JP4237423B2

JP4237423B2 - 遅延プロファイル測定回路とこの回路を用いたｏｆｄｍ中継装置、ｏｆｄｍ復調回路及びｏｆｄｍ送信モニタ回路

Info

Publication number: JP4237423B2
Application number: JP2001093661A
Authority: JP
Inventors: 卓須賀; 国明大塚; 清治磯部
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2001-03-28
Filing date: 2001-03-28
Publication date: 2009-03-11
Anticipated expiration: 2021-03-28
Also published as: JP2002290373A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号の回り込み補償量検出用として好適な復調信号が得られる遅延プロファイル測定回路と、この遅延プロファイル測定回路を用いたＯＦＤＭ中継装置及びＯＦＤＭ送信モニタ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
次世代のデジタル放送システムとして、現在の地上波テレビジョン放送帯域を利用した地上デジタル放送の開発が進められている。日本では、標準方式としてＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）方式が採用された。
【０００３】
地上波のデジタル放送システムにおいて、放送サービスエリアの拡大、難視聴地域の解消を目的に、現在、放送波を多数の中継局にて順次再送信するＳＦＮ（単一周波数ネットワーク）による中継システムが構築されつつある。
【０００４】
ところが、このＳＦＮによる中継システムの場合、中継局に用いられるＯＦＤＭ中継装置は、受信波と同一の周波数で再送信するため、送信信号が必然的に自局の回り込み妨害の影響を受けることになる。そこで、各中継局におけるＯＦＤＭ中継装置では、遅延プロファイル測定回路により回り込み妨害を検出して補償量を求め、この補償量に基づいて補償器により妨害成分を抑圧し、再送信号の品質を補償することが考えられている。
【０００５】
この場合、遅延プロファイル測定回路において、回り込み妨害を検出する手段としては、ＯＦＤＭの各サブキャリアに配置されている振幅及び位相が既知のパイロット信号を利用し、受信信号からパイロット信号を復調し基準値と比較することで、伝送によって生じた時間的なクロック位相の変動分とキャリア位相の変動分を判別する。そして、補償器において、それぞれの判別結果に基づいて変動分を補償することで、妨害成分を抑圧する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、従来のＯＦＤＭ中継装置に用いられる遅延プロファイル測定回路では、受信信号のキャリアとクロックの完全再生は行っていない。すなわち、伝送によって生じた時間的なクロック位相の変動とキャリア位相の変動は、パイロットキャリアを用いた振幅・位相の等化処理によって救済される。そのため、従来では、受信信号のキャリアとクロックについて周波数制御、位相制御を行うものの、クロックとキャリアそれぞれの位相を送信信号に完全に一致させるような位相制御は行っていない。
【０００７】
このようにクロックとキャリアの位相が送信信号に完全に一致していない信号をＯＦＤＭ中継装置における回り込み補償に利用した場合、再生クロックとキャリアの位相変動によって十分な補償性能が得られないことがある。補償器にて回り込み妨害を補償する際、希望波成分は基準信号（理想的な無歪み伝送路の受信信号）と完全に一致しなければならない。
【０００８】
本発明は上記の問題を解決するためになされたもので、再生クロックとキャリアの位相を送信信号に完全に一致させることができ、ＯＦＤＭ中継装置の補償量検出用として好適な信号が得られる遅延プロファイル測定回路と、この遅延プロファイル測定回路を用いたＯＦＤＭ中継装置、ＯＦＤＭ復調回路及びＯＦＤＭ送信モニタ回路を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために本発明に係る遅延プロファイル測定回路は、予め振幅・位相等化用として、各サブキャリアに既知の振幅・位相特性を有するパイロット信号を一定のシンボル周期で繰り返し乗せられているＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号の受信信号から遅延波成分を求めるもので、前記ＯＦＤＭ信号を直交復調する直交復調手段と、この直交復調手段の出力をフーリエ変換して時間領域の信号から周波数領域の信号に変換するフーリエ変換手段と、このフーリエ変換手段の出力からＯＦＤＭ信号の各サブキャリアに配置されたパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出手段と、この手段で抽出されたパイロット信号より伝送路の振幅・位相周波数特性を検出する周波数特性検出手段と、この手段で検出された振幅・位相周波数特性を逆フーリエ変換して周波数領域の信号から時間領域の信号に変換し、遅延時間に対する信号成分を得る逆フーリエ変換手段と、この逆フーリエ変換手段の出力のうち希望波成分の遅延時間ずれからシンボル同期位相誤差及びクロック位相誤差を検出し、前記希望波成分の振幅及び位相からキャリア振幅誤差及びキャリア位相誤差を検出する誤差検出手段と、前記クロック位相誤差に基づいて前記逆フーリエ変換手段の入力についてクロック位相同期制御を行うクロック位相制御手段と、前記キャリア位相誤差に基づいて前記逆フーリエ変換手段の入力についてキャリア位相同期制御を行うキャリア位相制御手段と、前記キャリア振幅誤差に基づいて前記逆フーリエ変換手段の入力についてキャリア振幅制御を行うキャリア振幅制御手段とを具備し、前記逆フーリエ変換手段の出力を遅延波成分測定結果として出力することを特徴とする。
【００１０】
すなわち、上記構成による遅延プロファイル測定回路は、特に検出信号をＯＦＤＭ中継装置における補償器に利用したときの、クロック・キャリア位相変動による補償性能の劣化を防ぐために、クロックとキャリアの位相を完全に再生することを特徴とする。
【００１１】
ＯＦＤＭ復調後の周波数領域信号から各サブキャリアに配置されているパイロット信号を抜き出す。パイロット信号を内挿し、伝送路の周波数特性を得る。周波数特性を逆フーリエ変換することで、時間領域に変換して、遅延時間に対する信号成分を得る。遅延時間に対する信号成分のうち、希望波成分に注目して、希望波成分の遅延時間ずれから、シンボル同期位相誤差とクロック位相誤差を検出する。また、希望波成分の振幅と位相から、キャリア振幅誤差とキャリア位相誤差を検出する。検出したクロック位相誤差を用いてクロック位相制御を行う。また、検出したキャリア位相誤差を用いてキャリア位相制御を行う。また、検出したキャリア振幅誤差を用いて、ＡＧＣ制御を行う。
【００１２】
以上は、復調クロック位相と復調キャリア位相を希望波のクロック位相とキャリア位相に引き込むことに相当する。この結果、希望波のクロック位相とキャリア位相が送信クロック位相とキャリア位相に一致する。受信信号の希望波成分は、基準値と完全に一致し、希望波成分は除去した上で補償を行うことが可能となり、十分な補償性能を得ることができる。
【００１３】
この技術は中継装置に限らず、復調回路、送信出力モニタ回路にも応用が可能である。復調回路にこの技術を応用することにより、時間的変動のない受信状態において、受信性能が向上する。また、送信出力モニタ回路にこの技術を適用することにより、送信出力の周波数特性誤差の検出をより高精度に行うことができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
【００１５】
図１はＯＦＤＭ方式の地上波デジタルテレビジョン放送用として、本発明に係る遅延プロファイル測定回路を利用したＯＦＤＭ中継装置の構成を示すものである。図１において、中継するＲＦ入力信号はダウンコンバータ１によりＲＦ帯（無線周波数帯）からＩＦ帯（中間周波数帯）に周波数変換され、ＩＦ信号となって補償器２に入力される。この補償器２は、ＩＦ信号と共に補償信号を入力し、別途補償量検出器３から供給される補償信号に従って伝送路の振幅・位相周波数特性を時間軸上で補償する。この補償器２で補償されたＩＦ信号はアップコンバータ４によってＲＦ帯に戻された後、増幅器５によって電力増幅され、ＲＦ出力信号として図示しないアンテナ装置へ送られ、同時に補償量検出器３に供給される。
【００１６】
この補償量検出器３は、ダウンコンバータ３０、Ａ／Ｄコンバータ３１、直交復調器３２、ＦＦＴ演算器３３、パイロット信号抽出器３４、振幅・位相周波数特性検出器３５、ＩＦＦＴ演算器３６からなる遅延プロファイル測定回路と、この遅延プロファイル測定回路で得られた信号から振幅・位相補償量を演算する振幅・位相補償量演算器３７で構成される。
【００１７】
すなわち、補償量検出器３に入力されたＩＦ信号は、ダウンコンバータ３０によってＲＦ帯からＩＦ帯に周波数変換され、Ａ／Ｄコンバータ３１によりデジタル信号に変換され、直交復調器３２により直交復調されてＩＦ帯ベースバンド信号となる。このベースバンド信号はＦＦＴ演算器３３によりＦＦＴ処理が施され、時間軸信号から周波数軸信号に変換されてパイロット信号抽出器３４に供給される。
【００１８】
このパイロット信号抽出器３４は、ＦＦＴ演算器３３から出力される周波数軸信号から、予め周波数軸上に配置されている、振幅・位相等化用のパイロット信号のみを抜き出すもので、ここで得られたパイロット信号は、振幅・位相周波数特性検出器３５に供給される。この振幅・位相周波数特性検出器３５は、入力される振幅・位相等化用のパイロット信号を内挿補間することで、複素形式で表現される振幅及び位相周波数特性信号を生成して出力するもので、その出力はＩＦＦＴ演算器３６に供給される。
【００１９】
このＩＦＦＴ演算器３６は、具体的には図２に示すように構成される。まず、振幅・位相周波数特性検出器３５から与えられる振幅・位相周波数特性信号は、第１複素乗算器３６１、第２複素乗算器３６２、乗算器３６３を介してＩＦＦＴ変換器３６４に供給される。このＩＦＦＴ変換器３６４は、入力された振幅・位相周波数特性信号を逆ＦＦＴすることで、周波数領域から時間領域の信号に変換し、これによって遅延時間に対する信号成分を得る。
【００２０】
上記ＩＦＦＴ変換器３６４で得られた遅延時間に対する信号成分のうち、希望波成分に注目して、希望波成分の遅延時間ずれから、シンボル同期位相誤差とクロック位相誤差を検出する。また、希望波成分の振幅と位相から、キャリア振幅誤差とキャリア位相誤差を検出する。検出したクロック位相誤差を用いて、クロックＰＬＬによりクロック位相制御を行う。また、検出したキャリア位相誤差を用いて、キャリアＰＬＬによりキャリア位相制御を行う。検出したキャリア振幅誤差を用いてＡＧＣ制御を行う。
【００２１】
具体的には、ＩＦＦＴ変換器３６４の複素信号出力（Ｉ4 ，Ｑ4 ）を極座標変換器３６５にて極座標信号（θ5 ，Ｒ5 ）に変換し、振幅信号（Ｒ5 ）と位相信号（θ5 ）に分離する。そして、これらの信号をクロック位相誤差検出器３６６、キャリア位相誤差検出器３６７、キャリア振幅誤差検出器３６８に入力し、それぞれの検出器でクロック位相誤差（CLKERR）、キャリア位相誤差（CARERR）、キャリア振幅誤差（AMPERR）を得る。
【００２２】
上記クロック位相誤差検出信号（CLKERR）は、第１ループフィルタ３６９でクロック位相誤差相当の角度信号（θ0’）に変換され、累算器３６１０にてシンボル先頭からシンボル期間の累積がなされ、第１変換テーブル３６１１にて累積角度（θ0 ）相当の正弦波及び余弦波信号（cosθ0 ，sinθ0 ）に変換される。この第１変換テーブル３６１１の出力は第１複素乗算器３６１に供給され、本装置入力の複素ベースバンド信号（Ｉ0 ，Ｑ0 ）と複素乗算され、これによってクロック位相制御がなされる。
【００２３】
上記キャリア位相誤差検出信号（CARERR）は、第２ループフィルタ３６１２でキャリア位相誤差相当の角度信号（θ1 ）に変換され、第２変換テーブル３６１３にて対応する正弦波及び余弦波信号（cosθ1 ，sinθ1 ）に変換される。この第２変換テーブル３６１３の出力は第２複素乗算器３６２に供給され、第１複素乗算器３６１からの複素ベースバンド信号（Ｉ1 ，Ｑ1 ）と複素乗算され、これによってキャリア位相制御がなされる。
【００２４】
上記キャリア振幅誤差検出信号（AMPERR）は、第３ループフィルタ３６１４でキャリア振幅誤差相当の実効値（Ｒ2 ）に変換されて乗算器３６３に供給され、第２の複素乗算器３６２からの複素ベースバンド信号（Ｉ2 ，Ｑ2 ）に乗算され、これによってＡＧＣ制御がなされる。このＡＧＣ出力が複素ベースバンド信号（Ｉ3 ，Ｑ3 ）としてＩＦＦＴ変換器３６４に供給される。
【００２５】
以上は、復調クロック位相と復調キャリア位相を希望波のクロック位相とキャリア位相に引き込むことに相当する。この結果、希望波のクロック位相とキャリア位相が送信クロック位相とキャリア位相に完全に一致するようになる。受信信号の希望波成分が基準値と完全に一致するため、希望波成分を除去した上で補償を行うことが可能となり、十分な補償性能を得ることができる。
【００２６】
上記ＩＦＦＴ演算器３６の出力は振幅・位相補償量演算器３７に供給される。この振幅・位相補償量演算器３７は、ＩＦＦＴ演算器３６の出力の逆特性を求め、遅延量、ゲイン、位相の情報を有する補償信号として補償器２に供給される。これにより、補償器２では、補償信号に従ってＩＦ信号の遅延量、振幅・位相周波数特性が時間軸上で補償され、回り込みによる遅延成分が抑圧されて出力されるようになる。
【００２７】
上記遅延プロファイル測定の出力を図３に示して、さらに具体的に説明する。ここで、図３（ａ）は送信信号、図３（ｂ）は従来の遅延プロファイル測定回路を用いた場合の受信信号、図３（ｃ）は本発明による遅延プロファイル測定回路を用いた場合の受信信号を示している。
【００２８】
図３を参照するに、従来の遅延プロファイル測定回路では、希望波成分の振幅値に対する妨害波の振幅値を求めている。そのため、受信信号中の希望波成分のクロック、キャリアを送信信号のクロックとキャリアとに一致させる必要はなかった。ところが、このままでは、受信信号に含まれる希望波成分の位相、振幅が送信信号に対して変動すると、それにつられて妨害成分の位相、振幅が変動してしまう。そのため、純粋な妨害の変動成分を検出することはできない。これに対し、本発明では、妨害成分が妨害波の変動だけで変化することに鑑み、希望波成分の振幅と位相を送信信号に一致させる。よって、希望波成分を基準とした妨害の振幅と位相が検出できる。
【００２９】
図２に示した回路例では、ＩＦＦＴ変換器３６４の出力Ｉ4 ，Ｑ4 を極座標変換器３６５により振幅Ｒ5 と位相θ5 に変換し、クロック位相誤差検出器３６６、キャリア位相誤差検出器３６７、キャリア振幅誤差検出器３６８に入力する。
【００３０】
まず、クロック位相誤差検出器３６６では、クロック位相誤差（CLKERR）を検出する。希望波成分の振幅ピーク特性は図４に示すようにｙ軸（レベル方向）に対して線対称である。そこで、希望波成分の振幅ピークの非対称成分を検出する。クロック位相誤差（CLKERR）は、
CLKERR ＝Ｒ5 (t=-1) −Ｒ5 (t=1)
あるいは
CLKERR ＝Ｒ5 (t=-1) −Ｒ5 (t=1) ＋Ｒ5 (t=-2) −Ｒ5 (t=2)
で表される。
【００３１】
第１ループフィルタ３６９にて完全積分型のループを組み、クロック位相誤差を保持する。第１ループフィルタ３６９の出力θ0’は、隣り合うサブキャリア間の位相差を示す。この位相差θ0’を累算器３６１０にて累算する。累算器３６１０はオーバーフローを許可し、ＯＦＤＭシンボルの先頭でリセットする。累積結果θ0 は各サブキャリアの位相を示し、θ0 はキャリア単位に更新されることになる。第１変換テーブル３６１１にて、位相θ0 からcosθ0 ，sinθ0 を得た後、複素乗算器３６１にて下記の演算を行う。
Ｉ1 ＝Ｉ0 cosθ0 −Ｑ0 sinθ0
Ｑ1 ＝Ｉ0 sinθ0 ＋Ｑ0 cosθ0
次に、キャリア位相誤差検出器３６７では、希望波成分の振幅ピークの位相値（θ5 (t=0)）と基準位相値（θref ）との差からキャリア位相誤差（CARERR）を検出する。
CARERR ＝θ5 (t=0) −θref
このようにして検出されたキャリア位相誤差信号を、その正負を反転して、完全積分型のループが組まれた第２ループフィルタ３６１２に加算し、当該第２ループフィルタ３６１２にてキャリア位相誤差を保持する。この第２ループフィルタ３６１２の出力θ1 は、希望波キャリアの位相誤差を示し、シンボル単位に更新されることになる。第２変換テーブル３６１３にて、位相θ1 からcosθ1 ，sinθ1 を得た後、複素乗算器３６２にて下記の演算を行う。
Ｉ2 ＝Ｉ1 cosθ1 −Ｑ1 sinθ1
Ｑ2 ＝Ｉ1 sinθ1 ＋Ｑ1 sinθ1
また、キャリア振幅誤差検出器３６８では、希望波成分の振幅ピーク値（Ｒ5 (t=0)）と基準の振幅値（Ｒref ）との差からキャリア振幅誤差（AMPWRR）を検出する。
AMPERR ＝Ｒ5 (t=0) −Ｒref
このようにして検出されたキャリア振幅誤差信号は、正のときは復調振幅が変調振幅と比較して大きいことを意味し、負のときは小さいことを意味する。そこで、振幅誤差信号の正負を反転して完全積分型のループが組まれた第３ループフィルタ３６１４に加算し、当該第３ループフィルタ３６１４にてキャリア振幅誤差を保持する。この第３ループフィルタ３６１４には、オーバーフロー防止のため、レベルクリップ機能を設ける。第３ループフィルタ３６１４の出力Ｒ2 は、希望波のキャリア振幅誤差を示し、シンボル単位で更新されることになる。このキャリア振幅誤差Ｒ2 を用い、乗算器３６３にて下記の演算を行う。
Ｉ3 ＝Ｒ2 ×Ｉ2
Ｑ3 ＝Ｒ2 ×Ｑ2
以上により、ＩＦＦＴ演算器３６から出力される復調クロック位相と復調キャリア位相は、希望波のクロック位相とキャリア位相に引き込まれたことになる。この結果、希望波のクロック位相とキャリア位相が送信クロック位相とキャリア位相に一致するようになり、受信信号の希望波成分は基準値と完全に一致し、希望波成分を除去した上で補償を行うことが可能となり、十分な補償性能を得ることができるようになる。
【００３２】
尚、上記実施形態は、ＯＦＤＭ中継装置に用いる場合について説明したが、本発明に係る遅延プロファイル測定回路は、受信装置の復調回路、送信装置の出力モニタ回路に適用することもできる。すなわち、復調回路にこの技術を応用することにより、時間的変動のない受信状態において、受信性能が向上するようになる。また、送信出力のモニタ回路にこの技術を適用することにより、送信装置のＢＰＦ周波数特性の誤差検出をより高精度に行うことができるようになる。その他、高精度なＯＦＤＭ復調を要する場合に適用可能であることは言うまでもない。
【００３３】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、再生クロックとキャリアの位相を送信信号に完全に一致させることができ、ＯＦＤＭ中継装置の補償量検出用として好適な信号が得られる遅延プロファイル測定回路と、この遅延プロファイル測定回路を用いたＯＦＤＭ中継装置、ＯＦＤＭ復調回路及びＯＦＤＭ送信モニタ回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る遅延プロファイル測定回路の一実施形態として、当該回路を利用したＯＦＤＭ中継装置の構成を示すブロック図。
【図２】同実施形態の遅延プロファイル測定回路に用いるＩＦＦＴ演算器の具体的な構成を示すブロック図。
【図３】同実施形態の遅延プロファイル測定回路の出力例を従来回路の出力と比較して示す波形図。
【図４】同実施形態において、送信信号の希望波成分の振幅ピーク特性を示す特性図。
【符号の説明】
１…ダウンコンバータ
２…補償器
３…補償量検出器
３０…ダウンコンバータ
３１…Ａ／Ｄコンバータ
３２…直交復調器
３３…ＦＦＴ演算器
３４…パイロット信号抽出器
３５…振幅・位相周波数特性検出器
３６…ＩＦＦＴ演算器
３６１…第１複素乗算器
３６２…第２複素乗算器
３６３…乗算器
３６４…ＩＦＦＴ変換器
３６５…極座標変換器
３６６…クロック位相誤差検出器
３６７…キャリア位相誤差検出器
３６８…キャリア振幅誤差検出器
３６９…第１ループフィルタ
３６１０…累算器
３６１１…第１変換テーブル
３６１２…第２ループフィルタ
３６１３…第２変換テーブル
３６１４…第３ループフィルタ
３７…振幅・位相補償量演算器
４…アップコンバータ
５…増幅器

Claims

予め振幅・位相等化用として、各サブキャリアに既知の振幅・位相特性を有するパイロット信号を一定のシンボル周期で繰り返し乗せられているＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号の受信信号から遅延波成分を求める遅延プロファイル測定回路において、
前記ＯＦＤＭ信号を直交復調する直交復調手段と、
この直交復調手段の出力をフーリエ変換して時間領域の信号から周波数領域の信号に変換するフーリエ変換手段と、
このフーリエ変換手段の出力からＯＦＤＭ信号の各サブキャリアに配置されたパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出手段と、
この手段で抽出されたパイロット信号より伝送路の振幅・位相周波数特性を検出する周波数特性検出手段と、
この手段で検出された振幅・位相周波数特性を逆フーリエ変換して周波数領域の信号から時間領域の信号に変換し、遅延時間に対する信号成分を得る逆フーリエ変換手段と、
この逆フーリエ変換手段の出力のうち希望波成分の遅延時間ずれからシンボル同期位相誤差及びクロック位相誤差を検出し、前記希望波成分の振幅及び位相からキャリア振幅誤差及びキャリア位相誤差を検出する誤差検出手段と、
前記クロック位相誤差に基づいて前記逆フーリエ変換手段の入力についてクロック位相同期制御を行うクロック位相制御手段と、
前記キャリア位相誤差に基づいて前記逆フーリエ変換手段の入力についてキャリア位相同期制御を行うキャリア位相制御手段と、
前記キャリア振幅誤差に基づいて前記逆フーリエ変換手段の入力についてキャリア振幅制御を行うキャリア振幅制御手段とを具備し、
前記逆フーリエ変換手段の出力を遅延波成分測定結果として出力することを特徴とする遅延プロファイル測定回路。
請求項１記載の遅延プロファイル測定回路を用い、前記ＯＦＤＭ信号を受信し、伝送路の振幅・位相周波数特性を補償器にて時間軸上で補償して増幅し送信出力するＯＦＤＭ中継装置であって、
前記送信出力を前記遅延プロファイル測定回路に入力して得られる時間領域の遅延波成分から前記補償器に対する時間軸上での振幅補償量及び位相補償量を演算する補償量演算手段を備えることを特徴とするＯＦＤＭ中継装置。
請求項１記載の遅延プロファイル測定回路で得られる遅延波成分を受信したＯＦＤＭ信号から時間軸上で抑圧し、希望波成分のみを取り出すことを特徴とするＯＦＤＭ復調回路。
請求項１記載の遅延プロファイル測定回路に送信信号を入力し、その出力から送信信号の周波数特性をモニタすることを特徴とするＯＦＤＭ送信モニタ回路。