JPH11154926A - ディジタル多重搬送波信号の位相及び／又は周波数誤差を訂正する方法及び回路装置 - Google Patents
ディジタル多重搬送波信号の位相及び／又は周波数誤差を訂正する方法及び回路装置Info
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- JPH11154926A JPH11154926A JP10243322A JP24332298A JPH11154926A JP H11154926 A JPH11154926 A JP H11154926A JP 10243322 A JP10243322 A JP 10243322A JP 24332298 A JP24332298 A JP 24332298A JP H11154926 A JPH11154926 A JP H11154926A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
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- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2689—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation
- H04L27/2695—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation with channel estimation, e.g. determination of delay spread, derivative or peak tracking
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、自己ノイズ及び外部ノイズから発
生した全ての位相誤差を評価、訂正し得るディジタル多
重搬送波信号の位相及び／又は周波数誤差を訂正する方
法並びに回路装置の提供を目的とする。 【解決手段】 復調用ＦＦＴの他に、自己ノイズ成分を
評価するため受信機で別のＦＦＴが行われる。評価され
た自己ノイズ成分は復調用ＦＦＴの前の訂正によって搬
送波間に直交性を生成し、クロストークを防止するため
使用される。別のＦＦＴは復調用ＦＦＴより短くてもよ
く、余分な複雑さは無視できる。
生した全ての位相誤差を評価、訂正し得るディジタル多
重搬送波信号の位相及び／又は周波数誤差を訂正する方
法並びに回路装置の提供を目的とする。 【解決手段】 復調用ＦＦＴの他に、自己ノイズ成分を
評価するため受信機で別のＦＦＴが行われる。評価され
た自己ノイズ成分は復調用ＦＦＴの前の訂正によって搬
送波間に直交性を生成し、クロストークを防止するため
使用される。別のＦＦＴは復調用ＦＦＴより短くてもよ
く、余分な複雑さは無視できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、特にＯＦＤＭ（直
交周波数分割多重）方式を用いて伝送されたディジタル
多重搬送波信号の位相及び／又は周波数誤差を訂正する
方法及び回路に関する。
交周波数分割多重）方式を用いて伝送されたディジタル
多重搬送波信号の位相及び／又は周波数誤差を訂正する
方法及び回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】所謂ＯＤＦＭ変調方式は、例えば、ＤＡ
Ｂ又はＤＶＢ−Ｔ標準に従って地上ディジタル放送ラジ
オ及びテレビ信号を伝送するため使用される。この方式
は、周波数分割マルチプレクサを用いて伝送される多数
の変調搬送波を利用する。この結果として、改良された
帯域幅利用性又は多重路受信からの干渉性影響の減少な
どの種々の利点が得られる。しかし、ＯＦＤＭ方式の単
一搬送波変調方式に対する一つの欠点は、最初に伝送さ
れた搬送波信号の周波数及び位相を正確に再現しなけれ
ばならないことである。このため、周波数誤差及び位相
ノイズに対する感度が増大し、受信機側の周波数変換に
使用される発振器の周波数及び位相純度に関する必要条
件はより厳しくなる。
Ｂ又はＤＶＢ−Ｔ標準に従って地上ディジタル放送ラジ
オ及びテレビ信号を伝送するため使用される。この方式
は、周波数分割マルチプレクサを用いて伝送される多数
の変調搬送波を利用する。この結果として、改良された
帯域幅利用性又は多重路受信からの干渉性影響の減少な
どの種々の利点が得られる。しかし、ＯＦＤＭ方式の単
一搬送波変調方式に対する一つの欠点は、最初に伝送さ
れた搬送波信号の周波数及び位相を正確に再現しなけれ
ばならないことである。このため、周波数誤差及び位相
ノイズに対する感度が増大し、受信機側の周波数変換に
使用される発振器の周波数及び位相純度に関する必要条
件はより厳しくなる。
【０００３】位相誤差及び周波数誤差は二つの成分に分
離することができる。所謂自己ノイズ成分は、搬送波自
体によって誘起され、かつ、搬送波自体に写された夫々
の搬送波のノイズ成分を表す。これに対し、所謂外部ノ
イズ成分は、変調のため受信機で使用される高速フーリ
エ変換（ＦＦＴ）の所謂リーク効果から隣接した搬送波
干渉によって生じる。
離することができる。所謂自己ノイズ成分は、搬送波自
体によって誘起され、かつ、搬送波自体に写された夫々
の搬送波のノイズ成分を表す。これに対し、所謂外部ノ
イズ成分は、変調のため受信機で使用される高速フーリ
エ変換（ＦＦＴ）の所謂リーク効果から隣接した搬送波
干渉によって生じる。
【０００４】誤差の自己ノイズ成分を評価、訂正するた
め利用できる方法は、Robertson P.、Kaiser S. による
“直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムにおける位
相ノイズの影響の解析(Analysis of the Effects of Ph
ase-Noise in Orthogonal Frequency Division Multipl
ex (OFDM) Systems)”、ICC 1995、ページ1652-1657に
記載されている。引用例では、共通回転位相φe は、受
信機において、ＦＦＴ後に搬送波の全てを平均化するこ
とよって決定される。搬送波の全ては、倍率
め利用できる方法は、Robertson P.、Kaiser S. による
“直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムにおける位
相ノイズの影響の解析(Analysis of the Effects of Ph
ase-Noise in Orthogonal Frequency Division Multipl
ex (OFDM) Systems)”、ICC 1995、ページ1652-1657に
記載されている。引用例では、共通回転位相φe は、受
信機において、ＦＦＴ後に搬送波の全てを平均化するこ
とよって決定される。搬送波の全ては、倍率
【０００５】
【外３】
【０００６】によって乗算することにより共通位相誤差
（ＣＰＥ）とも称されるこの誤差量を通じて偏移を戻さ
れる。これにより、完全、若しくは、少なくとも部分的
に自己ノイズ成分が訂正される。しかし、外部ノイズ成
分は、ＳＮ比を改善するため非常に望まれるにもかかわ
らず、この方法若しくは他の従来の方法によって訂正す
ることができない。
（ＣＰＥ）とも称されるこの誤差量を通じて偏移を戻さ
れる。これにより、完全、若しくは、少なくとも部分的
に自己ノイズ成分が訂正される。しかし、外部ノイズ成
分は、ＳＮ比を改善するため非常に望まれるにもかかわ
らず、この方法若しくは他の従来の方法によって訂正す
ることができない。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、ディジタル
多重搬送波信号の位相及び／又は周波数誤差を訂正する
方法であって、自己ノイズ及び外部ノイズから発生した
全位相誤差を評価並びに訂正し得る方法を特定する目的
に基づいている。本発明の目的は、請求項１に記載され
た方法により実現される。
多重搬送波信号の位相及び／又は周波数誤差を訂正する
方法であって、自己ノイズ及び外部ノイズから発生した
全位相誤差を評価並びに訂正し得る方法を特定する目的
に基づいている。本発明の目的は、請求項１に記載され
た方法により実現される。
【０００８】本発明は、上記の本発明による方法を使用
する回路を特定する別の目的に基づいている。この目的
は請求項１０に記載された回路によって実現される。
する回路を特定する別の目的に基づいている。この目的
は請求項１０に記載された回路によって実現される。
【０００９】
【課題を解決するための手段】共通位相誤り訂正は、以
下の式によって表される。
下の式によって表される。
【００１０】
【数１】
【００１１】式中、Ｘ（ｎ）は搬送波を表し、ｘ（ｋ）
はサンプルを表す。角度φe は小さいという前提条件に
従うと、上式は以下の通り近似できる。
はサンプルを表す。角度φe は小さいという前提条件に
従うと、上式は以下の通り近似できる。
【００１２】
【数２】
【００１３】式（２）から、ＦＦＴの後に行われる共通
位相誤り訂正（周波数域、移動変数ｎ）は、ＦＦＴの前
の訂正（時間域、移動変数ｋ）に近似的に対応すること
が分かる。このため、共通位相誤り訂正は、Robertson
他の上記文献に記載されているようにＦＦＴの後に行っ
てもよい。共通位相誤差φe ではなく、平均周波数誤差
を訂正する場合、これは、φe の積分によって決定され
る。本発明によるこの訂正は、以下、“共通周波数誤
差”若しくは、簡単にＣＦＥ訂正と称される。ＣＦＥ訂
正は、以下の式
位相誤り訂正（周波数域、移動変数ｎ）は、ＦＦＴの前
の訂正（時間域、移動変数ｋ）に近似的に対応すること
が分かる。このため、共通位相誤り訂正は、Robertson
他の上記文献に記載されているようにＦＦＴの後に行っ
てもよい。共通位相誤差φe ではなく、平均周波数誤差
を訂正する場合、これは、φe の積分によって決定され
る。本発明によるこの訂正は、以下、“共通周波数誤
差”若しくは、簡単にＣＦＥ訂正と称される。ＣＦＥ訂
正は、以下の式
【００１４】
【数３】
【００１５】によって与えられる。式（３）から分かる
ように、この訂正はＦＦＴの前に行う必要がある。位相
誤差は、ＣＦＥ訂正において少なくとも理論的には完全
に抑制されるので、受信信号は理想的に補償される。原
則として、ディジタル多重搬送波信号の位相及び／又は
周波数誤差を訂正する本発明による方法は、自己ノイズ
成分を評価するため別のフーリエ変換を使用し、ディジ
タル信号は評価された自己ノイズ成分に依存して訂正さ
れる。
ように、この訂正はＦＦＴの前に行う必要がある。位相
誤差は、ＣＦＥ訂正において少なくとも理論的には完全
に抑制されるので、受信信号は理想的に補償される。原
則として、ディジタル多重搬送波信号の位相及び／又は
周波数誤差を訂正する本発明による方法は、自己ノイズ
成分を評価するため別のフーリエ変換を使用し、ディジ
タル信号は評価された自己ノイズ成分に依存して訂正さ
れる。
【００１６】この訂正によると、ＦＦＴを２回実行する
必要があるので、付加的な計算の複雑さ又は仕事負荷が
生じる。それにもかかわらず、この余分な負荷は許容で
きる。その理由は、本発明による位相誤差の低減によっ
て、ＰＡＬテレビジョン受像機のように比較的不足した
位相ノイズ応答を有する受信機を使用する場合でもＯＦ
ＤＭ伝送された信号を再生することが可能になるからで
ある。
必要があるので、付加的な計算の複雑さ又は仕事負荷が
生じる。それにもかかわらず、この余分な負荷は許容で
きる。その理由は、本発明による位相誤差の低減によっ
て、ＰＡＬテレビジョン受像機のように比較的不足した
位相ノイズ応答を有する受信機を使用する場合でもＯＦ
ＤＭ伝送された信号を再生することが可能になるからで
ある。
【００１７】誤差処理のためのフーリエ変換は、好まし
くは、復調のためのフーリエ変換の前に実行される。こ
れにより、搬送波直交性が良好に再生され、特に、クロ
ストーク応答が明らかに改良される。誤差処理用のフー
リエ変換の長さは復調用のフーリエ変換の長さよりも短
くする方が有利である。その理由は、この方が自己ノイ
ズ成分を評価するために適切であり、かつ、余分な計算
の複雑さを軽減するからである。
くは、復調のためのフーリエ変換の前に実行される。こ
れにより、搬送波直交性が良好に再生され、特に、クロ
ストーク応答が明らかに改良される。誤差処理用のフー
リエ変換の長さは復調用のフーリエ変換の長さよりも短
くする方が有利である。その理由は、この方が自己ノイ
ズ成分を評価するために適切であり、かつ、余分な計算
の複雑さを軽減するからである。
【００１８】また、復調用のフーリエ変換の長さをＮと
し、Ｍが２のべき乗を表す場合、誤差処理用のフーリエ
変換の長さはＮ／Ｍである方が有利である。この場合、
特に、誤差処理用のフーリエ変換の複雑さは、２Ｍ基数
アルゴリズムを用いることにより軽減する方が有利であ
る。また、ディジタル信号は、好ましくは、自己ノイズ
成分を評価するためのフーリエ変換の計算時間を補償す
るため、復調用のフーリエ変換に供給される前に遅延さ
れる。
し、Ｍが２のべき乗を表す場合、誤差処理用のフーリエ
変換の長さはＮ／Ｍである方が有利である。この場合、
特に、誤差処理用のフーリエ変換の複雑さは、２Ｍ基数
アルゴリズムを用いることにより軽減する方が有利であ
る。また、ディジタル信号は、好ましくは、自己ノイズ
成分を評価するためのフーリエ変換の計算時間を補償す
るため、復調用のフーリエ変換に供給される前に遅延さ
れる。
【００１９】また、評価された自己ノイズ成分に依存し
て全位相誤差又は自己ノイズ成分のみの何れか一方を訂
正するのが有利である。同様に、復調用のフーリエ変換
において、自己ノイズ成分の更なる訂正を実行する方が
有利である。最後に、サンプルは、自己ノイズ成分の訂
正用の複素ベクトル
て全位相誤差又は自己ノイズ成分のみの何れか一方を訂
正するのが有利である。同様に、復調用のフーリエ変換
において、自己ノイズ成分の更なる訂正を実行する方が
有利である。最後に、サンプルは、自己ノイズ成分の訂
正用の複素ベクトル
【００２０】
【外４】
【００２１】若しくは、全位相誤差の訂正用の複素ベク
トル
トル
【００２２】
【外５】
【００２３】によって乗算する方が有利である。ここ
で、 − ｆerr は発振器と理想的な公称周波数との間の位相
差であり、 − ＮはＯＦＤＭ搬送波数であり、 − ｋ＝１，２，３，．．．，Ｎと表されるｋは離散時
間変数であり、 − Ｔa はサンプリング周期である。
で、 − ｆerr は発振器と理想的な公称周波数との間の位相
差であり、 − ＮはＯＦＤＭ搬送波数であり、 − ｋ＝１，２，３，．．．，Ｎと表されるｋは離散時
間変数であり、 − Ｔa はサンプリング周期である。
【００２４】原則として、ディジタル多重搬送波信号の
位相及び／又は周波数誤差を訂正する方法のための本発
明による回路装置は、 − 上記ディジタル多重搬送波信号の訂正信号を供給す
る自己ノイズ成分評価手段と、 − 上記自己ノイズ成分評価手段の計算時間の補償のた
め上記ディジタル多重搬送波信号を遅延させるべく、上
記ディジタル多重搬送波信号のサンプルが供給される遅
延段と、 − 上記訂正信号を用いて上記遅延されたサンプルから
適応された位相又は周波数信号が生成される周波数ミキ
シングユニットと、 − 第１の変換段階の間に上記ディジタル多重搬送信号
のサンプルが供給され、上記第１の変換段階を用いて変
換された信号は上記自己ノイズ成分評価手段に供給さ
れ、第２の変換段階の間に上記適応された位相又は周波
数信号が供給され、上記信号から上記第２の変換段階を
用い上記搬送波の複素係数が復調される、変換手段とを
含む。
位相及び／又は周波数誤差を訂正する方法のための本発
明による回路装置は、 − 上記ディジタル多重搬送波信号の訂正信号を供給す
る自己ノイズ成分評価手段と、 − 上記自己ノイズ成分評価手段の計算時間の補償のた
め上記ディジタル多重搬送波信号を遅延させるべく、上
記ディジタル多重搬送波信号のサンプルが供給される遅
延段と、 − 上記訂正信号を用いて上記遅延されたサンプルから
適応された位相又は周波数信号が生成される周波数ミキ
シングユニットと、 − 第１の変換段階の間に上記ディジタル多重搬送信号
のサンプルが供給され、上記第１の変換段階を用いて変
換された信号は上記自己ノイズ成分評価手段に供給さ
れ、第２の変換段階の間に上記適応された位相又は周波
数信号が供給され、上記信号から上記第２の変換段階を
用い上記搬送波の複素係数が復調される、変換手段とを
含む。
【００２５】変換手段は、好ましくは、訂正信号を決定
するフーリエ変換を実行する手段と、上記適応された位
相又は周波数信号を復調する別のフーリエ変換を実行す
る手段とを有する。また、訂正値を決定するため、上記
自己ノイズ成分評価手段は、チャネル評価ユニットから
先行のシンボルに関係した情報を供給される方が有利で
ある。
するフーリエ変換を実行する手段と、上記適応された位
相又は周波数信号を復調する別のフーリエ変換を実行す
る手段とを有する。また、訂正値を決定するため、上記
自己ノイズ成分評価手段は、チャネル評価ユニットから
先行のシンボルに関係した情報を供給される方が有利で
ある。
【００２６】特に、上記自己ノイズ成分評価手段は、最
初に、チャネル訂正値と、上記自己ノイズ成分の評価さ
れた値に対応する第１の位相情報値とを供給し、 − 第２の位相情報値を生成するため、上記自己ノイズ
成分の評価された値が時間依存性移動変数により乗算さ
れる乗算ユニットと、 − 上記第１の位相情報値と上記第２の位相情報値とを
切り換えることができるスイッチングユニットと、 − 長さＬの複素ベクトルを上記第１又は第２の位相情
報値で変調する変調ユニットと、 − 上記ミキシングユニットに供給される上記訂正値を
決定するため、上記チャネル訂正値及び上記変調された
複素ベクトルを使用する第２の乗算ユニットとを有する
方が有利である。
初に、チャネル訂正値と、上記自己ノイズ成分の評価さ
れた値に対応する第１の位相情報値とを供給し、 − 第２の位相情報値を生成するため、上記自己ノイズ
成分の評価された値が時間依存性移動変数により乗算さ
れる乗算ユニットと、 − 上記第１の位相情報値と上記第２の位相情報値とを
切り換えることができるスイッチングユニットと、 − 長さＬの複素ベクトルを上記第１又は第２の位相情
報値で変調する変調ユニットと、 − 上記ミキシングユニットに供給される上記訂正値を
決定するため、上記チャネル訂正値及び上記変調された
複素ベクトルを使用する第２の乗算ユニットとを有する
方が有利である。
【００２７】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して本発明
の実施例を説明する。図１のａ）には、Ｎ＝２０４８個
の搬送波を用いる直交振幅変調１６−ＱＡＭに対するア
ナログテレビ受像機におけるＯＦＤＭ信号の位相誤差の
影響が示されている。左側の座標系には、シンボル周期
Ｔｕに関して正規化された時間ｔの関数として実在の位
相干渉φ（ｔ）が示されている。位相干渉は、一般的に
分からないが、以下の説明で訂正処理をより明瞭にする
ため参考にする。周波数誤差に対応する連続的な位相ド
リフトの他に、短い突然の位相変化のあることが分か
る。右側のグラフには、個々の搬送波のＩ−Ｑ図表での
配置が示されている。ここで、Ｉ（同相）成分及びＱ
（直角位相）成分は、相対的に９０°の範囲で位相偏移
された夫々の搬送波発振の２個の成分である。位相誤差
の影響は、自己ノイズ成分によって誘起された全ての信
号空間点の共通回転と、外部ノイズ成分によって誘起さ
れた信号空間点のランダム膨張とを含む。
の実施例を説明する。図１のａ）には、Ｎ＝２０４８個
の搬送波を用いる直交振幅変調１６−ＱＡＭに対するア
ナログテレビ受像機におけるＯＦＤＭ信号の位相誤差の
影響が示されている。左側の座標系には、シンボル周期
Ｔｕに関して正規化された時間ｔの関数として実在の位
相干渉φ（ｔ）が示されている。位相干渉は、一般的に
分からないが、以下の説明で訂正処理をより明瞭にする
ため参考にする。周波数誤差に対応する連続的な位相ド
リフトの他に、短い突然の位相変化のあることが分か
る。右側のグラフには、個々の搬送波のＩ−Ｑ図表での
配置が示されている。ここで、Ｉ（同相）成分及びＱ
（直角位相）成分は、相対的に９０°の範囲で位相偏移
された夫々の搬送波発振の２個の成分である。位相誤差
の影響は、自己ノイズ成分によって誘起された全ての信
号空間点の共通回転と、外部ノイズ成分によって誘起さ
れた信号空間点のランダム膨張とを含む。
【００２８】図１のｂ）には、従来技術による信号の訂
正が示されている。共通位相誤差（ＣＰＥ）φe は、Ｏ
ＦＤＭ信号からの平均化によって決定され、次に、訂正
のため倍率
正が示されている。共通位相誤差（ＣＰＥ）φe は、Ｏ
ＦＤＭ信号からの平均化によって決定され、次に、訂正
のため倍率
【００２９】
【外６】
【００３０】によって乗算される。これは、図１のｂ）
の左側の座標系に示されているように、位相誤差φ
（ｔ）を角度φe （本例の場合、その値は約０．３５ラ
ジアンである）だけ偏移させることに対応する。共通位
相誤差の訂正は、搬送波信号配置の全体を元の位置に戻
すが（同図の右側のグラフ）、外部成分によって誘起さ
れた誤差、即ち、信号空間点の膨張は残されたままであ
る。
の左側の座標系に示されているように、位相誤差φ
（ｔ）を角度φe （本例の場合、その値は約０．３５ラ
ジアンである）だけ偏移させることに対応する。共通位
相誤差の訂正は、搬送波信号配置の全体を元の位置に戻
すが（同図の右側のグラフ）、外部成分によって誘起さ
れた誤差、即ち、信号空間点の膨張は残されたままであ
る。
【００３１】図１のｃ）には、本発明による共通周波数
誤り（ＣＦＥ）訂正の結果が示されている。連続的な位
相ドリフトは位相変化の積分によって抑制され、短い突
然の位相変化しか残っていないので、位相誤差はかなり
削減されている。信号空間点の共通回転及び膨張の一部
は、このようにして補償される。図２には、本発明によ
る位相誤り訂正用の回路装置のブロック図が示されてい
る。ＯＦＤＭ受信機では、伝送されたＯＦＤＭ信号のベ
ースバンドへの周波数変換後に、信号は、サンプリンク
周期Ｔa のＡ／Ｄ変換器でサンプリングされる。サンプ
リングされた信号は、とりわけ、周波数変換用の無線周
波発振器によって誘起された位相誤差及び周波数誤差を
生じる。Ｎ個のサンプルｘoFDM（ｋ）（ｋ＝１，２，
３，．．．，Ｎ）のブロックがサンプリングされた信号
から形成される。これらのブロックは、まず最初に、以
下に説明する高速フーリエ変換ユニットＦＦＴ１の計算
時間を補償するため、遅延段Ｔによって遅延される。次
に、信号の位相及び周波数適応が周波数ミキシングユニ
ットＭ１を用いて行われる。訂正された信号ｘ
OFDMc は、順番に、復調用のＦＦＴが実行される高速フ
ーリエ変換ユニットＦＦＴ２に供給される。この場合、
ＦＦＴ２の長さは、ＮがＯＤＦＭ搬送波数を表すとき、
一般的にＮである。個々の搬送波毎の情報を備えたＮ個
の複素係数Ｘc は、ＦＦＴ２によるＦＦＴ後に得られ
る。搬送波分離、即ち、受信応答を改善するため、受信
側で付加的にオーバーサンプリングが行われる場合、Ｆ
ＦＴ２の長さは、Ｎより長くてもよく、例えば、Ｎの倍
数でも構わない。
誤り（ＣＦＥ）訂正の結果が示されている。連続的な位
相ドリフトは位相変化の積分によって抑制され、短い突
然の位相変化しか残っていないので、位相誤差はかなり
削減されている。信号空間点の共通回転及び膨張の一部
は、このようにして補償される。図２には、本発明によ
る位相誤り訂正用の回路装置のブロック図が示されてい
る。ＯＦＤＭ受信機では、伝送されたＯＦＤＭ信号のベ
ースバンドへの周波数変換後に、信号は、サンプリンク
周期Ｔa のＡ／Ｄ変換器でサンプリングされる。サンプ
リングされた信号は、とりわけ、周波数変換用の無線周
波発振器によって誘起された位相誤差及び周波数誤差を
生じる。Ｎ個のサンプルｘoFDM（ｋ）（ｋ＝１，２，
３，．．．，Ｎ）のブロックがサンプリングされた信号
から形成される。これらのブロックは、まず最初に、以
下に説明する高速フーリエ変換ユニットＦＦＴ１の計算
時間を補償するため、遅延段Ｔによって遅延される。次
に、信号の位相及び周波数適応が周波数ミキシングユニ
ットＭ１を用いて行われる。訂正された信号ｘ
OFDMc は、順番に、復調用のＦＦＴが実行される高速フ
ーリエ変換ユニットＦＦＴ２に供給される。この場合、
ＦＦＴ２の長さは、ＮがＯＤＦＭ搬送波数を表すとき、
一般的にＮである。個々の搬送波毎の情報を備えたＮ個
の複素係数Ｘc は、ＦＦＴ２によるＦＦＴ後に得られ
る。搬送波分離、即ち、受信応答を改善するため、受信
側で付加的にオーバーサンプリングが行われる場合、Ｆ
ＦＴ２の長さは、Ｎより長くてもよく、例えば、Ｎの倍
数でも構わない。
【００３２】サンプルｘOFDMは、共通位相誤差ＣＰＥを
決定するため別の高速フーリエ変換ユニットＦＦＴ１に
も供給される。この場合、共通位相誤差ＣＰＥを評価す
るため、全ての搬送波を使用する必要はない。その代わ
りに、より少ない数の係数だけで充分に共通位相誤差の
平均値を計算することができる。このユニットＦＦＴ１
は長さＮ／Ｍを有するので、実装の複雑さはかなり軽減
される。この場合に、実際的なＦＦＴの長さの値とし
て、例えば、復調用ＦＦＴの長さは８ｋ（８１９２）で
あり、誤差処理用のＦＦＴの長さは５１２である。高速
フーリエ変換ユニットＦＦＴ１において訂正値ＣＯＲＲ
を決定するため、ユニットＦＦＴ１には、本例の場合に
高速フーリエ変換ユニットＦＦＴ２において実行される
チャネル評価ＥＳＴが供給される。この評価は先行のシ
ンボルに関する情報を含む。最後に、訂正信号ＣＯＲＲ
は、位相及び周波数適応のため周波数ミキシングユニッ
トＭ１に供給される。
決定するため別の高速フーリエ変換ユニットＦＦＴ１に
も供給される。この場合、共通位相誤差ＣＰＥを評価す
るため、全ての搬送波を使用する必要はない。その代わ
りに、より少ない数の係数だけで充分に共通位相誤差の
平均値を計算することができる。このユニットＦＦＴ１
は長さＮ／Ｍを有するので、実装の複雑さはかなり軽減
される。この場合に、実際的なＦＦＴの長さの値とし
て、例えば、復調用ＦＦＴの長さは８ｋ（８１９２）で
あり、誤差処理用のＦＦＴの長さは５１２である。高速
フーリエ変換ユニットＦＦＴ１において訂正値ＣＯＲＲ
を決定するため、ユニットＦＦＴ１には、本例の場合に
高速フーリエ変換ユニットＦＦＴ２において実行される
チャネル評価ＥＳＴが供給される。この評価は先行のシ
ンボルに関する情報を含む。最後に、訂正信号ＣＯＲＲ
は、位相及び周波数適応のため周波数ミキシングユニッ
トＭ１に供給される。
【００３３】図３には、共通位相誤差φe の評価後に、
共通位相誤り訂正又は共通周波数誤り訂正の何れが実行
されるかを決定することができる本発明による別の回路
装置が示されている。高速フーリエ変換ユニットＦＦＴ
１’における短縮されたＦＦＴの後、粗いチャネル評価
並びに共通位相誤差の決定が本例では別のブロックＥＳ
Ｔにおいて実行される。チャネル評価は、発振器と理想
的な公称周波数との間の位相誤差Ｆerr を与える。この
値は、複素ベクトル
共通位相誤り訂正又は共通周波数誤り訂正の何れが実行
されるかを決定することができる本発明による別の回路
装置が示されている。高速フーリエ変換ユニットＦＦＴ
１’における短縮されたＦＦＴの後、粗いチャネル評価
並びに共通位相誤差の決定が本例では別のブロックＥＳ
Ｔにおいて実行される。チャネル評価は、発振器と理想
的な公称周波数との間の位相誤差Ｆerr を与える。この
値は、複素ベクトル
【００３４】
【数４】
【００３５】の形式の訂正値ＣＨを決定するため使用さ
れ、この訂正値は乗算ユニットＭ２に供給される。共通
周波数誤り訂正のため、乗算ユニットＭ３は共通位相誤
差φeとして得られた値を移動変数２ｋ／Ｎで乗算す
る。但し、ｋは離散時間変数であり、ＮはＯＦＤＭ搬送
波数を表す。これは、共通位相誤差の時間に関する積分
に対応する。得られる位相情報、即ち、共通位相誤り訂
正の場合のφe 並びに共通周波数誤り訂正の場合の２ｋ
φe ／Ｎは、変調ユニットＥＸＰで長さＬの複素ベクト
ルを変調するため使用され、次に乗算ユニットＭ２に供
給される。得られたベクトル、即ち、共通位相誤り訂正
に対する
れ、この訂正値は乗算ユニットＭ２に供給される。共通
周波数誤り訂正のため、乗算ユニットＭ３は共通位相誤
差φeとして得られた値を移動変数２ｋ／Ｎで乗算す
る。但し、ｋは離散時間変数であり、ＮはＯＦＤＭ搬送
波数を表す。これは、共通位相誤差の時間に関する積分
に対応する。得られる位相情報、即ち、共通位相誤り訂
正の場合のφe 並びに共通周波数誤り訂正の場合の２ｋ
φe ／Ｎは、変調ユニットＥＸＰで長さＬの複素ベクト
ルを変調するため使用され、次に乗算ユニットＭ２に供
給される。得られたベクトル、即ち、共通位相誤り訂正
に対する
【００３６】
【外７】
【００３７】と、共通周波数誤り訂正に対する
【００３８】
【外８】
【００３９】は、次に周波数ミキシングユニットＭ１に
供給され、遅延したＯＦＤＭ信号を訂正するため使用さ
れる。このようにして訂正されたＯＦＤＭ信号は、共通
位相誤差が除かれ、共通周波数誤り訂正の場合には、周
波数誤差に関してかなり改善された応答が得られる。最
後に、前述の実施例と同様に、全ての搬送波のＯＦＤＭ
復調が第２の高速フーリエ変換ブロックＦＦＴ２で実行
される。このブロックＦＦＴ２で行われる精緻なチャネ
ル評価は、共通位相誤り訂正或いは共通周波数誤り訂正
の何れが使用されるべきであるかに関する規準、即ち、
チューナの発振器の位相ノイズ特性によって支配される
訂正の選択を与える。
供給され、遅延したＯＦＤＭ信号を訂正するため使用さ
れる。このようにして訂正されたＯＦＤＭ信号は、共通
位相誤差が除かれ、共通周波数誤り訂正の場合には、周
波数誤差に関してかなり改善された応答が得られる。最
後に、前述の実施例と同様に、全ての搬送波のＯＦＤＭ
復調が第２の高速フーリエ変換ブロックＦＦＴ２で実行
される。このブロックＦＦＴ２で行われる精緻なチャネ
ル評価は、共通位相誤り訂正或いは共通周波数誤り訂正
の何れが使用されるべきであるかに関する規準、即ち、
チューナの発振器の位相ノイズ特性によって支配される
訂正の選択を与える。
【００４０】基数２Ｍアルゴリズムは、特に、位相誤差
評価用の高速フーリエ変換の複雑さを軽減するため適当
である。高速フーリエ変換のＭ番目毎の係数だけがこの
目的のため計算される。図４には、時間域の８個のサン
プルｂ（ｎ）の簡単な例について、複雑さの軽減が周波
数域で構成される様子が示されている。時間域の８個の
サンプルｂ（ｎ）は、高速フーリエ変換によって周波数
域ａ（ｎ）に変換されるが、同図において破線で境界を
定められた範囲内にある周波数域ａ（ｎ）、即ち、奇数
番目の係数だけが計算される。同図において、黒点●で
マークされた矢印ノード点は複素数乗算に対応する。使
用した表記法並びに基数アルゴリズムの詳細な説明につ
いては、一般的に、Kammeyer K. D., Kroschel K.:Digi
tale Signalverarbeitung, TeubnerStudienbucher Elec
trotechnik(Digital Signal Processing, Teubner Stud
y Books on Electrical Engineering)", Stutgart, 199
2を参照するのがよい。
評価用の高速フーリエ変換の複雑さを軽減するため適当
である。高速フーリエ変換のＭ番目毎の係数だけがこの
目的のため計算される。図４には、時間域の８個のサン
プルｂ（ｎ）の簡単な例について、複雑さの軽減が周波
数域で構成される様子が示されている。時間域の８個の
サンプルｂ（ｎ）は、高速フーリエ変換によって周波数
域ａ（ｎ）に変換されるが、同図において破線で境界を
定められた範囲内にある周波数域ａ（ｎ）、即ち、奇数
番目の係数だけが計算される。同図において、黒点●で
マークされた矢印ノード点は複素数乗算に対応する。使
用した表記法並びに基数アルゴリズムの詳細な説明につ
いては、一般的に、Kammeyer K. D., Kroschel K.:Digi
tale Signalverarbeitung, TeubnerStudienbucher Elec
trotechnik(Digital Signal Processing, Teubner Stud
y Books on Electrical Engineering)", Stutgart, 199
2を参照するのがよい。
【００４１】本発明は、あらゆる形式のＯＦＤＭ伝送に
対し使用可能であるが、特に、地上ディジタルテレビ又
はＤＡＢ用のＯＦＤＭ受信機に使用することができる。
対し使用可能であるが、特に、地上ディジタルテレビ又
はＤＡＢ用のＯＦＤＭ受信機に使用することができる。
【図１】ａ）、ｂ）及びｃ）は、夫々、ａ）訂正されて
いない場合、ｂ）従来技術によって訂正された場合、及
び、ｃ）本発明によって訂正された場合のＯＦＤＭ信号
の位相干渉及びＩ−Ｑ信号配置を示す図である。
いない場合、ｂ）従来技術によって訂正された場合、及
び、ｃ）本発明によって訂正された場合のＯＦＤＭ信号
の位相干渉及びＩ−Ｑ信号配置を示す図である。
【図２】本発明による位相誤り訂正用の第１の回路装置
のブロック図である。
のブロック図である。
【図３】本発明による第２の回路装置のブロック図であ
る。
る。
【図４】２基数アルゴリズムを用いて，Ｎ段のＦＦＴを
Ｎ／２段のＦＦＴに単純化する方法の説明図である。
Ｎ／２段のＦＦＴに単純化する方法の説明図である。
ＥＳＴ チャネル評価ブロック ＥＸＰ 変調ユニット ＦＦＴ１’，ＦＦＴ２ 高速フーリエ変換ユニット Ｍ１ 周波数ミキシングユニット Ｍ２，Ｍ３ 乗算ユニット Ｔ 遅延段 ＣＨ 訂正値 ＣＦＥ 共通周波数誤り訂正 ＣＯＲＲ 訂正信号 ＣＰＥ 共通位相誤り訂正 ＸOFDM ＯＦＤＭサンプル信号 ＸOFDMc 訂正された信号 Ｘc （１），Ｘｃ（２），．．．，Ｘｃ（Ｎ） φe 共通位相誤差 Ｎ 搬送波数 Ｎ／Ｍ ＦＦＴ１’の長さ ２ｋ／Ｎ 移動変数
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 クラオス ムッシャリク ドイツ連邦共和国，81369 ミュンヒェン, パッサオアーシュトラーセ 51
Claims (13)
- 【請求項１】 搬送波自体によって誘起されたノイズ成
分を表し搬送波自体に重ねられる自己ノイズ成分と、隣
接した搬送波の干渉によって誘起される外部ノイズ成分
とにより構成される位相ノイズを有し、Ｎ個の異なる搬
送波で伝送され、受信機で復調用のフーリエ変換が施さ
れるディジタル多重搬送波信号の位相及び／又は周波数
誤差を訂正する方法において、 上記自己ノイズ成分の評価は別のフーリエ変換により行
われ、 上記ディジタル多重搬送波信号は上記評価された自己ノ
イズ成分に依存して訂正されることを特徴とする方法。 - 【請求項２】 上記自己ノイズ成分を評価するための上
記別のフーリエ変換は、上記復調用のフーリエ変換の前
に実行されることを特徴とする請求項１記載の方法。 - 【請求項３】 上記自己ノイズ成分を評価するための上
記別のフーリエ変換の長さは、上記復調用のフーリエ変
換の長さよりも短くされることを特徴とする請求項１又
は２記載の方法。 - 【請求項４】 上記復調用のフーリエ変換の長さはＮで
あり、Ｍが２のべき乗を表す場合に、上記自己ノイズ成
分を評価するための上記別のフーリエ変換の長さはＮ／
Ｍであることを特徴とする請求項３記載の方法。 - 【請求項５】 上記自己ノイズ成分を評価するための上
記別のフーリエ変換の複雑さは、２Ｍ基数アルゴリズム
を用いることにより軽減されることを特徴とする請求項
４記載の方法。 - 【請求項６】 上記ディジタル多重搬送波信号は、上記
自己ノイズ成分を評価するための上記別のフーリエ変換
の計算時間を補償するため、上記復調用のフーリエ変換
に供給される前に遅延されることを特徴とする請求項１
乃至５のうちいずれか１項記載の方法。 - 【請求項７】 上記評価された自己ノイズ成分に依存し
て、全ての位相誤差又は上記自己ノイズ成分だけが訂正
されることを特徴とする請求項１乃至６のうちいずれか
１項記載の方法。 - 【請求項８】 上記自己ノイズ成分の更なる訂正が上記
復調用のフーリエ変換によって行われることを特徴とす
る請求項１乃至７のうちいずれか１項記載の方法。 - 【請求項９】 ｆerr は発振器と理想的な公称周波数と
の間の位相差であり、 ＮはＯＦＤＭ搬送波数であり、 ｋ＝１，２，３，．．．，Ｎと表されるｋは離散時間変
数であり、 Ｔa はサンプリング周期を表す場合に、 サンプルが自己ノイズ成分の訂正用の複素ベクトル 【外１】 若しくは、全ての位相誤差の訂正用の複素ベクトル 【外２】 によって乗算されることを特徴とする請求項１乃至８の
うちいずれか１項記載の方法。 - 【請求項１０】 ディジタル多重搬送波信号の位相及び
／又は周波数誤差を訂正する回路装置において、 上記ディジタル多重搬送波信号の訂正信号を供給する自
己ノイズ成分評価手段と、 上記自己ノイズ成分評価手段の計算時間の補償のため上
記ディジタル多重搬送波信号を遅延させるべく、上記デ
ィジタル多重搬送波信号のサンプルが供給される遅延段
と、 上記訂正信号を用いて上記遅延されたサンプルから適応
された位相又は周波数信号が生成される周波数ミキシン
グユニットと、 第１の変換段階の間に上記ディジタル多重搬送信号のサ
ンプルが供給され、上記第１の変換段階を用いて変換さ
れた信号は上記自己ノイズ成分評価手段に供給され、第
２の変換段階の間に上記適応された位相又は周波数信号
が供給され、上記信号から上記第２の変換段階を用い上
記搬送波の複素係数が復調される、変換手段とを含むこ
とを特徴とする、請求項１乃至９のうちいずれか１項記
載の方法を実施する回路装置。 - 【請求項１１】 上記変換手段は、上記訂正信号を決定
するフーリエ変換を実行する手段と、上記適応された位
相又は周波数信号を復調する別のフーリエ変換を実行す
る手段（ＦＦＴ２）とを有することを特徴とする請求項
１０記載の回路装置。 - 【請求項１２】 上記訂正値を決定するため、上記自己
ノイズ成分評価手段は、チャネル評価ユニット（ＦＦＴ
２）から先行のシンボルに関係した情報が供給されるｋ
とを特徴とする請求項１０又は１１記載の回路装置。 - 【請求項１３】 上記自己ノイズ成分評価手段は、 最初に、チャネル訂正値と上記自己ノイズ成分の評価さ
れた値に対応する第１の位相情報値とを供給し、 第２の位相情報値を生成するため、上記自己ノイズ成分
の評価された値が時間依存性移動変数により乗算される
乗算ユニットと、 上記第１の位相情報値と上記第２の位相情報値とを切り
換えることができるスイッチングユニットと、 長さＬの複素ベクトルを上記第１又は第２の位相情報値
で変調する変調ユニットと、 上記ミキシングユニットに供給される上記訂正値を決定
するため、上記チャネル訂正値及び上記変調された複素
ベクトルを使用する第２の乗算ユニットとを更に有する
ことを特徴とする、請求項１０乃至１２のうちいずれか
１項記載の回路装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19738780A DE19738780A1 (de) | 1997-09-04 | 1997-09-04 | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Korrektur von Phasen- und/oder Frequenzfehlern digitaler Multicarrier-Signale |
| DE19738780:2 | 1997-09-04 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11154926A true JPH11154926A (ja) | 1999-06-08 |
| JP4149044B2 JP4149044B2 (ja) | 2008-09-10 |
Family
ID=7841247
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24332298A Expired - Fee Related JP4149044B2 (ja) | 1997-09-04 | 1998-08-28 | ディジタル多重搬送波信号の位相及び／又は周波数誤差を訂正する方法及び回路装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6304545B1 (ja) |
| EP (1) | EP0901259B1 (ja) |
| JP (1) | JP4149044B2 (ja) |
| CN (1) | CN1136700C (ja) |
| DE (2) | DE19738780A1 (ja) |
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