JP4523454B2 - 復調タイミング生成回路及び復調装置 - Google Patents

Description

この発明は、無線通信システムの受信機等に適用される復調タイミング生成回路及び復調装置に関し、特に、例えば直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式で変調され、この変調パケット信号の先頭にプリアンブル信号を含むバースト信号が付加された無線信号を受信する無線通信システム等に適用される復調タイミング生成回路及び復調装置に関するものである。

ＯＦＤＭ変調方式は、一次変調（ＱＰＳＫ、１６ＡＳＡＭ等）を行った送信信号シンボルを、２のｎ乗個まとめて逆フーリエ変換することで、周波数軸上にそれぞれ直交する２のｎ乗本のサブキャリアを構成する変調方式である。

このようなＯＦＤＭ変調方式を採用した無線通信システムでは、送信側では、送信データをシリアル・パラレル変換し、逆高速離散フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行うことで直交する多数のサブキャリアの一括変調を行う。

送信側では、このようにＩＦＦＴ処理されたフレーム構造を有する変調信号の先頭にプリアンブル信号と呼ばれる同期用トレーニング信号をバースト信号に付加して送信している。そして、受信側では、このプリアンブル信号を用いて自動利得制御（ＡＧＣ：Automatic Gain Control）、周波数オフセット補正、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）タイミング生成、基準信号生成などが行われる。

また、生成されたＦＦＴタイミングに基づいてプリアンブル自身やデータ部のＦＦＴ演算が行われる。

ＯＦＤＭ変調方式を採用した無線通信システムの受信装置では、このＦＦＴタイミングを最適化することが重要である。ＦＦＴタイミングのずれにより、シンボル間干渉（ＩＳＩ）につながり、受信性能の劣化が生じるためである。

このＦＦＴタイミングは、上述した送信データの先頭に付加されたプリアンブルと呼ばれるバースト信号（トレーニング信号）を利用して設定される。

従来例として、例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格によるプリアンブルの１６サンプル１０回繰り返し部に対して、相互相関演算を行い、相関パルスの消失を基準としてシンボルタイミング同期位置を求めるものがある（例えば、非特許文献１参照）。

また、同様にＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格によるプリアンブルの１６サンプル１０回繰り返し部に対して、相互相関演算からフレーム検出を行い、自己相関の消失からプリアンブル最後尾を検出し、確認のためにプリアンブル最後尾の相互相関演算結果を平均化して消失時期からシンボルタイミング同期位置を求めるものがある（例えば、非特許文献２参照）。

さらに、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格、ＢＲＡＮ規格、Ｗｉｒｅｌｅｓｓ１３９４規格に対して、プリアンブルの前半部である１６サンプル繰り返し部分に自己相関を行い、大まかなシンボル同期位置を見つけて後半部である６４サンプル繰り返し部分に対して同期ウインドウを生成し、ウインドウ内で６４サンプル相互相関演算を行い、シンボル同期位置を求めるものがある（例えば、特許文献１参照）。

上述した各従来例として挙げられている、図１６に示すＩＥＥＥ８０２．１１ａシステムフォーマットを元にこの発明が解決するための課題をについて説明する。なお、図１６において、上部の数字は、２０ＭＨｚ換算におけるサンプル数である。

ＩＥＥＥ８０２．１１ａシステムでは、図１６に示すように、フレーム検出、ＡＧＣ調整、タイミング同期、周波数同期のための１６サンプル１０回繰り返しのプリアンブル前半部（図１６中Ｂで表示）と、タイミング同期及び周波数同期の精密調整、伝送路推定のためのプリアンブル後半部（図１６中Ｃで表示）と、データ部とから構成される。

自己相関演算は、信号自身の繰り返しパターンを利用して、受信信号のみから相関を求めるものである。式（１）に、自己相関の表現を一例示す。

ここで、ｒ（ｋ）は、時刻Ｔ_ｋ＝ｋＴ（Ｔ：サンプリング周期、ｋ＝０、１、２、・・・）にサンプリングされた複素受信信号であり、これに対して１６サンプル分の自己相関を取った値をＡ（ｋ）と表記している。

図１７に、８０２．１１ａフォーマットに対して、１６サンプルの自己相関演算を行った場合に、雑音が全く無い場合の期待値を示す。図１７において、自己相関演算部としては、入力信号を１６段遅延させる遅延回路Ｓ１０１、入力複素時間信号を１６段遅延させたものと複素乗算を行う複素乗算回路Ｓ１０２、１６段の移動平均を算出する移動平均回路Ｓ１０３とからなり、移動平均値、すなわちＡ（ｋ）を算出する。

自己相関演算値Ａ（ｋ）をモニターすると、１６サンプルが溜まり始めてから（図１７中ｔ１から）、相関が立ち始めて、移動平均算出部Ｓ１０３からの出力全てで相関が得られる所（図１７中ｔ２）で相関が最大となり、プリアンブル前半部終了（図１７中ｔ３）まで一定の相関を示す。一般的に、自己相関は反射やフェーディングに強く、回路構成上も小規模に実現できるという利点がある反面、プリアンブル以外の周期性を持ったデータや雑音でも相関を示してしまうという特性上の欠点がある。図１７のＡ（ｋ）の特性からも明らかなように、例えば、Ａ（ｋ）の傾きの変化を検出することで、おおよそのプリアンブルの位置（＝ＦＦＴタイミング）は、特定できるものの、１サンプルレベルでの高精度なタイミング同期には、単独では不向きである。特に、低Ｃ／Ｎの場合には、タイミング誤差が大きくなる。

一方、相互相関演算は、あらかじめ既知の信号自身のデータ列を受信側に保持して、受信信号と期待値との相関を取るものである。式（２）に、相互相関の表現を一例示す。

ここで、ｒ（ｋ）は、時間ｔ_ｋ＝ｋＴ（Ｔ：サンプリング周期、ｋ＝０、１、２、・・・）の時にサンプリングされた複素時間信号である。また、Ｒ（ｉ）は、既知のプリアンブルＢの時間データであり、１６サンプル分の相互相関を取った値をＢ（ｋ）と表記している。

図１８に、８０２．１１ａフォーマットに対して、プリアンブルＢとの相互相関演算を行った場合で、雑音が全く無い場合の期待値を示す。図１８において、相互相関演算部としては、相互相関演算回路Ｓ２０１〜Ｓ２１６、セレクタＳ２１７からなる。相互相関演算回路Ｓ２０１〜Ｓ２１６は、１６サンプルの入力信号と既知の１６サンプルデータとの相互相関を行う。また、セレクタＳ２１７は、前段からの入力の１つを選択して出力するものであり、Ｓ２０１からＳ２１６の出力Ｂ（ｎ）を１サンプル単位で、ｎ＝０、１、２、・・・と切り替えていき、セレクタＳ２１７の出力の振幅を相互相関演算値として出力する。ここで、相互相関演算部は、並列処理の記載を行っているが、Ｓ２０１のみを用いて、入力信号速度の１６倍の処理速度でシリアル処理を行っても良い。

この場合、相互相関は、雑音や無関係なデータに対して、ほとんど相関を検出せず、一方で、図１８のｔ１〜ｔ１０の位置でのみ鋭い相関が発生するため、低Ｃ／Ｎ（キャリア信号／雑音）のガウス雑音伝送路でも高精度名タイミング同期が実現できるという利点がある。しかし、大きな受信周波数のずれや、反射やフェーディングなどで受信波形が変化すると、図１８のｔ１〜ｔ１０の位置の各ピークが小さくなり、同期特性が劣化する欠点がある。

特開２００３−６９５４６号公報 １９９９年電子情報通信学会通信ソサイエティ大会Ｂ−５−６１ ２００３年電子情報通信学会通信ソサイエティ大会Ｂ−５−１６８

上述したように、自己相関や相互相関は、伝送路での反射やＳ／Ｎなどの影響を受けるため、ＦＦＴタイミングの生成に各々単独で用いる場合には、正確なタイミングを検出することが困難であるという課題があった。

この発明は上述した点に鑑みてなされたもので、様々な受信状況下にあっても、受信データを復調するためのタイミングを高精度で正確に生成できる復調タイミング生成回路及びそれを用いた復調装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、この発明に係る復調タイミング生成回路は、入力される時間信号に対して自己相関演算を行う自己相関演算部と、入力される時間信号に対して相互相関演算を行う相互相関演算部と、前記自己相関演算部及び前記相互相関演算部からの自己相関演算結果と相互相関演算結果とを乗算して得た相関関数を用いてタイミング同期位置の検出を行い、高速フーリエ変換タイミングパルスを出力する同期位置判定部とを備えたものである。

この発明によれば、同期用タイミング位置を決定する際に、自己相関演算と相互相関演算を併用して相関情報を使用することにより、様々な受信状況下にあっても、受信データを復調するためのタイミングを高精度で正確に生成できる。

以下、この発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
実施の形態１．
図１は、この発明に係る復調タイミング生成回路及び復調装置の基本構成を示すブロック図であり、無線通信用マルチキャリア伝送方式を採用し、同期用タイミング位置を決定する際に、受信信号内の特定部分に対して、自己相関演算及び相互相関演算を併用した回路から得られる相関情報を使用するものである。

図１に示すように、この発明に係る復調タイミング生成回路は、自己相関演算部Ｓ１と、相互相関演算部Ｓ２と、同期位置判定部Ｓ３とを備えてなり、復調装置は、上記構成の復調タイミング生成回路と、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）部Ｓ４とを備えて構成される。

ここで、自己相関演算部Ｓ１は、受信信号に対して常に自己相関演算を行うもので、図２に示すように、遅延回路Ｓ１０６と、複素乗算回路Ｓ１０２、移動平均回路Ｓ１０７から構成される。

図２に示すこの発明における自己相関演算部Ｓ１は、受信信号をＩＥＥＥ８０２．１１ａとした場合プリアンブル“Ｂ”に対して、１６×Ｎ（Ｎ＝１〜９）サンプル前後のデータ間に強い自己相関特性を持ち、これに対して複素乗算を行い、１６段×Ｍ（Ｍ＝０〜９）の移動平均したもの（図は、Ｍ＝９の場合）の、振幅やＰＯＷＥＲを取ったものを自己相関関数とする。

式（３）に、図２の場合の自己相関の表現を示す。

また、相互相関演算部Ｓ２は、時間信号の段階において、常に相互相関演算を行うもので、図３に示すように、図１８のようなフォーマットの基本単位（ＩＥＥＥ８０２．１１ａの場合１６サンプル）を既知パターンとして相互相関演算を行う相互相関演算回路Ｓ２０１〜Ｓ２１６及びセレクタＳ２１７と、結果を移動平均する移動平均回路Ｓ２１９から構成される。

図３に示すこの発明における相互相関演算部Ｓ２は、フォーマットをＩＥＥＥ８０２．１１ａとした場合には、相互相関演算結果を１６段遅延×Ｌ（Ｌ＝０〜９）の移動平均を行ったもの（図は、Ｌ＝９の場合）の、振幅やＰＯＷＥＲを取ったものを相互相関関数とする。

式（４）に、図３の場合の相互相関の表現を示す。

さらに、同期位置判定部Ｓ３は、自己相関演算結果及び相互相関演算結果を用いて、タイミング同期位置検出を行い、ＦＦＴ部Ｓ４に対して、ＦＦＴタイミングパルスを提供する。ＦＦＴ部Ｓ４は、入力時間信号を同期位置判定部Ｓ３からのＦＦＴタイミングパルスを持ってＦＦＴ演算を行い、時間信号から周波数信号へ変換することを行う。

ここで、同期位置判定部Ｓ３の一例を図４に示す。図４に示すように、同期位置判定部Ｓ３は、相関関数演算部Ｓ５と、最大値検出部Ｓ６とを備えている。

相関関数演算部Ｓ５は、自己相関関数と相互相関関数の両方を用いて演算、例えば、自己相関関数値と相互相関関数値の乗算等を行う。

最大値検出部Ｓ６は、相関関数演算部Ｓ５からの相関関数の値と所定値との比較に基づいて最大となるＦＦＴタイミング同期位置を検出してＦＦＴタイミングパルスを出力するもので、入力される相関値が、内部で保持される値よりも上回っていた場合に、ＦＦＴタイミングパルスを出力し、内部に保持する値を入力値で上書きすることを行う。フレーム終了時または開始時に、内部の保持値は、外部から与えられたり、または内部に設定された相関初期値にリセットされることにより、環境に応じてフレームごとにＦＦＴタイミング位置を検出することが可能になる。

図５を用いて同期位置判定部Ｓ３の動作を説明する。図５では、初期値ａ_０が最初に内部保持データにセットされている。フレームが入力されると、相関関数演算部Ｓ５から、図５の相関演算値が入力される。最大値検出部Ｓ６は、時刻ｔ１にて、入力される相関演算値が初期値ａ_０より大きくなるため、内部保持データをａ_０からａ_１に更新するとともにＦＦＴタイミングパルスを出力する。さらに、時刻ｔ２において、入力される相関演算値が内部保持値ａ_１より大きくなるため、内部保持データをａ_１からａ_２に更新するとともにＦＦＴタイミングパルスを出力する。フレーム終了（時刻ｔ３）、または開始とともに内部保持値を初期化することにより、次のフレームのＦＦＴタイミング同期の準備を行う。なお、フレーム終了は、例えば、キャリアセンスが落ちるタイミングとして検出すれば良い。

従って、実施の形態１によれば、無線通信用マルチキャリア伝送方式を採用し、同期用タイミング位置を決定する際に、自己相関演算と相互相関演算を併用して相関情報を使用することにより、従来、自己相関のみによって行っていたタイミング同期回路に比べて、高速で高精度にＦＦＴタイミングパルスを生成することが可能である。また、相互相関演算のみによって行っていたタイミング同期回路に比べて、フェーディング環境下や周波数同期の悪い環境下で、高精度にＦＦＴタイミングパルスを生成することが可能である。

実施の形態２．
図６は、この発明の実施の形態２に係る同期位置判定部Ｓ３を示すブロック図である。図６に示す実施の形態２に係る同期位置判定部Ｓ３においては、図４に示す実施の形態１と同様に、自己相関関数と相互相関関数から相関関数を作成する相関関数演算部Ｓ５を備えると共に、図４に示す実施の形態１の最大値検出部Ｓ６の代わりに、フィッティング回路部Ｓ７を備えている。

フィッティング回路部Ｓ７は、相関情報の現在情報だけでなく、未来及び過去の情報を用いて相関情報の形状の期待値に最も沿った形で、ＦＦＴタイミングパルスを生成する。本実施の形態２の適用例として、例えば、期待される相関関数の概形が、期待されるタイミング同期位置近辺で、左右対称の凸関数形状をしており、そのＴＯＰを求める場合には、例えば、２次関数による最小２乗ＦＩＴＴＩＮＧ等回路を使用する。

式（５）は、ＴＯＰ近傍での相関関数を適当な変数ａ_０、ａ_１を用いて示した２次関数であり、Ｃ（ｋ）、ε（ｋ）が誤差、ｋ_０が求めたい同期位置である。

求めたい同期位置は、

の式を満たすように、ｋ_０を求める。

また、図７のように、相関関数の外形が台形状であり、１６周期でパルス上の形が得られることが事前に分かっており、最後の最大値を見つける場合には、相関関数をＣ（ｋ）とすると、例えば、新たに、Ｄ（ｋ）を式（７）のように設けて

ｂ０＝ｂ１＝ｂ２＝１、ｂ３＝−０.５、ｂ４＝−１と置いて、このＤ（ｋ）が最大となるような位置をＦＦＴタイミング同期位置とすることにより、単純な最大値検出部では求められない形状であっても適切なＦＦＴタイミング同期位置を求めることが可能になる。

従って、実施の形態２によれば、入力信号の一部がＡＧＣ処理中等により信頼性の低い場合であっても、高精度にＦＦＴタイミングパルスを生成することが可能である。

実施の形態３．
本実施の形態３に係る例を示す。図８に、一般的なマルチパス環境における到来波の遅延時間とレベルの関係を示す。この図８は、６つのマルチパス（Ｐ０〜Ｐ５）を示している。この場合には、図３のような相互相関演算部Ｓ２で得られたパルス的な１つの相関値が、到来するマルチパスの本数だけ分裂を起こす。

図８のように、到来する先行波Ｐ０に比べて、遅延波Ｐ１が大きい場合には、単純な最大値検出部Ｓ６では、遅延波Ｐ１に併せてタイミング同期を行ってしまう。ＯＦＤＭでは、マルチパス環境の干渉を受けないようにガードインターバルをＦＦＴ前にコピーして設けるが、これは、遅延波に対する劣化を吸収するためであり、上記ケースでは、先行波Ｐ０がシンボル間干渉ＩＳＩとなってしまう。

そこで、実施の形態３では、この問題を解決するものである。
図９は、この発明の実施の形態３に係る同期位置判定部Ｓ３を示すブロック図である。図９に示す実施の形態３に係る同期位置判定部Ｓ３においては、図４に示す実施の形態１の構成に対し、遅延プロファイル検査部Ｓ８をさらに備えている。

図９において、遅延プロファイル検査部Ｓ８では、実施の形態１及び２から得られる最大値検出パルス（ここでは仮のＦＦＴタイミング同期位置パルス）を入力として、図８のような遅延プロファイルを求めて、最大値を示す遅延波Ｐ１の前に到来している先行波Ｐ０を検出して、同期位置として出力する。

最大値と先行波との関係（例えば、先行波として認定されるのは、最大値の１/２以上かつ、４サンプル前まで等）を与えるために、遅延プロファイル定数を外部から与えたり、内部の初期値を使用することが可能である。

従って、実施の形態３によれば、マルチパス環境下、特に先行波よりも強い遅延波が到来する環境下においても、特性劣化を生じさせずに、高精度にＦＦＴタイミングパルスを生成することが可能である。

実施の形態４．
図１０は、この発明の実施の形態４に係る復調タイミング生成回路及び復調装置を示すブロック図である。図１０に示す実施の形態４において、タイミング同期部Ｓ１３は、実施の形態１ないし３の復調タイミング生成回路に対応し、このタイミング同期部Ｓ１３に入力される時間信号に対して振幅制御する自動利得制御手段がさらに備えられている。

ここで、自動利得制御手段としては、増幅器（ＡＭＰ）Ｓ９、増幅器Ｓ９からのアナログ時間信号をアナログデジタル変換したデジタル時間信号をＦＦＴ部Ｓ４に出力するＡ／Ｄ変換部Ｓ１０、Ａ／Ｄ変換部Ｓ１０からのデジタル時間信号を振幅調整して振幅補正済デジタル時間信号をタイミング同期部Ｓ１３に出力する振幅調整部Ｓ１１、Ａ／Ｄ変換部Ｓ１０からのデジタル時間信号を入力してタイミング同期部Ｓ１３からＡＧＣストップ信号が出力するまでの間、ＡＭＰ制御情報を増幅器Ｓ９に出力するＡＧＣ（Automatic Gain Control：自動利得制御）部Ｓ１２を備えている。

一般的に、無線ＬＡＮのように複数のユーザからのフレームを受信する場合、フレームの先頭部分で適正な受信レベルになるようにＡＧＣ処理を行う。ＡＧＣ処理は、振幅制御であるため、ＱＡＭ等の振幅に情報を乗せる場合には、不都合であるため、ＡＧＣ処理をプリアンブル部で行い、データ部以降ではＡＧＣ制御を止める動作を行う。図１０に示す構成では、タイミング同期部Ｓ１３によりフレーム検出が行われて、ＡＧＣストップ信号が出力される構成となっている。

ＡＭＰＳ９は、受信信号を増幅・減少させる。Ａ/Ｄ変換部Ｓ１０は、アナログ信号をデジタル信号に変換する。そして、振幅調整部Ｓ１１は、入力信号を振幅調整することを行う。例えば、入力信号の位相のみを出力する構成や、ある一定期間の振幅平均値を求めて、その値で除算した値を出力する等を行う。

ＡＧＣ部Ｓ１２は、入力されたＡ／Ｄ後の信号に対し、例えば移動平均を行い、期待値との大小を判定して、その情報をＡ／Ｄ変換前のＡＭＰＳ９に通知することにより、所望のレベルを作り出すことを行う。

タイミング同期部Ｓ１３は、実施の形態１〜３で示した内容のものであり、プリアンブル情報等からフレーム検出を行って、ＡＧＣ動作を止める働きもする。

ＡＧＣ処理を行っている間は、振幅に信頼度が無く、初期の段階では雑音レベルにＡＭＰが調整されているため、つまり、入力信号を増大させていることから、フレームの前半では振幅が非常に大きな値を示すこととなる。そのため、入力信号をそのままの形で使用すると、振幅が大きいことにより不適切に相関値を強める場合や、入力信号がＡ／Ｄで飽和しているケースでは誤った相関値を求める可能性が生じる。そこで、入力信号をそのまま使用せずに振幅調整を行う回路を、タイミング同期部Ｓ１３の前段に設けることを行う。

従って、実施の形態４によれば、ＡＧＣ制御等により、信号の一部に信頼度が低い場合においても、高精度にＦＦＴタイミングパルスを生成することが可能である。

実施の形態５．
図１１は、この発明の実施の形態５を説明するもので、低Ｓ／Ｎ時のＦＦＴタイミング検出確率を示す図である。上述した各実施の形態においては、自己相関及び相互相関を用いるため、相互相関値のパターンを反映して、期待値の前後パターンを誤って検出してしまう可能性がある。コンピュータシミュレーションにて、１ｂｉｔの相互相関演算回路として構成したところ、ＡＷＧＮ環境下Ｓ／Ｎ＝０ｄＢの場合において、図１１に示すように、本来の期待値位置より１６サンプル前にＦＦＴタイミングが得られる確率をＦＦＴタイミング検出確率０、期待値どおりをＦＦＴタイミング検出確率１、期待値より１６サンプル後をＦＦＴタイミング検出確率２とした場合に、検出確率１が９９％、検出確率０と検出確率２を加算した結果が１％得られた。

図１２は、上述した点に鑑み、低Ｓ／Ｎ時にも高精度にＦＦＴタイミングパルスを生成する、この発明の実施の形態５に係る復調タイミング生成回路及び復調装置の構成を示すブロック図である。図１２において、Ｓ１３は、図１０に示す実施の形態４と同様なタイミング同期部であり、実施の形態１ないし３の復調タイミング生成回路に対応し、このタイミング同期部Ｓ１３から出力される高速フーリエ変換タイミングパルスを仮タイミングパルスとして、時間信号に対してさらに自己相関演算または相互相関演算の一方または両方を行うことにより高速フーリエ変換タイミングパルスを生成する精密タイミング同期部Ｓ１４をさらに備え、精密タイミング同期部Ｓ１４からのＦＦＴタイミングパルスがＦＦＴ部Ｓ４に供給される。

図１２に示すように、上記のように、Ｓ／Ｎが非常に低い場合には、誤検出の可能性があることから、タイミング同期部Ｓ１３で得られる演算結果をＦＦＴ仮タイミングパルスとして、精密タイミング同期部Ｓ１４でフレームの別の特徴箇所を用いてさらに確認作業を行う。例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａシステムフォーマットの場合には、後続のＣパターン位置と予想される位置を仮判定し、その前後１６サンプル位置を含めた３箇所にのみＣパターンと相互相関マッチング判定を行う等が考えられる。

従って、実施の形態５によれば、低Ｓ／Ｎ時に高精度にＦＦＴタイミングパルスを生成することが可能である。また、パターンを利用することにより、演算回路の削減につながり、小規模で高精度なタイミング同期回路を構成することが可能である。

実施の形態６．
次に、本実施の形態６では、上述した実施の形態１〜５に係る復調タイミング生成回路を含む復調装置が異なるフレームフォーマットを持つ複数のシステムにて運用される場合を示す。例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａと類似する、図１３に示す如くシステムＡフォーマットを持つ架空のシステムＡを併せて復調する場合を考える。

図１４は、この発明の実施の形態６に係る復調タイミング生成回路の主要部の構成を示す図である。図１４に示す実施の形態６において、実施の形態１〜実施の形態５との違いは、例えば図４，図６、図９に示す如く相関関数演算部Ｓ５として、異なるフレームフォーマットのシステムに応じた相関関数演算部Ｓ１５、Ｓ１６を備えると共に、それらの相関関数演算結果に基づいてフレームフォーマットに適合するシステムを判定し、判定結果と相関関数の演算結果を出力するシステム判定部Ｓ１７をさらに備え、判定されたシステムに応じたタイミング同期位置を検出して復調処理を行うものである。

図１５は、異なる２つのシステムＡとシステムＢが存在し、それぞれ相関情報を求めた結果、システムＢのフレームを受信した様子を示している。システムＡ相関関数演算部Ｓ１５は、システムＡのフレームを受信したと仮定して相関関数Ａを求める。これは、第１〜実施の形態５に記載のものである。また、システムＢ相関関数演算部Ｓ１６は、システムＢのフレームを受信したと仮定して相関関数Ｂを求める。同様に、第１〜実施の形態５に記載のものである。

システム判定回路Ｓ１７は、両方の相関情報をモニターしながらどちらのシステムのフレームを受信したかを判定する。本実施の形態６の一例として、ＩＥＥＥ８０２．１１ａシステム（図１）と架空のシステムＡ（図１３）の場合を示す。

自己相関関数演算部Ｓ１８は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａシステムの１６サンプル遅延させる。本ケースの場合は、共通の相関関数演算部を使用することが可能な例である。送信側の基準発振器を規定値として受信側がそれより２０ｐｐｍ（速い）偏差があるとして具体的な影響を調べてみる（以下、パラメータとして次の値を用いることとする）。

・搬送波周波数＝５．２ＧＨｚ（＝ｆ_ｃ）
・サンプリング周波数＝２０ＭＨｚ（＝ｆ_Ｓ）
搬送波周波数に２０ｐｐｍ（＝ρ他）の偏差がある場合、１６サンプルあたりの位相回転量Δω_８０２は、

となる。架空のシステムＡ（図１６）の場合の得られる位相回転量Δω_Ａは、

となる。位相回転量は、自己相関で得られるｘ軸成分をＸ、ｙ軸成分をＹとすると、

から求めるため、位相回転量が、０°以上±９０°以内である条件は、Ｘ≧０であり、±９０°以上±１８０°以下である条件は、Ｘ＜０である。つまり、相関値のＸ軸成分の符号のみにより、この場合には、システムの判定が可能である。

本ケースでは、システム判定回路Ｓ１９は、単純な相関信号のＸ軸の符号判定である。（Ｘ軸成分が正の場合には、ＩＥＥＥ８０２．１１ａシステム、負の場合には、システムＡである。）

従って、実施の形態６によれば、複数のシステムに対してそれぞれに応じた受信機を作ることなく受信することが可能な復調装置を構成することが可能である。

この発明に係る復調タイミング生成回路及び復調装置の基本構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１に係る自己相関演算部Ｓ１の構成と演算内容を説明する図である。 この発明の実施の形態１に係る相互相関演算部Ｓ２の構成と演算内容を説明する図である。 この発明の実施の形態１に係る同期位置判定部Ｓ３の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１に係る同期位置判定部Ｓ３の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態２に係る同期位置判定部Ｓ３の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態２に係る同期位置判定部Ｓ３の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態３を説明するもので、一般的なマルチパス環境における到来波の遅延時間とレベルの関係（遅延プロファイル）を示す図である。 この発明の実施の形態３に係る同期位置判定部Ｓ３の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態４に係る復調タイミング生成回路及び復調装置を示すブロック図である。 この発明の実施の形態５を説明するもので、低Ｓ／Ｎ時のＦＦＴタイミング検出確率を示す図である。 この発明の実施の形態５に係る復調タイミング生成回路及び復調装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態６における復調処理を説明するもので、ＩＥＥＥ８０２．１１ａと類似するシステムＡフォーマットの説明図である。 この発明の実施の形態６に係る復調タイミング生成回路の主要部の構成を示す図である。 この発明の実施の形態６に係る復調タイミング生成回路を説明するもので、異なる２つのシステムＡとシステムＢが存在し、それぞれ相関情報を求めた結果、システムＢのフレームを受信した様子を示す図である。 ＩＥＥＥ８０２．１１ａシステムのプリアンブルを含むフレームフォーマットの説明図である。 ＩＥＥＥ８０２．１１ａへの１６サンプル自己相関演算結果を示す図である。 ＩＥＥＥ８０２．１１ａへの１６サンプル相互相関演算結果を示す図である。

符号の説明

Ｓ１ 自己相関演算部、Ｓ２ 相互相関演算部、Ｓ３ 同期位置判定部、Ｓ４ ＦＦＴ部、Ｓ５ 相関関数演算部、Ｓ６ 最大値検出部、Ｓ７ フィッティング回路部、Ｓ８ 遅延プロファイル検査部、Ｓ１１ 振幅調整部、Ｓ１３ タイミング同期部、Ｓ１４ 精密タイミング同期部、Ｓ１５，Ｓ１６ 相関関数演算部、Ｓ１７ システム判定部。

Claims (8)

1. 入力される時間信号に対して自己相関演算を行う自己相関演算部と、
   入力される時間信号に対して相互相関演算を行う相互相関演算部と、
   前記自己相関演算部及び前記相互相関演算部からの自己相関演算結果と相互相関演算結果とを乗算して得た相関関数を用いてタイミング同期位置の検出を行い、高速フーリエ変換タイミングパルスを出力する同期位置判定部と
   を備えた復調タイミング生成回路。
2. 請求項１に記載の復調タイミング生成回路において、
   前記同期位置判定部は、前記自己相関演算部及び前記相互相関演算部からの自己相関演算結果と相互相関演算結果とを乗算して相関関数を得る相関関数演算部と、前記相関関数演算部からの相関関数の値が最大となるときを高速フーリエ変換タイミング同期位置として検出して高速フーリエ変換タイミングパルスを出力する最大値検出部とを備えたことを特徴とする復調タイミング生成回路。
3. 請求項１に記載の復調タイミング生成回路において、
   前記同期位置判定部は、前記自己相関演算部及び前記相互相関演算部からの自己相関演算結果と相互相関演算結果とを乗算して相関関数を得る相関関数演算部と、前記相関関数演算部からの相関関数に対して２次関数による最小２乗フィッティング回路部を用いて高速フーリエ変換タイミング同期位置を検出して高速フーリエ変換タイミングパルスを出力するフィッティング回路部とを備えたことを特徴とする復調タイミング生成回路。
4. 請求項２に記載の復調タイミング生成回路において、
   前記同期位置判定部は、前記最大値検出部からの出力に基づいて遅延プロファイルを求めて、最大値を示す遅延波の前に到来する先行波を検出することで高速フーリエ変換タイミング同期位置を検出して高速フーリエ変換タイミングパルスとして出力する遅延プロファイル検査回路をさらに備えたことを特徴とする復調タイミング生成回路。
5. 請求項１から４までのいずれか１項に記載の復調タイミング生成回路において、
   入力される時間信号に対して振幅補正制御する自動利得制御手段をさらに備えた
   ことを特徴とする復調タイミング生成回路。
6. 請求項１から４までのいずれか１項に記載の復調タイミング生成回路から出力される高速フーリエ変換タイミングパルスを仮タイミングパルスとして、時間信号に対してさらに自己相関演算または相互相関演算の一方または両方を行うことにより高速フーリエ変換タイミングパルスを生成するタイミング同期部をさらに備えたことを特徴とする復調タイミング生成回路。
7. 請求項２から４のいずれか１項に記載の復調タイミング生成回路において、
   前記相関関数演算部は、異なるフレームフォーマットに対応して複数備えられ、
   複数の相関関数演算部からの相関関数の演算結果に基づいてフレームフォーマットに適合するシステムを判定し、判定結果と相関関数の演算結果を出力するシステム判定部をさらに備え、
   判定されたシステムに応じたタイミング同期位置を検出する
   ことを特徴とする復調タイミング生成回路。
8. 請求項１から７のいずれか１項に記載の同期位置判定部からの高速フーリエ変換タイミングパルスに基づいて入力される時間信号に対して高速フーリエ変換演算を行い、周波数信号に変換して出力する高速フーリエ変換部をさらに備えたことを特徴とする復調装置。

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