JP3795885B2

JP3795885B2 - 受信装置および受信制御方法

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Publication number: JP3795885B2
Application number: JP2003388992A
Authority: JP
Inventors: 田慎也原; 方連佐; 藤一美佐
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2003-11-19
Filing date: 2003-11-19
Publication date: 2006-07-12
Anticipated expiration: 2023-11-19
Also published as: JP2005151396A

Description

本発明は、既知信号系列に基づいて受信信号の同期処理を行う受信装置および受信制御方法に関するものである。

装置間で通信を行うにあたり、その両者でやり取りされる信号を正確に伝えるために互いにデータを処理するための同期が確保されている必要がある。同期を取るための方法は、通信の方式やプロトコルなどに応じてさまざまなものが採用されている。通常、無線通信装置の間でフレームの同期を確立するためにプリアンブルと呼ばれる既知信号系列を用いる。従来から、このプリアンブルを使用して同期を取る手法が提案されている（特許文献１）。
特開２００３−３０４２１９公報

従来は、受信されたディジタルベースバンド信号とベースバンド信号の先頭部分に付加されたプリアンブル部と同系列の既知信号系列とのマッチドフィルタ出力のピーク位置を検出し、検出されたピーク位置の中から同期位置を求めていた。このため、最も電力の大きい到来波の到来時刻にのみ合わせて同期を確立していた。

しかしながら、遅延波の存在するマルチパス環境下では、隣接するシンボルの影響の少ない最適な同期位置がピーク値よりも後ろになるため、遅延波の電力を有効に利用できないという問題があった。

本発明は、上述した問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、遅延波の電力を有効に利用できるように時間同期位置を設定可能な受信装置および受信制御方法に関する。

本発明の一態様によれば、同期確立のための既知信号系列を生成する既知信号系列生成手段と、既知信号系列およびデータを含む受信信号と、前記既知信号系列生成手段からの前記既知信号系列との相関演算を行う相関演算手段と、前記相関演算手段の相関演算出力に基づいて、最も早く到来した最先到来時刻を推定する最先着波推定手段と、前記最先着波推定手段の推定結果に基づいて、最先着波の末尾を基準として前記受信信号と同期を取る期間を示す時間同期位置を決定する同期位置決定手段と、前記受信信号の信号対雑音比を推定する信号対雑音比推定手段と、を備え、前記同期位置決定手段は、前記最先着波推定手段の推定結果と前記信号対雑音比推定手段の推定結果とに基づいて、時間同期位置を決定することを特徴とする受信装置が提供される。

本発明によれば、最先着波の末尾を基準として、受信信号の時間同期位置を決定するため、遅延波の電力を有効に利用できる位置で同期を取ることができ、受信特性を向上できる。

以下、図面を参照しながら、本発明の一実施形態について説明する。

（第１の実施形態）
図１は本発明に係る受信装置の第１の実施形態の概略構成を示すブロック図である。図１の受信装置は、アンテナ１に接続された受信部２と、時間同期部３と、復調部４とを備えている。受信部２は、アンテナ１で受信された受信信号を中間周波信号に変換する周波数変換部５と、中間周波信号を直交復調してＩ信号およびＱ信号を生成する直交復調部６と、Ｉ信号およびＱ信号をディジタルベースバンド信号に変換するA/D変換部７とを有する。時間同期部３は、相関演算器８と、最先着波推定器９と、同期位置決定部１０とを有する。

図２はアンテナ１で受信される受信信号のフレーム構成を示す図である。受信信号は、図示のように、プリアンブル信号と呼ばれる既知信号系列とデータ部分で構成されている。プリアンブル信号は、区間Ｓを複数回繰り返したものであり、プリアンブル信号の後にデータ部分が続いている。受信信号の具体例は、OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調された信号である
時間同期部３内の相関演算部８は、ディジタルベースバンド信号と既知信号系列との相関演算を行い、この結果を最先着波推定器９に入力する。図３は相関演算器８の内部構成の一例を示すブロック図である。図３の相関演算器８は、既知信号系列生成器２１と、マッチドフィルタ２２と、２乗演算器２３，２４と、加算器２５とを有する。

マッチドフィルタ２２は、A/D変換部７から信号入力端子２６を介して入力されるディジタルベースバンド信号と既知信号系列生成器２１で生成された既知信号系列との間の相関を取る。

図４（ａ）はアンテナ１で受信される受信信号（入力信号）のプリアンブル部分の波形図、図４（ｂ）は既知信号系列の波形図、図４（ｃ）はマッチドフィルタ２２の出力波形図を示している。図４（ａ）の波形は、ディジタルベースバンド信号の一例として、IEEE802.11aで同期などに用いられるプリアンブルの一部を示している。

図４（ｂ）の既知信号系列の波形は、図４（ａ）の波形の一部と同じ形状である。マッチドフィルタ２２の出力は、ディジタルベースバンド信号と既知信号系列との相関性が高い、すなわち両信号の類似性が高い場合に大きくなる。マッチドフィルタ２２の出力は、以下の（１）式および（２）式で表される。

上記の（１）および（２）式において、ｒ_I(k)とｒ_Q(k)は、時刻ｋにおける受信信号のＩ，Ｑ成分であり、ｋ＜０のとき、ｒ_I(k)＝ｒ_Q(k)＝０である。ｍ_I(i)とｍ_Q(i)は既知信号系列生成器２１の出力のＩ，Ｑ成分、Ｎは既知信号系列のサンプル数、Ｍ_I(k)とＭ_Q(k)はマッチドフィルタ２２の出力を表している。

マッチドフィルタ２２の出力は実部と虚部で構成され、これらは２乗演算器２３，２４で２乗演算される。２乗演算器２３，２４の乗算結果は加算器２５で加算されて、出力端子から出力される。

相関演算器８の出力Ｍ(k)は（３）式で表される。

Ｍ(k)＝Ｍ_I(k)²＋Ｍ_Q(k)² …（３）
このように、受信信号に対応するディジタルベースバンド信号と既知信号系列との相関を計算して２乗和を取ることで、受信信号に位相および周波数オフセットが付加されている場合でも、位相回転歪みの影響を少なくできる。相関演算器８の出力は、図４（ｃ）に示すように、プリアンブル信号と既知信号系列とが一致する時刻にピークを取る。無線伝搬環境では、マルチパスにより複数の到来波が時間的にずれて受信されるため、到来時刻と受信電力とに応じて複数のピークが分散して現れる。

時間同期部３内の最先着波推定器９は、複数の到来波の中から最先着波の到来時刻を推定する。図５は最先着波推定器９の内部構成の一例を示す図である。図５の最先着波推定器９は、ピーク値検出部３１と、最低値検出部３２と、最先着波到来時刻判定器３３とを有する。

ピーク値検出部３１は、相関演算器８から信号入力端子３４を介して入力される相関演算出力に基づいて、プリアンブル信号に対応する時刻の相関演算出力の中で最もレベルの高い位置をピークとして検出する。最低値検出部３２は、プリアンブル信号に対応する時刻の相関演算出力の中で最もレベルの低い位置を検出する。最先着波到来時刻判定器３３は、ピーク値検出部３１の検出結果と最低値検出部３２の検出結果に基づいて、最先着波の到来時刻を判定する。

図６は相関演算器８から出力されるプリアンブル信号部分の相関演算出力を示す図、図７は最先着波推定器９の処理動作の一例を示すフローチャートである。相関演算器８の出力のプリアンブル部分に基づいて、ピーク値検出部３１はピーク位置（図６の位置Ｘ）を検出し、最低値検出部３２は最低位置（図６の位置Ｙ）を検出する（ステップＳ１）。ここで、Ｙ＜Ｘとし、最低位置Ｙがピーク位置Ｘより後の時刻であった場合は、一つ前の区間Ｓで検出される最低位置をＹとする。

次に、相関演算器８の出力Ｆ(t)の中から、ピーク値Ｐにしきい値Ａを乗じた値Ｐ・Ａを計算する（ステップＳ２）。次に、時刻ｔを初期時間Ｙに設定して（ステップＳ３）、Ｆ(t)がＰ・Ａよりも大きくなるまで、時刻ｔを１サンプルずつカウントアップする（ステップＳ４，Ｓ５）。次に、時刻t-1を最先着波の到来時刻として判断する（ステップＳ６）。

図８は受信部２に到来する無線信号の種類を示す図である。最先着波ｄ０が到来した後、時間的にずれた複数の遅延波ｄ１〜ｄ５が存在する。最先着波ｄ０の電力が必ずしも最大とは限らず、図８の例では遅延波ｄ１の電力が最大の例を示している。

従来は、最先着波ｄ０の到来時刻に合わせて、同期位置決定のためのFFTウィンドウｗ１を設定していたが、本実施形態では、図７の処理を行うことにより、最先着波ｄ０の最後尾（図８の時刻ｔ１）がFFTウィンドウの最後尾となるようにFFTウィンドウｗ２を設定する。これにより、遅延波の電力を有効に活用して受信特性を改善できる。

ただし、最先着波の末尾とFFTウィンドウの末尾とを一致させてしまうと、わずかな同期検出位置の誤差によりシンボル間干渉が発生し、受信特性が劣化する可能性がある。このため、最先着波の末尾よりもわずかに手前にFFTウィンドウの末尾が来るように設定を行うのが望ましい。

このわずかに手前とは、IEEE802.11aを例に挙げるとガードインターバルを含めた１OFDMシンボルの１／４０から３／４０手前である。ガードインターバルを含めた１OFDMシンボルの長さが４[μsec]なので、サンプリング周波数が20[MHz]の場合は２サンプル前〜６サンプル前迄となる（図１８参照）。

図１８は、ＦＦＴウィンドウの位置をずらしたときの各伝搬環境におけるＥＶＭを示す図である。条件は、信号対雑音比は35[dB]、ドップラー周波数は10[Hz]である。横軸がＦＦＴウィンドウの位置をＦＦＴウィンドウの末尾とDATA部の末尾をそろえたところから動かしたサンプル数，縦軸がＥＶＭ（Error Vector Magnitude）である。

図１８において、“○”は、マルチパスが全くないとき（static）の特性を示す。“△”は、ETSI Aというマルチパス環境における特性を示す。“□”は、ETSI Bというマルチパス環境における特性を示す。ETSI BはETSI Aに較べて、遅延スプレッドが大きい。

最先着波の末尾とFFTウィンドウの末尾とを完全に一致させたとき（図１８の、横軸が“０”のとき）には、OFDMシンボル間のランプ処理や同期位置検出の誤りによるシンボル間干渉により受信特性が劣化したが、FFTウィンドウの末尾をOFDMシンボルの末尾の２サンプル以上手前にすれば、上述の原因による特性の劣化は生じなくなった。また、FFTウィンドウの先頭がガードインターバルの先頭に近づきすぎると本発明の効果がなくなってしまうため、本発明ではFFTウィンドウの末尾が最先着波のOFDMシンボルの末尾から６サンプル前迄であれば効果が得られるものとした。本願発明は、これに限らず、FFTウィンドウの末尾を、最先着波のOFDMシンボルの末尾の２サンプル手前〜５，〜４，〜３サンプル前迄としても良い。

以下、第2の実施形態以降の説明でもわずかに手前と説明しているものについては上記と同様である。

このように、第１の実施形態では、最先着波の末尾よりもわずかに手前にFFTウィンドウの末尾が来るようにFFTウィンドウを設定するため、遅延波の電力を有効に利用できる位置で同期を取ることができ、受信特性を向上できる。

（第２の実施形態）
第２の実施形態は、相関演算器８の連続する複数の出力を平均した結果に基づいて最先着波の到来時刻を推定するものである。

図９は本発明に係る受信装置の第２の実施形態の概略構成を示すブロック図である。図９の受信装置は、図１の構成に加えて、相関演算器８の連続する複数の出力を平均する移動平均部１１を備えている。

図１０は移動平均部１１の内部構成の一例を示すブロック図である。図１０の移動平均部１１は、縦続接続された３段の遅延器４１，４２，４３と、信号入力端子４６からの信号および各遅延器４１，４２，４３の出力である、計４つの信号を加算する加算器４４と、加算器４４での加算出力を1/4倍して移動平均信号を求める除算器４５とを有する。初段の遅延器４１には、相関演算器８の相関演算出力が信号入力端子４６を介して入力される。初段の遅延器４１に入力された相関演算出力は、各遅延器４１〜４３で１サンプルずつ遅延される。

移動平均部１１で得られた移動平均信号は、最先着波推定器９に入力される。最先着波推定器９は、第１の実施の形態において説明した図５と同様に構成されており、ピーク値検出部３１は受信信号のプリアンブル部分に含まれる移動平均信号の中で最大値を取る時刻を検出し、最低値検出部３２は受信信号のプリアンブル部分に含まれる移動平均信号の中で最小値を取る時刻を検出する。最先着波到来時刻判定器３３は、受信信号のプリアンブル部分に対応する時刻の移動平均信号の中で最先着波が到来した時刻を推定する。

このように、第２の実施形態では、相関演算器８の連続する複数の出力を平均した移動平均信号に基づいて最先着波の到来時刻を推定するため、この推定精度を向上でき、受信特性の改善が図れる。

（第３の実施形態）
第３の実施形態では、受信信号の信号対雑音比を考慮に入れて同期位置を決定するものである。

第３の実施形態の受信装置は、図１，図９と同様に構成されているが、同期位置決定部１０の内部構成が図１とは異なっている。図１１は同期位置決定部１０の第３の実施形態の内部構成を示すブロック図である。図１１の同期位置決定部１０は、受信部２から信号入力端子５３を介して入力されるディジタルベースバンド信号の信号対雑音比を推定する信号対雑音比推定器５１と、最先着波推定器９から信号入力端子５４を介して入力される最先着波の到来時刻と信号対雑音比に基づいて同期位置を判定する同期位置判定部５２とを有する。

図１２は信号対雑音比推定器５１の内部構成の一例を示すブロック図である。図１２の信号対雑音比推定器５１は、プリアンブル信号の中で隣接する繰り返し信号系列同士の相関を検出するプリアンブル信号相関検出器６１と、プリアンブル信号相関検出器６１で検出された相関に基づいて信号対雑音比を検出する判定器６２とを有する。

例えば、IEEE802.11aのように、16サンプルごとに繰り返し信号系列が含まれたプリアンブル信号を受信する場合、プリアンブル信号相関検出器６１は、プリアンブル信号中の隣接する繰り返し信号系列の間で相関を求める。この相関が高い場合には、プリアンブル信号の隣接する繰り返し信号系列の形状が似ていることを示しており、信号に含まれる雑音が小さいと判定されて、信号対雑音比が大きいと推定される。逆に、相関が低い場合には、隣接する繰り返し信号系列の形が似ていない、すなわち信号に雑音が多く存在することになり、信号対雑音比が小さいと推定される。また、受信プリアンブル信号の繰り返し信号系列の相関ではなく、受信プリアンブル信号の繰り返し信号系列に対するマッチドフィルタ２２の出力の相関を取ってもよい。

図１３はプリアンブル信号相関検出器６１の内部構成の一例を示すブロック図であり、ディジタルベースバンド信号のプリアンブル信号が１６サンプルごとに繰り返し信号系列を含む例を示している。

図１３のプリアンブル信号相関検出器６１は、隣接する１６サンプルごとに繰り返し信号系列の差分を検出する差分器６５と、検出された差分の絶対値を検出する絶対値検出部６６と、検出された絶対値の１６サンプル分の総和を検出する総和検出部６７とを有する。総和検出部６７で検出された総和が相関値として図１２に示す判定器６２に入力される。

プリアンブル信号相関検出器６１で検出された相関値が判定器６２で設定されるしきい値よりも大きければ信号対雑音比が大きいと判断され、相関値が判定器６２で設定されるしきい値よりも小さければ信号対雑音比が小さいと判断される。

判定器６２での判定結果は、図１１に示す同期位置判定部５２に入力される。同期位置判定部５２は、判定器６２での判定結果と、最先着波推定器９で推定された最先着波の到来時刻とに基づいて、最先着波の末尾よりもわずかに手前（第１の実施の形態と同様）にFFTウィンドウの末尾が来るように同期位置を判定する。より具体的には、同期位置判定部５２は、信号対雑音比が高い場合のみ同期位置をシフトさせる。信号対雑音比が低い場合に同期位置をシフトさせると、受信特性が劣化するためである。

このように、第３の実施形態では、信号対雑音比に応じて同期位置をシフトさせるか否かを判定するため、受信特性が確実に向上する場合のみ同期位置をシフトさせることができ、受信特性の向上が図れる。

（第４の実施形態）
第４の実施形態は、伝搬路の遅延広がりを考慮に入れて同期位置を決定するものである。

第４の実施形態の受信装置は、図１，図９と同様に構成されているが、同期位置決定部１０の内部構成が図１とは異なっている。図１４は同期位置決定部１０の第４の実施形態の内部構成を示すブロック図である。図１４の同期位置決定部１０は、伝搬路の遅延広がりを推定する遅延スプレッド推定器７１と、同期位置を判定する同期位置判定部７２とを有する。同期位置判定部７２は、図１や図９の同期位置決定部１０内の同期位置判定部５２と同様に構成されている。

遅延スプレッド推定器７１は、相関演算器８から信号入力端子７３を介して入力される相関演算出力を用いて、到来波の電力に対する遅延波の電力を推定する。

図１５は遅延スプレッド推定器７１の内部構成の一例を示すブロック図である。図１５の遅延スプレッド推定器７１は、相関演算器８からの相関演算出力のプリアンブル部分におけるピーク近辺の電力を検出するピーク電力検出器８１と、遅延波の電力を検出する遅延波電力検出器８２と、ピーク電力検出器８１で検出されたピーク電力と遅延波電力検出器８２で検出された遅延波電力とに基づいて遅延広がりを判定する遅延広がり判定部８３とを有する。

相関演算器８からの相関演算出力は、ピーク電力検出器８１と遅延波電力検出器８２に入力される。ピーク電力検出器８１は、相関演算出力のプリアンブル部分におけるピーク近辺の信号の大きさを求め、遅延波電力検出器８２は遅延波の信号の大きさを求める。遅延広がり判定部８３は、遅延波の信号の大きさ対ピーク近辺の信号の大きさとの比を、予め設定したしきい値と比較する。より具体的には、上記の比がしきい値よりも小さい場合には、遅延波の信号が大きいとみなし、最適な時間同期位置を取るように時間同期位置をシフトする。また、上記の比がしきい値よりも大きい場合には、遅延波の信号が小さいとみなし、時間同期位置をピーク位置からシフトさせる必要がなくなる。

図１６は遅延スプレッド推定器７１の動作を説明する図である。ここでは、IEEE802.11aの16サンプルごとに既知信号系列が繰り返されるプリアンブル信号を考える。図１５では、相関演算器８からの相関演算出力のプリアンブル部分において、16サンプルのうちで最大のサンプルの大きさとその前後１サンプルの大きさの和をピーク電力とし、ピークから２〜８サンプル目の大きさの和を遅延波電力と判断している。

遅延広がり判定部８３は、遅延波電力対ピーク電力の比を求めて、しきい値と比較する。同期位置判定部７２は、信号入力端子７４を介して入力されるディジタルベースバンド信号の最先着波の到来時刻情報と遅延スプレッド推定器７１の判定結果とに基づいて、最先着波の末尾よりもわずかに手前（第１の実施の形態と同様）がFFTウィンドウの末尾に揃うように時間同期位置を決定し、これにより、遅延波の電力を有効に活用して特性の改善を図る。

このように、第４の実施形態では、遅延波電力対ピーク電力の比を考慮に入れて、同期位置を調整するため、遅延波の信号の大きさに応じて同期位置を調整できる。すなわち、遅延波の信号が小さい場合には同期位置をシフトさせる効果が低くなるため、同期位置をシフトさせないようにし、遅延波の信号が大きい場合には、同期位置をシフトさせる効果が大きいため、同期位置をシフトさせる。

（第５の実施形態）
第５の実施形態は、第３および第４の実施形態を組み合わせたものである。

第５の実施形態の受信装置は、図１，図９と同様に構成されているが、同期位置決定部１０の内部構成が図１とは異なっている。図１７は同期位置決定部１０の第５の実施形態の内部構成を示すブロック図である。図１７の同期位置決定部１０は、図１１と同様の構成の信号対雑音比推定器９１と、図１４と同様の構成の遅延スプレッド推定器９２と、同期位置判定部９３とを有する。

信号対雑音比推定器９１は、信号入力端子９４を介して相関演算器８から入力されるディジタルベースバンド信号を用いて信号対雑音比を推定する。より具体的には、信号対雑音比推定器９１は、ディジタルベースバンド信号の信号対雑音比と予め定めたしきい値との比較結果を出力する。

遅延スプレッド推定器９２は、遅延波電力対ピーク電力の比と予め定めたしきい値との比較結果を出力する。

同期位置判定部９３は、信号対雑音比推定器９１の出力と、遅延スプレッド推定器９２の出力と、最先着波推定器９で推定された最先着波の到来時刻情報とに基づいて、時間同期位置を決定する。より具体的には、同期位置判定部９３は、信号対雑音比推定器９１の出力と遅延スプレッド推定器９２の出力とに基づいて、同期位置をシフトさせるか否かを判定する。シフトさせる場合には、最先着波の到来時刻情報に基づいて、最先着波の末尾がFFTウィンドウの末尾よりもわずかに手前（第１の実施の形態と同様）に揃うように時間同期位置を決定する。

このように、第５の実施形態では、ディジタルベースバンド信号の信号対雑音比と遅延波の信号の大きさに基づいて同期位置をシフトさせるか否かを判定するため、信号対雑音比が大きくて、遅延波の信号が大きい場合のみ同期位置をシフトさせることができる。すなわち、信号対雑音比が小さい場合には、同期位置を確立する確率が低くなり、同期位置をシフトさせると特性がより劣化することから、信号対雑音比が小さい場合には同期位置をシフトさせないような制御が行える。

本発明に係る受信装置の第１の実施形態の概略構成を示すブロック図。アンテナ１で受信される受信信号のフレーム構成を示す図。相関演算部８の内部構成の一例を示すブロック図。（ａ）はアンテナ１で受信される受信信号（入力信号）のプリアンブル部分の波形図、（ｂ）は既知信号系列の波形図、（ｃ）はマッチドフィルタ２２の出力波形図。最先着波推定器９の内部構成の一例を示す図。相関演算器８から出力されるプリアンブル信号部分の相関演算出力を示す図。最先着波推定器９の処理動作の一例を示すフローチャート。受信部２に到来する無線信号の種類を示す図。本発明に係る受信装置の第２の実施形態の概略構成を示すブロック図。移動平均部１１の内部構成の一例を示すブロック図。同期位置決定部１０の第３の実施形態の内部構成を示すブロック図。信号対雑音比推定器５１の内部構成の一例を示すブロック図。プリアンブル信号相関検出器６１の内部構成の一例を示すブロック図。同期位置決定部１０の第４の実施形態の内部構成を示すブロック図。遅延スプレッド推定器７１の内部構成の一例を示すブロック図。遅延スプレッド推定器７１の動作を説明する図。同期位置決定部１０の第５の実施形態の内部構成を示すブロック図。ＦＦＴウィンドウの位置をずらしたときの各伝搬環境におけるＥＶＭを示す図。

符号の説明

１アンテナ
２受信部
３時間同期部
４復調部
５周波数変換部
６直交復調部
７ A/D変換部
８相関演算部
９最先着波推定器
１０同期位置決定部
２１既知信号系列生成器
２２マッチドフィルタ
２３，２４２乗演算器
２５加算器
３１ピーク値検出部
３２最低値検出部
３３最先着波到来時刻判定器
４１，４２，４３遅延器
４４加算器
４５除算器
５１信号対雑音比推定器
５２同期位置判定部
６１プリアンブル信号相関検出器
６２判定器
７１遅延スプレッド推定器
７２同期位置判定部
８１ピーク電力検出器
８２遅延波電力検出器
８３遅延広がり判定部
９１信号対雑音比推定器
９２遅延スプレッド推定器
９３同期位置判定部

Claims

同期確立のための既知信号系列を生成する既知信号系列生成手段と、
既知信号系列およびデータを含む受信信号と、前記既知信号系列生成手段からの前記既知信号系列との相関演算を行う相関演算手段と、
前記相関演算手段の相関演算出力に基づいて、最も早く到来した最先到来時刻を推定する最先着波推定手段と、
前記最先着波推定手段の推定結果に基づいて、最先着波の末尾を基準として前記受信信号と同期を取る期間を示す時間同期位置を決定する同期位置決定手段と、
前記受信信号の信号対雑音比を推定する信号対雑音比推定手段と、を備え、
前記同期位置決定手段は、前記最先着波推定手段の推定結果と前記信号対雑音比推定手段の推定結果とに基づいて、時間同期位置を決定することを特徴とする受信装置。
前記信号対雑音比推定手段は、
前記受信信号に含まれる隣接する既知信号系列同士の相関度を検出する相関度検出手段と、
前記検出された相関度に基づいて信号対雑音比を推定する相関度判定手段と、を有することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
前記相関演算手段の出力に基づいて、伝搬路の推定広がりを推定する遅延スプレッド推定手段と、
前記同期位置決定手段は、前記最先着波推定手段の推定結果と前記遅延スプレッド推定手段の推定結果とに基づいて、時間同期位置を決定することを特徴とする請求項１または２に記載の受信装置。
前記遅延スプレッド推定手段は、
前記相関演算手段の出力に基づいて、前記受信信号に含まれる既知信号系列の最大電力を検出するピーク電力検出手段と、
前記受信信号の遅延波の電力を検出する遅延波電力検出手段と、
前記ピーク電力検出手段の検出結果と前記遅延波電力検出手段の検出結果とに基づいて、伝搬路の推定広がりを推定する比較手段と、を有することを特徴とする請求項３に記載の受信装置。