JP4877765B2

JP4877765B2 - 無線装置

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Publication number: JP4877765B2
Application number: JP2006216817A
Authority: JP
Inventors: 孝基柴田; 真碁上田
Original assignee: Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2006-08-09
Filing date: 2006-08-09
Publication date: 2012-02-15
Anticipated expiration: 2026-08-09
Also published as: JP2008042720A

Description

本発明は、無線装置に関し、特に受信した信号に対して等化処理を実行する無線装置に関する。

テレビジョン放送システム等の放送システムにおいては、放送局から電磁波として信号が送信される。受信機は、放送局から送信された信号を受信し、受信した信号から画像情報、音声情報等を取得する。放送局が送信する信号については、放送局が放送圏とする地域に存在する受信機において所定の品質の情報が得られるよう、送信電力、所望信号対妨害波比等の規定が定められている。しかしながら、放送局がその規定を満足する信号を送信したとしても、放送圏内において電磁波の障害物等が存在すると、受信機において受信される信号の電界強度が不十分となり、放送圏内において所定の品質の情報が得られない地域が生じる。そこで、このような品質劣化地域を減少させるため、放送局から送信された信号を受信し、増幅して送信する中継を行う中継装置が放送圏内に設置される。

特に、直交周波数分割多重（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＯＦＤＭ）方式を採用する地上波ディジタル放送、例えば、ＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＳｅｒｖｉｃｅｓＤｉｇｉｔａｌ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ（ＩＳＤＢ−Ｔ）、ＤｉｇｉｔａｌＶｉｄｅｏＢｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ（ＤＶＢ−Ｔ）では、ガードインターバルとよばれる繰り返し信号を付加することでマルチパスへの耐性を高めてあるので、受信波の周波数と再送信波の周波数を同一とする単一周波数ネットワーク（ＳｉｎｇｌｅＦｒｅｑｕｅｎｃｙＮｅｔｗｏｒｋ：ＳＦＮ）の構築が可能であるといわれている。放送中継網がＳＦＮである場合、中継装置の設置による受信特性の悪化要因として、以下のふたつがあげられる。ひとつ目は、マルチパスの影響である。例えば、中継装置は、放送局あるいは別の中継装置からの信号を受信するが、一般的に受信した信号には、マルチパスの成分が含まれる。マルチパスの成分が含まれた信号を中継装置が送信すれば、中継回数の増加とともに、マルチパスの成分が順次重畳される。その結果、受信機における受信特性も悪化する。ふたつ目は、中継装置の送受信アンテナ間における電波の回り込みの影響である。回り込みとは、中継装置の送信アンテナから送信された信号が、当該中継装置の受信アンテナに回り込んで受信されてしまう現象である。このような課題を解決するために、マルチパスと回り込みに対するキャンセル機能を付加した装置が提案されている（例えば、特許文献１、２参照。）。
特開２００３−１７４４３０号公報特開２００４−３２０６７７号公報

特許文献１、および特許文献２において、伝送路特性の推定は、周波数領域にて実行される。そのため、時間領域のＯＦＤＭ信号を周波数領域に変換してから、伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性を時間領域に変換することによって、時間領域のタップ係数が導出される。時間領域のＯＦＤＭ信号を周波数領域に変換する際には、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間に相当する時間信号を抽出するためのＦＦＴ窓位置が設定される。しかしながら、有効シンボル期間に対してＦＦＴ窓位置の設定に時間差があると、推定した伝送路特性にもずれが生じ、受信特性の改善効果が小さくなってしまう。

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、有効シンボル期間に対してＦＦＴ窓位置の設定に時間差があっても、受信特性の悪化を抑制する無線装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のある態様の無線装置は、受信した信号に対して、複数のタップによる等化処理を実行する等化部と、等化部において等化処理を実行した信号に対して、離散フーリエ変換を実行するために、有効シンボル期間に相当する時間信号を抽出するためのＦＦＴ窓位置を設定する設定部と、設定部において設定したＦＦＴ窓によって、等化部において等化処理を実行した信号に対して、離散フーリエ変換を実行する変換部と、変換部において離散フーリエ変換を実行した信号の周波数特性を推定する推定部と、推定部において推定した周波数特性のうち、遅延時間が所定の値よりも小さい成分を抽出する抽出部と、抽出部において抽出した成分と、等化部の成分との乗数の逆数Ａ（ω）＝１／（Ｑ（ω）Ｆ（ω））（ここで、Ｑ（ω）は抽出部の周波数特性、Ｆ（ω）は等化部の周波数特性）を算出する逆数算出部と、逆数算出部において算出した逆数の電力値｜Ａ（ω）｜ ^２もしくは振幅値｜Ａ（ω）｜を導出する絶対値算出部と、絶対値算出部において導出した電力値もしくは振幅値をもとに、逆離散フーリエ変換を実行して得た遅延プロファイルの値を用いて等化部での複数のタップに対する係数をそれぞれ導出する導出部と、を備える。

「成分の電力値もしくは振幅値」は、例えば、２乗値や絶対値に相当し、複素共役との乗算が少なくとも実行されることによって導出される値であればよい。この態様によると、抽出部において抽出した成分の電力値もしくは振幅値をもとに、等化部での複数のタップに対する係数を導出するので、大きさを導出する際に設定タイミングのずれが相殺され、タップ係数に含まれる誤差を低減できる。

本発明の別の態様もまた、無線装置である。この装置は、信号を受信する受信部と、受信部において受信した信号から、回り込み成分の逆位相成分を加算する加算部と、加算部からの信号に対して、複数のタップによる等化処理を実行する等化部と、等化部において等化処理を実行した信号に対して、複数のタップによるフィルタ処理を実行することによって回り込みの逆位相成分を導出し、導出した回り込みの逆位相成分を加算部に出力するキャンセラ部と、等化部において等化処理を実行した信号から、等化部での複数のタップに対する係数とキャンセラ部での複数のタップに対する係数をそれぞれ生成する生成部と、等化部において等化処理を実行した信号を送信する送信部とを備える。生成部は、等化部において等化処理を実行した信号に対して、離散フーリエ変換を実行するために、有効シンボル期間に相当する時間信号を抽出するためのＦＦＴ窓位置を設定する設定部と、設定部において設定したＦＦＴ窓によって、等化部において等化処理を実行した信号に対して、離散フーリエ変換を実行する変換部と、変換部において離散フーリエ変換を実行した信号の周波数特性を推定する推定部と、推定部において推定した周波数特性のうち、遅延時間が所定の値よりも小さい成分を抽出する抽出部と、抽出部において抽出した成分と、等化部の成分との乗数の逆数Ａ（ω）＝１／（Ｑ（ω）Ｆ（ω））（ここで、Ｑ（ω）は抽出部の周波数特性、Ｆ（ω）は等化部の周波数特性）を算出する逆数算出部と、逆数算出部において算出した逆数の電力値｜Ａ（ω）｜ ^２もしくは振幅値｜Ａ（ω）｜を導出する絶対値算出部と、絶対値算出部において導出した電力値もしくは振幅値をもとに、逆離散フーリエ変換を実行して得た遅延プロファイルの値を用いて等化部での複数のタップに対する係数をそれぞれ導出する第１導出部と、推定部において推定した周波数特性から、抽出部において抽出した成分を除去した後に、逆離散フーリエ変換を実行することによって、キャンセラ部での複数のタップに対する係数をそれぞれ導出する第２導出部とを備える。

この態様によると、抽出部において抽出した成分の電力値もしくは振幅値をもとに、等化部での複数のタップに対する係数を導出するので、大きさを導出する際に設定タイミングのずれが相殺され、タップ係数に含まれる誤差を低減できる。

なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法、装置、システム、記録媒体、コンピュータプログラムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間に対してＦＦＴ窓位置の設定に時間差が存在していても、受信特性の悪化を抑制できる。

本発明を具体的に説明する前に、概要を述べる。本発明の実施例は、ディジタルテレビジョン放送システムでの中継装置に関する。また、ディジタルテレビジョン放送システムは、ＳＦＮに対応しているものとする。中継装置は、放送局等から受信した信号を受信機等へ送信するが、前述のごとく、受信した信号は、放送局との間の無線伝送路におけるマルチパスと、送信した信号による回り込みの影響を受けている。そのため、中継装置には、マルチパスと回り込みに対するキャンセル機能が備えられており、またこれらの機能は、時間領域にて実行される。一方、これらの機能を実行するために、無線伝送路の特性が推定されるが、推定は周波数領域にて実行される。周波数領域での無線伝送路の特性、すなわち周波数特性を推定するために、信号に対して離散フーリエ変換、例えば高速フーリエ変換（ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ：ＦＦＴ）が実行される。

本来の有効シンボル期間に対してＦＦＴ窓位置の設定に時間差があると、推定される周波数特性も、キャンセル機能が実行される時間領域の信号に対してずれてしまう。これを解決するために、本実施例に係る中継装置は、周波数特性の２乗値あるいは絶対値を計算し、計算した値を時間領域に変換する。さらに、中継装置は、時間領域に変換した値をキャンセル機能の実行のために使用する。ここで、有効シンボル期間に対するＦＦＴ窓位置の時間差は、周波数特性に含まれた指数関数の指数部分に作用している。一方、周波数特性の２乗値あるいは絶対値においては、周波数特性と、周波数特性の複素共役の乗算が実行される。そのため、乗算によって有効シンボル期間に対するＦＦＴ窓位置の時間差がキャンセルされる。

図１は、本発明の実施例に係る中継装置１００の構成を示す。中継装置１００は、受信用アンテナ１０、受信用ＲＦ部１２、加算部１４、等化部１６、キャンセラ部１８、生成部２０、送信用ＲＦ部２２、送信用アンテナ２４、制御部２６を含む。

受信用ＲＦ部１２は、受信用アンテナ１０を介して、図示しない放送局あるいは別の中継装置からの信号を受信する。前述のごとく、ディジタルテレビジョン放送システムを想定しているので、受信した信号は、ＯＦＤＭ信号に相当する。ＯＦＤＭ信号は、複数のキャリアによって構成されており、ここでは複数のキャリアのそれぞれをサブキャリアとよぶ。また、既知のパイロット信号が、複数のサブキャリアのうちの一部に、スキャッタード形式あるいはコンティニュアル形式にて配置されている。受信用ＲＦ部１２は、受信した信号を増幅した後に、周波数変換を実行する。ここでは、放送周波数帯域からベースバンド帯域への周波数変換が実行されるが、中間周波数帯域への周波数変換であってもよい。また、受信用ＲＦ部１２は、ベースバンドに変換した信号に対して、Ａ／Ｄ変換を実行することによって、デジタル信号を加算部１４に出力する。

加算部１４は、受信用ＲＦ部１２より入力した信号と、キャンセラ部１８より入力した信号を加算する。ここで、キャンセラ部１８より入力した信号は、後述の回り込みの逆位相成分に相当するので、加算部１４は、受信した信号に含まれた回り込み成分を低減する。等化部１６は、加算部１４からの信号に対して、複数のタップによる等化処理を実行し、その結果を出力する。等化部１６は、有限インパルス応答（ＦｉｎｉｔｅＩｎｐｕｌｓｅＲｅｓｐｏｎｓｅ：ＦＩＲ）フィルタによって構成されており、入力した信号を遅延させるための遅延器が直列に並べられ、遅延器の出力は次段の遅延器に入力されるとともにタップ（乗算器）にも入力され、各遅延時間に応じた応答が与えられ、すべてのタップの出力が加算された結果を出力する構造を持つ。複数のタップに対する係数（以下、「タップ係数」という）は、後述の生成部２０から入力される。等化部１６による等化処理によって、受信した信号に含まれたマルチパスの影響が低減される。

キャンセラ部１８は、等化部１６からのＯＦＤＭ信号に対して、複数のタップによるフィルタ処理を実行することによって回り込み成分を導出し、導出した回り込みの逆位相成分を加算部１４に出力する。キャンセラ部１８も、等化部１６と同様に、ＦＩＲフィルタによって構成されており、入力した信号を遅延させるための遅延器が直列に並べられ、遅延器の出力は次段の遅延器に入力されるとともにタップ（乗算器）に入力され、各遅延時間に応じた応答が与えられ、すべてのタップの出力が加算された結果を出力する構造を持つ。また、複数のタップ係数は、後述の生成部２０から入力される。

生成部２０は、等化部１６からのＯＦＤＭ信号をもとに、等化部１６にて使用すべき複数のタップ係数とキャンセラ部１８にて使用すべき複数のタップ係数とをそれぞれ生成する。タップ係数の生成に関しては、後述する。送信用ＲＦ部２２は、等化部１６からのＯＦＤＭ信号に対して、Ｄ／Ａ変換、周波数変換、増幅を実行し、その結果を送信用アンテナ２４から送信する。なお、送信用アンテナ２４から送信される信号の周波数と、受信用アンテナ１０において受信される信号の周波数は同一であるので、送信用アンテナ２４から送信された信号は、受信用アンテナ１０においても受信され、これが回り込み成分の原因となる。制御部２６は、中継装置１００のタイミング等を制御する。

この構成は、ハードウエア的には、任意のコンピュータのＣＰＵ、メモリ、その他のＬＳＩで実現でき、ソフトウエア的にはメモリにロードされた通信機能のあるプログラムなどによって実現されるが、ここではそれらの連携によって実現される機能ブロックを描いている。したがって、これらの機能ブロックがハードウエアのみ、ソフトウエアのみ、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは、当業者には理解されるところである。

以下、生成部２０の説明を行うが、その前に、生成部２０において解決すべき問題を説明する。前述のごとく、中継装置１００の処理対象となる信号は、ＯＦＤＭ信号であり、生成部２０に入力される信号もＯＦＤＭ信号である。生成部２０では、ＯＦＤＭ信号に対してＦＦＴを実行することによって、時間領域の信号から周波数領域の信号への変換を実行する。ここでは、送信側において周波数領域における複数のキャリア（サブキャリア）を逆高速フーリエ変換（ＩｎｖｅｒｓｅＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ：ＩＦＦＴ）して得られるＯＦＤＭ信号を「有効シンボル」といい、有効シンボルの時間長を「有効シンボル期間」という。また、有効シンボルの時間的に後端の一部の期間をそのまま有効シンボルの前に付加した信号を「ガードインターバル」といい、ガードインターバルの時間長を「ガードインターバル期間」といい、有効シンボル期間とガードインターバル期間とを合わせた期間を「ＯＦＤＭシンボル期間」という。生成部２０においてＯＦＤＭシンボル期間のうち、有効シンボル期間と同じ長さで実際にＦＦＴがなされる単位、つまりＦＦＴ窓の設定期間を「ＦＦＴ窓位置」という。有効シンボル期間とＦＦＴ窓位置との時間差がある場合には、以下の問題が生じる。伝送路の周波数特性は、以下のように示される。

ここで、Ｍ（ω）は遅延波の周波数特性を示し、Ｃ（ω）は回り込み波の周波数特性を示す。また、遅延波が前述のマルチパスを生成し、回り込み波が前述の回り込み成分に相当する。有効シンボル期間とＦＦＴ窓位置との間に時間差がない場合には、式（１）によって周波数特性が示される。しかしながら、有効シンボル期間とＦＦＴ窓位置との時間差τが存在する場合には、式（１）の伝送路の周波数特性Ｈ（ω）に時間差τにより生じた位相回転ｅ^−ｊωτを乗じた周波数特性Ｈ’（ω）によって周波数特性が示される。

ここで、Ｍ（ω）＝ρｅ^{−ｊ（ωｔ１−θ）}、Ｃ（ω）＝０とおいて、式（１）を周波数特性として得た場合、式（１）を逆フーリエ変換すれば、以下のように示される。

このときの遅延プロファイルは、図２（ａ）のごとく示される。図２（ａ）は、中継装置１００にて解決すべき問題を説明するための遅延プロファイルを示す。図２（ａ）では、横軸に遅延時間が示され、縦軸に振幅が示される。ここで、図２（ａ）の遅延プロファイルにおけるインパルス値に幅があるのは、ＯＦＤＭ信号のサブキャリア数Ｍに対してＩＦＦＴを実行する際のポイント数Ｎが大きいからである。すなわち、Ｎ＞Ｍとなる。また、Ｐ１とＰ２に振幅のピークが示される。一方、式（２）を周波数特性として得た場合、式（２）を逆フーリエ変換すれば、以下のように示される。

このときの遅延プロファイルは、図２（ｂ）のごとく示される。ここで、図２（ｂ）の遅延プロファイルにおけるインパルス値に幅があるのは、ＯＦＤＭ信号のサブキャリア数Ｍに対してＩＦＦＴを実行する際のポイント数Ｎが大きいからである。すなわち、Ｎ＞Ｍとなる。図２（ｂ）に示された遅延プロファイルでは、図２（ａ）に示された遅延プロファイル全体が時間差τだけずれている。このようにして導出されたタップ係数は、等化部１６において実際に使用されるべきタップ係数に対してずれてしまうので、受信特性が悪化するとともに、等化可能な遅延時間の範囲も狭くなる。

図３は、生成部２０の構成を示す。生成部２０は、設定部３０、ＦＦＴ部３６、周波数特性算出部３８、低域通過フィルタ部４０、逆数算出部４２、遅延部４４、乗算部４６、絶対値算出部４８、等化誤差算出部５０、第１ＩＦＦＴ部５２、第１導出部５４、キャンセル残差算出部５６、第２ＩＦＦＴ部５８、第２導出部６０を含む。また、設定部３０は、同期再生部３２、ＦＦＴ窓処理部３４を含む。

同期再生部３２は、等化部１６からのＯＦＤＭ信号に対してＦＦＴを実行する際のＦＦＴ窓のタイミング、つまりＦＦＴ窓位置を特定する。例えば、同期再生部３２は、等化部１６からのＯＦＤＭ信号に対して相関処理を実行し、相関値のピークを検出することによって、ＦＦＴ窓位置を特定する。ＦＦＴ窓処理部３４は、同期再生部３２において特定されたタイミングにて、等化部１６からのＯＦＤＭ信号に対して、有効シンボル期間長のＦＦＴ窓を設定する。設定されるＦＦＴ窓の窓関数としては、方形窓が使用される。

ＦＦＴ部３６は、ＦＦＴ窓処理部３４において設定したＦＦＴ窓によって、ＯＦＤＭ信号に対して、ＦＦＴを実行する。ＦＦＴによって、時間領域のＯＦＤＭ信号が周波数領域のＯＦＤＭ信号に変換される。また、周波数領域のＯＦＤＭ信号は、複数のサブキャリアにて形成される。

周波数特性算出部３８は、ＦＦＴ部３６において変換された周波数領域のＯＦＤＭ信号に対する周波数特性を推定する。ＯＦＤＭ信号は、ディジタルテレビジョン放送システムに対応しているので、ひとつのシンボルでの複数のサブキャリアのうち、一部のサブキャリアにパイロット信号が含まれている。また、次のシンボルでは、別のサブキャリアにパイロット信号が配置されている。周波数特性算出部３８は、周波数領域のＯＦＤＭ信号のうち、パイロット信号が配置されているサブキャリアでの信号と、予め記憶したパイロット信号とによって、当該サブキャリアに対する伝送路特性を導出する。

例えば、周波数特性算出部３８は、パイロット信号が配置されているサブキャリアでの信号に対して、予め記憶したパイロット信号の除算を実行する。ここで、サブキャリア単位のＯＦＤＭ信号は、いずれも実数成分と虚数成分とを有し、パイロット信号も実数成分と虚数成分とを有しているので、周波数特性算出部３８での除算は、複素数演算にて実現される。パイロット信号が配置されているサブキャリアに対する伝送路特性は、時間方向と周波数方向に補間され、その結果、すべてのサブキャリアに対する周波数特性が導出される。

低域通過フィルタ部４０は、周波数特性算出部３８において推定した周波数特性のうち、遅延時間が所定の値よりも小さい成分を抽出する。前提として、図２（ａ）−（ｂ）のごとく示された遅延プロファイルにおいて、マルチパスによる遅延波の遅延時間は、回り込み成分による遅延波の遅延時間よりも小さくなる傾向にある。そのため、低域通過フィルタ部４０は、マルチパスによる影響と回り込み成分による影響のうち、後者の影響を周波数特性から低減するように動作する。例えば、図２（ａ）において、「Ｐ２」が回り込み成分による遅延波であるとすれば、当該遅延波の影響を低減する。ここで、低減すべき遅延波の遅延時間は、等化部１６において信号が遅延する時間をもとに予め定められている。

図４（ａ）−（ｂ）は、低域通過フィルタ部４０によって処理される信号の周波数特性を示す。図４（ａ）は、低域通過フィルタ部４０に入力される周波数特性を示す。図の横軸が周波数を示し、図の縦軸が振幅あるいは強度を示す。図４（ａ）には、想定している周波数帯域の全体にわたる変動と、その変動よりも短い周波数ピッチにてなされる変動が重畳されて示されている。前者は、想定している周波数帯域の全体にわって、３つの山を有する成分として示されている。また、前者が、マルチパスによる影響に相当し、後者が回り込み成分による影響に相当する。図４（ｂ）は、低域通過フィルタ部４０によって処理された周波数特性を示す。図４（ｂ）では、図４（ａ）と比較して、回り込み成分による影響が低減されている。図３に戻る。低域通過フィルタ部４０は、図４（ａ）に示された周波数特性を図４（ｂ）に示された周波数特性に変換するために、長遅延成分を低減するようなフィルタリングを実行する。

低域通過フィルタ部４０につづく図３の構成を説明する前に、動作原理を説明する。低域通過フィルタ部４０によって出力される周波数特性は、以下のように示される。

このとき、式（２）の周波数特性は乗算部４６において以下のように補正される。

式（６）には、回り込み成分の影響が残っているので、これが、キャンセラ部１８でのタップ係数に使用される。なお、式（６）での除算によって、分母のｅ^−ｊωτと分子のｅ^−ｊωτとが相殺されている。その結果、有効シンボル期間とＦＦＴ窓位置との時間差があっても、その影響は、キャンセラ部１８でのタップ係数に及ばない。一方、式（５）に示された周波数特性が、等化部１６でのタップ係数に使用されるが、式（５）には、有効シンボル期間とＦＦＴ窓位置との時間差の影響が残留している。ここで、式（５）に対しても低域通過フィルタの通過時間範囲を狭くして上述と同様の方法により有効シンボル期間とＦＦＴ窓位置との時間差による周波数特性への影響（ｅ^−ｊωτ）を除く方法も考えられるが、回り込み波の遅延時間が等化器による遅延以下の遅延時間にならないのに対し、マルチパスにおける遅延波の遅延時間は任意に短くなるばかりか受信場所により遅延時間が異なるので、低域通過フィルタの通過時間範囲を固定して除去するのは困難である。

本実施例では、式（５）の周波数特性を２乗演算によって絶対値化する。

なお、絶対値化は、以下のようになされてもよい。

このとき、式（７）は、以下のように示される。

また、式（８）は、以下のように示される。

以上の処理では、周波数特性と、その複素共役が乗算されるので、時間差τにより生じた周波数特性ｅ^−ｊωτがキャンセルされる。その結果、有効シンボル期間とＦＦＴ窓位置との時間差があっても、その影響は、式（７）や式（８）に示された周波数特性に及ばない。さらに、本実施例では、式（７）や式（８）に示された周波数特性に対して、ＩＦＦＴを実行することによって、等化部１６でのタップ係数を導出する。

式（９）を逆フーリエ変換すると以下のように示される。

式（１１）の第３項目は負の時間領域に現れる鏡像成分であるので削除して考えると、式（１１）は、以下のように変形される。

したがって、式（１２）のごとく、絶対値化された周波数特性を逆フーリエ変換して得た遅延プロファイルを等化部１６でのタップ係数に用いることによって、有効シンボル期間とＦＦＴ窓位置との時間差があっても、その影響を低減できる。なお、式（１２）より明らかなように希望波成分インパルスの振幅値が１ではなく１＋ρ^２となっているが、遅延波成分インパルスの振幅値ρを用いることで１＋ρ^２を１へ補正できる。また、仮に希望波成分インパルスの振幅値１＋ρ^２を１へ補正しきれなくとも、有効シンボル期間とＦＦＴ窓位置との時間差による周波数特性への影響（^−ｊωτ）により生じた遅延時間誤差τよりも等化処理へ与える影響は小さい。

逆数算出部４２は、低域通過フィルタ部４０からの周波数特性の逆数を導出する。また、絶対値算出部４８は、逆数算出部４２からの周波数特性に対して、式（７）あるいは式（８）のような絶対値演算を実行することによって、周波数特性の大きさを導出する。なお、これらの処理は、サブキャリア単位に実行される。ここで、絶対値算出部４８によって導出された周波数特性の大きさは、実数成分のみを有する。等化誤差算出部５０は、絶対値算出部４８によって導出された周波数特性の大きさ｜Ａ（ω）｜^２（または｜Ａ（ω）｜）からＤＣ成分を低減する。ここで、Ａ（ω）は等化部の周波数特性をＦ（ω）としたときに式（５）のＱ（ω）と以下の関係を有する。

第１ＩＦＦＴ部５２は、等化誤差算出部５０からの信号に対してＩＦＦＴを実行する。ここで、等化誤差算出部５０からの信号を実数成分とし、０を虚数成分に代入してから、ＩＦＦＴが実行される。そのため、ＩＦＦＴの結果には、実数成分と虚数成分とが含まれる。第１導出部５４は、等化部１６での複数のタップ係数として、第１ＩＦＦＴ部５２からのＩＦＦＴの結果を等化部１６に出力する。

遅延部４４は、低域通過フィルタ部４０での処理期間にわたって、周波数特性算出部３８からの周波数特性を遅延させる。乗算部４６は、遅延部４４からの周波数特性と逆数算出部４２からの周波数特性を乗算する。ここでの乗算は、式（６）に相当する。キャンセル残差算出部５６は、等化誤差算出部５０と同様に、ＤＣ成分を低減する。第２ＩＦＦＴ部５８は、キャンセル残差算出部５６からの信号に対してＩＦＦＴを実行する。第２導出部６０は、第２ＩＦＦＴ部５８からのＩＦＦＴの結果によって、キャンセラ部１８での複数のタップ係数を導出する。最終的に、第２導出部６０は、キャンセラ部１８へ複数のタップ係数を出力する。

以上の構成による生成部２０の動作を説明する。設定部３０は、等化部１６からのＯＦＤＭ信号に対して、ＦＦＴ窓位置を設定し、ＦＦＴ部３６は、設定されたＦＦＴ窓位置においてＯＦＤＭ信号に対して、ＦＦＴを実行する。周波数特性算出部３８は、周波数領域に変換されたＯＦＤＭ信号から抽出したパイロット信号と、予め保持しているパイロット信号を用いて周波数特性を算出する。低域通過フィルタ部４０は、周波数特性算出部３８において導出した周波数特性のうち、時間領域で短い遅延時間範囲のインパルス応答に対応した成分を抽出する。逆数算出部４２と乗算部４６は、周波数特性算出部３８において導出した周波数特性から、低域通過フィルタ部４０において導出した成分を除算し、新たな周波数特性を導出する。

キャンセル残差算出部５６は、乗算部４６において導出した周波数特性に対してキャンセル残差成分を導出する。第２ＩＦＦＴ部５８および第２導出部６０は、キャンセル残差算出部５６において導出したキャンセル残差成分に対してＩＦＦＴを実行し、キャンセラ部１８での複数のタップ係数を導出する。絶対値算出部４８は、低域通過フィルタ部４０や逆数算出部４２において導出した周波数特性の絶対値を導出する。等化誤差算出部５０は、絶対値算出部４８において導出した周波数特性に対して等化誤差成分を導出する。第１ＩＦＦＴ部５２および第１導出部５４は、等化誤差算出部５０において導出した等化誤差成分に対して、ＩＦＦＴを実行し、等化部１６での複数のタップ係数を導出する。

以下、これまで説明した実施例の変形例を説明する。図５は、生成部２０の別の構成を示す。図５に示した生成部２０は、図３に示した生成部２０と同等の構成を有している。図３では、逆数算出部４２において導出された周波数特性の逆数に対して、絶対値化が実行され、等化誤差算出部５０において逆数を導出した後に、ＩＦＦＴを実行し、第１導出部５４において等化部１６での複数のタップ係数が導出されている。ここで、図５の絶対値算出部４８から導出される周波数特性の大きさ｜Ｂ（ω）｜^２（または｜Ｂ（ω）｜）は、図３の構成における絶対値算出部４８の出力｜Ａ（ω）｜^２（または｜Ａ（ω）｜）とは以下の関係を有する。

そのため、図５の構成の場合には、変形等化誤差算出部８０は、次の計算を実行した後に、周波数特性の大きさからＤＣ成分を除去する。

一方、図５では、低域通過フィルタ部４０において導出された周波数特性に対して、絶対値化、ＩＦＦＴが実行された後に、逆数が導出されることによって、等化部１６での複数のタップ係数が導出される。

絶対値算出部４８は、低域通過フィルタ部４０において導出された周波数特性に対して、絶対値化の演算を実行し、変形等化誤差算出部８０、第１ＩＦＦＴ部５２は、前述と同様の動作を実行する。第１導出部５４は、第１ＩＦＦＴ部５２によって時間領域に変換された結果によって、等化部１６での複数のタップ係数を導出する。

図６は、生成部２０のさらに別の構成を示す。図６に示した生成部２０は、図３に示した生成部２０と同等の構成を有している。図３では、式（６）に示された除算を実行するために、低域通過フィルタ部４０において導出された周波数特性に対する逆数を逆数算出部４２が導出し、乗算部４６は、周波数特性算出部３８において導出した周波数特性と逆数とを乗算している。一方、図５では、周波数特性算出部３８において導出された周波数特性に対する逆数を逆数算出部４２が導出し、乗算部４６は、低域通過フィルタ部４０において導出した周波数特性と逆数とを乗算する。その結果、乗算部４６は、式（６）の逆数を導出する。そのため、第２導出部６０は、第２ＩＦＦＴ部５８からのＩＦＦＴの結果に対する逆数を導出せず、第２ＩＦＦＴ部５８からのＩＦＦＴの結果を複数のタップ係数として出力する。

図７は、本発明の変形例に係る中継装置１００の構成を示す。中継装置１００は、図１に示した中継装置１００と比較して、加算部９０、ＦＩＲフィルタ部９２をさらに備える。また、中継装置１００における加算部１４は、ＯＦＤＭ信号をＦＩＲフィルタ部９２だけでなく、加算部９０、生成部２０、キャンセラ部１８にも出力する。ＦＩＲフィルタ部９２は、前述と同様の構成を有しているが、遅延波成分の影響を低減した信号ではなく、遅延波成分の逆位相成分を出力する。加算部９０は、加算部１４からのＯＦＤＭ信号と、ＦＩＲフィルタ部９２からの遅延波成分の逆位相成分とを加算することによって、遅延波成分の影響を低減したＯＦＤＭ信号を出力する。

生成部２０は、加算部１４からのＯＦＤＭ信号をもとに、ＦＩＲフィルタ部９２の複数のタップ係数とキャンセラ部１８の複数のタップ係数を導出する。また、以上のようなＦＩＲフィルタ部９２の構成に合わせるため、変形例の生成部２０には、図３に示された第１導出部５４が含まれない。この場合、第１ＩＦＦＴ部５２が導出する遅延プロファイルにおいて遅延時間ゼロに対応するインパルス応答値がゼロに設定され、その他の遅延時間に対応するインパルス応答値がＦＩＲフィルタ部９２でのＦＩＲフィルタのタップ係数値に設定される。つまり、図１の構成の場合には、第１導出部５４にて更新係数などを利用した適応アルゴリズムを使用してもよいが、図７の構成の場合には、第１ＩＦＦＴ部５２が導出する結果をＦＩＲフィルタ部９２のタップ係数として直接与える。

本発明の実施例によれば、周波数特性の絶対値をもとに、複数のタップ係数を導出するので、有効シンボル期間に対するＦＦＴ窓位置の時間差による影響がなくなり、タップ係数に含まれる誤差を低減できる。また、タップ係数に含まれるタイミングのずれの影響が低減されるので、等化可能な遅延時間の範囲が広がり、等化能力を向上できる。また、タップ係数に含まれる誤差が低減されるので、受信特性を向上できる。また、マルチパスに対応した周波数特性にて全体の周波数特性を除算することによって、回り込み成分をキャンセルするためのタップ係数が導出されるので、除算の際に設定タイミングのずれが相殺され、タップ係数に含まれる誤差を低減できる。また、マルチパスと回り込み成分のタップ係数をそれぞれ導出するので、マルチパスによる影響と回り込み成分による影響とを低減できる。

また、従来の手法では、有効シンボル期間に対するＦＦＴ窓位置の時間差による周波数特性の歪みが依然として残留するので、インパルス応答値を利用して等化部のタップ係数値を導出する際に、等化部が制御不能に陥る場合がある。しかしながら、本実施例によれば、有効シンボル期間に対するＦＦＴ窓位置の時間差による周波数特性の歪みが低減されるので、インパルス応答値を利用して等化部のタップ係数値を導出する際でも等化部の制御を安定させることができる。また、絶対値を計算しているだけなので、有効シンボル期間に対するＦＦＴ窓位置の時間差による周波数特性の歪みの推定を省略できる。また、ＦＦＴ窓位置ずれによる周波数特性の歪みの補正を省略できる。また、受信信号に短い遅延時間の遅延波が含まれていても安定して遅延波を等化できる。

以上、本発明を実施例をもとに説明した。この実施例は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

本発明の実施例において、低域通過フィルタ部４０は、周波数領域において、周波数特性のうち、遅延時間が所定の値よりも小さい成分を抽出する。しかしながらこれに限らず例えば、低域通過フィルタ部４０は、以上の処理を時間領域にて実行してもよい。その場合、低域通過フィルタ部４０は、周波数特性に対してＩＦＦＴを実行することによって、周波数特性を遅延プロファイルに変換し、遅延プロファイルのうち、遅延時間が所定の値よりも小さい成分を抽出する。また、低域通過フィルタ部４０は、抽出した成分に対してＦＦＴを実行する。本変形例によれば、装置の構成に自由度を持たせることができる。

本発明の実施例において、中継装置１００は、ＯＦＤＭ信号を受信する。しかしながらこれに限らず例えば、ＯＦＤＭ信号以外のマルチキャリア信号であってもよく、あるいはシングルキャリア信号であってもよい。

本発明の実施例に係る中継装置の構成を示す図である。図２（ａ）−（ｂ）は、図１の中継装置にて解決すべき問題を説明するための遅延プロファイルを示す図である。図１の生成部の構成を示す図である。図４（ａ）−（ｂ）は、図３の低域通過フィルタ部によって処理される信号の周波数特性を示す図である。図１の生成部の別の構成を示す図である。図１の生成部のさらに別の構成を示す図である。本発明の変形例に係る中継装置の構成を示す図である。

符号の説明

１０受信用アンテナ、１２受信用ＲＦ部、１４加算部、１６等化部、１８キャンセラ部、２０生成部、２２送信用ＲＦ部、２４送信用アンテナ、２６制御部、３０設定部、３２同期再生部、３４ＦＦＴ窓処理部、３６ＦＦＴ部、３８周波数特性算出部、４０低域通過フィルタ部、４２逆数算出部、４４遅延部、４６乗算部、４８絶対値算出部、５０等化誤差算出部、５２第１ＩＦＦＴ部、５４第１導出部、５６キャンセル残差算出部、５８第２ＩＦＦＴ部、６０第２導出部、１００中継装置。

Claims

受信した信号に対して、複数のタップによる等化処理を実行する等化部と、
前記等化部において等化処理を実行した信号に対して、離散フーリエ変換を実行するために、有効シンボル期間に相当する時間信号を抽出するためのＦＦＴ窓位置を設定する設定部と、
前記設定部において設定したＦＦＴ窓によって、前記等化部において等化処理を実行した信号に対して、離散フーリエ変換を実行する変換部と、
前記変換部において離散フーリエ変換を実行した信号の周波数特性を推定する推定部と、
前記推定部において推定した周波数特性のうち、遅延時間が所定の値よりも小さい成分を抽出する抽出部と、
前記抽出部において抽出した成分と、前記等化部の成分との乗数の逆数Ａ（ω）＝１／（Ｑ（ω）Ｆ（ω））（ここで、Ｑ（ω）は前記抽出部の周波数特性、Ｆ（ω）は前記等化部の周波数特性）を算出する逆数算出部と、
前記逆数算出部において算出した逆数の電力値｜Ａ（ω）｜ ^２もしくは振幅値｜Ａ（ω）｜を導出する絶対値算出部と、
前記絶対値算出部において導出した電力値もしくは振幅値をもとに、逆離散フーリエ変換を実行して得た遅延プロファイルの値を用いて前記等化部での複数のタップに対する係数をそれぞれ導出する導出部と、
を備えることを特徴とする無線装置。
信号を受信する受信部と、
前記受信部において受信した信号から、回り込みの逆位相成分を加算する加算部と、
前記加算部からの信号に対して、複数のタップによる等化処理を実行する等化部と、
前記等化部において等化処理を実行した信号に対して、複数のタップによるフィルタ処理を実行することによって回り込み成分を導出し、導出した回り込みの逆位相成分を前記加算部に出力するキャンセラ部と、
前記等化部において等化処理を実行した信号から、前記等化部での複数のタップに対する係数と前記キャンセラ部での複数のタップに対する係数をそれぞれ生成する生成部と、
前記等化部において等化処理を実行した信号を送信する送信部とを備え、
前記生成部は、
前記等化部において等化処理を実行した信号に対して、離散フーリエ変換を実行するために、有効シンボル期間に相当する時間信号を抽出するためのＦＦＴ窓位置を設定する設定部と、
前記設定部において設定したＦＦＴ窓によって、前記等化部において等化処理を実行した信号に対して、離散フーリエ変換を実行する変換部と、
前記変換部において離散フーリエ変換を実行した信号の周波数特性を推定する推定部と、
前記推定部において推定した周波数特性のうち、遅延時間が所定の値よりも小さい成分を抽出する抽出部と、
前記抽出部において抽出した成分と、前記等化部の成分との乗数の逆数Ａ（ω）＝１／（Ｑ（ω）Ｆ（ω））（ここで、Ｑ（ω）は前記抽出部の周波数特性、Ｆ（ω）は前記等化部の周波数特性）を算出する逆数算出部と、
前記逆数算出部において算出した逆数の電力値｜Ａ（ω）｜ ^２もしくは振幅値｜Ａ（ω）｜を導出する絶対値算出部と、
前記絶対値算出部において導出した電力値もしくは振幅値をもとに、逆離散フーリエ変換を実行して得た遅延プロファイルの値を用いて前記等化部での複数のタップに対する係数をそれぞれ導出する第１導出部と、
前記推定部において推定した周波数特性から、前記抽出部において抽出した成分を除去した後に、逆離散フーリエ変換を実行することによって、前記キャンセラ部での複数のタップに対する係数をそれぞれ導出する第２導出部とを備えることを特徴とする無線装置。