JP4780891B2 - Ｏｆｄｍ受信機におけるサンプリング周波数オフセットを補償する方法、ｏｆｄｍ受信機を同期する方法、ｏｆｄｍ受信機における局部発振器周波数オフセットを補償する方法、及びｏｆｄｍ受信機 - Google Patents
Ｏｆｄｍ受信機におけるサンプリング周波数オフセットを補償する方法、ｏｆｄｍ受信機を同期する方法、ｏｆｄｍ受信機における局部発振器周波数オフセットを補償する方法、及びｏｆｄｍ受信機 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ復調に関する。本発明は特に、ＯＦＤＭ受信機の微同調に関するが、これだけに限られない。
【０００２】
【従来の技術】
従来のＯＦＤＭ受信機は、受信信号に非常に正確に同調する必要のある復調器を備える。クロックをサンプリングする受信機も、受信信号に正確にアラインメントしなければならない。通常、復調器は、周波数粗同期（信号獲得）および周波数微同調またはトラッキングを実行する。復調器はまた、粗いタイミング（ＯＦＤＭシンボル同期）およびサンプルクロック微同期も行う。
【０００３】
本発明は、主に周波数微同調およびサンプルクロック微同期に関する。マルチパス干渉を最小化するようにこれらの動作を実行する、様々な構成が知られているが、これらは符号間干渉（ＩＳＩ）を増大する可能性がある。かかる構成によっては、「有用部分」と、時に「ガード間隔」、周期的拡張または周期的プリフィクスとも呼ばれるガード空間とを含む各ＯＦＤＭシンボルに依拠するものがある。保護空間は、シンボルの有用部分の前に配置され、有用部分の末尾におけるデータの繰り返しを含む。
【０００４】
従来技術の構成においては、有用シンボル期間によって分離された時間領域サンプルが、シンボル同期、周波数微修正、およびサンプルクロック調整をなすために、相互に相関を取るものもあり、また、時間領域サンプル復調のために設けられる、従来設置される高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ブロックの出力から、周波数およびサンプリングタイミングの微制御信号を導出するものもある。
【０００５】
周波数および／またはサンプリングクロックの微細なオフセットを処理する改良された技術を提供することが望ましい。
【０００６】
本発明によれば、ＯＦＤＭ受信機は、受信信号からデータを抽出するＦＦＴブロックの他に、受信した時間領域サンプルに対して部分（partial）および／または縮小(reduced)フーリエ変換（ＦＴ）を行うためのさらなる手段を備える。「部分」ＦＴは、周波数ビン（bins）のサブセットのみが計算されるものである。「縮小」ＦＴは、ＯＦＤＭ信号の復調に用いられるセットよりも小さなセットのビンを有するもの、すなわち短いＦＴである。部分および／または縮小フーリエ変換は、局部発振器周波数のミスチューニングに起因するエラーを表す、特定周波数出力ビンの位相変動値を導出することができる。あるいは、またはさらに、部分および／または縮小ＦＦＴの２つの出力ビンのコンテンツを評価して、サンプルクロック周波数におけるエラーに起因する位相変動間のあらゆる差である、２つの別個の位相変動を決定する。したがって、部分および／または縮小ＦＴは、局部発振器周波数および／またはサンプルクロックを修正するための信号を提供することができる。
【０００７】
好ましい実施の形態において、各位相変動は、ＯＦＤＭシンボルの、同一データを含む異なる部分について、同じ出力ビンの位相角間の差を表す。これは、部分および／または縮小ＦＴを保護間隔のサンプルに対して行い、シンボルの有用部分におけるサンプルと整合させることで、行われる。この実施の形態では、保護間隔におけるいくつかのサンプルが、シンボルの有用部分において対応するサンプルと整合するため、サンプル群に対して縮小ＦＴを行うのに十分である。１つまたは２つのビンのみを計算する必要がある。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
既知の値のパイロット信号を含むＯＦＤＭ伝送に特に適用した実施の形態において、各位相変動は、特定の出力ビンにおける複素サンプルの位相とパイロット信号の予期される位相間の差を表すことができる。この実施の形態では、完全なＦＴのうちの１つまたは複数の周波数ビンを計算するように、個々のパイロットシンボルを分解（resolve）する必要がある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、多数の潜在的な利点を有する。これら利点のいくつかは、局部発振器同期および／またはサンプリング周波数同期の実行に、比較的単純に行うことができる部分および／または縮小ＦＴしか必要としないために、もたらされるものである。本発明の特に好ましい態様によれば、部分および／または縮小ＦＴは、ゴエーツエル（Ｇｏｅｒｔｚｅｌ）のアルゴリズムを用いて導出される。これは、ＤＦＴの少数のビンだけを計算する効率的な方法である。
【００１０】
局部発振器の微同調を制御するために、位相変動から導出される信号を使用する代わりに、該信号を、デジタル化したサンプルにおいて結果生じるエラーを補償するために用いてもよい。また、サンプルクロック制御のために、位相変動から導出される信号を使用する代わりに、該信号を、非同期サンプリングクロックを用いて得られた修正済みデジタル化サンプルを導出する補間回路を制御するために、用いることができる。
【００１１】
次に、本発明を作用する構成について、添付図面を参照しながら例として説明する。
【００１２】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１を参照して、ＯＦＤＭ受信機２は、信号を受信し、ＲＦ信号をＩＦ信号に変換するダウンコンバータ６に与えるアンテナ４を備える。次に、これは、ＩＦ／ベースバンドコンバータ８によってベースバンド信号に変換される。これは、送信されたＯＦＤＭシンボルそれぞれの出力複素サンプルにおいて生成される。これら複素サンプルは、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ１０によってデジタル化される。位相回転器１２は、相回転をサンプルに適用して、ダウンコンバータ６およびＩＦ／ベースバンドコンバータ８によって用いられる局部発振器周波数におけるわずかなエラーを補償する。次に、サンプルは、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路１４に送られる。ＦＦＴ回路１４は、サンプルを時間領域から周波数領域に変換し、出力において提供されるシンボルデータをチャネル推定器および修正器１６に、そしてデコーダ１７に送信される。
【００１３】
所望ならば、Ａ／Ｄコンバータ１０からの複素サンプルおよび／またはチャネル推定器および修正器１６からの信号を、ダウンコンバータ６およびＩＦ／ベースバンドコンバータ８によって使用される局部発振器周波数を制御するために用いられる、周波数同期回路１８に送信してもよいが、かかるフィードバックを必要とせずに、受信機を実施することも可能である。
【００１４】
複素サンプルはまた、シンボル同期回路２０にも送信され、シンボル同期回路２０は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路１４が用いる同期パルスを生成する。ＦＦＴ回路１４は、各変換動作がＯＦＤＭシンボルの開始とアラインメントするために、同期パルスを必要とする。
【００１５】
本発明は、相回転器１２によってなされる周波数微調整を制御するとともに、Ａ／Ｄコンバータ１０によって用いられるサンプリングクロックの微調整も達成して、これを受信信号に正確にアラインメントする、微同調同期回路２２において具現される新規かつ発明的な技術に向けられる。
【００１６】
図２を参照して、ＯＦＤＭシンボルは、Ｎｕ＋Ｎｇサンプルからなり、保護空間ＧにおけるＮｇサンプルの後に、信号の有用部分ＵにおけるＮｕサンプルを示す。保護空間ＧにおけるＮｇサンプルは、シンボルの有用部分Ｕの最後のＮｇサンプルと同じデータを含む（シンボルの１つに関してハッチングで示すように）。
【００１７】
これらのサンプルは、Ａ／Ｄコンバータ１０から同期回路２２に送信される。これは、ハードウェア構成として概略的に示されているが、実際にはおそらく、少なくとも部分的にソフトウェアにおいて実施される。
【００１８】
サンプルは、ブロック２４に送信され、ブロック２４は、ブロック２６とともに、各シンボルから選択されたサンプル群に対して行われるＤＦＴの単一ビンを計算するよう動作可能である。本実施の形態において、ブロック２４および２６は、１６ポイントＤＦＴのビン＋６を計算する。これは、保護間隔の末尾からとられた１６サンプルの第１セットと、ＯＦＤＭシンボルの末尾における、対応し整合する１６サンプルを含む第２セットと、に対して行われる。該計算は、ゴエーツエル（Ｇｏｅｒｔｚｅｌ）のアルゴリズムを用いて行われる。
【００１９】
ゴエーツエル（Ｇｏｅｒｔｚｅｌ）のアルゴリズムによれば、実際上はＩＩＲフィルタであるブロック２４は、各受信サンプルに対して以下の計算を行う。
【００２０】
ｓk［ｎ］＝ｘ［ｎ］＋２・ｃｏｓ（２・ｋ・Π／Ｎ）・ｓk［ｎ−１］−ｓk［ｎ−２］
【００２１】
式中、ｓk［−２］＝ｓk［−１］＝０．０。ｎは、サンプル番号に等しく、Ｎは、ＤＦＴを計算する際に用いられるサンプルの総数に等しく、この場合は１６である。ｋは、計算されているビンを表し、この場合には＋６である。
【００２２】
各１６サンプルセットの末尾において、ブロック２６は、＋６ビンの複素数値を計算する。これは、以下の計算である。
【００２３】
ｙk［ｎ］＝ｓk［ｎ］−Ｗk N・ｓk［ｎ−1］
【００２４】
式中、Ｗk N＝ｅｘｐ（ｊ・２Π・ｋ／Ｎ）
【００２５】
保護間隔の末尾における１６サンプルについて結果得られる値は、次に、ブロック２８に示すように、信号の有用部分における対応するサンプルセットの値とともに修正器３０に供給することができるように、Ｎｕサンプルに対応する期間だけ遅延される。修正器の結果の角度値または引数は、記憶装置３２に送信され、記憶装置３２は、提供された修正器３０の出力を、成功したシンボル期間にわたって平均化する。
【００２６】
ブロック２４’から３２’は、この場合ビン−６の値、すなわちｋ＝−６が計算されることを除き、ブロック２４から３２とまったく同じ機能を行う。
【００２７】
受信機周波数およびサンプリングクロックが正確に同調される場合、保護期間の末尾における各ビンについて計算された値は、ＯＦＤＭシンボルの末尾における同一ビンについて計算された値と同一である。しかし、周波数のわずかなオフセットがある場合には、同一ビンの値が異なる。ビン＋６についての値間の差は、ビン−６についての値間の差に対応し、周波数エラーを表す。
【００２８】
サンプルクロックが、周波数においてわずかにオフセットしている場合、これもまた、ＯＦＤＭシンボルの異なる部分における同一ビンについて計算された値間の差を引き起こす。しかし、（保護間隔の末尾およびシンボルの末尾における）ビン＋６について計算された２つの値の間の差は、ビン−６について計算された２つの値間の差と同じではない。同一ビンについて計算された値間の位相差は、ビン毎に異なり、異なる量は、サンプルクロック周波数のオフセットに対応する。
【００２９】
これらの特徴を利用するため、記憶装置３２および３２’の出力を加算器３４において合算し、この出力が記憶装置３６に送信される。この記憶装置の出力は、同調周波数オフセットを表し、これは、相回転器１２を制御するために使用される。
【００３０】
さらに、記憶装置３２と３２’間の差が、減算器３８によって計算され、この出力が記憶装置４０に送信される。記憶された値は、ビン＋６について計算された値間の位相差が、ビン−６について計算された値間の位相差から異なる量を表し、また、サンプル周波数オフセットを表す。記憶装置４０の出力を用いて、Ａ／Ｄコンバータ１０によって用いられるサンプルクロック周波数を制御する。
【００３１】
受信機同調およびサンプルクロック制御回路の感度に依存する、受信値を適した定数で乗算したものを表す出力を提供するように、記憶装置３６および４０を構成してもよい。
【００３２】
この実施の形態では、各シンボルのあらゆるサンプルについて、値ｓk［ｎ］（但し、ｋ＝±６）が計算されるが、値ｙk［ｎ］は、各係数ｋについて各１６サンプルセットについて一度だけ、すなわち保護間隔の末尾において一回、ｋ＝＋６の末尾において一回、そしてｋ＝−６についても同様に、したがって各シンボル毎に総計４回計算される。これにより、必要な処理量がかなり低減する。すべてのサンプルについて値ｓk［ｎ］を計算する必要はない。所望であれば、２つの１６サンプルセット内の各サンプルについてのみ、これらを計算することが可能である。もちろん、計算されたあらゆるｓk［ｎ］値について値ｙk［ｎ］を計算することも可能である。
【００３３】
同期回路２２の動作を各ＯＦＤＭ信号と整合させるため、該回路は、シンボル同期回路２０から信号を受信することが好ましい。
【００３４】
この実施の形態の各種変更が可能である。例えば、記憶装置３６の出力を用いて、周波数同期回路１８によって採用される局部発振器周波数の制御に用いてもよく、この場合、相回転器１２をなくすことが可能である。アナログ／デジタルコンバータ１０によって用いられるサンプリングクロックは、同期されるのではなく自走してもよく、記憶装置４０の出力を代わりに用いて、補間器を制御して、コンバータ１０の出力から正確なサンプルを再建することが可能である。
【００３５】
マルチパス歪みを最小にするため、保護間隔の末尾にあるサンプルセットを用いることが望ましく、他のセットは、シンボルの末尾における整合サンプルを含む。しかし、他の整合サンプルを選択してもよい。
【００３６】
微同調同期回路２２は、サンプルクロック周波数におけるエラーを補償するためにのみ用いることができる。あるいは、前記回路２２は、同調周波数におけるエラーを補償するためにのみ用いることができ、この場合、所望であれば、コンポーネント２４’から３２’までを省き、記憶装置３２の出力を、周波数微同調補償に用いてもよい。
【００３７】
本発明の代替実施の形態は、保護間隔に依拠せず、代わりに、特定の周波数スロットにおける既知の位相のパイロット信号の存在に依拠する。この代替実施の形態は、図１のものと同様に動作する。しかし、この場合、Ｎは各ＯＦＤＭシンボルにおけるサンプル数に等しく設定されるため、個々の周波数ビンが分解される。ｋは、特定のパイロット信号の周波数ビンに対応するよう設定される。遅延２８、２８’および相関器３０、３０’は、各パイロット信号に関連する計算済み周波数ビンの位相角を所定の予期される位相角と比較するコンパレータで置換される。
【００３８】
この構成は、完全なＤＦＴの１つまたは複数のビンの計算を必要とするが、すべてのビンの計算を必要とはしない。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明によるＯＦＤＭ受信機のブロック図である。
【図２】 ＯＦＤＭ信号を表す。
【符号の説明】
２ ＯＦＤＭ受信機、４ アンテナ、６ ダウンコンバータ、８ ＩＦ／ベースバンドコンバータ、１０ アナログ／デジタルコンバータ、１２ 位相回転器、１４ 高速フーリエ変換回路、１６ チャネル推定器および修正器、１７ デコーダ、１８ 周波数同期回路、２０ シンボル同期回路、２２ 微同調同期回路。
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ復調に関する。本発明は特に、ＯＦＤＭ受信機の微同調に関するが、これだけに限られない。
【０００２】
【従来の技術】
従来のＯＦＤＭ受信機は、受信信号に非常に正確に同調する必要のある復調器を備える。クロックをサンプリングする受信機も、受信信号に正確にアラインメントしなければならない。通常、復調器は、周波数粗同期（信号獲得）および周波数微同調またはトラッキングを実行する。復調器はまた、粗いタイミング（ＯＦＤＭシンボル同期）およびサンプルクロック微同期も行う。
【０００３】
本発明は、主に周波数微同調およびサンプルクロック微同期に関する。マルチパス干渉を最小化するようにこれらの動作を実行する、様々な構成が知られているが、これらは符号間干渉（ＩＳＩ）を増大する可能性がある。かかる構成によっては、「有用部分」と、時に「ガード間隔」、周期的拡張または周期的プリフィクスとも呼ばれるガード空間とを含む各ＯＦＤＭシンボルに依拠するものがある。保護空間は、シンボルの有用部分の前に配置され、有用部分の末尾におけるデータの繰り返しを含む。
【０００４】
従来技術の構成においては、有用シンボル期間によって分離された時間領域サンプルが、シンボル同期、周波数微修正、およびサンプルクロック調整をなすために、相互に相関を取るものもあり、また、時間領域サンプル復調のために設けられる、従来設置される高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ブロックの出力から、周波数およびサンプリングタイミングの微制御信号を導出するものもある。
【０００５】
周波数および／またはサンプリングクロックの微細なオフセットを処理する改良された技術を提供することが望ましい。
【０００６】
本発明によれば、ＯＦＤＭ受信機は、受信信号からデータを抽出するＦＦＴブロックの他に、受信した時間領域サンプルに対して部分（partial）および／または縮小(reduced)フーリエ変換（ＦＴ）を行うためのさらなる手段を備える。「部分」ＦＴは、周波数ビン（bins）のサブセットのみが計算されるものである。「縮小」ＦＴは、ＯＦＤＭ信号の復調に用いられるセットよりも小さなセットのビンを有するもの、すなわち短いＦＴである。部分および／または縮小フーリエ変換は、局部発振器周波数のミスチューニングに起因するエラーを表す、特定周波数出力ビンの位相変動値を導出することができる。あるいは、またはさらに、部分および／または縮小ＦＦＴの２つの出力ビンのコンテンツを評価して、サンプルクロック周波数におけるエラーに起因する位相変動間のあらゆる差である、２つの別個の位相変動を決定する。したがって、部分および／または縮小ＦＴは、局部発振器周波数および／またはサンプルクロックを修正するための信号を提供することができる。
【０００７】
好ましい実施の形態において、各位相変動は、ＯＦＤＭシンボルの、同一データを含む異なる部分について、同じ出力ビンの位相角間の差を表す。これは、部分および／または縮小ＦＴを保護間隔のサンプルに対して行い、シンボルの有用部分におけるサンプルと整合させることで、行われる。この実施の形態では、保護間隔におけるいくつかのサンプルが、シンボルの有用部分において対応するサンプルと整合するため、サンプル群に対して縮小ＦＴを行うのに十分である。１つまたは２つのビンのみを計算する必要がある。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
既知の値のパイロット信号を含むＯＦＤＭ伝送に特に適用した実施の形態において、各位相変動は、特定の出力ビンにおける複素サンプルの位相とパイロット信号の予期される位相間の差を表すことができる。この実施の形態では、完全なＦＴのうちの１つまたは複数の周波数ビンを計算するように、個々のパイロットシンボルを分解（resolve）する必要がある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、多数の潜在的な利点を有する。これら利点のいくつかは、局部発振器同期および／またはサンプリング周波数同期の実行に、比較的単純に行うことができる部分および／または縮小ＦＴしか必要としないために、もたらされるものである。本発明の特に好ましい態様によれば、部分および／または縮小ＦＴは、ゴエーツエル（Ｇｏｅｒｔｚｅｌ）のアルゴリズムを用いて導出される。これは、ＤＦＴの少数のビンだけを計算する効率的な方法である。
【００１０】
局部発振器の微同調を制御するために、位相変動から導出される信号を使用する代わりに、該信号を、デジタル化したサンプルにおいて結果生じるエラーを補償するために用いてもよい。また、サンプルクロック制御のために、位相変動から導出される信号を使用する代わりに、該信号を、非同期サンプリングクロックを用いて得られた修正済みデジタル化サンプルを導出する補間回路を制御するために、用いることができる。
【００１１】
次に、本発明を作用する構成について、添付図面を参照しながら例として説明する。
【００１２】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１を参照して、ＯＦＤＭ受信機２は、信号を受信し、ＲＦ信号をＩＦ信号に変換するダウンコンバータ６に与えるアンテナ４を備える。次に、これは、ＩＦ／ベースバンドコンバータ８によってベースバンド信号に変換される。これは、送信されたＯＦＤＭシンボルそれぞれの出力複素サンプルにおいて生成される。これら複素サンプルは、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ１０によってデジタル化される。位相回転器１２は、相回転をサンプルに適用して、ダウンコンバータ６およびＩＦ／ベースバンドコンバータ８によって用いられる局部発振器周波数におけるわずかなエラーを補償する。次に、サンプルは、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路１４に送られる。ＦＦＴ回路１４は、サンプルを時間領域から周波数領域に変換し、出力において提供されるシンボルデータをチャネル推定器および修正器１６に、そしてデコーダ１７に送信される。
【００１３】
所望ならば、Ａ／Ｄコンバータ１０からの複素サンプルおよび／またはチャネル推定器および修正器１６からの信号を、ダウンコンバータ６およびＩＦ／ベースバンドコンバータ８によって使用される局部発振器周波数を制御するために用いられる、周波数同期回路１８に送信してもよいが、かかるフィードバックを必要とせずに、受信機を実施することも可能である。
【００１４】
複素サンプルはまた、シンボル同期回路２０にも送信され、シンボル同期回路２０は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路１４が用いる同期パルスを生成する。ＦＦＴ回路１４は、各変換動作がＯＦＤＭシンボルの開始とアラインメントするために、同期パルスを必要とする。
【００１５】
本発明は、相回転器１２によってなされる周波数微調整を制御するとともに、Ａ／Ｄコンバータ１０によって用いられるサンプリングクロックの微調整も達成して、これを受信信号に正確にアラインメントする、微同調同期回路２２において具現される新規かつ発明的な技術に向けられる。
【００１６】
図２を参照して、ＯＦＤＭシンボルは、Ｎｕ＋Ｎｇサンプルからなり、保護空間ＧにおけるＮｇサンプルの後に、信号の有用部分ＵにおけるＮｕサンプルを示す。保護空間ＧにおけるＮｇサンプルは、シンボルの有用部分Ｕの最後のＮｇサンプルと同じデータを含む（シンボルの１つに関してハッチングで示すように）。
【００１７】
これらのサンプルは、Ａ／Ｄコンバータ１０から同期回路２２に送信される。これは、ハードウェア構成として概略的に示されているが、実際にはおそらく、少なくとも部分的にソフトウェアにおいて実施される。
【００１８】
サンプルは、ブロック２４に送信され、ブロック２４は、ブロック２６とともに、各シンボルから選択されたサンプル群に対して行われるＤＦＴの単一ビンを計算するよう動作可能である。本実施の形態において、ブロック２４および２６は、１６ポイントＤＦＴのビン＋６を計算する。これは、保護間隔の末尾からとられた１６サンプルの第１セットと、ＯＦＤＭシンボルの末尾における、対応し整合する１６サンプルを含む第２セットと、に対して行われる。該計算は、ゴエーツエル（Ｇｏｅｒｔｚｅｌ）のアルゴリズムを用いて行われる。
【００１９】
ゴエーツエル（Ｇｏｅｒｔｚｅｌ）のアルゴリズムによれば、実際上はＩＩＲフィルタであるブロック２４は、各受信サンプルに対して以下の計算を行う。
【００２０】
ｓk［ｎ］＝ｘ［ｎ］＋２・ｃｏｓ（２・ｋ・Π／Ｎ）・ｓk［ｎ−１］−ｓk［ｎ−２］
【００２１】
式中、ｓk［−２］＝ｓk［−１］＝０．０。ｎは、サンプル番号に等しく、Ｎは、ＤＦＴを計算する際に用いられるサンプルの総数に等しく、この場合は１６である。ｋは、計算されているビンを表し、この場合には＋６である。
【００２２】
各１６サンプルセットの末尾において、ブロック２６は、＋６ビンの複素数値を計算する。これは、以下の計算である。
【００２３】
ｙk［ｎ］＝ｓk［ｎ］−Ｗk N・ｓk［ｎ−1］
【００２４】
式中、Ｗk N＝ｅｘｐ（ｊ・２Π・ｋ／Ｎ）
【００２５】
保護間隔の末尾における１６サンプルについて結果得られる値は、次に、ブロック２８に示すように、信号の有用部分における対応するサンプルセットの値とともに修正器３０に供給することができるように、Ｎｕサンプルに対応する期間だけ遅延される。修正器の結果の角度値または引数は、記憶装置３２に送信され、記憶装置３２は、提供された修正器３０の出力を、成功したシンボル期間にわたって平均化する。
【００２６】
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【００２７】
受信機周波数およびサンプリングクロックが正確に同調される場合、保護期間の末尾における各ビンについて計算された値は、ＯＦＤＭシンボルの末尾における同一ビンについて計算された値と同一である。しかし、周波数のわずかなオフセットがある場合には、同一ビンの値が異なる。ビン＋６についての値間の差は、ビン−６についての値間の差に対応し、周波数エラーを表す。
【００２８】
サンプルクロックが、周波数においてわずかにオフセットしている場合、これもまた、ＯＦＤＭシンボルの異なる部分における同一ビンについて計算された値間の差を引き起こす。しかし、（保護間隔の末尾およびシンボルの末尾における）ビン＋６について計算された２つの値の間の差は、ビン−６について計算された２つの値間の差と同じではない。同一ビンについて計算された値間の位相差は、ビン毎に異なり、異なる量は、サンプルクロック周波数のオフセットに対応する。
【００２９】
これらの特徴を利用するため、記憶装置３２および３２’の出力を加算器３４において合算し、この出力が記憶装置３６に送信される。この記憶装置の出力は、同調周波数オフセットを表し、これは、相回転器１２を制御するために使用される。
【００３０】
さらに、記憶装置３２と３２’間の差が、減算器３８によって計算され、この出力が記憶装置４０に送信される。記憶された値は、ビン＋６について計算された値間の位相差が、ビン−６について計算された値間の位相差から異なる量を表し、また、サンプル周波数オフセットを表す。記憶装置４０の出力を用いて、Ａ／Ｄコンバータ１０によって用いられるサンプルクロック周波数を制御する。
【００３１】
受信機同調およびサンプルクロック制御回路の感度に依存する、受信値を適した定数で乗算したものを表す出力を提供するように、記憶装置３６および４０を構成してもよい。
【００３２】
この実施の形態では、各シンボルのあらゆるサンプルについて、値ｓk［ｎ］（但し、ｋ＝±６）が計算されるが、値ｙk［ｎ］は、各係数ｋについて各１６サンプルセットについて一度だけ、すなわち保護間隔の末尾において一回、ｋ＝＋６の末尾において一回、そしてｋ＝−６についても同様に、したがって各シンボル毎に総計４回計算される。これにより、必要な処理量がかなり低減する。すべてのサンプルについて値ｓk［ｎ］を計算する必要はない。所望であれば、２つの１６サンプルセット内の各サンプルについてのみ、これらを計算することが可能である。もちろん、計算されたあらゆるｓk［ｎ］値について値ｙk［ｎ］を計算することも可能である。
【００３３】
同期回路２２の動作を各ＯＦＤＭ信号と整合させるため、該回路は、シンボル同期回路２０から信号を受信することが好ましい。
【００３４】
この実施の形態の各種変更が可能である。例えば、記憶装置３６の出力を用いて、周波数同期回路１８によって採用される局部発振器周波数の制御に用いてもよく、この場合、相回転器１２をなくすことが可能である。アナログ／デジタルコンバータ１０によって用いられるサンプリングクロックは、同期されるのではなく自走してもよく、記憶装置４０の出力を代わりに用いて、補間器を制御して、コンバータ１０の出力から正確なサンプルを再建することが可能である。
【００３５】
マルチパス歪みを最小にするため、保護間隔の末尾にあるサンプルセットを用いることが望ましく、他のセットは、シンボルの末尾における整合サンプルを含む。しかし、他の整合サンプルを選択してもよい。
【００３６】
微同調同期回路２２は、サンプルクロック周波数におけるエラーを補償するためにのみ用いることができる。あるいは、前記回路２２は、同調周波数におけるエラーを補償するためにのみ用いることができ、この場合、所望であれば、コンポーネント２４’から３２’までを省き、記憶装置３２の出力を、周波数微同調補償に用いてもよい。
【００３７】
本発明の代替実施の形態は、保護間隔に依拠せず、代わりに、特定の周波数スロットにおける既知の位相のパイロット信号の存在に依拠する。この代替実施の形態は、図１のものと同様に動作する。しかし、この場合、Ｎは各ＯＦＤＭシンボルにおけるサンプル数に等しく設定されるため、個々の周波数ビンが分解される。ｋは、特定のパイロット信号の周波数ビンに対応するよう設定される。遅延２８、２８’および相関器３０、３０’は、各パイロット信号に関連する計算済み周波数ビンの位相角を所定の予期される位相角と比較するコンパレータで置換される。
【００３８】
この構成は、完全なＤＦＴの１つまたは複数のビンの計算を必要とするが、すべてのビンの計算を必要とはしない。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明によるＯＦＤＭ受信機のブロック図である。
【図２】 ＯＦＤＭ信号を表す。
【符号の説明】
２ ＯＦＤＭ受信機、４ アンテナ、６ ダウンコンバータ、８ ＩＦ／ベースバンドコンバータ、１０ アナログ／デジタルコンバータ、１２ 位相回転器、１４ 高速フーリエ変換回路、１６ チャネル推定器および修正器、１７ デコーダ、１８ 周波数同期回路、２０ シンボル同期回路、２２ 微同調同期回路。
Claims (21)
- 受信した多重搬送波信号をサンプリングして、該サンプリングした信号に対してフーリエ変換を行い、そこからデータを抽出するＯＦＤＭ受信機におけるサンプリング周波数オフセットを補償する方法であって、
前記サンプリングした信号に対して別個にフーリエ変換を行うステップであって、該別個のフーリエ変換は、少なくとも２つのポイントについての位相値を導出するための部分および／または縮小フーリエ変換である、ステップと、
各ポイントの位相変動間の差に依存してサンプリング周波数オフセットを補償するステップであって、各位相変動は、ポイント及び位相データについて導出した位相値間の差を表す、ステップと
を含むＯＦＤＭ受信機におけるサンプリング周波数オフセットを補償する方法。 - 前記ＯＦＤＭシンボルの２つの部分は、保護空間も含みうるシンボルの有用部分に対応する間隔によって隔てられる
請求項１記載のＯＦＤＭ受信機におけるサンプリング周波数オフセットを補償する方法。 - １つの部分は前記保護空間の末尾にある
請求項２記載のＯＦＤＭ受信機におけるサンプリング周波数オフセットを補償する方法。 - 前記別個のフーリエ変換の２つの各ポイントは、各パイロット信号に対応し、
各位相変動は、前記ポイントについて決定される位相値と、各パイロット信号の予期される位相値の間の差を表す
請求項１記載のＯＦＤＭ受信機におけるサンプリング周波数オフセットを補償する方法。 - 複数のＯＦＤＭシンボルにわたって測定された位相値に依存して、サンプリング周波数オフセットの補償を行うステップを含む
請求項１から請求項４までのいずれかに記載のＯＦＤＭ受信機におけるサンプリング周波数オフセットを補償する方法。 - 前記別個のフーリエ変換は、ゴエーツエルのアルゴリズムを用いて行われる、部分フーリエ変換である
請求項１から請求項５までのいずれかに記載のＯＦＤＭ受信機におけるサンプリング周波数オフセットを補償する方法。 - 前記ポイントについての位相値は、前記受信信号の選択されたサンプルに応答してのみ計算される
請求項１から請求項６までのいずれかに記載のＯＦＤＭ受信機におけるサンプリング周波数オフセットを補償する方法。 - 前記サンプリング周波数オフセットの補償は、前記サンプリング周波数を調整することで行われる
請求項１から請求項７までのいずれかに記載のＯＦＤＭ受信機におけるサンプリング周波数オフセットを補償する方法。 - 前記サンプリング周波数オフセットの補償は、前記サンプリングされた信号の補間を制御することで行われる
請求項１から請求項７までのいずれかに記載のＯＦＤＭ受信機におけるサンプリング周波数オフセットを補償する方法。 - ＯＦＤＭ受信機を同期する方法であって、
請求項１から請求項９までのいずれかに記載の方法を用いて、前記ＯＦＤＭ受信機のサンプリング周波数オフセットを補償するステップと、
前記ポイントの少なくとも一方の位相変動に依存して、局部発振器周波数オフセットを補償するステップと
を含むＯＦＤＭ受信機を同期する方法。 - 受信した多重搬送波信号をサンプリングして、該サンプリングした信号に対してフーリエ変換を行い、そこからデータを抽出するＯＦＤＭ受信機における局部発振器周波数オフセットを補償する方法であって、
ゴエーツエルのアルゴリズムを用いて前記サンプリングした信号に対して別個に部分フーリエ変換を行うステップであって、少なくとも１つのポイントについての位相値を導出する、ステップと、
ポイント及び位相データについて導出した位相値間の差を表す位相変動に依存して局部発振器周波数オフセットを補償するステップと
を含むＯＦＤＭ受信機における局部発振器周波数オフセットを補償する方法。 - 前記位相変動は、保護空間も含むＯＦＤＭシンボルの２つの部分における位相間の差を表し、前記ＯＦＤＭシンボルの２つの部分は、前記シンボルの有用部分に対応する間隔によって隔てられる
請求項１１記載のＯＦＤＭ受信機における局部発振器周波数オフセットを補償する方法。 - １つの部分は前記保護空間の末尾にある
請求項１２記載のＯＦＤＭ受信機における局部発振器周波数オフセットを補償する方法。 - 前記別個のフーリエ変換は、縮小フーリエ変換である
請求項１１から請求項１３までのいずれかに記載のＯＦＤＭ受信機における局部発振器周波数オフセットを補償する方法。 - 前記別個のフーリエ変換の２つのポイントは、パイロット信号に対応し、
前記位相変動は、ポイントについて決定される位相値と、各パイロット信号の予期される位相値の間の差を表す
請求項１１記載のＯＦＤＭ受信機における局部発振器周波数オフセットを補償する方法。 - 複数のＯＦＤＭシンボルにわたって測定された位相値に依存して、局部発振器周波数オフセットの補償を行うステップを含む
請求項１１から請求項１５までのいずれかに記載のＯＦＤＭ受信機における局部発振器周波数オフセットを補償する方法。 - 前記ポイントについての位相値は、前記受信信号の選択されたサンプルにのみ応答して計算される
請求項１１から請求項１６までのいずれかに記載のＯＦＤＭ受信機における局部発振器周波数オフセットを補償する方法。 - 前記局部発振器周波数オフセットの補償は、前記局部発振器周波数を調整することで行われる
請求項１１から請求項１７までのいずれかに記載のＯＦＤＭ受信機における局部発振器周波数オフセットを補償する方法。 - 前記局部発振器周波数オフセットの補償は、受信しサンプリングした信号の相回転により行われる
請求項１１から請求項１７までのいずれかに記載のＯＦＤＭ受信機における局部発振器周波数オフセットを補償する方法。 - 受信した多重搬送波信号をサンプリングして、該サンプリングした信号に対してフーリエ変換を行い、そこからデータを抽出するＯＦＤＭ受信機を同期する方法であって、
前記サンプリングした信号に対して別個にフーリエ変換を行うステップであって、該別個のフーリエ変換は、少なくとも２つのポイントについての位相値を導出するための、部分および／または縮小フーリエ変換である、ステップと、
各ポイントについて、シンボルの有用部分によって分離されたＯＦＤＭシンボルの異なる部分における位相値間の差に対応する位相変動を決定するステップと、
前記位相変動間の差に依存して、前記サンプリング周波数のオフセットを補償するステップと、
前記位相変動の少なくとも一方に依存して、局部発振器周波数のオフセットを補償するステップと
を含むＯＦＤＭ受信機を同期する方法。 - 請求項１から請求項２０までのいずれかに記載の方法を用いて、同期動作を行うことができる
ＯＦＤＭ受信機。
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