JP5062839B2 - Ｏｆｄｍ受信装置およびｏｆｄｍ中継装置 - Google Patents

Description

本発明はＯＦＤＭ信号を受信するためのタイミング同期回路、それを用いたＯＦＤＭ受信装置もしくはＯＦＤＭ中継装置に関する。

一般に、受信信号を用いて同期タイミング制御を行う場合、ＯＦＤＭ信号に付加されているガードインターバルの相関ピーク値およびそのピーク位置を用いる。

しかしながら、上記の方式では、主波よりもマルチパスや回り込み波などの干渉波のレベルが一時的に上回った場合、干渉波のガードインターバルの相関ピークが最大となり、干渉波のピーク位置に基づき同期タイミング制御を行ってしまい、ＦＦＴ窓の位置がずれる。
最適な位置からずれると、シンボル間干渉が増加する。また、ＦＦＴ窓位置が頻繁に変動すると、等化器が追従できず出力信号が劣化したり、装置遅延時間の変動が発生したりし、特に中継装置において問題となる。

上述の他、ＯＦＤＭ受信装置において、ガード相関により検出したピーク位置の誤差と、遅延プロファイルから検出したシンボル境界に応じた信号とを所定の割合で加算して、ＦＦＴ窓のタイミングの基にするものが知られる（例えば、特許文献１参照）。
また、伝送シンボル期間において最大相関値よりも所定値だけ低く設定された閾値以上となる相関値の時間位置のうち最も早い時間位置にウィンドウ開始位置を設定するものが知られる（例えば、特許文献２参照）。

特開２００４−０９６１８７号公報 特開２００４−０４０５０７号公報 特開２００３−３１９００５号公報 特開２００４−１５３５５９号公報

しかしながら、従来の方式では、ＦＦＴ窓位置の変動を十分に抑えることができないという問題点があった。

本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、ＦＦＴ窓位置の変動を抑えたタイミング同期回路やＯＦＤＭ受信装置等を提供することを目的とする。

本発明のタイミング同期回路は、受信したＯＦＤＭ信号をＦＦＴするＦＦＴ演算部と、前記ＦＦＴされた信号から伝送路を推定する伝送路推定部と、推定された伝送路特性をＩＦＦＴして遅延プロファイルを出力するＩＦＦＴ演算部と、前記遅延プロファイルから主波を検出する主波検出部と、前記主波検出部から得られる主波位置のずれに基づきサンプルクロックの周波数または位相を制御してサブサンプル精度でタイミング同期制御を行うタイミング同期制御手段と、を備える。

また本発明のタイミング同期回路は更に、前記受信したＯＦＤＭ信号に対してガードインターバル相関を行いＧＩ相関ピークを検出するＧＩ相関ピーク検出部と、
前記ＧＩ相関ピークの位置のずれを検出するピーク位置誤差算出部と、
前記遅延プロファイルに基づく主波位置のずれとＧＩ相関ピーク位置のずれとから１つを選択あるいは両者を重み付き合成してタイミング同期制御手段に与える誤差切替／合成部と、を備える。

また本発明のＯＦＤＭ受信装置は、上記のタイミング同期回路と、
前記ＦＦＴ演算部でのＦＦＴ窓位置を、現時点で検出されている前記主波の有効シンボル区間から所定量時間的に進めさせる窓位置最適制御部と、
前記ＦＦＴされた信号に対して、前記主波に続くマルチパス波が前記伝送路推定部における周波数内挿フィルタの通過帯域に収まるように、時間領域におけるｎ（ｎは整数）サンプル分の遅延に相当する位相回転を施してから前記伝送路推定部に出力する回転補正部と、
前記伝送路推定部で推定された伝送路特性を用いて、前記ＦＦＴされた信号を等化し、シンボル判定する等化判定部と、
前記等化判定部で判定されたシンボルをＩＦＦＴし、送出すべきＯＦＤＭ信号を生成する第２のＩＦＦＴ部と、
前記遅延プロファイルに対して、実質的に前記ｎサンプル分の遅延をキャンセルする遅延を与える回転再補正部と、を備えてなり、
前記主波検出部は、前記ｎサンプル分の遅延がキャンセルされた前記遅延プロファイルから主波を検出するようにする。

また本発明のＯＦＤＭ中継装置は、上記のＯＦＤＭ受信装置と、前記等化判定部で判定されたシンボルをＩＦＦＴし、送出すべきＯＦＤＭ信号を生成する第２のＩＦＦＴ部と、を備えるようにした。

本発明によれば、遅延プロファイル算出から主波タイミングを高精度に検出できるときはそのタイミングを使用するようにしたので、マルチパス環境下でもＦＦＴ窓位置の変動を抑えたタイミング同期を行うことができる。

以下、この発明の実施の形態について図を参照して説明する。

図１に本発明が適用できる第一の実施例としてＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）信号中継送信装置（以下、中継装置と言う）の構成を示す。本中継装置は、Ａ／Ｄ変換器１と、Ｄ／Ａ変換器２と、ＦＦＴ演算器３と、伝送路推定部４と、ＩＦＦＴ演算器５と、主波位置検出器６と、位相誤差算出器７と、ＶＣＯ制御器８と、ＶＣＯ９と、を備える。

Ａ／Ｄ変換器１は、入力信号ｓ_inを標本化および量子化してデジタル時間信号ｓ_dに変換し、Ｄ／Ａ変換器２とＦＦＴ演算器３へ出力する。
Ｄ／Ａ変換器２は、デジタル時間信号ｓ_dをアナログ信号ｓ_outに変換し、アナログ信号を出力する。
ＦＦＴ演算器３は、デジタル時間信号ｓ_dに対してＦＦＴ演算処理を行い、デジタル周波数信号ｓ_fを伝送路推定部４へ出力する。

伝送路推定部４は、デジタル周波数信号ｓ_fから伝送路の推定を行い、伝送路特性信号ＨをＩＦＦＴ演算部５へ出力する。伝送路推定部４について図２を用いて説明する。
伝送路推定部４は、ＳＰ抽出器１０と、時間内挿器１１と、周波数外挿器１２と、周波数内挿器１３とを備える。

ＳＰ抽出器１０は、周波数軸に変換された受信信号にある一定間隔で含まれるパイロット信号を抽出し、時間内挿器１１へ出力する。
時間内挿器１１は、ＳＰ抽出器１０で抽出されたパイロット信号間の時間方向の内挿を行い、周波数外挿器１２へ出力する。
周波数外挿器１２は、帯域外の周波数方向の外挿を行い、周波数内挿器１３へ出力する。
周波数内挿器１３は周波数方向の内挿を行い、ＩＦＦＴ演算器５へ出力する。

図１に戻り、ＩＦＦＴ演算部５は、伝送路特性信号Ｈに対してＩＦＦＴ演算処理を行い、遅延プロファイル信号ＤＰＦ(Ｔ，ｉ)を主波位置検出器６へ出力する。ここで、 Ｔはシンボル番号、ｉはサンプル番号を表す。
主波位置検出器６は、遅延プロファイル信号ＤＰＦ(Ｔ，ｉ)から主波位置MAIN_posを検出し、位相誤差算出器７へ出力する。主波位置検出器６の詳細については、図３から図５を用いて説明する。

図３は、主波位置検出器６の検出アルゴリズムをフローチャートで示したものである。初めに、遅延プロファイル信号から最大ピーク値Ｐ_maxとその位置MAX_posの検出を行う。最大ピーク値Ｐ_maxに対して−Ｍ[dB](Ｍ＞０)の値を閾値THR_pとして設定する。ここで、Ｍは低ＤＵ時や低ＣＮ時に先行波を検出し、かつ雑音を主波として誤検出しないような値を用いる。
最大ピーク位置MAX_posよりも前にTHR_pを超えるピーク値が存在する場合（図４）は、先行波が存在すると見なし、先行波位置FIRST_posを主波位置MAIN_posとする。
最大ピーク位置MAX_posよりも前にTHR_pを超えるピーク値が存在しない場合（図５）は，先行波が存在しないと見なし、最大ピーク位置MAX_posを主波位置MAIN_posとする。

位相誤差算出器７は、主波位置あるいは遅延プロファイル信号ＤＰＦ(Ｔ，ｉ)を基に、装置全体のシンボルタイミングを司るカウンタ（図示せず）の基準タイミングと主波位置の位相誤差εをＶＣＯ制御器８へ出力する。位相誤差εは、例えば、図６に示すような主波のピークの前後１サンプルのＤＰＦ(Ｔ，MAIN_pos−１)とＤＰＦ(Ｔ，MAIN_pos＋１)の値が等しくなるように制御するために、次に示す数式(１)のように算出できる。

ＶＣＯ制御器８は、ε＝０とするようにフィードバック制御を行い、ＶＣＯ９に制御信号を出力する。ＶＣＯ制御器８は、例えばＰＬＬ等で一般的なループフィルタと同様である。
ＶＣＯ９は、制御信号に基づき所定のクロックを発生し、Ａ／Ｄ変換器１、Ｄ／Ａ変換器２やカウンタ等へ出力する。電源投入直後から最初の制御信号が得られるまでの間、ＶＣＯ９は自走（フリーラン）する。
カウンタは、電源投入後に最初に検出されたMAIN_posのタイミングで一度だけリセットされ、あるいはMAIN_posが検出される都度そのタイミングでリセットされ、ＶＣＯ９のクロックをＦＦＴサイズ（ポイント数）で決まる分周比で分周し、ＦＦＴ演算器３で必要な基準タイミング（シンボルタイミング）を生成する。

本例の中継装置によれば、ガードインターバル相関よりも時間精度に優れた遅延プロファイルに基づく確実な主波検出によりＶＣＯを制御し、サンプルクロックを再生するとともに、シンボル同期を確立するようにした。サンプル時間単位の窓位置制御と異なり、ＶＣＯ９のクロック周波数の変化は連続的なため同期タイミングのばたつきも無く、伝播路が変動しても安定に動作することができる。
なお、本例において、遅延プロファイル信号ＤＰＦから生成したタップ係数を有するフィルタ（等化器）をＡ／Ｄ変換器１とＤ／Ａ変換器２の間に設けてもよい。

図７に、本発明が適用できる第二の実施例としてＯＦＤＭ信号マルチパス等化装置（以下、等化装置と言う）の構成を示す。本例の等化装置は、Ａ／Ｄ変換器１とＤ／Ａ変換器２とＦＦＴ演算器３と伝送路推定部４とＩＦＦＴ演算器５と主波位置検出器６と位相誤差算出器７とＶＣＯ制御器８とＶＣＯ９とガード相関ピーク検出部１４とピーク位置誤差算出器１５とＦＦＴ窓位置制御１６と回転補正器１７と等化判定器１８と回転再補正器１９とフレーム同期検出器２０と遅延プロファイル判定器２１と誤差切替器２２とを備える。
Ａ／Ｄ変換器１とＤ／Ａ変換器２とＦＦＴ演算器３と伝送路推定部４とＩＦＦＴ演算器５と主波位置検出器６と位相誤差算出器７とＶＣＯ制御器８とＶＣＯ９は、第一の実施例と同一であるため説明は省略する。

ガード相関ピーク検出部１４は、受信したＯＦＤＭ信号に付加されているガードインターバルの相関演算を行い、相関ピーク位置をピーク位置誤差算出器１５へ出力する。ガード相関ピーク演算部１４について図８を用いて説明する。

図８は、ガード相関ピーク演算部１４の構成を示したものである。
ガード相関ピーク検出部１４は、有効シンボル長遅延器２３と、乗算器２４と、移動平均算出器２５と、ピーク検出器２６と、を備える。

有効シンボル長遅延器２３は、入力された信号ｓ_dに対し有効シンボル長分の時間遅延を行い、遅延させた信号ｓ’_dを乗算器２４へ出力する。
乗算器２４は、信号ｓ_dと、ｓ’_dの複素共役信号ｓ’_d ^*との乗算を行い、両者の相関信号Ｇ_corを算出し、移動平均算出器２５へ出力する。

移動平均算出器２５は、相関信号Ｇ_corに対し、ガードインターバル長Ｌ_GI期間の移動平均演算を行った信号Ｇ￣_corをピーク位置検出器２６へ出力する。
ピーク位置検出器２６は、シンボル期間内でのＧ￣_corの最大値を検出し、ピークピーク位置信号ＧＰ_posをピーク位置誤差算出器１５へ出力する。

ピーク位置誤差算出器１５は、装置全体のシンボルタイミングを司るカウンタの基準タイミングとピーク位置ＧＰ_posの誤差ε_Gを算出し、誤差切替器２２へ出力する。
ＦＦＴ窓位置制御部１６は、Ａ／Ｄ変換器１の出力信号に対して、マルチパスによる影響を軽減するようなＦＦＴ窓を設定する。以下、ＦＦＴ窓位置制御１６について図９を用いて説明する。

図９はＯＦＤＭ信号とＦＦＴ窓を示したものである。ＦＦＴ窓は長い遅延のマルチパスに対応するため有効シンボル期間に設定するのが望ましいが、マージンを考慮してＦＦＴ窓の開始位置をシンボルの先頭からＬ_GIのｘ％の場所をＦＦＴ窓開始位置とする。その時、図９におけるＡは、

と表される。

図１０は、式(２)の処理による遅延プロファイルＤＰＦの主波位置のシフトを示す図である。横軸は時刻ｔであり、カウンタの基準タイミング（ＦＦＴ窓を有効シンボル位置に理想的に合わせたときに０になる）を０とする。ＦＦＴ窓をＡだけ前方にずらしたので、主波位置はＡだけ遅れる。

回転補正器１７は、伝送路推定部５での処理を最適化するために位相を補正し、伝送路推定部４へ出力する。回転補正器１７の詳細については以下に述べる。
回転補正器１７では、ＦＦＴ窓制御部１６で発生した回転量Ａの補正と、伝送路推定部５での周波数内挿器１３（周波数領域フィルタ）の最適化を一緒に行う。周波数内挿フィルタの最適化について図１１を用いて説明する。

図１１は、周波数内挿器１３に対して、最適化を行った例と行わなかった例を示したものである。一般に、ガードインターバルを超える遅延波があるとサブキャリア間の直交性が失われ正確な内挿（補間）ができなくなるので、周波数内挿器１３には実現が容易な正負対称の−Ｌ_GI／２〜＋Ｌ_GI／２の通過域を設定し、その通過域内の遅延波に対してのみ内挿を行う。図１１(a)は最適化を行ったもので、マルチパスが混在していても全てのパスがフィルタの通過域内に収まっている。図１１(b)は最適化を行っていないもので、長い遅延のマルチパスが通過域から外れてしまい、特性が劣化する。本例では、図１１(b)を図１１(a)のように変えることを、最適化と呼ぶ。
最適化を行うためには、−Ｌ_GI／２よりもマージンαだけ少し後ろに主波が来るように、シフトさせればよい。先ほどの回転量Ａと合わせると、回転補正器１７でのシフト量Ｂは、

と表される。回転補正器１７での主波位置のシフトを図１２に示す。

等化判定部１８は周波数軸に変換された受信信号に対して等化処理と判定処理を行い、ＩＦＦＴ演算器５へ出力する。等化判定部１８について図１３を用いて説明する。
図１３に等化判定部１８の構成を示す。等化判定部１８は複素除算器２７と判定器２８とを備える。

複素除算器２７は、周波数軸に変換された受信信号Ｘと、伝播路推定部４からの伝送路特性Ｈとの複素除算を行い、等化された信号を判定器２８へ出力する。複素除算は次式のように表される。

判定器２８は、等化された信号Ｅに対して判定

を行い、判定された信号ＴをＩＦＦＴ演算器５へ出力する。ここで、関数ｄｅｃは等化後の信号を最も近い理想受信点に再配置することを示す。

回転再補正器１９は、回転補正器１４で−Ｌ_GI／２＋αの位置にシフトさせた主波を０に戻し、ＩＦＦＴ演算器５へ出力する。主波を０の位置に戻すことで、受信信号のモードやＬ_GIに寄らない遅延プロファイルを算出できる。回転再補正器２０でのシフト量Ｃは、

と表される。回転再補正器１９での主波位置のシフトを図１４に示す。このようにしふとできれば、回転再補正器１９はＩＦＦＴ演算器５の前段で周波数領域で位相回転を与えるものでも、ＩＦＦＴ演算器５の後段で時間領域で（正または負の）遅延を与えるものでも、どちらでもよい。タイミング同期が確立した状態では、主波位置検出部６が検出するMAIN_posはほぼ０になる。

フレーム同期検出器１７は、受信信号に含まれるフレームワードを検出し、検出結果Ｄ_frameを誤差切替器２２へ出力する。検出結果Ｄ_frameは例えば、検出された場合１を、検出されない場合は０を出力する。

遅延プロファイル判定器２１は、遅延プロファイル信号ＤＰＦが正しく算出されているかを判定し、判定結果を誤差切替器２２へ出力する。遅延プロファイル判定器２１について図１５を用いて説明する。
図１５は遅延プロファイルが正しく算出された例(図１５(a))と正しく算出されなかった例(図１５(b))を示したものである。遅延プロファイルの信頼できるかの可否判定は、例えば、遅延プロファイルＤＰＦのシンボル差分のシンボル期間総和

を算出し、Ｅ_DPFと閾値THR_dとの比較を行う。ここで、閾値THR_dは遅延プロファイルＤＰＦで主波のピークが信頼できることを識別できるような値とし、例えば、

のような算出値とする。Ｅ_DPFの応答と閾値THR_dの例を図１６に示す。Ｅ_DPFが閾値THR_dを超える場合は遅延プロファイルが信頼できるとし、逆に超えない場合は遅延プロファイルが信頼できないと判定する。判定結果Ｄ_DPFは、Ｅ_DPF≧THR_dの時に１、Ｅ_DPF＜THR_dの時に０なるものとする。

誤差切替器２２は、フレーム同期検出２０の検出結果と遅延プロファイル判定器２１により、出力する誤差εを、ε_Gとε_Dのどちらにするかを判定する。すなわち図１７に示すように、検出結果Ｄ_frameと判定結果Ｄ_DPFの両方が１（真）のときにε_Dを採用し、そうでないときはε_Gを採用する。これは、遅延プロファイルが信頼できない状態でタイミング同期制御を行うのを防ぐためである。正しい遅延プロファイルを算出するためには、フレーム同期が確立し、正しい伝送路推定結果が得られている必要がある。

本例の等化装置によれば、遅延プロファイル算出が信頼できるまでは遅延プロファイルからの主波検出によるタイミング同期を行わず、従来のガード相関ピークを用いるようにしたので、タイミング同期制御を更に安定にすることができる。
本例の等化装置では、入力信号ｓ_inからアナログ信号ｓ_outにいたる間にＦＦＴ演算を伴うが、その窓位置が主波位置に対してサブサンプル精度で同期しているので、シンボル間干渉や非線形歪、雑音等でサブキャリア間の直交性が悪化した信号に対して、通常のサンプル精度の同期に比べ信号品質の改善が見込める。
なお、本例では、検出結果Ｄ_frameと判定結果Ｄ_DPFの両方が１でなくなったときに直ちにε_Gを採用するものとして説明したが、両方が１でなくなった最初の１シンボル目は誤差ε＝０として今の同期タイミングを維持し、２シンボル目以降でε_G採用するようにしてもよい。

図１８に、本発明の第三の実施例に係るOFDM信号マルチパス等化装置の構成を示す。本例の等化装置は、Ａ／Ｄ変換器１とＤ／Ａ変換器２とＦＦＴ演算器３と伝送路推定部４とＩＦＦＴ演算器５と主波位置検出器６と位相誤差算出器７とＶＣＯ制御器８とＶＣＯ９とガード相関ピーク検出部１４とピーク位置誤差算出器１５とＦＦＴ窓位置制御１６と回転補正器１７と等化判定器１８と回転再補正器１９とフレーム同期検出器２０と遅延プロファイル判定器２１と誤差合成部２９とを備える。Ａ／Ｄ変換器１とＤ／Ａ変換器２とＦＦＴ演算器３と伝送路推定部４とＩＦＦＴ演算器５と主波位置検出器６と位相誤差算出器７とＶＣＯ制御器８とＶＣＯ９とガード相関ピーク検出部１４とピーク位置誤差算出器１５とＦＦＴ窓位置制御１６と回転補正器１７と等化判定器１８と回転再補正器１９とフレーム同期検出器２０と遅延プロファイル判定器２１は、第二の実施例と同一であるため説明は省略する。

誤差合成部２９は、Ｄ_frameとＤ_DPFの状態に応じてε_Gとε_Dのそれぞれに重み付けを行い、その合成値をεとしてＶＣＯ制御器８へ出力する。誤差合成部２９について、図１９を用いて説明する。

図１９は、誤差合成部２９の構成を示したものである。誤差合成部２９は、重み付け制御器３０と減算器３１と乗算器３２と乗算器３３と加算器３４とを備える。
重み付け制御器３０はＤ_frameとＤ_DPFの状態に応じて重み付け係数ｗ（０≦ｗ≦１）を生成し、減算器３１と乗算器３３へ出力する。ε_Dにｗ、ε_Dに１−ｗの重みが与えられ、両者が加算されたものがεとなる。重み付け係数ｗの生成について、図２０を用いて説明する。

図２０は重み付け係数ｗの生成アルゴリズムを示したフローチャートである。Ｄ_frame＝１でない場合はｗの値を減算（デクリメント）し、ｗ＝０になったらｗ＝０を保持する。 Ｄ_frame＝１かつＤ_DPF＝１の場合は遅延プロファイルが信頼できる状態であることを示しているので、ｗの値を加算させる。Ｄ_frame＝１でもＤ_DPF＝０の状態のときは遅延プロファイルが信頼できない状態であるので、ｗの値を減算（ｗ＝０時は保持）する。

ここで、図２１に第二の実施例における主波位置切り替え時のεの応答を示し、図２２には本例でのεの応答を示す。第二の実施例を適用した場合、例えば、ＤＵが負（すなわち主波でない非希望波のレベルのほうが高い）のマルチパス環境下の場合、ガードインターバル相関では主波(先行波)が検出できず最大波(マルチパス)に同期し、遅延プロファイルでは主波に同期するため、εを瞬時にε_Gからε_Dに切り替えると、ε_G≠ε_Dであるため図２１中のようにεに切替えショックが生じる。本例を用いれば、徐々にε_Gからε_Dに切替わるので、図２２中のように切替えショックは生じない。

以上説明したように、本例の等化装置によれば、遅延プロファイルの状態によりガード相関ピークと遅延プロファイルのそれぞれの誤差に対して重み付けをして合成するようにしたので、ＤＵが負のマルチパス環境下において、ガード相関ピーク方式から遅延プロファイル方式への切替え時のショックを抑え、更に安定したタイミング同期制御を提供できる。

本発明の第一の実施例におけるOFDM信号中継装置の構成を示すブロック図。 伝送路推定部の構成を示すブロック図。 主波位置検出のアルゴリズムを説明する図。 主波位置検出を説明する図。 主波位置検出を説明する図。 位相誤差算出を説明する図。 本発明の第二の実施例におけるマルチパス等化装置の構成を示すブロック図。 ガード相関ピーク検出部の構成を示すブロック図。 ＦＦＴ窓位置制御を説明する図。 ＦＦＴ窓位置制御による主波のシフトを説明する図。 周波数内挿フィルタの最適化を説明する図。 回転補正部による主波のシフトを説明する図。 等化判定部の構成を示すブロック図。 回転再補正部による主波のシフトを説明する図。 遅延プロファイルの例を示す図。 遅延プロファイルのシンボル差分総和と閾値 の例を示す図。 誤差切替器を説明する図。 本発明の第三の実施例におけるマルチパス等化装置の構成を示すブロック図。 誤差合成部の構成を示すブロック図。 重み付け係数生成器のアルゴリズムを説明する図。 実施例２におけるの応答を示す図。 実施例３におけるの応答を示す図。

符号の説明

１…Ａ／Ｄ変換器
２…Ｄ／Ａ変換器
３…ＦＦＴ演算器
４…伝送路推定部
５…ＩＦＦＴ演算器
６…主波位置検出器
７…位相誤差算出器
８…ＶＣＯ制御器
９…ＶＣＯ
１０…ＳＰ抽出器
１１…時間内挿器
１２…周波数外挿器
１３…周波数内挿器
１４…ガード相関ピーク検出部
１５…ピーク位置誤差算出部
１６…ＦＦＴ窓位置制御器
１７…フレーム同期検出器
１８…回転補正器
１９…等化判定部
２０…回転再補正器
２１…遅延プロファイル判定器
２２…誤差切替器
２３…有効シンボル長遅延器
２４…乗算器
２５… 期間の移動平均算出器
２６…ピーク検出器
２７…複素除算器
２８…判定器
２９…誤差合成部
３０…重み付け制御器
３１…減算器
３２…乗算器
３３…乗算器
３４…加算器

Claims (2)

1. 受信したＯＦＤＭ信号をＦＦＴするＦＦＴ演算部と、前記ＦＦＴされた信号から伝送路を推定する伝送路推定部と、推定された伝送路特性をＩＦＦＴして遅延プロファイルを出力するＩＦＦＴ演算部と、前記遅延プロファイルから主波を検出する主波検出部と、前記受信したＯＦＤＭ信号に対してガードインターバル相関を行いＧＩ相関ピークを検出するＧＩ相関ピーク検出部と、前記ＧＩ相関ピークの位置のずれを検出するピーク位置誤差算出部と、前記遅延プロファイルに基づく主波位置のずれとＧＩ相関ピーク位置のずれとから１つを選択あるいは両者を重み付き合成して出力する誤差切替／合成部と、前記誤差切替／合成部から出力されたずれに基づきサンプルクロックの周波数または位相を制御してサブサンプル精度でタイミング同期制御を行うタイミング同期制御手段と、前記ＦＦＴ演算部でのＦＦＴ窓位置を、現時点で検出されている前記主波の有効シンボル区間から所定量時間的に進めさせる窓位置最適制御部と、前記ＦＦＴされた信号に対して、前記主波に続くマルチパス波が前記伝送路推定部における周波数内挿フィルタの通過帯域に収まるように、時間領域におけるｎ（ｎは整数）サンプル分の遅延に相当する位相回転を施してから前記伝送路推定部に出力する回転補正部と、前記遅延プロファイルに対して、実質的に前記ｎサンプル分の遅延をキャンセルする遅延を与える回転再補正部と、を備え、前記主波検出部は、前記ｎサンプル分の遅延がキャンセルされた前記遅延プロファイルから主波を検出することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
2. 請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置と、前記伝送路推定部で推定された伝送路特性を用いて、前記ＦＦＴされた信号を等化し、シンボル判定する等化判定部と、
   前記等化判定部で判定されたシンボルをＩＦＦＴし、送出すべきＯＦＤＭ信号を生成する第２のＩＦＦＴ部と、を備えたＯＦＤＭ中継装置。

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