JPH10308715A - 受信装置および受信方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＯＦＤＭ受信機においてクロック信号を正確
に再生する。 【解決手段】 ＩチャンネルデータとＱチャンネルデー
タは差動復調回路５０３により差動復調され、ＲＯＭ５
１２に供給される。ＲＯＭ５１２は、差動復調データに
対応するシンボル間位相変動量を読み出して、ゲート回
路５１４に供給する。ゲート回路５１４は、入力された
データのうち、パイロット信号に対応する成分だけを抽
出し、符号反転回路５２１とセレクタ５２２に供給す
る。セレクタ５２２は、パイロット信号の周波数が正の
値である場合はゲート回路５１４の出力を選択し、負の
値の場合には符号反転回路５２１の出力を選択して累積
加算回路５１５に出力する。累積加算回路５１５は、セ
レクタ５２２から出力された値をシンボル期間に亘って
累積加算し、得られた値を平均値回路５１６に出力す
る。平均値回路５１６は、累積加算回路５１５の出力を
平均し、得られた値に応じてクロック信号の発振周波数
を制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、受信装置および受
信方法に関し、特に、ＯＦＤＭ方式に基づく受信装置お
よび受信方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年デジタル信号を伝送する方法とし
て、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal F
requency Division Multiplexing）と呼ばれる変調方式
が提案されている。このＯＦＤＭ方式は伝送帯域内に多
数の直交する副搬送波を設け、それぞれの副搬送波の振
幅及び位相にデータを割り当て、ＰＳＫ（Phase Shift
Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulatio
n）によりディジタル変調する方式である。この方法で
は、多数の副搬送波で伝送帯域を分割するため、副搬送
波１波あたりの帯域は狭くなり、変調速度は遅くなる
が、搬送波の数が多数あるので総合の伝送速度は従来の
変調方式と変わらない。

【０００３】このＯＦＤＭ方式では多数の副搬送波が並
列に伝送されるためにシンボル速度が遅くなるので、い
わゆるマルチパス妨害の存在する伝送路ではシンボルの
時間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くする
ことができ、マルチパス妨害に対して強い方式であるこ
とが期待できる。

【０００４】以上の様な特徴からＯＦＤＭ方式は、マル
チパス妨害の影響を強く受ける地上波によるディジタル
信号の伝送に対して特に注目されている。このような地
上波によるディジタル信号の伝送としては、例えば、Ｄ
ＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting-Terrestrial）
などが有名である。

【０００５】また最近の半導体技術の進歩により離散的
フ−リエ変換（以下ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）
と記述する）や離散的フ−リエ逆変換（以下ＩＦＦＴ
（Invert Fast Fourier Transform）と記述する）をハ
−ドウェアで実現することが可能となり、これらを用い
て簡単にＯＦＤＭ方式に基づく変調を行ったり、また逆
に復調する事ができる様になった事もＯＦＤＭ方式が注
目されてきた理由の一つである。

【０００６】図１０はＯＦＤＭ受信機の構成例を示すブ
ロック図である。受信アンテナ１０１は、ＲＦ信号を捕
捉する。乗算回路１０２は、チューナ１０３から出力さ
れる所定の周波数を有する信号とＲＦ信号とを乗算す
る。バンドパスフィルタ１０４は、乗算回路１０２の出
力から所望のＩＦ信号を抽出する。Ａ／Ｄ（Anagolguet
o Digital）変換回路１０５は、バンドパスフィルタ１
０４により抽出されたＩＦ信号をディジタル信号に変換
する。

【０００７】デマルチプレクサ１０６は、ディジタル化
されたＩＦ信号からＩチャンネル信号とＱチャンネル信
号とを分離抽出する。ローパスフィルタ１０７，１０８
は、それぞれ、Ｉチャンネル信号とＱチャンネル信号に
含まれている不要な高域成分を除去して基底帯域（ベー
スバンド）の信号に変換する。

【０００８】複素乗算回路１０９は、数値コントロール
発振回路１１０より供給される所定の周波数の信号によ
り、基底帯域信号の持つ搬送波周波数誤差を除外した
後、高速フーリエ変換回路１１２に供給する。高速フー
リエ変換回路１１２はＯＦＤＭ時間信号を周波数分解
し、ＩおよびＱチャンネル受信デ−タを生成する。

【０００９】相関値演算回路１１３は、基底帯域に変換
されたＯＦＤＭ時間信号と有効シンボル時間だけ遅延さ
せたＯＦＤＭ信号とを乗算してガード期間幅の移動平均
を計算することにより、２つの信号の相関値を求め、相
関値が最大になるタイミングにおいて高速フーリエ変換
回路１１２に演算を開始させる。

【００１０】搬送波周波数誤差演算回路１１４は、周波
数パワーの偏りを検出することにより搬送波周波数の誤
差を算出し、加算回路１１１に出力する。加算回路１１
１は、搬送波周波数誤差演算回路１１４と相関値演算回
路１１３の出力を加算して数値コントロール発振回路１
１０に供給する。

【００１１】クロック周波数再生回路１１５は、Ｉチャ
ンネルデータとＱチャンネルデータを参照して制御信号
を生成し、クロック発振回路１１６の発振周波数を制御
する。クロック発振回路１１６は、クロック周波数再生
回路１１５から供給される制御信号に応じてクロック信
号を生成し、出力する。

【００１２】次に、以上の従来例の動作について説明す
る。

【００１３】受信アンテナ１０１により捕捉されたＲＦ
信号は、チューナ１０３より供給された所定の周波数の
信号と乗算回路１０２により乗算される。乗算回路１０
２より出力された信号は、バンドパスフィルタ１０４に
より、ＩＦ信号が抽出されることになる。

【００１４】Ａ／Ｄ変換回路１０５は、クロック発振回
路１１６が出力するクロック信号に同期して、バンドパ
スフィルタ１０４から出力されるＩＦ信号をディジタル
信号に変換し、デマルチプレクサ１０６に供給する。デ
マルチプレクサ１０６は、ディジタル化された信号から
Ｉチャンネル信号とＱチャンネル信号とを分離抽出して
ローパスフィルタ１０７，１０８にそれぞれ供給する。
ローパスフィルタ１０７，１０８は、それぞれ、Ｉチャ
ンネル信号とＱチャンネル信号に含まれている不要な高
域成分である折り返し成分を除去して基底帯域の信号に
変換する。

【００１５】複素乗算回路１０９は、数値コントロール
発振回路１１０より供給される所定の周波数の信号によ
り、基底帯域信号の持つ搬送波の周波数誤差を除去して
高速フーリエ変換回路１１２に供給する。高速フーリエ
変換回路１１２はＯＦＤＭ時間信号を周波数分解し、Ｉ
およびＱチャンネル受信デ−タを生成する。

【００１６】相関値演算回路１１３は、基底帯域に変換
されたＯＦＤＭ時間信号と有効シンボル時間だけ遅延さ
せたＯＦＤＭ信号との間の相関値を計算し、相関値が最
大になるタイミングにおいて高速フーリエ変換回路１１
２に演算を開始させる。その結果、高速フーリエ変換回
路１１２は、送信側から送られてきたＩチャンネル信号
とＱチャンネル信号に含まれているデータを正確に抽出
することができる。

【００１７】ところで受信側において、ＯＦＤＭ信号を
正しく復調する為には、各種の同期を取ることが必要と
なる。例えば、先ず、ＩＦ帯のＯＦＤＭ信号を基底帯域
のＯＦＤＭ信号に変換するためには、数値コントロール
発振回路１１０が発振する周波数を送信側のそれと同期
させなければならない。また、全ての処理の基準となる
クロック信号も送信側のそれと同期させなければならな
い。

【００１８】ここで、後者のクロック信号を送信側と同
期させるための方法として、従来から提案されているク
ロックの再生方法について説明する。

【００１９】以下に述べる方法では、送信側においては
伝送しようとする情報以外に、振幅および位相が規定さ
れた特定の信号（以下、パイロット信号という）が各シ
ンボル毎に所定の数だけ内挿されて送信されており。ま
た、受信側においては、ＦＦＴ演算が施されたＯＦＤＭ
信号から送信側で内挿されたパイロット信号が抽出さ
れ、このパイロット信号に以下に述べるコスタス演算等
を施すことによりクロック信号を再生する。

【００２０】図１１は、パイロット信号がＱＰＳＫ（Qu
adrature Phase Shift Keying）で変調されている場合
に、コスタス演算を用いてクロック信号を再生する従来
のクロック再生回路の構成例である。この図において、
ゲート回路２０８−１，２０８−２は、ＦＦＴ演算が施
されたＩチャンネルデータと、Ｑチャンネルデータをそ
れぞれ入力し、パイロット信号だけを抽出して出力す
る。２乗回路２０３−１，２０３−２は、ゲート回路２
０８−１，２０８−２により抽出されたパイロット信号
をそれぞれ２乗して出力する。乗算回路２０５は、ゲー
ト回路２０８−１，２０８−２により抽出されたパイロ
ット信号を乗算して出力する。

【００２１】減算回路２０６は、２乗回路２０３−１の
出力から２乗回路２０３−２の出力を減算して出力す
る。乗算回路２０７は、乗算回路２０５の出力と減算回
路２０６の出力を乗算して出力する。ＬＰＦ２０９は、
乗算回路２０７の出力から不要な高周波成分を除去して
出力する。

【００２２】次に、以上の従来例の動作について説明す
る。

【００２３】図１０に示す高速フーリエ変換回路１１２
により周波数分解されて復調されたＩチャンネルデータ
およびＱチャンネルデータは、その周波数が小さい順に
ゲート回路２０８−１，２０８−２にそれぞれ入力され
る。ゲート回路２０８−１，２０８−２は、Ｉチャンネ
ルデータおよびＱチャンネルデータよりパイロット信号
のみをそれぞれ抽出し、２乗回路２０３−１，２０３−
２、および、乗算回路２０５に供給する。

【００２４】乗算回路２０５は、ゲート回路２０８−
１，２０８−２により抽出されたパイロット信号を乗算
して、乗算回路２０７に出力する。また、２乗回路２０
３−１，２０３−２は、それぞれ、ゲート回路２０８−
１，２０８−２により抽出されたパイロット信号を２乗
して減算回路２０６に出力する。

【００２５】減算回路２０６は、２乗回路２０３−１の
出力から２乗回路２０３−２の出力を減算して乗算回路
２０７に出力する。乗算回路２０７は、乗算回路２０５
の出力と減算回路２０７の出力を乗算してＬＰＦ２０９
に出力する。ＬＰＦ２０９は、乗算回路２０７の出力に
含まれている高周波成分を除去して出力する。

【００２６】以上のような一連の操作がいわゆるコスタ
ス演算であり、このようなコスタス演算により、クロッ
ク信号の位相誤差を検出することができる。このように
して検出されたクロック信号の位相誤差に基づいてクロ
ック発振回路１１６を制御して正確なクロック信号を生
成する。

【００２７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、以上のよう
なコスタス演算等を用いて位相誤差を検出し、その結果
に応じてクロック信号を再生する場合、検出された位相
誤差には、クロック周波数誤差に伴う位相誤差だけでは
なく、再生搬送波位相誤差、ＦＦＴ窓位相誤差、ガウス
雑音による位相誤差、および、地上波を伝送する場合に
は避けて通れないマルチパスによる伝送路ひずみに起因
する位相誤差が含まれているため、再生クロック誤差の
みに伴う位相誤差だけを抽出してクロック発信回路を制
御することが困難であるという課題があった。

【００２８】また、図１２（Ａ）にＯＦＤＭ信号のスペ
クトラムの一例を、図１２（Ｂ）にはマルチパス妨害を
受けたときのＯＦＤＭ信号のスペクトラムを示す。ここ
で太線は送信側で内挿されたパイロット信号を表してい
る。図１２（Ｂ）に示すように、マルチパスにより送信
信号が周波数選択的な妨害を受けた場合、他の副搬送波
に対するパイロット信号の信号対雑音比が低下する。そ
のような場合、前述のような方法によりパイロット信号
から生成されたクロック信号の位相誤差信号も信号対雑
音比が低下することになる。その結果、送信信号がマル
チパス妨害を受けた場合には、正確にクロック信号を再
生することが困難となるという問題があった。

【００２９】本発明は以上のような状況に鑑みてなされ
たものであり、受信したＯＦＤＭ信号がクロック周波数
誤差に伴う位相誤差のみならず、再生搬送波位相誤差、
ＦＦＴ窓位相誤差、ガウス雑音による位相誤差、およ
び、マルチパスによる伝送路ひずみに起因する位相誤差
を含む場合においても、クロック信号を正確に生成する
ことができるＯＦＤＭ受信装置のクロック再生回路を提
供することを目的としている。

【００３０】

【課題を解決するための手段】請求項１に記載の受信装
置は、ＯＦＤＭ信号を離散的フーリエ変換する変換手段
と、変換手段により得られた副搬送波の周波数成分を記
憶する記憶手段と、記憶手段に記憶されている少なくと
も１シンボル前の周波数成分と、変換手段により新たに
得られた周波数成分との間の位相変動量を算出する算出
手段と、算出手段により算出された位相変動量より、パ
イロット信号系列に対応する成分を抽出する抽出手段
と、抽出手段により抽出されたパイロット信号系列に対
応する位相変動量に応じてクロック信号の周波数を制御
する制御手段とを備えることを特徴とする。

【００３１】請求項５に記載の受信方法は、ＯＦＤＭ信
号を離散的フーリエ変換する変換ステップと、変換ステ
ップにより得られた副搬送波の周波数成分を記憶する記
憶ステップと、記憶ステップに記憶されている少なくと
も１シンボル前の周波数成分と、変換ステップにより新
たに得られた周波数成分との間の位相変動量を算出する
算出ステップと、算出ステップにより算出された位相変
動量より、パイロット信号系列に対応する成分を抽出す
る抽出ステップと、抽出ステップにより抽出されたパイ
ロット信号系列に対応する位相変動量に応じてクロック
信号の周波数を制御する制御ステップとを備えることを
特徴とする。

【００３２】請求項６に記載の受信装置は、基底帯域に
変換されたＯＦＤＭ時間信号を有効シンボル期間だけ遅
延する遅延手段と、遅延手段により遅延されたＯＦＤＭ
時間信号と、遅延されていないもとのＯＦＤＭ時間信号
との間の相関値を演算する演算手段と、演算手段により
得られた相関値の最大値を検知する検知手段と、検知手
段により検知されたある時点における最大値の位相を保
持する保持手段と、保持手段に保持された位相と、検知
手段により新たに検知された最大値の位相のずれを算定
する算定手段と、算定手段により算定された位相のずれ
に応じてクロック信号の周波数を制御する制御手段とを
備えることを特徴とする。

【００３３】請求項７に記載の受信方法は、基底帯域に
変換されたＯＦＤＭ時間信号を有効シンボル期間だけ遅
延する遅延ステップと、遅延ステップにより遅延された
ＯＦＤＭ時間信号と、遅延されていないもとのＯＦＤＭ
時間信号との間の相関値を演算する演算ステップと、演
算ステップにより得られた相関値の最大値を検知する検
知ステップと、検知ステップにより検知されたある時点
における最大値の位相を保持する保持ステップと、保持
ステップに保持された位相と、検知ステップにより新た
に検知された最大値の位相のずれを算定する算定ステッ
プと、算定ステップにより算定された位相のずれに応じ
てクロック信号の周波数を制御する制御ステップとを備
えることを特徴とする。

【００３４】請求項１に記載の受信装置においては、Ｏ
ＦＤＭ信号を変換手段が離散的フーリエ変換し、変換手
段により得られた副搬送波の周波数成分を記憶手段が記
憶し、記憶手段に記憶されている少なくとも１シンボル
前の周波数成分と、変換手段により新たに得られた周波
数成分との間の位相変動量を算出手段が算出し、算出手
段により算出された位相変動量より、パイロット信号系
列に対応する成分を抽出手段が抽出し、抽出手段により
抽出されたパイロット信号系列に対応する位相変動量に
応じてクロック信号の周波数を制御手段が制御する。例
えば、変換手段であるＦＦＴ変換回路がＯＦＤＭ信号を
離散的フーリエ変換し、得られた副搬送波の周波数成分
を記憶手段であるメモリが記憶し、メモリに記憶されて
いる１シンボル前の周波数成分と、ＦＦＴ変換回路より
新たに出力された周波数成分とを算出手段が差動復調す
ることにより位相変動量を算出し、算出手段により算出
された位相変動量から抽出手段がパイロット信号系列に
対応する成分を抽出手段が抽出し、抽出手段により抽出
されたパイロット信号系列の位相変動量に応じてクロッ
ク信号の周波数を制御手段が制御する。

【００３５】請求項５に記載の受信方法においては、Ｏ
ＦＤＭ信号を変換ステップが離散的フーリエ変換し、変
換ステップにより得られた副搬送波の周波数成分を記憶
ステップが記憶し、記憶ステップに記憶されている少な
くとも１シンボル前の周波数成分と、変換ステップによ
り新たに得られた周波数成分との間の位相変動量を算出
ステップが算出し、算出ステップにより算出された位相
変動量より、パイロット信号系列に対応する成分を抽出
ステップが抽出し、抽出ステップにより抽出されたパイ
ロット信号系列に対応する位相変動量に応じてクロック
信号の周波数を制御ステップが制御する。例えば、変換
ステップであるＦＦＴ変換回路がＯＦＤＭ信号を離散的
フーリエ変換し、得られた副搬送波の周波数成分を記憶
ステップであるメモリが記憶し、メモリに記憶されてい
る１シンボル前の周波数成分と、ＦＦＴ変換回路より新
たに出力された周波数成分とを算出ステップが差動復調
することにより位相変動量を算出し、算出ステップによ
り算出された位相変動量から抽出ステップがパイロット
信号系列に対応する成分を抽出ステップが抽出し、抽出
ステップにより抽出されたパイロット信号系列の位相変
動量に応じてクロック信号の周波数を制御ステップが制
御する。

【００３６】請求項６に記載の受信装置においては、基
底帯域に変換されたＯＦＤＭ時間信号を有効シンボル期
間だけ遅延手段が遅延し、遅延手段により遅延されたＯ
ＦＤＭ時間信号と、遅延されていないもとのＯＦＤＭ時
間信号との間の相関値を演算手段が演算し、演算手段に
より得られた相関値の最大値を検知手段が検知し、検知
手段により検知されたある時点における最大値の位相を
保持手段が保持し、保持手段に保持された位相と、検知
手段により新たに検知された最大値の位相のずれを算定
手段が算定し、算定手段により算定された位相のずれに
応じてクロック信号の周波数を制御手段が制御する。例
えば、基底帯域に変換されたＯＦＤＭ時間信号を有効シ
ンボル期間だけ遅延手段であるメモリが遅延し、遅延手
段により遅延されたＯＦＤＭ時間信号と、遅延されてい
ないもとのＯＦＤＭ時間信号との間の相関値をガード期
間に亘って演算手段が演算し、演算手段により得られた
相関値の最大値を検知手段が検知し、検知手段により検
知されたある時点における最大値の位相を保持手段であ
るメモリが保持し、保持手段に保持された位相と、検知
手段により新たに検知された最大値の位相のずれを算定
手段が算定し、算定手段により算定された位相のずれに
応じてクロック信号の周波数を制御手段が制御する。

【００３７】請求項７に記載の受信方法においては、基
底帯域に変換されたＯＦＤＭ時間信号を有効シンボル期
間だけ遅延ステップが遅延し、遅延ステップにより遅延
されたＯＦＤＭ時間信号と、遅延されていないもとのＯ
ＦＤＭ時間信号との間の相関値を演算ステップが演算
し、演算ステップにより得られた相関値の最大値を検知
ステップが検知し、検知ステップにより検知されたある
時点における最大値の位相を保持ステップが保持し、保
持ステップに保持された位相と、検知ステップにより新
たに検知された最大値の位相のずれを算定ステップが算
定し、算定ステップにより算定された位相のずれに応じ
てクロック信号の周波数を制御ステップが制御する。例
えば、基底帯域に変換されたＯＦＤＭ時間信号を有効シ
ンボル期間だけ遅延ステップであるメモリが遅延し、遅
延ステップにより遅延されたＯＦＤＭ時間信号と、遅延
されていないもとのＯＦＤＭ時間信号との間の相関値を
ガード期間に亘って演算ステップが演算し、演算ステッ
プにより得られた相関値の最大値を検知ステップが検知
し、検知ステップにより検知されたある時点における最
大値の位相を保持ステップであるメモリが保持し、保持
ステップに保持された位相と、検知ステップにより新た
に検知された最大値の位相のずれを算定ステップが算定
し、算定ステップにより算定された位相のずれに応じて
クロック信号の周波数を制御ステップが制御する。

【００３８】

【発明の実施の形態】図５に本発明の実施の形態の一例
を示す。なお、本実施の形態は図１０に示すクロック周
波数再生回路１１６に関するものである。

【００３９】この図において、差動復調回路５０３は、
ＲＡＭ（Random Access Memory）５０６，５０７（記憶
手段）、符号反転回路５１０、および、複素乗算回路５
１１（算出手段）により構成されており、入力されたＩ
チャンネルデータおよびＱチャンネルデータを差動復調
するようになされている。ＲＡＭ５０６，５０７は、入
力されたＩチャンネルデータまたはＱチャンネルデータ
を、制御回路５２０（禁止手段）からの制御信号ｃに応
じて、シンボル単位で記憶し、１シンボル時間だけ遅ら
せて出力するようになされている。符号反転回路５１０
は、ＲＡＭ５０７の出力データの符号を反転して出力す
るようになされている。

【００４０】複素乗算回路５１１は、遅延されていない
ＩチャンネルデータとＱチャンネルデータをＩ，Ｑと表
し、遅延されたＩチャンネルデータとＱチャンネルデー
タをそれぞれＩ^-1，Ｑ^-1と表すと、以下に示す複素演算
を行い、演算結果を実数成分５２３と虚数成分５２４と
に分けて出力するようになされている。なお、ここで、
ｊは虚数を表す。

【００４１】 （Ｉ＋ｊＱ）（Ｉ^-1−ｊＱ^-1） ・・・（１）

【００４２】ＲＯＭ（Read Only Memory）５１２（算出
手段）は、アークタンジェント（逆正接関数）データを
格納しており、入力されたＩチャンネルデータおよびＱ
チャンネルデータに対応する位相変動量データ５１３を
出力するようになされている。

【００４３】ゲート回路５１４（抽出手段）は、制御回
路５２０の制御信号に従ってＲＯＭ５１２から出力され
る位相変動量データ５１３から、送信側で規定されたパ
イロット信号に対応する成分だけを選択し、符号反転回
路５２１およびセレクタ５２２に供給するようになされ
ている。符号反転回路５２１は入力された位相変動量デ
ータの符号を反転し、セレクタ５２２に供給するように
なされている。

【００４４】セレクタ５２２は制御回路５２０によって
制御され、入力されたパイロット信号が正の周波数であ
ればゲート回路５１４から直接入力された位相変動量を
選択し、また、負の周波数であれば、符号反転回路５２
１から入力された位相変動量を選択して累積加算回路５
１５（累積加算手段）に供給するようになされている。

【００４５】累積加算回路５１５は、各シンボルが入力
される直前に制御回路５２０から供給される制御信号ｂ
により初期化された後、セレクタ５２２から出力される
パイロット信号の位相誤差量を累積加算するようになさ
れている。

【００４６】平均値回路５１６（制御手段）は、累積加
算回路５１５からシンボル毎に出力される、累積された
位相誤差量を数シンボルに渡って平均化し、位相誤差量
に含まれるガウス雑音を取り除いた後、クロック発振回
路１１６を制御するための位相誤差量５１７を算出する
ようになされている。

【００４７】比較回路５１８（検出手段）は、クロック
信号の周波数が確定（ロックイン）されたことを検出し
て制御回路５２０に伝達するようになされている。即
ち、比較回路５１８は、シンボル間差動復調データが０
である場合に対応する値５１９と、位相誤差量５１７の
現在値とを比較し、その結果、これらが等しいと判定し
た場合には、制御回路５２０に所定の制御信号を送る。

【００４８】次に、以上の実施の形態の動作について説
明するが、その前に、本実施の形態の動作原理について
簡単に説明しておく。

【００４９】例えば、受信機側において、送信側と同期
していないクロック信号によりＯＦＤＭ信号を再生処理
した場合、ＦＦＴ処理により復調されたパイロット信号
には、通常含まれているＦＦＴ窓位相誤差、再生搬送波
位相誤差、ガウス雑音による位相誤差およびマルチパス
妨害等の伝送路歪みによる位相誤差に加えて、クロック
信号の不同期に起因する位相誤差が含まれることにな
る。

【００５０】ところで、ガウス雑音による位相誤差およ
びクロック信号の不同期による位相誤差以外はシンボル
によらず一定の位相誤差になる。従って、ある基準時間
における信号と現在観測された信号のシンボル間で差動
復調すれば、これらの位相誤差（シンボルによらず一定
の位相誤差）は取り除くことが出来る。これを式で表す
と以下のようになる。

【００５１】 θ_nk＝θ_k+φ+ｎｋδ+ｋ（１＋δ）τ+Ψ_k+ε_n ・・・（２） θ_(n+1)k＝θ_k+φ+（ｎ＋１）ｋδ+ｋ（１＋δ）τ+Ψ_k+ε_n+1 ・・・（３） θ_(n+1)k−θ_nk＝ｋδ+ε_n+1−ε_n ・・・（４）

【００５２】ここで、式（２）は第ｎ番目のシンボルの
第ｋ番目の副搬送波周波数の持つ位相データを示してい
る。また、θ_kは送信側で規定された位相、δはクロッ
ク誤差、φは再生搬送波の位相誤差、τはＦＦＴ窓位相
誤差、Ψ_kは第ｋ番目の副搬送波周波数に対するマルチ
パス妨害等の伝送路歪みによる位相誤差、ε_nは第ｎ番
目シンボルのガウス雑音による位相誤差をそれぞれ示し
ている。更に、式（３）は第（ｎ＋１）番目のシンボル
の第ｋ番目の副搬送波周波数の持つ位相データであり、
式（４）は式（３）から式（２）を減算した結果であ
り、差動復調後の第ｋ番目の副搬送波周波数の持つ第
（ｎ＋１）番目のシンボルと第ｎ番目のシンボルの間の
位相変動量を表している。

【００５３】以上の関係を図２に示す。図２（Ａ）にお
いて、ｃａ_n-1，ｃｂ_n-1，ｃａ_n，ｃｂ_nは、それぞれ周
波数ａ，ｂのパイロット信号の第（ｎ−１）番目または
第ｎ番目のシンボルを位相平面上に示したものであり、
θｃａ_n-1，θｃｂ_n-1，θｃａ_n，θｃｂ_nはそれぞれの
位相量である。ところで、これら第（ｎ−１）番目と第
ｎ番目のシンボルに含まれているパイロット信号の周波
数は元々等しいはずであるが、前述のような種々の誤差
により、図２（Ａ）に示すように位相平面上における位
置にずれを生じてくる。そこで、これら第（ｎ−１）番
目と第ｎ番目のシンボルの間で差動復調を行うことによ
り、シンボルによらず一定である誤差（ＦＦＴ窓位相誤
差、再生搬送波位相誤差、および、マルチパス妨害等の
伝送路歪みによる位相誤差など）を除去することができ
る。

【００５４】即ち、図２（Ｂ）に示すように、第（ｎ−
１）番目と第ｎ番目のシンボルの差動復調を求めると、
２つのパイロット信号はＩ軸の近傍に移動されることに
なる。なお、この図において、ｄｃａ_n、ｄｃｂ_nは、そ
れぞれ周波数ａ，ｂのパイロット信号のシンボル間差動
復調後の位相平面上のデータであり、ｄθｃａｎ、ｄθ
ｃｂｎはそれぞれの位相量であり、クロック周波数誤差
およびガウス雑音による位相量に対応している。

【００５５】このようにしてシンボル間で差動復調を行
うことにより、クロック周波数誤差およびガウス雑音以
外の要素に起因する誤差を除去することができる。次
に、ガウス雑音に起因する誤差を除去することを考え
る。

【００５６】ところで、ガウス雑音による誤差はアトラ
ンダムに生じるので、複数のパイロット信号から得られ
る位相誤差を累積加算することにより、フィルタ（平滑
化）効果を用いてこれを除去することができる。その結
果、クロック周波数誤差に比例した位相誤差量を得るこ
とが出来るので、これを用いることによりクロック発振
回路１１６を正確に制御してクロック信号を生成するこ
とができる。

【００５７】ところで、以上のような制御はディジタル
的に行われる（離散的な数値を用いて行われる）ので、
隣接する２つのシンボル間の位相変動量が分解能以下に
なった場合には、それ以上の制御は不可能になる。そこ
で、本実施の形態においては、位相変動量が隣接する２
つのシンボルにより検出される誤差が分解能以下になっ
た場合には、その時点におけるＦＦＴ処理後の信号をメ
モリに記憶させておき、記憶されたデータと新たなデー
タとの間で差動復調を行うことにより、シンボル間隔以
上の時間間隔でクロック位相誤差を検出するようにして
いる。即ち、このような誤差（量子化誤差）は、時間の
経過に応じて累積されるので、比較の対象とする時間を
長くすることにより検出可能となる。

【００５８】続いて、図１の実施の形態の動作について
説明する。

【００５９】高速フーリエ変換回路１１２（変換手段）
により副搬送波周波数に応じて分解されたＩチャンネル
データ５０１とＱチャンネルデータ５０２は、差動復調
回路５０３に入力される。

【００６０】クロック再生動作の初期においては、差動
復調回路５０３では、ＩチャンネルデータとＱチャンネ
ルデータがその周波数が小さい順にＲＡＭ５０６，５０
７および複素演算回路５１１にそれぞれ供給される。

【００６１】ＲＡＭ５０６，５０７は制御回路５２０か
らの制御信号ｃにより、各シンボル毎にＩチャンネルデ
ータとＱチャンネルデータをそれぞれ記憶し、１シンボ
ル時間だけ遅延して出力する。ＲＡＭ５０７から出力さ
れたＱチャンネルデータは、符号反転回路５１０により
符号が反転されて出力される。Ｉチャンネルデータ、１
シンボル遅延されたＩチャンネルデータ、Ｑチャンネル
データ、および、符号反転されて１シンボル遅延された
Ｑチャンネルデータは、その周波数が小さい順に複素乗
算回路５１１により式（１）に示すような複素乗算が施
され、Ｉチャンネルデータ５２３およびＱチャンネルデ
ータ５２４として出力される。このような一連の操作が
シンボル間の差動復調処理となる。

【００６２】前述のように、以上の操作（差動復調）に
より、信号に含まれているＦＦＴ窓位相誤差、再生搬送
波位相誤差等が除去されることになる。

【００６３】差動復調データ５２３，５２４はＲＯＭ５
１２に順次供給され、それらの値に対応するシンボル間
位相変動量５１３が読み出されて、ゲート回路５１４に
供給される。

【００６４】ゲート回路５１４は、制御回路５２０の制
御に応じて、ＲＯＭ５１２から出力されるシンボル間位
相変動量５１３のうち、パイロット信号に対応する成分
だけを抽出して出力する。

【００６５】符号反転回路５２１は、ゲート回路５１４
により抽出されたパイロット信号の符号を反転してセレ
クタ５２２に供給する。セレクタ５２２は、制御回路５
２０によって制御され、入力されたパイロット信号が正
の周波数であればゲート回路５１４から直接入力された
位相変動量を選択し、負の周波数であれば符号反転回路
５２１から入力された位相変動量を選択して累積加算回
路５１５に供給する。なお、このような操作によって、
図３に示すような、周波数の正負に依存するクロック周
波数誤差の位相変動の回転方向を一元化することができ
る。

【００６６】累積加算回路５１５は新たなシンボルが入
力される直前に制御回路５２０から供給される制御信号
ｂにより初期化された後、セレクタ５２２から出力され
るパイロット信号の位相誤差量を累積加算する。平均値
回路５１６はシンボル毎に入力される累積された位相誤
差量を数シンボルに亘って平均化することにより、前述
のように位相誤差量に含まれるガウス雑音成分を除去
し、クロック発振回路１１６を制御する位相誤差量５１
７を生成する。平均値回路５１６から出力された位相誤
差量５１７は、クロック発振回路１１６に供給され、そ
の発振周波数を制御する。こような一連の処理により正
確なクロック周波数が再生されることになる。

【００６７】ところで、前述のような処理により、クロ
ック周波数の確定処理が完了すると、シンボル間差動復
調によって得られる位相誤差量５１７が分解能以下にな
り、図４に示す残留クロック周波数誤差領域に入る。即
ち、クロック周波数の誤差は、離散的な値として出力さ
れるため、シンボル間差動復調累積位相誤差が０の場合
においても、クロック周波数誤差出力は０とはならない
場合がある。その場合には、クロック信号をそれ以上精
密に制御することはできなくなる。

【００６８】図５は、図４に示す残留クロック周波数誤
差領域を位相平面上に表したものである。図の縦軸はＱ
信号、横軸はＩ信号をそれぞれ示しており、また、格子
は量子化ステップに対応している。いま、図に白丸で示
すようなパイロット信号が入力された場合、この信号
は、図に示す格子を基準として判定すると、図の黒丸で
示す位置のデータと同等に判定される。従って、その場
合には、クロック周波数誤差による位相誤差が無視され
ることになるので、その誤差に対する制御は実行できな
いことになる。

【００６９】しかしながら、本実施の形態においては、
比較回路５１８が平均値回路５１６の出力が収束したこ
とを検出した場合は、制御回路５２０に制御信号を供給
することにより、ＲＡＭ５０６，５０７の値を固定化す
るようになされている。

【００７０】即ち、比較回路５１８はシンボル間差動復
調データが０である場合に対応するデータ５１９と位相
誤差量５１７とを比較し、これらが等しい場合は制御回
路５２０に制御信号を送る。制御回路５２０はこの制御
信号を受けて、ＲＡＭ５０６，５０７に制御信号ｃを供
給し、その時点において高速フーリエ変換回路１１２か
ら出力されている復調信号をＲＡＭ５０６，５０７にそ
れぞれ記憶させる。以降、差動復調回路５０３は、ＲＡ
Ｍ５０６，５０７に記憶された信号を基準にして差動復
調を行うので、位相誤差信号の検出時間がシンボル間時
間に比べて長くなり、その結果、シンボル間差動復調で
得られる残留クロック周波数誤差以下のクロック周波数
誤差を検出して制御することが可能となる。

【００７１】以上の実施の形態によれば、ＯＦＤＭ信号
がクロック周波数誤差に伴う位相誤差のみならず、再生
搬送波位相誤差、ＦＦＴ窓位相誤差、ガウス雑音による
位相誤差、および、マルチパスによる伝送路ひずみに起
因する位相誤差を含む場合においても、クロック信号を
正確に再生することが可能となる。

【００７２】ところで、一般的に、ＯＦＤＭ時間信号の
各シンボルは、図６（Ａ）に示すように、有効シンボル
期間と有効シンボル期間の一部をコピーしたガード期間
とにより構成されている。従って、有効シンボル期間だ
け遅延させたＯＦＤＭ時間信号（図６（Ｂ）参照）と元
のＯＦＤＭ時間信号との相関値を、ガード期間幅に亘っ
て算出すると、その値はシンボルの境界で最大値を取る
（図６（Ｃ）参照）ことになる。

【００７３】なお、受信側のクロック信号が送信側のク
ロック信号と同期していない場合には、図７に示すよう
に相関値が最大となる位相が時間とともに変化すること
となる。即ち、図７（Ａ）に示すように、送信側の送信
クロック信号と受信側の再生クロック信号とが正確に同
期している場合には、相関値が最大となるタイミング
は、常に一定であるが、例えば、送信クロック信号より
も再生クロック信号の周波数の方が高い場合には、相関
値が最大となるタイミングは、次第に遅れていくことに
なる。また、送信クロック信号よりも再生クロック信号
の周波数の方が低い場合には、相関値が最大となるタイ
ミングは、次第に進んでいくことになる。従って、この
ような位相変化量を観測してクロック発振回路１１６を
制御すれば、クロック位相の同期再生を行うことができ
る。

【００７４】以上のような原理に基づく、本発明の第２
の実施の形態を図８に示す。

【００７５】図８にＯＦＤＭ時間信号の相関値を用いた
クロック再生方法の実施の形態の構成例を示すブロック
図である。なお、この図においては、説明を簡略化する
ために、クロック再生部のみに注目し、図１０に示す搬
送波を再生する部分は省略してある。

【００７６】基底帯域に変換されたＯＦＤＭ時間信号の
Ｉチャンネル成分およびＱチャンネル成分は、高速フー
リエ変換回路７０４と相関値演算回路７０３（遅延手
段、演算手段）にそれぞれ入力される。相関値演算回路
７０３はＯＦＤＭ時間信号の周期性を利用して相関値を
算出するようになされている。高速フーリエ変換回路７
０４は、入力されたＩチャンネル成分とＱチャンネル成
分に対してフーリエ変換を施し、Ｉチャンネルデータ７
０５およびＱチャンネルデータ７０６として出力すると
ともに、位相誤差検出回路７０７に供給するようになさ
れている。位相誤差検出回路７０７は、パイロット信号
を用いて位相誤差を検出するようになされており、その
詳細については後述する。

【００７７】最大値検出回路７０８（検知手段）は相関
値演算回路７０３から出力される相関値の最大値をシン
ボルカウンタ７０９に同期して検出するようになされて
いる。シンボルカウンタ７０９はシンボル時間をカウン
トし、そのカウント値を最大値検出回路７０８に供給す
るようになされている。ＲＡＭ７１０（保持手段）は、
位相誤差検出回路７０７から制御信号が出力された場
合、即ち、位相変動量が分解能以下になった場合に、最
大値検出回路７０８が最大値を検出したシンボルのカウ
ント値を基準位相として記憶するようになされている。

【００７８】位相比較回路７１１（算定手段）は、ＲＡ
Ｍ７１０に記憶された基準位相と、シンボル毎にシンボ
ルカウンタ７０９から供給される最大値が検出された場
合のカウント値とを比較し、位相誤差量を検出するよう
になされている。ＬＰＦ７１２は、位相比較回路７１１
から出力される位相誤差量から、雑音成分を取り除いて
加算回路７１３に供給する。加算回路７１３は、ＬＰＦ
７１２から出力された位相誤差量と位相誤差検出回路７
０７から出力された位相誤差量とを加算して、Ｄ／Ａ変
換回路７１４に出力する。Ｄ／Ａ変換回路７１４は、加
算回路７１３から出力された位相誤差量を、対応するア
ナログ信号に変換してクロック発振回路１１６に供給す
るようになされている。クロック発振回路１１６は、Ｄ
／Ａ変換回路７１４から出力される信号に応じて、所定
の周波数のクロック信号を発振するようになされてい
る。

【００７９】次に、図９を参照して、図８に示す位相誤
差検出回路７０７の詳細な構成例について説明する。な
お、位相誤差検出回路７０７は図１の実施の形態で示し
た構成から、位相記憶部分を除外したものであり、ま
た、図９において、図１と対応する部分には対応する符
号を付してあるのでその説明は省略する。

【００８０】この実施の形態では、比較回路５１８の出
力は、ＲＡＭ７１０に入力されるようになされている。
その他の構成は、図１における場合と同様である。

【００８１】次に、図８および図９を参照して、以上の
実施の形態の動作について説明する。

【００８２】クロック再生動作の初期状態においては、
第１の実施の形態において説明したように、ＦＦＴ処理
が施された信号に対してシンボル間の差動復調を行うこ
とにより、各副搬送波の位相誤差を求め、更に、この位
相誤差信号からパイロット信号を抜き出して累積加算す
る事により、クロック周波数誤差を検出し、検出された
周波数誤差を基準としてクロック信号を再生する。

【００８３】位相誤差検出回路７０７によるクロック信
号の再生が完了すると、誤差値が分解能以下になり、図
４に示す残留クロック周波数誤差領域に陥入する。その
場合、比較回路５１８はシンボル間差動復調データが０
である場合に対応するデータ５１９と、位相誤差量５１
７とを比較し、これらが等しい場合はＲＡＭ７１０に制
御信号を送る。制御信号を受け取ったＲＡＭ７１０は、
その時点で最大値検出回路７０８が検出した最大値に対
応するシンボル位相をシンボルカウンタ７０９から受け
取り、基準位相として記憶する。

【００８４】その後、位相比較回路７１１はＲＡＭ７１
０に記憶された基準位相と、各シンボル毎にシンボルカ
ウンタ７０９から供給される最大値検出位相とを比較
し、位相誤差量を検出する。ＬＰＦ７１２は、位相比較
回路７１１から出力された位相誤差量から雑音成分を除
去して加算回路７１３に出力する。加算回路７１３は、
位相誤差検出回路７０７からの出力と、ＬＰＦ７１２の
出力を加算してＤ／Ａ変換回路７１４に供給する。

【００８５】Ｄ／Ａ変換回路７１４は、加算回路７１３
の出力信号（ディジタル信号）を対応するアナログ信号
に変換してクロック発振回路１１６に出力する。クロッ
ク発振回路１１６は、Ｄ／Ａ変換回路７１４の出力に応
じた周波数で発振し、クロック信号を出力する。

【００８６】以上の実施の形態によれば、クロック再生
動作の初期においては、位相誤差検出回路７０７の迅速
な制御によりクロック信号の周波数が確定され、クロッ
ク信号の周波数誤差が位相誤差検出回路７０７の検出分
解能以下になった場合には、ＯＦＤＭ時間信号の相関値
を用いて正確な周波数制御を行うことが可能となる。

【００８７】

【発明の効果】請求項１に記載の受信装置および請求項
５に記載の受信方法によれば、ＯＦＤＭ信号を離散的フ
ーリエ変換し、得られた副搬送波の周波数成分を記憶
し、記憶されている少なくとも１シンボル前の周波数成
分と、新たに得られた周波数成分との間の位相変動量を
算出し、算出された位相変動量より、パイロット信号系
列に対応する成分を抽出し、抽出されたパイロット信号
系列に対応する位相変動量に応じてクロック信号の周波
数を制御するようにしたので、受信したＯＦＤＭ信号が
クロック周波数誤差に伴う位相誤差のみならず、再生搬
送波位相誤差、ＦＦＴ窓位相誤差、ガウス雑音による位
相誤差、および、マルチパスによる伝送路ひずみに起因
する位相誤差を含む場合においても、正確にクロック信
号を生成することが可能となる。

【００８８】請求項６に記載の受信装置および請求項７
に記載の受信方法によれば、基底帯域に変換されたＯＦ
ＤＭ時間信号を有効シンボル期間だけ遅延し、遅延され
たＯＦＤＭ時間信号と、遅延されていないもとのＯＦＤ
Ｍ時間信号との間の相関値を演算し、得られた相関値の
最大値を検知し、ある時点において検知された最大値の
位相を保持し、保持された位相と、新たに検知された最
大値の位相のずれを算定し、算定された位相のずれに応
じてクロック信号の周波数を制御するようにしたので、
精度良くクロック信号を生成することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態の構成例を示すブロック図
である。

【図２】差動復調前後のパイロット信号を位相平面上に
示した図である。

【図３】クロック周波数誤差による位相誤差と副搬送波
周波数の関係を示す図である。

【図４】残留クロック周波数誤差領域を示す図である。

【図５】残留クロック周波数誤差領域を位相平面上に示
した図である。

【図６】ＯＦＤＭ時間信号と相関値の関係を示す図であ
る。

【図７】相関値の最大値位相とクロック周波数誤差の関
係を示す図である。

【図８】本発明の第２の実施の形態の構成例を示すブロ
ック図である。

【図９】図８に示す位相誤差検出回路の構成例を示すブ
ロック図である。

【図１０】ＯＦＤＭ受信機の構成例を示すブロック図で
ある。

【図１１】従来のコスタス演算を用いたクロック再生装
置の構成例を示すブロック図である。

【図１２】マルチパス妨害を受けたときのＯＦＤＭ受信
スペクトラムを示す図である。

【符号の説明】

１１２ 高速フーリエ変換回路（変換手段）， ５０
６，５０７ ＲＡＭ（記憶手段）， ５１１ 複素乗算
回路（算出手段）， ５１２ ＲＯＭ（算出手段），
５１４ ゲート回路（抽出手段）， ５１５ 累積加算
回路（累積加算手段）， ５１６ 制御回路（制御手
段）， ５１８ 比較回路（検出手段），５２０ 制御
回路（禁止手段）， ７０３ 相関値演算回路（遅延回
路，演算回路）， ７０８ 最大値検出回路（検知手
段）， ７１０ ＲＡＭ（保持手段）， ７１１ 位相
比較回路（算定手段）

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置におい
   て、 前記ＯＦＤＭ信号を離散的フーリエ変換する変換手段
   と、 前記変換手段により得られた副搬送波の周波数成分を記
   憶する記憶手段と、 前記記憶手段に記憶されている少なくとも１シンボル前
   の前記周波数成分と、前記変換手段により新たに得られ
   た周波数成分との間の位相変動量を算出する算出手段
   と、 前記算出手段により算出された位相変動量より、パイロ
   ット信号系列に対応する成分を抽出する抽出手段と、 前記抽出手段により抽出されたパイロット信号系列に対
   応する位相変動量に応じてクロック信号の周波数を制御
   する制御手段とを備えることを特徴とする受信装置。
2. 【請求項２】 前記抽出手段により抽出されたパイロッ
   ト信号系列に対応する位相変動量を所定の期間に亘って
   累積加算する累積加算手段を更に備え、 前記制御手段は、前記累積加算手段により得られた値に
   応じて前記クロック信号の周波数を制御することを特徴
   とする請求項１に記載の受信装置。
3. 【請求項３】 前記抽出手段により抽出されたパイロッ
   ト信号系列に対応する位相変動量が所定の値以下になっ
   たことを検出する検出手段と、 前記検出手段により前記位相変動量が所定の値以下にな
   ったことが検出された場合には、前記記憶手段に記憶さ
   れている副搬送波の周波数成分の変更を禁止する禁止手
   段とを更に備えることを特徴とする請求項１に記載の受
   信装置。
4. 【請求項４】 基底帯域に変換されたＯＦＤＭ時間信号
   を有効シンボル期間だけ遅延する遅延手段と、 前記遅延手段により遅延されたＯＦＤＭ時間信号と、遅
   延されていないもとのＯＦＤＭ時間信号との間の相関値
   を演算する演算手段と、 前記演算手段の出力の最大値を検知する検知手段と、 前記検知手段により検知されたある時点における最大値
   の位相を保持する保持手段と、 前記保持手段に保持されている位相と、前記検知手段に
   より新たに検知された最大値の位相のずれを算定する算
   定手段とを更に備え、 前記制御手段は、前記算定手段により算定された位相の
   ずれと、前記抽出手段により抽出された前記パイロット
   信号系列に対応する位相変動量とに応じて前記クロック
   信号の周波数を制御することを特徴とする請求項１に記
   載の受信装置。
5. 【請求項５】 ＯＦＤＭ信号を受信する受信方法におい
   て、 前記ＯＦＤＭ信号を離散的フーリエ変換する変換ステッ
   プと、 前記変換ステップにより得られた副搬送波の周波数成分
   を記憶する記憶ステップと、 前記記憶ステップに記憶されている少なくとも１シンボ
   ル前の前記周波数成分と、前記変換ステップにより新た
   に得られた周波数成分との間の位相変動量を算出する算
   出ステップと、 前記算出ステップにより算出された位相変動量より、パ
   イロット信号系列に対応する成分を抽出する抽出ステッ
   プと、 前記抽出ステップにより抽出されたパイロット信号系列
   に対応する位相変動量に応じてクロック信号の周波数を
   制御する制御ステップとを備えることを特徴とする受信
   方法。
6. 【請求項６】 ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置におい
   て、 基底帯域に変換されたＯＦＤＭ時間信号を有効シンボル
   期間だけ遅延する遅延手段と、 前記遅延手段により遅延されたＯＦＤＭ時間信号と、遅
   延されていないもとのＯＦＤＭ時間信号との間の相関値
   を演算する演算手段と、 前記演算手段により得られた相関値の最大値を検知する
   検知手段と、 前記検知手段により検知されたある時点における最大値
   の位相を保持する保持手段と、 前記保持手段に保持された位相と、検知手段により新た
   に検知された最大値の位相のずれを算定する算定手段
   と、 前記算定手段により算定された位相のずれに応じてクロ
   ック信号の周波数を制御する制御手段とを備えることを
   特徴とする受信装置。
7. 【請求項７】 ＯＦＤＭ信号を受信する受信方法におい
   て、 基底帯域に変換されたＯＦＤＭ時間信号を有効シンボル
   期間だけ遅延する遅延ステップと、 前記遅延ステップにより遅延されたＯＦＤＭ時間信号
   と、遅延されていないもとのＯＦＤＭ時間信号との間の
   相関値を演算する演算ステップと、 前記演算ステップにより得られた相関値の最大値を検知
   する検知ステップと、 前記検知ステップにより検知されたある時点における最
   大値の位相を保持する保持ステップと、 前記保持ステップに保持された位相と、検知ステップに
   より新たに検知された最大値の位相のずれを算定する算
   定ステップと、 前記算定ステップにより算定された位相のずれに応じて
   クロック信号の周波数を制御する制御ステップとを備え
   ることを特徴とする受信方法。