JP5042118B2 - 伝送路推定装置および方法 - Google Patents

Description

この発明は、伝送路の特性を推定する伝送路推定装置及び方法に関する。

地上デジタル放送では、送信機から出力された電波が、建物等の障害物による反射、回折、散乱を受けるため、受信信号に歪が生じる。受信機では、信頼性のある受信性能を実現するために、受信信号から伝送路の特性を推定し、この推定結果を用いて受信信号の歪を補正する必要がある。一般に、伝送路の特性を推定する方法として、送信機で挿入される既知信号を利用する方法が知られている。

中国の地上デジタル放送方式では、既知信号として擬似ランダム（ＰＮ）系列を使用している。送信機は、送信データから生成した有効シンボル区間と既知のＰＮ系列で構成される伝送シンボルを伝送単位とする信号を送信している。ＰＮ系列は、自己相関が鋭いピークを持つという特徴があることから、一般にフレーム同期やタイミング生成に利用されることが多い。従来の伝送路推定法は、このＰＮ系列の相関特性を利用して伝送路の特性を推定している（非特許文献１参照）。この手法は、受信機側であらかじめ既知のＰＮ系列を用意しておき、受信信号を所定のサンプリング周波数で標本化した系列と用意しておいたＰＮ系列との相関を計算する。電波の反射等がなく直接波のみ受信する場合、受信信号に含まれるＰＮ系列が到来する時刻に鋭いピークを持つ相関信号が得られる。一方、マルチパス伝送路の場合、複数のパスを介して到来する信号を合わせて受信するため、各信号に含まれるＰＮ系列の到来時刻に鋭いピークを持つ相関信号が得られる。このピークの値は各マルチパス信号の受信レベルに比例することから、相関信号は推定遅延プロファイルとなる。従来の伝送推定法は、この推定遅延プロファイルに含まれる雑音成分を除去するために、推定遅延プロファイルに対してあらかじめ決められたある一定の閾値以下の部分を切捨て、その後、推定遅延プロファイルを周波数変換した結果を用いて、有効シンボルの歪を周波数領域で補正している。

推定遅延プロファイルに含まれる雑音成分を抑圧する方法として、低域通過濾波器（ＬＰＦ）を用いる方法が特許文献１に記載されている。この方法は、推定遅延プロファイルに含まれる高い周波数成分をＬＰＦで除去し、これにより雑音成分を抑圧する。また、推定遅延プロファイルに含まれる雑音成分を抑圧するために、推定遅延プロファイルを伝送シンボル間で平均する方法が、特許文献２に記載されている。この方法は、推定遅延プロファイルの各サンプルをすべて同じ重み付けをして、少なくとも２つ以上の伝送シンボル間で合成することで、雑音成分を抑圧する。

Ｇｕａｎｇｈｕｉ Ｌｉｕ， "ＩＴＤ−ＤＦＥ Ｂａｓｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｉｎ ＴＤＳ−ＯＦＤＭ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ"， ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｎｓｕｍｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ， Ｖｏｌ．５３， Ｎｏ．２， ｐｐ．３０４−３０９ （第３０５頁） 中国特許第２００４１０００３４８０号明細書（第２５頁、第４図） 特開２００８−４２３０６号公報（第２５頁、第８図）

従来の伝送路推定法では、推定遅延プロファイルの閾値以下の部分を切捨てることで雑音成分を除去しているが、同時に、閾値より小さいピークも切り捨ててしまうため、受信レベルの小さいマルチパス信号を検出できないという問題がある。ここで、すべての雑音成分を除去するためには、閾値を雑音成分より大きな値に設定する必要がある。推定遅延プロファイルに含まれる雑音成分を抑圧することで閾値を小さな値に設定することができ、受信レベルのより小さいマルチパス信号の検出が可能になるが、従来の雑音成分を抑圧する手法では、十分に雑音成分を抑圧しているとは言えない。

また、推定遅延プロファイルに含まれる雑音成分の大きさは伝送路の環境によって異なるが、従来の伝送路推定法は、雑音成分を除去するために用いる閾値をあらかじめ一定の値に決めているため、伝送路環境の変化に伴う雑音成分の変動に対応できないという問題がある。

本発明による伝送路推定装置は、
送信データから生成した有効シンボルとＰＮ系列で構成される伝送シンボルを伝送単位として送信機から送信された信号を、伝送路を介して受信し、受信信号を所定のサンプリング周波数で標本化して得られる標本化系列から伝送路の特性を推定する伝送路推定装置において、
ＰＮ系列を生成するＰＮ系列生成手段と、
前記ＰＮ系列生成手段によって生成されたＰＮ系列と受信信号の標本化系列との相関をサンプル毎に計算し、相関信号としての推定遅延プロファイルを求める相関計算手段と、
前記相関計算手段で得られた推定遅延プロファイルに含まれる雑音成分を抑圧する雑音抑圧手段と、
前記雑音抑圧手段から出力される、推定遅延プロファイルから閾値を決定する閾値決定手段と、
前記雑音抑圧手段で得られる、雑音成分が抑圧された推定遅延プロファイルに対して、前記閾値決定手段で決められた閾値以下の部分を切捨てる閾値処理手段とを備え、
前記雑音抑圧手段が、
前記相関計算手段で得られた推定遅延プロファイルを１伝送シンボル間隔単位で遅延させることにより、互いに異なる遅延時間の推定遅延プロファイルを求める遅延手段と、
前記互いに異なる遅延時間の推定遅延プロファイルの各サンプル値を、その瞬時電力が小さいほど大きい重みを付けて加算することにより、合成推定遅延プロファイルのサンプル値を出力する合成手段と
を備えることを特徴とする。

本発明によれば、雑音成分をより強く抑圧することができ、受信レベルのより小さいマルチパス信号の検出が可能になるという効果がある。

また、推定遅延プロファイルに含まれる雑音成分の電力をもとに閾値を動的に設定することで、伝送路環境の変化に伴う雑音成分の変動に対応できるという効果がある。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１に係わる伝送路推定装置を示す。図示の伝送路推定装置は、 ＰＮ系列生成手段１と、相関計算手段２と、雑音抑圧手段３と、閾値決定手段４と、閾値処理手段５と、第１のＦＦＴ演算手段６と、平均化手段７と、有効シンボル切出し手段８と、第２のＦＦＴ演算手段９と、補正手段１０とを備える。

図示の伝送路推定装置には、時間領域の受信信号を標本化した系列が入力される。本実施の形態では、送信信号を非特許文献１で定められた形式の信号が入力されるものとする。この形式の信号は、図２（ａ）に示すように、既知のＰＮ系列Ｔｐと有効シンボルＴｅとからなる伝送シンボルＴｓを伝送単位とする信号である。図示の例では、ＰＮ系列は、Ｌ個のサンプルから成る。

ＰＮ系列生成手段１は、送信側と同じＰＮ系列Ｌｇｐを生成する。
相関計算手段２は、ＰＮ系列生成手段１で生成されたＰＮ系列Ｌｇｐと受信信号を標本化した系列Ｒｔｓとの相関を計算することで相関信号としての推定遅延プロファイルを得る。
雑音抑圧手段３は、推定遅延プロファイルの合成により推定遅延プロファイルに含まれる雑音成分を抑圧する。
閾値決定手段４は、雑音抑圧手段３で得られる推定遅延プロファイルから閾値を決定する。
閾値処理手段５は、閾値決定手段４で決められた閾値を用いて、雑音抑圧手段３で得られた推定遅延プロファイルに含まれる雑音成分を除去する。
第１のＦＦＴ演算手段６は、閾値処理手段で得られる推定遅延プロファイルを周波数領域に変換する。
平均化手段７は、第１のＦＦＴ演算手段６で得られる伝送路の周波数特性をキャリア毎に伝送シンボル間で平均化を行うことで、残存する雑音を抑圧する。

有効シンボル切出し手段８は、受信信号の有効シンボル部Ｔｅを切出す。
第２のＦＦＴ演算手段９は、切出された有効シンボルＴｅを周波数領域に変換する。
補正手段１０は、平均化手段７で計算された伝送路特性の推定結果をもとに、第２のＦＦＴ演算手段９で周波数領域に変換された有効シンボルの歪を補正し、歪補正後の有効シンボルＣｅｓを出力する。

図１における相関計算手段２で得られる相関結果（推定遅延プロファイル）について説明する。マルチパスが存在しないＡＷＧＮ（Ａｄｄｉｔｉｖｅ Ｗｈｉｔｅ Ｇａｕｓｓｉａｎ Ｎｏｉｓｅ）伝送路の場合、受信信号とＰＮ系列の相関結果は次式となる。

ここで、Ｌは、ＰＮ系列中のサンプル数（ＰＮ系列のサンプル数で表わされた長さ）、
ｉは、図２（ｂ）に示すように、受信信号又はＰＮ系列中のサンプル番号（受信信号又はＰＮ系列の先頭のサンプルをｉ＝０とする）、
ｋは、図２（ｂ）に示すように、ＰＮ系列に対する受信信号の、サンプル数で表わされたシフト値、
ｐｎ（ｉ）はＰＮ系列、
ｆ（ｉ−ｋ）は有効シンボル、
ｎ（ｉ−ｋ）はガウス雑音である。

式（１）の第１項δ（ｋ）は、ＰＮ系列の鋭い自己相関のピーク値を表わすディラックデルタ関数であり、第２項

は有効シンボルとガウス雑音による雑音成分を表わす。

マルチパス伝送路の場合、各パスを経た信号を合わせて受信する。この受信信号とＰＮ系列の相関を計算すると、各信号に含まれるＰＮ系列が到来した時刻に式（１）の第１項で示した鋭いピークが存在し、その他の時刻には式（１）の第２項で示した雑音成分が存在するような推定遅延プロファイルが得られる。例えば、図３に２波モデル伝送路（ＤＵ比６［ｄＢ］、遅延時間１００サンプル）の場合の推定遅延プロファイルＲ（ｋ）を示す。図３において、ｋ＝０とｋ＝１００にそれぞれ主波と遅延波の受信レベルを示すピークが存在し、その他の範囲には、式（１）の第２項の雑音成分が存在する。

送信機は、ＰＮ系列Ｔｐと有効シンボルＴｅとからなる伝送シンボルＴｓを伝送単位とした信号を送信しているため、受信機では、伝送シンボル間隔毎に上記の遅延プロファイルが得られる。伝送路環境の変化が遅い場合、伝送シンボル間隔毎にマルチパス信号の受信レベルは大きく変化しないため、推定遅延プロファイルに含まれるマルチパス信号のピークの値も伝送シンボル間でほぼ同じ値となる。

図４は本実施の形態１における雑音抑圧手段３の一例を示す。
図示の雑音抑圧手段３は、Ｍ−１個（Ｍは１以上の整数）の遅延手段１１−１乃至１１−（Ｍ−１）と、Ｍ個の電力計算手段１２−１乃至１２−Ｍと、Ｍ個の逆数計算手段１３−１乃至１３−Ｍと、Ｍ個の重み付け手段１４−１乃至１４−Ｍと、総和計算手段１５と、正規化手段１６とを備える。

Ｍ−１個の遅延手段１１−１乃至１１−（Ｍ−１）は縦続接続されており、推定遅延プロファイルＲｒ（ｋ）を各々１伝送シンボル間隔だけ遅延させる。
図示のように縦続接続されたＭ−１個の遅延手段１１−１乃至１１−（Ｍ−１）により、過去の（それぞれ異なる、１伝送シンボルの整数倍の時間前の）Ｍ−１個の伝送シンボル分の推定遅延プロファイルＲ_２（ｋ）乃至Ｒ_Ｍ（ｋ）が得られ、一方、遅延手段１１−１の入力側、即ち図１の相関計算手段２の出力側には、現在の推定遅延プロファイルＲ_１（ｋ）が得られる。Ｒ_１（ｋ）はＲｒ（ｋ）と同じものであるが、説明の都合上符号が変えてある。

このように、遅延手段１１−１乃至１１−（Ｍ−１）により、推定遅延プロファイルを１伝送シンボル間隔単位で遅延させることにより、互いに異なる遅延時間の推定遅延プロファイルを求める遅延手段１１が構成されている。即ち、遅延手段１１における遅延の結果、互いに遅延時間が、１伝送シンボル間隔の整数倍だけ互いに異なる推定遅延プロファイルが生成される。

電力計算手段１２−１は、遅延手段１１−１の入力側から、即ち図１の相関計算手段２の出力側から得られる現在の推定遅延プロファイルＲｒ（ｋ）＝Ｒ_１（ｋ）を受け、各サンプルの瞬時電力Ｐ_１（ｋ）を計算する。
電力計算手段１２−２乃至１２−Ｍは、それぞれ遅延手段１１−１乃至１１−（Ｍ−１）に対応して設けられ、それぞれ対応する遅延手段から出力される推定遅延プロファイルの各サンプルの瞬時電力Ｐ_２（ｋ）乃至Ｐ_Ｍ（ｋ）を計算する。
電力計算手段１２−１乃至１２−Ｍにおける電力の計算を一般化すれば、式（３）で表される。
Ｐ_ｊ（ｋ）＝｜Ｒ_ｊ（ｋ）｜^２ （３）
（ここで、ｊは１乃至Ｍのいずれかである。）

逆数計算手段１３−１乃至１３−Ｍは、それぞれ電力計算手段１２−１乃至１２−Ｍに対応して設けられ、対応する電力計算手段で計算された瞬時電力Ｐ_ｊ（ｋ）の逆数１／Ｐ_ｊ（ｋ）を計算する。

重み付け手段１４−１乃至１４−Ｍは、それぞれ逆数計算手段１３−１乃至１３−Ｍに対応して設けられ、対応する逆数計算手段で計算された逆数を重み付け係数として、重み付け計算を行なう。即ち、重み付け手段１４−１には、相関計算手段２から出力される現在の推定遅延プロファイルＲ₁（ｋ）の各サンプル値が入力され、重み付け手段１４−２乃至１４−Ｍには、それぞれ遅延手段１１−１乃至１１−（Ｍ−１）から出力される遅延された推定遅延プロファイルＲ_ｊ（ｋ）の各サンプル値が入力され、重み付け手段１４−１乃至１４−Ｍは、それぞれ入力された推定遅延プロファイルに対し、逆数計算手段１３−１乃至１３−Ｍで計算された逆数を乗算し、乗算結果を出力する。

重み付け手段１４−ｊ（ｊは１乃至Ｍのいずれか）における乗算は以下の式（４）で表される。
Ｒ_ｊ（ｋ）／Ｐ_ｊ（ｋ） …（４）

上記のように、逆数計算手段１３−１乃至１３−Ｍで求められた電力の逆数は、重み付け手段１４−１乃至１４−Ｍで重み付け係数として用いられるものであり、電力計算手段１２−ｊ（ｊは１乃至１２−Ｍのいずれか)と、対応する逆数計算手段１３−ｊとで、重み付け係数計算手段１７−ｊが構成されている。

総和計算手段１５は、Ｍ個の重み付け手段１４−１乃至１４−Ｍから得られる重み付けされたサンプルの総和を計算する。この計算は下記の式（５）で表される。

正規化手段１６は、総和計算手段１５で得られた結果を、Ｍ個の重み付け逆数計算手段１３−１乃至１３−Ｍで得られる瞬時電力の逆数の総和で除する。この演算は下記の式（６）で表される。

正規化手段１６の出力Ｒｓ（ｋ）は、合成推定遅延プロファイルとして図１の閾値処理手段５及び閾値決定手段４に供給される。

逆数計算手段１３−１乃至１３−Ｍと、重み付け手段１４−１乃至１４−Ｍと、総和計算手段１５と、正規化手段１６とで、互いに異なる遅延時間の推定遅延プロファイルＲ_ｊ（ｋ）を、その瞬時電力が小さいほど大きい重みを付けて加算することにより、合成推定遅延プロファイルＲｓ（ｋ）を出力する合成手段１８が構成されている。

なお、上記の電力計算手段１２−１乃至１２−Ｍにおける電力の計算、逆数計算手段１３−１乃至１３−Ｍによる逆数の計算、重み付け手段１４−１乃至１４−Ｍによる重み付け、合成手段１５による総和の計算、正規化手段１６による正規化は、サンプル毎に行なわれ、正規化手段１６から出力される、各サンプル値についての値の時系列が合成遅延プロファイルＲｓ（ｋ）となる。重み付け手段１４−１乃至１４−Ｍにおける重み付けは、各サンプル値に対し、同じサンプル値について計算された電力の逆数を乗算する。合成手段１５による総和の計算は、互いに遅延時間に異なる複数の（Ｍ個）の遅延プロファイルの互いに対応するサンプル値についての重み付け計算結果の総和を求める。

図４に示される雑音抑圧手段３は、推定遅延プロファイルの各サンプルに瞬時電力の逆数を重み係数として伝送シンボル間で合成している。そのため、瞬時電力に差がないサンプルを合成する場合、等利得合成となる。一方、瞬時電力の異なるサンプルを合成する場合、瞬時電力が小さいほど大きく、瞬時電力が大きいほど小さな重みを付けて合成することになる。

推定遅延プロファイルに含まれるマルチパス信号のピークの値は、伝送路環境の変化が遅い場合、伝送シンボル間で大きく変動しない。このとき、上記の方法で合成すると、推定遅延プロファイルをサンプル毎に伝送シンボル間で等利得合成することになり、合成前と合成後でピークの値はほぼ同じ値になる。一方、推定遅延プロファイルに含まれる雑音成分は、 式（１）の第２項(式（２））に示すようにＯＦＤＭシンボルとガウス雑音に起因することから伝送シンボル間で値が変化する。このとき、雑音成分の瞬時電力が小さいほど大きく、雑音成分の瞬時電力が大きいほど小さな重みを付けて合成することになり、雑音成分は強く抑圧される。

例えば、２波モデル伝送路（ＤＵ比６［ｄＢ］、遅延時間１００サンプル）において、推定遅延プロファイルをサンプル毎に２個の伝送シンボル間で合成する場合について説明する。２波モデル伝送路における現在の推定遅延プロファイルＲ_１（ｋ）を図５（ａ）に示し、１伝送シンボル前の推定遅延プロファイルＲ_２（ｋ）を図６（ａ）に示す。Ｒ_１（ｋ）とＲ_２（ｋ）を合成する方法は次式で表される。

まず、推定遅延プロファイルにおける主波、及び遅延波のピークの合成結果について説明する。図５（ａ）と図６（ａ）における主波のピーク値Ｒ_１（０）とＲ_２（０）を比較すると、伝送シンボル間で大きく変動しないことがわかる。このとき、瞬時電力は

である。

式（７）より合成結果は

となり、合成前と合成後のピークの値は大きく変化しないことがわかる。同様に、推定遅延プロファイルに含まれる遅延波のピークについても、合成前と合成後で値は大きく変化しない。

次に、推定遅延プロファイルにおける雑音成分の合成結果について説明する。図５（ｂ）と図６（ｂ）は、それぞれ図５（ａ）と図６（ａ）におけるｋ＝２０〜５０の範囲の雑音成分を示す。図５（ｂ）と図６（ｂ）を比較すると、現在と１伝送シンボル前で雑音成分の値が異なることがわかる。例えば、ｋ＝２５における現在の雑音成分Ｒ_１（２５）と１伝送シンボル前の雑音成分Ｒ_２（２５）の値は異なり、それぞれの瞬時電力は
Ｐ_１（２５）＝１．４×１０^−４、
Ｐ_２（２５）＝２．６×１０^−５
である。

式（７）より、これらを合成した結果は、
０．１５Ｐ_１（２５）＋０．８５Ｐ_２（２５）
となり、瞬時電力の小さいＲ_２（２５）に大きな重み係数を乗算して合成していることがわかる。そのため、等利得合成を用いる場合の合成結果
（０．５Ｐ_１（２５）＋０．５Ｐ_２（２５））
と比較して、合成結果がより小さな値となる。他の範囲の雑音成分についても同様に、伝送シンボル間で雑音成分の瞬時電力に差がある場合は、瞬時電力の小さい雑音成分ほど大きな重みを付け、瞬時電力が小さい雑音成分ほど大きな重みを付けて合成するため、雑音成分を大幅に軽減することができる。

図７は、図１における閾値決定手段４の詳細ブロック図である。
図示の閾値決定手段４は、電力計算手段３１と、ピーク判定手段３２と、第１の電力総和手段３３と、第２の電力総和手段３４と、電力比計算手段３５と、閾値更新手段３６とを有する。

電力計算手段３１は入力された推定遅延プロファイルの各サンプルの瞬時電力を計算する。
ピーク判定手段３２は瞬時電力を閾値Ｔａと比較することで、各サンプルがマルチパス信号のピークか雑音成分かを判断する。

第１の電力総和手段３３は、ピーク判定手段３２において、瞬時電力が閾値Ｔａより大きくマルチパス信号のピークと判定されたサンプルの瞬時電力の総和を計算する。
第２の電力総和手段３４は、ピーク判定手段３２において、瞬時電力が閾値Ｔａより小さく雑音成分と判定されたサンプルの瞬時電力の総和を計算する。
第１の電力総和手段３３、及び第２の電力総和手段３４は、１個の伝送シンボル分の推定遅延プロファイルに含まれるすべてのサンプルのピーク、及び雑音成分の瞬時電力の総和を計算する。

電力比計算手段３５は、第１の電力総和手段３３で得られるピークの瞬時電力の総和と、第２の電力総和手段３４で得られる雑音成分の瞬時電力の総和の比を計算する。
閾値更新手段３６は電力比計算手段３５で得られた電力比から閾値ＴＨを伝送シンボル毎に更新する。なお、閾値ＴＨの初期値はある一定の値に設定される。

上記の閾値決定手段４において、第１の電力総和手段３３で計算されるマルチパス信号のピークの瞬時電力の総和をＳ、第２の電力総和手段３４で計算される雑音成分の瞬時電力の総和をＮとする。マルチパス信号とガウス雑音の電力比（ＣＮ比）は伝送路環境によって異なるため、伝送路環境が変わると推定遅延プロファイルに含まれるマルチパス信号のピークと雑音成分の大きさが変化し、電力比計算手段３５で得られるマルチパス信号のピークと雑音成分の電力比Ｓ／Ｎも変化する。Ｓ／Ｎが大きい場合、推定遅延プロファイルにおける雑音成分の影響が小さいため閾値ＴＨを低くし、Ｓ／Ｎが小さい場合は遅延プロファイルにおける雑音成分の影響が大きいため閾値ＴＨを高くする。このようにＳ／Ｎをもとに閾値ＴＨを設定することで、伝送路環境の変化に対応できる。

図１の閾値処理手段５は、閾値決定手段４で決められた閾値ＴＨをもとに、雑音抑圧手段３で得られた推定遅延プロファイルＲ（ｋ）における主波、遅延波のピークを残して雑音成分を除去する。しかし、このピークの値にも雑音成分が残存するため、ＦＦＴ演算手段６で推定遅延プロファイルを周波数領域に変換した後、平均化手段７でサブキャリア毎に複数の伝送シンボル間で平均を計算することで、残存する雑音を抑圧する。

図１の補正手段９は、平均化手段７で得られた推定伝送路特性を用いて、有効シンボルの歪を補正する。具体的には、受信信号の有効シンボル部を切り出し周波数領域に変換した結果を、平均化手段７で得られる伝送路の推定周波数特性で除することで、有効シンボルの歪を補正する。

以上のように、実施の形態１の伝送路推定法は、推定遅延プロファイルの各サンプルに瞬時電力の逆数を重み付けし、サンプル毎に複数の伝送シンボル間で合成することで、推定遅延プロファイルに含まれるマルチパス信号のピークは変化させず、雑音成分を十分に抑圧することができる。その結果、従来の伝送路推定法に比較して、受信レベルが小さいマルチパス信号の検出が可能となる。また、推定遅延プロファイルに含まれるマルチパス信号と雑音成分の電力比から閾値を決定することで、伝送路環境の変化に対応することができる。

なお、上記の実施の形態では、推定遅延プロファイルの各サンプルに瞬時電力の逆数を重み付けし、総和を求めて正規化を行なうことにより、サンプル毎に複数の伝送シンボル間で合成しているが、瞬時電力の逆数を、該逆数の総和によって正規化したものを重み付け係数として推定遅延プロファイルの各サンプルに乗算して、その総和を求めることとしても良い。

即ち、この場合、図８に示すように、逆数計算手段１３−１乃至１３−Ｍの代わりに、逆数を正規化した値（逆数正規化値）

を求める正規化逆数計算手段１９−１乃至１９−Ｍを用い、各正規化逆数計算手段１９−ｊ（ｊは１乃至Ｍのいずれか）で求めた逆数正規化値を重み付け係数として重み付け手段１４−ｊで推定遅延プロファイルＲ_ｊ（ｋ）と乗算する。

総和計算手段１５では、重み付け手段１４−ｊの出力の総和を求める。この場合には、図４の正規化手段１６は不要となる。

図８の構成では、電力計算手段１２−ｊと正規化逆数計算手段１９−ｊとで、重み付け係数生成手段１７−ｊが構成され、重み付け計算手段１７−１乃至１７−Ｍと、重み付け手段１４−１乃至１４−Ｍと、総和計算手段１５とで、互いに異なる遅延時間の推定遅延プロファイルを、その瞬時電力が小さいほど大きい重みを付けて加算することにより、合成推定遅延プロファイルを出力する合成手段１８が構成される。

実施の形態２．
本実施の形態では、図１の雑音抑圧手段３において、推定遅延プロファイルの瞬時電力をサンプル毎に伝送シンボル間で比較して瞬時電力が最小であるサンプルを選択し、選択された結果を新たに推定遅延プロファイルのサンプルとすることで、推定遅延プロファイルに含まれる雑音成分を抑圧する。

図９は、本実施の形態における雑音抑圧手段３の詳細ブロック図である。図示の雑音抑圧手段３は、Ｍ−１個（Ｍは１以上の整数）の遅延手段１１−１乃至１１−（Ｍ−１）と、Ｍ個の電力計算手段１２−１乃至１２−Ｍと、最小電力探索手段２３と、最小電力選択手段２４とを有する。

遅延手段１１−１乃至１１−（Ｍ−１）及び電力計算手段１２−１乃至１２−Ｍは、図４に示すものと同様のものである。

最小電力探索手段２３はＭ個の電力計算手段１２−１乃至１２−Ｍから出力される瞬時電力Ｐ_１（ｋ）乃至Ｐ_Ｍ（ｋ）を比較し、瞬時電力のうちで最も小さいものを探索する、
最小電力選択手段２４は、最小電力探索手段２３における探索結果を基に、Ｍ個のサンプルから瞬時電力が最小であるサンプルを選択し出力する。

まず、推定遅延プロファイルに含まれるマルチパス信号のピークの中で、瞬時電力が最小のピークを選択した場合について説明する。伝送路環境の変化が遅い場合、伝送シンボル間でマルチパス信号の受信電力は大きく変化しないため、推定遅延プロファイルに含まれるマルチパスのピークの値も伝送シンボル間でほぼ同じ値となる。そのため、瞬時電力が最小のピークの値は、他のＭ−１個のピークの値と大きな差はない。

次に、推定遅延プロファイルに含まれる雑音成分の中で、瞬時電力が最小の雑音成分を選択した場合について説明する。式（１）の第２項に示すように、雑音成分は、ＯＦＤＭシンボルとガウス雑音に起因することから、伝送シンボル間で値が変化する。そのため、Ｍ個の伝送シンボル分の推定遅延プロファイルの各サンプルから、瞬時電力が最小になるサンプルを選択することで、雑音成分を強く抑圧することができる。

以上のように、実施の形態２の伝送路推定法は、実施の形態１と同様、推定遅延プロファイルに含まれるマルチパス信号のピークは変化させず、雑音成分を十分に抑圧することできる。その結果、従来の伝送路特性の推定方法に比べて、受信レベルの小さいマルチパス信号の検出が可能となる。

この発明の実施の形態１の伝送路推定装置を示すブロック図である。 （ａ）は、この発明の実施の形態１における送信信号の構成図で、（ｂ）は、相関の計算方法を示す図である。 この発明の実施の形態１における相関計算結果の一例を示す図である。 この発明の実施の形態１における雑音抑圧手段の一例を示すブロック図である。 （ａ）及び（ｂ）は、この発明の実施の形態１における現在の相関計算結果である。 （ａ）及び（ｂ）は、この発明の実施の形態１における１シグナルフレーム前の相関計算結果である。 この発明の実施の形態１における閾値決定手段の一例を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１における雑音抑圧手段の他の例を示すブロック図である。 この発明の実施の形態２における雑音抑圧手段の一例を示すブロック図である。

符号の説明

１ 相関計算手段、 ２ ＰＮ系列生成手段、 ３ 雑音抑圧手段、 ４ 閾値決定手段、 ５ 閾値処理手段、 ６ 第１のＦＦＴ演算手段、 ７ 平均化手段、 ８ 有効シンボル切出し手段、 ９ 第２のＦＦＴ演算手段、 １０ 補正手段、 １１ 遅延手段、 １２ 電力計算手段、 １３ 重み付け係数計算手段、 １４ 重み付け手段、 １５ 総和計算手段、 １６ 正規化手段、 ２１ 遅延手段、 ２２ 電力計算手段、 ２３ 最小電力探索手段、 ２４ 最小電力選択手段、 ３１ 電力計算手段、 ３２ ピーク判定手段、 ３３ 第１の電力総和手段、 ３４ 第２の電力総和手段、 ３５ 電力比計算手段、 ３６ 閾値更新手段。

Claims (7)

1. 送信データから生成した有効シンボルとＰＮ系列で構成される伝送シンボルを伝送単位として送信機から送信された信号を、伝送路を介して受信し、受信信号を所定のサンプリング周波数で標本化して得られる標本化系列から伝送路の特性を推定する伝送路推定装置において、
   ＰＮ系列を生成するＰＮ系列生成手段と、
   前記ＰＮ系列生成手段によって生成されたＰＮ系列と受信信号の標本化系列との相関をサンプル毎に計算し、相関信号としての推定遅延プロファイルを求める相関計算手段と、
   前記相関計算手段で得られた推定遅延プロファイルに含まれる雑音成分を抑圧する雑音抑圧手段と、
   前記雑音抑圧手段から出力される、推定遅延プロファイルから閾値を決定する閾値決定手段と、
   前記雑音抑圧手段で得られる、雑音成分が抑圧された推定遅延プロファイルに対して、前記閾値決定手段で決められた閾値以下の部分を切捨てる閾値処理手段とを備え、
   前記雑音抑圧手段が、
   前記相関計算手段で得られた推定遅延プロファイルを１伝送シンボル間隔単位で遅延させることにより、互いに異なる遅延時間の推定遅延プロファイルを求める遅延手段と、
   前記互いに異なる遅延時間の推定遅延プロファイルの各サンプル値を、その瞬時電力が小さいほど大きい重みを付けて加算することにより、合成推定遅延プロファイルのサンプル値を出力する合成手段と
   を備えることを特徴とする伝送路推定装置。
2. 前記合成手段が、
   前記互いに異なる遅延時間の推定遅延プロファイルの各サンプル値の瞬時電力を求める電力計算手段と、
   前記互いに異なる遅延時間の推定遅延プロファイルの各サンプル値に、前記電力計算手段で計算された瞬時電力の逆数に比例した重み付け係数を乗算して加算する手段とを有する
   ことを特徴とする請求項１に記載の伝送路推定装置。
3. 送信データから生成した有効シンボルとＰＮ系列で構成される伝送シンボルを伝送単位として送信機から送信された信号を、伝送路を介して受信し、受信信号を所定のサンプリング周波数で標本化して得られる標本化系列から伝送路の特性を推定する伝送路推定装置において、
   ＰＮ系列を生成するＰＮ系列生成手段と、
   前記ＰＮ系列生成手段によって生成されたＰＮ系列と受信信号の標本化系列との相関をサンプル毎に計算し、相関信号としての推定遅延プロファイルを求める相関計算手段と、
   前記相関計算手段で得られた推定遅延プロファイルに含まれる雑音成分を抑圧する雑音抑圧手段と、
   前記雑音抑圧手段から出力される、推定遅延プロファイルから閾値を決定する閾値決定手段と、
   前記雑音抑圧手段で得られる、雑音成分が抑圧された推定遅延プロファイルに対して、前記閾値決定手段で決められた閾値以下の部分を切捨てる閾値処理手段とを備え、
   前記雑音抑圧手段が、
   前記相関計算手段で得られた推定遅延プロファイルを１伝送シンボル間隔単位で遅延させることにより、互いに異なる遅延時間の推定遅延プロファイルを求める遅延手段と、
   前記互いに異なる遅延時間の推定遅延プロファイルの互いに対応するサンプル値のうちの、瞬時電力が最小であるものを選択して出力する合成手段と
   を備えることを特徴とする伝送路推定装置。
4. 前記合成手段が、
   前記互いに異なる遅延時間の推定遅延プロファイルの各サンプル値の瞬時電力を求める電力計算手段と、
   前記瞬時電力のうちの最小のものを求め、該最小の瞬時電力に対応する推定遅延プロファイルのサンプル値を選択する手段とを有する
   ことを特徴とする請求項３に記載の伝送路推定装置。
5. 前記閾値決定手段が、
   前記雑音抑圧手段で得られた相関信号に含まれる雑音成分の電力をもとに、閾値を決定する
   ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の伝送路推定装置。
6. 送信データから生成した有効シンボルとＰＮ系列で構成される伝送シンボルを伝送単位として送信機から送信された信号を、伝送路を介して受信し、受信信号を所定のサンプリング周波数で標本化して得られる標本化系列から伝送路の特性を推定する伝送路推定方法において、
   ＰＮ系列を生成するＰＮ系列生成ステップと、
   前記ＰＮ系列生成ステップによって生成されたＰＮ系列と受信信号の標本化系列との相関をサンプル毎に計算し、相関信号としての推定遅延プロファイルを求める相関計算ステップと、
   前記相関計算ステップで得られた推定遅延プロファイルに含まれる雑音成分を抑圧する雑音抑圧ステップと、
   前記雑音抑圧ステップから出力される、推定遅延プロファイルから閾値を決定する閾値決定ステップと、
   前記雑音抑圧ステップで得られる、雑音成分が抑圧された推定遅延プロファイルに対して、前記閾値決定ステップで決められた閾値以下の部分を切捨てる閾値処理ステップとを備え、
   前記雑音抑圧ステップが、
   前記相関計算ステップで得られた推定遅延プロファイルを１伝送シンボル間隔単位で遅延させることにより、互いに異なる遅延時間の推定遅延プロファイルを求める遅延ステップと、
   前記互いに異なる遅延時間の推定遅延プロファイルの各サンプル値を、その瞬時電力が小さいほど大きい重みを付けて加算することにより、合成推定遅延プロファイルのサンプル値を出力する合成ステップと
   を備えることを特徴とする伝送路推定方法。
7. 送信データから生成した有効シンボルとＰＮ系列で構成される伝送シンボルを伝送単位として送信機から送信された信号を、伝送路を介して受信し、受信信号を所定のサンプリング周波数で標本化して得られる標本化系列から伝送路の特性を推定する伝送路推定方法において、
   ＰＮ系列を生成するＰＮ系列生成ステップと、
   前記ＰＮ系列生成ステップによって生成されたＰＮ系列と受信信号の標本化系列との相関をサンプル毎に計算し、相関信号としての推定遅延プロファイルを求める相関計算ステップと、
   前記相関計算ステップで得られた推定遅延プロファイルに含まれる雑音成分を抑圧する雑音抑圧ステップと、
   前記雑音抑圧ステップから出力される、推定遅延プロファイルから閾値を決定する閾値決定ステップと、
   前記雑音抑圧ステップで得られる、雑音成分が抑圧された推定遅延プロファイルに対して、前記閾値決定ステップで決められた閾値以下の部分を切捨てる閾値処理ステップとを備え、
   前記雑音抑圧ステップが、
   前記相関計算ステップで得られた推定遅延プロファイルを１伝送シンボル間隔単位で遅延させることにより、互いに異なる遅延時間の推定遅延プロファイルを求める遅延ステップと、
   前記互いに異なる遅延時間の推定遅延プロファイルの互いに対応するサンプル値のうちの、瞬時電力が最小であるものを選択して出力する合成ステップと
   を備えることを特徴とする伝送路推定方法。

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