本実施形態によれば、キャリア補間前の伝送路特性から適切なものを選択するので、判定部における演算量を抑えることができる。

（第４の実施形態）
図１２は、本発明の第４の実施形態に係るＯＦＤＭ復調部５０４の構成例を示すブロック図である。ＯＦＤＭ復調部５０４は、直交検波部１１と、ＦＦＴ部１２と、伝送路特性算出部３０と、シンボル補間部４２と、キャリア補間部５０と、雑音除去部７０と、差異検出部５８３と、遅延部５１６，５１７と、選択部５１９と、除算部４６１とを備えている。直交検波部１１、ＦＦＴ部１２、伝送路特性算出部３０、シンボル補間部４２、及びキャリア補間部５０については、図２を参照して説明したものと同様であるので、詳細な説明を省略する。

雑音除去部７０は、伝送路特性ＨＰに対してＩＦＦＴを行ってインパルス応答を算出し、このインパルス応答に基づいて伝送路特性ＨＰに重畳する雑音成分を除去し、雑音除去後の伝送路特性ＨＰ’をシンボル補間部４２に出力する。雑音除去部７０は、ＩＦＦＴ部７１と、零置換部７２と、ＦＦＴ部７３と、端部置換部７４とを備えている。

図１３は、受信したＯＦＤＭ信号に雑音が重畳している場合に、このＯＦＤＭ信号のパイロットキャリアに対する伝送路特性の大きさ｜ＨＰ｜の例を示す模式図である。伝送路特性の大きさ｜ＨＰ｜は、理想的な場合は一定であるが、図１３では、帯域全体にわたって歪が生じている。

ＩＦＦＴ部７１は、伝送路特性算出部３０で得られた伝送路特性ＨＰに対して、シンボルごとにＩＦＦＴを行って、周波数領域の信号から時間領域の信号への変換を行い、得られた時間領域の信号、すなわち、インパルス応答を零置換部７２に出力する。このインパルス応答はＩ軸及びＱ軸の各方向の成分を持つ複素信号（ベクトル）の形式で得られる。

図１４は、図１２のＩＦＦＴ部７１で得られるインパルス応答のレベル（大きさの２乗）を示す図である。図１４からわかるように、伝送路特性のレベルは局所的にピークを持つが、雑音成分は領域全体のフロア部分にわたって分布している。零置換部７２は、このインパルス応答から雑音成分の除去を行う。

図１５（ａ），（ｂ）は、雑音成分除去の前後におけるインパルス応答をそれぞれ示す図である。図１５（ａ）のように、零置換部７２は、所定のレベルに閾値を設定する。零置換部７２は、ＩＦＦＴ部７１から出力されたインパルス応答のＩ軸成分の２乗値とＱ軸成分の２乗値との和をインパルス応答の電力として算出し、このインパルス応答の電力と設定された閾値との比較を行い、閾値より小さな電力を示すインパルス応答を“０ベクトル”に置換し、閾値より小さくない電力を示すインパルス応答をそのままＦＦＴ部７３に出力する。零置換部７２は、図１５（ｂ）のように置換後のインパルス応答を出力する。

ＦＦＴ部７３は、雑音成分除去後のインパルス応答をＦＦＴして、これを再び周波数領域の信号に変換し、端部置換部７４に出力する。図１６は、図１２のＦＦＴ部７３で得られる伝送路特性を示す図である。図１６に示すように、データの打ち切りの影響により、帯域の両端部の特性が劣化する場合がある。端部置換部７４は、帯域両端部の特性劣化を避けることを目的として、上記の雑音除去処理をバイパスするために設けられている。

端部置換部７４は、ＦＦＴ部７３から出力された伝送路特性のうち、帯域の中央部を含む所定の周波数帯域内の伝送路特性はそのまま出力し、この周波数帯域以外の帯域、すなわち、特性劣化の大きな帯域端部（低域部及び高域部）周辺の伝送路特性は、雑音成分除去前の伝送路特性ＨＰに置き換えて出力する。端部置換部７４は、得られた伝送路特性ＨＰ’をシンボル補間部４２に出力する。このとき、置換が施されていない帯域の中央部の伝送路特性ＨＰ’に関しては、雑音が除去されており、置換の施された帯域端部の伝送路特性ＨＰ’に関しては、雑音が除去されていないことになる。

図１７は、図１２の雑音除去部７０で得られた伝送路特性ＨＰ’を示す図である。図１７のように、帯域の中央部に関しては雑音の影響が除去されているが、帯域の両端部に関しては雑音が除去されずに残留している。

なお、雑音除去部７０において、打ち切りの影響を軽減するために、伝送路特性ＨＰに適切な窓関数を乗じてからＩＦＦＴを行うようにしてもよいし、ＦＦＴ部７３で得られる伝送路特性をこの窓関数で除するようにしてもよい。

シンボル補間部４２は、雑音除去後の伝送路特性ＨＰ’に対してシンボル間のフィルタリングを行うことによってシンボル方向の補間を行い、シンボル補間後の伝送路特性ＨＳをキャリア補間部５０の広帯域フィルタ５１及び狭帯域フィルタ５２に出力する。広帯域フィルタ５１及び狭帯域フィルタ５２は、伝送路特性ＨＣＷ及びＨＣＮをそれぞれ算出する。広帯域フィルタ５１は、得られた伝送路特性ＨＣＷを遅延部５１６及び差異検出部５８３に出力し、狭帯域フィルタ５２は、得られた伝送路特性ＨＣＮを遅延部５１７及び差異検出部５８３に出力する。

雑音除去部７０の出力をシンボル方向に補間して得られる伝送路特性ＨＳは、帯域の中央部に関しては雑音が除去されている。このため、雑音妨害環境下における広帯域フィルタ５１及び狭帯域フィルタ５２のそれぞれから得られる伝送路特性ＨＣＷ，ＨＣＮのうち、帯域の中央部に関しては、雑音の影響による両者の差異はほとんどない。

一方、マルチパス妨害が存在する環境下において、特に遅延時間が狭帯域フィルタ５２の通過帯域幅を超えるような場合には、伝送路特性ＨＣＷとＨＣＮとに差異が生じる（図７（ａ），（ｂ））。このような場合、広帯域フィルタ５１では正しい伝送路特性が得られるが、狭帯域フィルタ５２では正しい伝送路特性が得られない。したがって、広帯域フィルタ５１及び狭帯域フィルタ５２のそれぞれで得られる伝送路特性ＨＣＷと伝送路特性ＨＣＮとには、大きな差異が生じることになる。

また、すでに説明したように、キャリア補間に用いられるフィルタの通過帯域幅が広いほど、遅延時間の長い遅延波の推定が可能となる一方、推定された伝送路特性に重畳する雑音の量は多くなる。

そこで、差異検出部５８３は、帯域中央部（又はその一部）において、伝送路特性ＨＣＷと伝送路特性ＨＣＮとの間の差異の有無（又は、差異の値が一定の範囲を越えていること）を検出し、検出結果を選択部５１９に出力する。

差異検出部５８３における差異の検出の際には、帯域中央部における伝送路特性ＨＣＷと伝送路特性ＨＣＮとに関して、Ｉ軸成分の差分値とＱ軸成分の差分値を算出し、更にこれらの２乗の和を差分電力としてキャリアごとに算出し、その差分電力の最大値が所定値を越える否かによって判断すればよい。また、帯域中央部における伝送路特性ＨＣＷと伝送路特性ＨＣＮとの間の差分電力の大きさを帯域中央部に属するキャリア全体にわたって累積し、累積結果が所定値を越える否かによって判断してもよい。なお、差異検出部５８３における差異の検出の際には、帯域中央部又は帯域中央部の一部において差異を検出するようにしてもよい。

遅延部５１６及び５１７は、伝送路特性ＨＣＷ及びＨＣＮをそれぞれ遅延させて、選択部５１９に出力する。選択部５１９は、伝送路特性ＨＣＷ及びＨＣＮのうち、いずれか一方を、差異検出部５８３から出力された検出結果に基づいて選択し、選択された伝送路特性ＨＣを除算部４６１に出力する。

すなわち、帯域中央部における伝送路特性ＨＣＷと伝送路特性ＨＣＮとの間に差異がない（又は、差異の値が一定の範囲内に収まっている）場合には、雑音抑圧効果の高い狭帯域フィルタ５２より得られる伝送路特性ＨＣＮを選択し、帯域全体に対する伝送路特性ＨＣとして出力する。この結果、両端部での雑音の影響が軽減された伝送路特性を得ることができる。

一方、帯域中央部における伝送路特性ＨＣＷとＨＣＮとの間に差異がある（又は、差異の値が一定の範囲を超えている）場合には、帯域端部における伝送路特性として、マルチパス伝送路における推定精度の高い広帯域フィルタ５１より得られる伝送路特性ＨＣＷを選択し、帯域全体に対する伝送路特性ＨＣとして出力する。この結果、マルチパス伝送路の推定精度の向上した伝送路特性を得ることができる。

ここで、遅延部５１６及び５１７は、例えば、差異検出部５８３での処理に要する時間だけ、伝送路特性ＨＣＷ及びＨＣＮをそれぞれ遅延させる。すると、伝送路特性ＨＣＷ及びＨＣＮが選択部５１９に入力されるタイミングと、これらの伝送路特性についての差異検出部５８３による検出結果が選択部５１９に入力されるタイミングとのずれがなくなる。このため、キャリア補間部５０から出力される２つの伝送路特性ＨＣＷ及びＨＣＮの推定精度の状況が変化した場合であっても、ＯＦＤＭ復調部５０４は、この変化にすばやく追従することができる。

除算部４６１は、周波数領域のＯＦＤＭ信号Ｙを伝送路特性ＨＣで除算して、周波数領域のＯＦＤＭ信号Ｙの波形等化を行う。これにより、除算部４６１は、伝送路で生じた、マルチパス妨害による波形ひずみを補償し、その結果得られた復調信号ＤＯを出力する。

このようにして得られる帯域全体に対する伝送路特性ＨＣは、雑音妨害やマルチパス妨害が存在する環境下で、伝送路特性の推定に用いる複数のフィルタの出力から適切に選択して得られるものであるので、伝送路の推定精度が高く、この伝送路特性を用いて波形等化を行えば受信性能の向上を図ることができる。また、複数のフィルタ出力からの選択をシンボルごとに行うことができるので、伝送路特性が変動する環境下における追従性についても非常に優れている。

なお、遅延部５１６及び５１７を備えないようにしてもよい。この場合、遅延部５１６，５１７に要する回路コストの低減を図ることができる。

また、選択部５１９は、帯域中央部における伝送路特性ＨＣＷと伝送路特性ＨＣＮとの間の差異の検出結果に基づいて両者より一方を選択する際には、帯域全体の伝送路特性として、伝送路特性ＨＣＷ及びＨＣＮのうちのいずれかを選択するようにしてもよいし、又は、帯域中央部については常に伝送路特性ＨＣＷを選択し、帯域端部のみを伝送路特性ＨＣＷ及びＨＣＮのうちのいずれかより選択するようにしてもよい。すでに説明したように、帯域中央部における伝送路特性に関しては雑音の影響が除去されているので、帯域中央部では常に伝送路特性ＨＣＷを用いるようにしても問題はない。

また、帯域端部のみについて選択をする場合には、一方の端部、例えば高域側の端部のみについて、いずれかの伝送路特性を選択するようにしてもよい。この場合には、遅延部５１６及び５１７における遅延器のハードウェア量が少なくて済む。

図１８は、第４の実施形態の変形例に係るＯＦＤＭ復調部６０４の構成を示すブロック図である。ＯＦＤＭ復調部６０４は、図１２のＯＦＤＭ復調部５０４において、雑音除去部７０に代えて雑音除去部６７０を備え、シンボル補間処理後に雑音除去処理を行うようにしたものである。

シンボル補間部４２は、伝送路特性算出部３０で得られた伝送路特性ＨＰに対して、シンボル間のフィルタリングを行うことによってシンボル方向の補間を行い、シンボル補間後の伝送路特性を雑音除去部６７０に出力する。

雑音除去部６７０は、ＩＦＦＴ部６７１と、零置換部６７２と、ＦＦＴ部６７３と、端部置換部６７４とを備えており、図１２の雑音除去部７０とほぼ同様に構成されている。雑音除去部６７０は、シンボル補間部４２から出力された伝送路特性に対して、雑音除去部７０と同様に伝送路特性に重畳する雑音成分を除去し、雑音除去後の伝送路特性ＨＳを広帯域フィルタ５１及び狭帯域フィルタ５２に出力する。

このように、シンボル方向の補間を先に行ってから、雑音除去処理を行うようにしても、帯域の中央部に関して雑音を除去することができる。

なお、以上の実施形態において、シンボル補間部又はキャリア補間部が、複数のフィルタを備える場合には、特性の異なる２種類のフィルタを備えるものとして説明を行ったが、更に多くの種類のフィルタを備えるようにしてもよい。この場合も、各フィルタで得られる伝送路特性による波形等化を行い、この結果得られる復調信号の中から、最も品質の高い復調信号を選択するようにすればよい。妨害の状況に応じてより柔軟に復調信号の品質の精度を選ぶことができるので、ＯＦＤＭ受信装置の受信性能を向上させることができる。

以上説明したように、本発明は、ガウス雑音やマルチパス等の伝送路の妨害条件に左右されることなく、また、ガード期間長に依存することもなく、適応的に伝送路特性の推定精度を向上させたり、復調信号の品質を高めることができるので、デジタル放送や無線ＬＡＮ等のＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信装置等として有用である。

本発明の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置の構成例を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ復調部の構成例を示すブロック図である。 図１のＯＦＤＭ受信装置によって受信されるＯＦＤＭ信号における、パイロット信号の配置フォーマットの一例を示す図である。 図２のシンボル補間部によってシンボル方向に補間された伝送路特性が得られる位置を示す図である。 図２の広帯域フィルタ及び狭帯域フィルタによってキャリア方向に補間された伝送路特性が得られる位置を示す図である。 （ａ），（ｂ）は、ガウス雑音妨害環境下における、広帯域フィルタで得られる伝送路特性、及び狭帯域フィルタ部で得られる伝送路特性をそれぞれ示す図である。 （ａ），（ｂ）は、マルチパス妨害環境下における、広帯域フィルタで得られる伝送路特性、及び狭帯域フィルタで得られる伝送路特性をそれぞれ示す図である。 図１の品質検出部の構成例を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態に係るＯＦＤＭ復調部の構成例を示すブロック図である。 第２の実施形態の変形例に係るＯＦＤＭ復調部の構成を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係るＯＦＤＭ復調部の構成例を示すブロック図である。 本発明の第４の実施形態に係るＯＦＤＭ復調部の構成例を示すブロック図である。 受信したＯＦＤＭ信号に雑音が重畳している場合に、このＯＦＤＭ信号のパイロットキャリアに対する伝送路特性の大きさ｜ＨＰ｜の例を示す模式図である。 図１２のＩＦＦＴ部で得られるインパルス応答のレベルを示す図である。 （ａ），（ｂ）は、雑音成分除去の前後におけるインパルス応答をそれぞれ示す図である。 図１２のＦＦＴ部で得られる伝送路特性を示す図である。 図１２の雑音除去部で得られた伝送路特性ＨＰ’を示す図である。 第４の実施形態の変形例に係るＯＦＤＭ復調部の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１６，１７，１７Ａ，１７Ｂ，４１６，４１７，５１６，５１７ 遅延部
１９，３１９，４１９，５１９ 選択部
２０，２２０，３２０ 伝送路特性推定部
４０，４２ シンボル補間部
４３，５１，３５１ 広帯域フィルタ
４４，５２，３５２ 狭帯域フィルタ
５０，５３，５４，３５０，４５３ キャリア補間部
６０，３６０，４６０ 等化部
７０，６７０ 雑音除去部
７１，６７１ ＩＦＦＴ部
７２，６７２ 零置換部
７３，６７３ ＦＦＴ部
７４，６７４ 端部置換部
８０，３８０，４８０ 判定部
８１，８２，８２Ａ，８２Ｂ 品質検出部
８３，３８３ 比較部
４６３ 除算部
５８３ 差異検出部

Claims (6)

1. 振幅及び位相が既知であるパイロット信号を伝送するＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）信号を受信し復調するＯＦＤＭ受信装置であって、
   前記受信されたＯＦＤＭ信号がフーリエ変換されて得られた周波数領域のＯＦＤＭ信号と前記パイロット信号との間の演算によって補間前の伝送路特性を算出する伝送路特性算出部と、
   前記補間前の伝送路特性から、所定の周波数帯域における雑音の除去を行い、得られた雑音除去後の伝送路特性を出力する雑音除去部と、
   前記雑音除去後の伝送路特性に対して、シンボル方向の補間を行い、シンボル方向に補間された伝送路特性を出力するシンボル補間部と、
   互いに通過帯域の異なる複数のキャリア補間フィルタを有し、前記シンボル方向に補間された伝送路特性に対するキャリア方向の補間を、前記複数のキャリア補間フィルタのそれぞれによって行い、その結果を、キャリア方向に補間された複数の伝送路特性として出力するキャリア補間部と、
   前記所定の周波数帯域又はその一部において、前記キャリア方向に補間された複数の伝送路特性間の差異を検出する差異検出部と、
   前記差異検出部における検出結果に従って、前記キャリア方向に補間された複数の伝送路特性の中から１つを選択して出力する選択部と、
   前記選択部で選択された伝送路特性によって、前記周波数領域のＯＦＤＭ信号に対する除算を行い、得られた結果を復調信号として出力する除算部と
   を備えるＯＦＤＭ受信装置。
2. 請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
   前記雑音除去部は、
   入力された伝送路特性を逆フーリエ変換して、得られたインパルス応答を出力する逆フーリエ変換部と、
   前記インパルス応答のうち、所定の大きさに満たないものを０ベクトルに置換して出力する零置換部と、
   前記零置換部の出力をフーリエ変換して出力するフーリエ変換部と、
   前記フーリエ変換部の出力のうち、前記所定の周波数帯域についてはそのまま出力し、前記所定の周波数帯域以外の周波数帯域については、前記逆フーリエ変換部に入力された伝送路特性に置換して出力する端部置換部とを有するものである
   ことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
3. 振幅及び位相が既知であるパイロット信号を伝送するＯＦＤＭ信号を受信し復調するＯＦＤＭ受信装置であって、
   前記受信されたＯＦＤＭ信号がフーリエ変換されて得られた周波数領域のＯＦＤＭ信号と前記パイロット信号との間の演算によって補間前の伝送路特性を算出する伝送路特性算出部と、
   前記補間前の伝送路特性に対して、シンボル方向の補間を行い、シンボル方向に補間された伝送路特性を出力するシンボル補間部と、
   前記シンボル方向に補間された伝送路特性から、所定の周波数帯域における雑音の除去を行い、得られた雑音除去後の伝送路特性を出力する雑音除去部と、
   互いに通過帯域の異なる複数のキャリア補間フィルタを有し、前記雑音除去後の伝送路特性に対するキャリア方向の補間を、前記複数のキャリア補間フィルタのそれぞれによって行い、その結果を、キャリア方向に補間された複数の伝送路特性として出力するキャリア補間部と、
   前記所定の周波数帯域又はその一部において、前記キャリア方向に補間された複数の伝送路特性間の差異を検出する差異検出部と、
   前記差異検出部における検出結果に従って、前記キャリア方向に補間された複数の伝送路特性の中から１つを選択して出力する選択部と、
   前記選択部で選択された伝送路特性によって、前記周波数領域のＯＦＤＭ信号に対する除算を行い、得られた結果を復調信号として出力する除算部と
   を備えるＯＦＤＭ受信装置。
4. 請求項３に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
   前記雑音除去部は、
   入力された伝送路特性を逆フーリエ変換して、得られたインパルス応答を出力する逆フーリエ変換部と、
   前記インパルス応答のうち、所定の大きさに満たないものを０ベクトルに置換して出力する零置換部と、
   前記零置換部の出力をフーリエ変換して出力するフーリエ変換部と、
   前記フーリエ変換部の出力のうち、前記所定の周波数帯域についてはそのまま出力し、前記所定の周波数帯域以外の周波数帯域については、前記逆フーリエ変換部に入力された伝送路特性に置換して出力する端部置換部とを有するものである
   ことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
5. 振幅及び位相が既知であるパイロット信号を伝送するＯＦＤＭ信号を受信し復調するＯＦＤＭ受信方法であって、
   前記受信されたＯＦＤＭ信号がフーリエ変換されて得られた周波数領域のＯＦＤＭ信号と前記パイロット信号との間の演算によって補間前の伝送路特性を算出する伝送路特性算出ステップと、
   前記補間前の伝送路特性から、所定の周波数帯域における雑音の除去を行い、得られた雑音除去後の伝送路特性を求める雑音除去ステップと、
   前記雑音除去後の伝送路特性に対して、シンボル方向の補間を行い、シンボル方向に補間された伝送路特性を求めるシンボル補間ステップと、
   前記シンボル方向に補間された伝送路特性に対するキャリア方向の補間を、互いに通過帯域の異なる複数のキャリア補間フィルタのそれぞれによって行い、その結果を、キャリア方向に補間された複数の伝送路特性として求めるキャリア補間ステップと、
   前記所定の周波数帯域又はその一部において、前記キャリア方向に補間された複数の伝送路特性間の差異を検出する差異検出ステップと、
   前記差異検出ステップにおける検出結果に従って、前記キャリア方向に補間された複数の伝送路特性の中から１つを選択する選択ステップと、
   前記選択ステップで選択された伝送路特性によって、前記周波数領域のＯＦＤＭ信号に対する除算を行い、得られた結果を復調信号として求める除算ステップと
   を備えるＯＦＤＭ受信方法。
6. 振幅及び位相が既知であるパイロット信号を伝送するＯＦＤＭ信号を受信し復調するＯＦＤＭ受信方法であって、
   前記受信されたＯＦＤＭ信号がフーリエ変換されて得られた周波数領域のＯＦＤＭ信号と前記パイロット信号との間の演算によって補間前の伝送路特性を算出する伝送路特性算出ステップと、
   前記補間前の伝送路特性に対して、シンボル方向の補間を行い、シンボル方向に補間された伝送路特性を求めるシンボル補間ステップと、
   前記シンボル方向に補間された伝送路特性から、所定の周波数帯域における雑音の除去を行い、得られた雑音除去後の伝送路特性を求める雑音除去ステップと、
   前記雑音除去後の伝送路特性に対するキャリア方向の補間を、互いに通過帯域の異なる複数のキャリア補間フィルタのそれぞれによって行い、その結果を、キャリア方向に補間された複数の伝送路特性として求めるキャリア補間ステップと、
   前記所定の周波数帯域又はその一部において、前記キャリア方向に補間された複数の伝送路特性間の差異を検出する差異検出ステップと、
   前記差異検出ステップにおける検出結果に従って、前記キャリア方向に補間された複数の伝送路特性の中から１つを選択する選択ステップと、
   前記選択ステップで選択された伝送路特性によって、前記周波数領域のＯＦＤＭ信号に対する除算を行い、得られた結果を復調信号として求める除算ステップと
   を備えるＯＦＤＭ受信方法。

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