JP2009117897A - 無線送信装置および無線送信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】直交変調部の不完全性により生じるひずみを、回路規模の増大並びに演算処理量の増大を抑えて、高い精度で補償する、
【解決手段】第１〜第Ｎの変調シンボルを生成し、周波数軸上において中心周波数を中心に対称をなすように配置された第１〜第Ｎのサブキャリア対に対し、第１〜第Ｎの変調シンボルを第１〜第Ｎのサブキャリア対に含まれる一方の対象サブキャリアにマッピングし、他方の非対象サブキャリアにヌル信号をマッピングすることにより、複数の第一のサブキャリア信号を生成し、複数の第一のサブキャリア信号を逆フーリエ変換、直交変調、直交復調およびフーリエ変換することにより複数の第二のサブキャリア信号を生成し、第１〜第Ｎのサブキャリア対毎に、対象サブキャリアに対する第一および第二のサブキャリア信号間の誤差、非対象サブキャリアに対する第一および第二のサブキャリア信号間の誤差を、第一および第二の誤差ベクトルとして推定する。
【選択図】図２

Description

この発明は、たとえば直交変調部で発生する振幅誤差並びに位相誤差を補償する無線送信装置および無線送信方法に関する。

OFDMA（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）に代表されるマルチキャリア無線通信方式では、送信信号が複素信号となるため、通常、送信装置でキャリア周波数への変調処理を行う場合には直交変調部が用いられている。アナログ回路で直交変調部を実現する場合、その不完全性に起因して、ローカル信号発生器により生成されたキャリア信号の同相成分および直交成分の振幅や位相に誤差が生じることがある。これにより、直交変調部より出力される信号に対してひずみが発生し、結果として無線通信性能を制限する要因となっている。

上記ひずみの影響を取り除く（補償する）方法として、直交変調部より出力された信号を、ループバック回路を用いてデジタル信号として再生し、この再生されたデジタル信号を用いて上記した誤差（例えば振幅誤差や位相誤差）の大きさを推定し、推定した結果を用いて、直交変調部へと入力するデジタル信号に対して、予め、直交変調部により生じるひずみを打ち消す（補償する）演算を行うことが提案されている（例えば、特許文献１の図１参照）。

また、マルチキャリア無線通信方式への適用を前提として、直交変調部より出力された信号からループバック回路を用いて各周波数サブキャリアにマッピングされた信号を再生し、この再生された信号と実際にマッピングした信号との差分を算出することで誤差を推定し、この推定した誤差を用いて、サブキャリアにマッピングする信号に対して、予め、誤差を打ち消す（補償する）演算を行うことも提案されている（例えば、特許文献２の図１参照）。
特開２００７−１１６２４１号公報 特開２００６−１５７２５６号公報

上記した特許文献１に記載された従来技術では、再生されたデジタル信号のコンスタレーションと本来あるべきコンスタレーションとを比較することで、直交変調部における振幅誤差および位相誤差それぞれを推定している。また、推定した誤差を用いてひずみ成分を補償するデジタル信号処理では、全ての送信信号（サンプル）に対して所定の係数を乗算する処理が行われており、誤差の推定処理および補償処理を導入した結果として、回路規模の増大並びに演算処理量の増大を招くことが想像される。

また、上記した特許文献２に記載された従来技術では、再生されたサブキャリア信号と本来あるべきサブキャリア信号との差分により誤差を推定し、推定した誤差を用いてサブキャリアにマッピングした信号に対して誤差を補償する処理を行っていることから、特許文献１に記載された従来技術と比べて回路規模並びに演算処理量を抑えることが可能である。しかしながら、直交変調部により生じるひずみには、元の送信信号に対して乗算される成分と加算される成分が含まれていることから、差分により誤差を推定する場合には誤差の一部しか推定されないこととなり、結果として誤差の補償精度が劣化してしまうことになる。

よって、本発明は、直交変調部の不完全性により生じるひずみを、回路規模の増大並びに演算処理量の増大を可及的に抑えつつ、且つ高い精度で補償する、無線送信装置および無線送信方法を提供する。

本発明の一態様としての無線送信装置は、
送信データを変調することにより第１〜第Ｎの変調シンボルを生成する変調シンボル生成手段と、
周波数軸上において中心周波数を中心に対称をなすように配置された第１〜第Ｎのサブキャリア対に対し、前記第１〜第Ｎの変調シンボルを前記第１〜第Ｎのサブキャリア対に含まれる一方の対象サブキャリアにマッピングし、他方の非対象サブキャリアにヌル信号をマッピングすることにより、複数の第一のサブキャリア信号を生成するマッピング手段と、
前記複数の第一のサブキャリア信号を逆フーリエ変換することにより第一の逆フーリエ変換信号を生成する逆フーリエ変換手段と、
前記第一の逆フーリエ変換信号を直交変調することにより第一の変調信号を生成する直交変調手段と、
前記第一の変調信号を直交復調することにより第一の復調信号を生成する直交復調手段と、
前記第一の復調信号をフーリエ変換により複数の周波数成分に分解することにより複数の第二のサブキャリア信号を生成するフーリエ変換手段と、
前記第１〜第Ｎのサブキャリア対毎に、前記対象サブキャリアに対する前記第一および第二のサブキャリア信号間の誤差を第一の誤差ベクトルとして推定し、前記非対象サブキャリアに対する前記第一および第二のサブキャリア信号間の誤差を第二の誤差ベクトルとして推定する誤差推定手段と、
前記第１〜第Ｎのサブキャリア対毎に、前記対象サブキャリアに対して推定された前記第一の誤差ベクトルにより前記対象サブキャリアの前記第一のサブキャリア信号を補正し、前記非対象サブキャリアに対して推定された前記第二の誤差ベクトルにより前記非対象サブキャリアの第一のサブキャリア信号を補正することにより、複数の補正された第一のサブキャリア信号を生成する、補正手段と、を備え、
前記逆フーリエ変換手段は、前記複数の補正された第一のサブキャリア信号を逆フーリエ変換することにより第二の逆フーリエ変換信号を生成し、
前記直交変調手段は、前記第二の逆フーリエ変換信号を直交変調することにより第二の変調信号を生成し、生成した第二の変調信号を送信のために出力する、
ことを特徴とする。

本発明の一態様としての無線送信方法は、
送信データを変調することにより第１〜第Ｎの変調シンボルを生成し、
周波数軸上において中心周波数を中心に対称をなすように配置された第１〜第Ｎのサブキャリア対に対し、前記第１〜第Ｎの変調シンボルを前記第１〜第Ｎのサブキャリア対に含まれる一方の対象サブキャリアにマッピングし、他方の非対象サブキャリアにヌル信号をマッピングすることにより、複数の第一のサブキャリア信号を生成し、
前記複数の第一のサブキャリア信号を逆フーリエ変換することにより第一の逆フーリエ変換信号を生成し、
前記第一の逆フーリエ変換信号を直交変調することにより第一の変調信号を生成し、
前記第一の変調信号を直交復調することにより第一の復調信号を生成し、
前記第一の復調信号をフーリエ変換することにより複数の第二のサブキャリア信号を生成し、
前記第１〜第Ｎのサブキャリア対毎に、前記対象サブキャリアに対する前記第一および第二のサブキャリア信号間の誤差を第一の誤差ベクトルとして推定し、前記非対象サブキャリアに対する前記第一および第二のサブキャリア信号間の誤差を第二の誤差ベクトルとして推定し、
前記第１〜第Ｎのサブキャリア対毎に、前記対象サブキャリアに対して推定された前記第一の誤差ベクトルにより前記対象サブキャリアの前記第一のサブキャリア信号を補正し、前記非対象サブキャリアに対して推定された前記第二の誤差ベクトルにより前記非対象サブキャリアの第一のサブキャリア信号を補正することにより、複数の補正された第一のサブキャリア信号を生成し、
前記複数の補正された第一のサブキャリア信号を逆フーリエ変換することにより第二の逆フーリエ変換信号を生成し、
前記第二の逆フーリエ変換信号を直交変調することにより第二の変調信号を生成し、生成した第二の変調信号を送信のために出力する、
ことを特徴とする。

本発明により、直交変調部の不完全性により生じるひずみを、回路規模の増大並びに演算処理量の増大を可及的に抑えつつ、且つ高い精度で補償できる。

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態について詳細に説明する。

本発明の無線送信装置および無線送信方法は、図１（Ａ）に示したように、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重)と称される無線通信方式に代表される、複数のサブキャリアに信号をマッピングすることで無線通信を行うマルチキャリア無線通信方式に用いて好適である。より具体的には、本発明は、図１（Ｂ）に示したように、複数のサブキャリアを分割し、それぞれ異なるユーザ１〜Nに割り当てることで複数のユーザが同時に無線通信を行うことを可能にするOFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access：直交周波数分割多重アクセス)と称される無線通信方式に用いて好適である。したがって、以下では、無線通信方式がOFDMAである場合を例にして、本発明の実施の形態を説明する。

（第一実施形態）
図２に本発明の無線送信装置の第一実施形態を示す。図２に示すように、本発明の第一実施形態としての無線送信装置は、少なくとも、変調部１１、第一のＳ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換部１２、マッピング部１３、誤差補償部（補正手段）１４、周波数／時間変換部（逆フーリエ変換手段）１５、Ｐ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換部１６、Ｄ／Ａ変換部１７ａ、１７ｂ、ＬＰＦ(Low Pass Filter：ローパスフィルタ)１８ａ、１８ｂ、直交変調部１９、周波数変換部２０、ＢＰＦ（Band Pass Filter：バンドパスフィルタ）２１、Ａ／Ｄ変換部２２、直交復調部２３、第二のＳ／Ｐ変換部２４、時間／周波数変換部（フーリエ変換手段）２５、誤差推定部２６を備える。

図２において、変調部１１は、入力された送信（バイナリ）データを所定の変調方式により変調して変調シンボル（第一〜第Ｎの変調シンボル）を生成し、第一のＳ／Ｐ変換部１２へ入力する。

第一のＳ／Ｐ変換部１２は、入力された変調シンボルをＳ／Ｐ変換し、マッピング部１３へ入力する。この際、マッピング部１３へ入力する変調シンボルの数は、当該無線送信装置に対して割り当てられたサブキャリア数に対応する。

マッピング部１３は、入力された変調シンボルをあらかじめ指定されたサブキャリアにマッピングし、また、変調シンボルがマッピングされないサブキャリアにヌル信号をマッピングすることにより、所定数のサブキャリア信号（複数の第一のサブキャリア信号）を生成し、誤差補償部１４へ入力する。この所定数は、無線通信方式にしたがい予め定められたサブキャリア数（所定のサブキャリア数）である。所定のサブキャリア数は、たとえば図１（Ｂ）の場合、ユーザ１〜Ｎに割り当てられた全サブキャリア数である。

ここで、マッピングするサブキャリアは、ＤＣ成分（直流成分）を軸として一方を正側、他方を負側としたとき、軸を中心に対称に位置する２つのサブキャリアのいずれか一方である（後述する図５および図６を参照）。すなわち、変調シンボルがマッピングされる各サブキャリアは、正側および負側に分散されてもよいが、マッピングされたサブキャリアに対し軸を挟んで対称の位置のサブキャリアには変調シンボルがマッピングされない（ヌル信号がマッピングされる）ものとする。このようにしてマッピング部１３は、周波数軸上において中心周波数を中心にして対称をなすように配置された第１〜第Ｎのサブキャリア対に対し、第１〜第Ｎの変調シンボルを第１〜第Ｎのサブキャリア対に含まれる一方の対象サブキャリアにマッピングし、他方の非対象サブキャリアにヌル信号をマッピングすることにより、所定数のサブキャリア信号（複数の第一のサブキャリア信号）を生成する。

誤差補償部１４は、マッピング部１３から入力された所定数のサブキャリア信号ないしは一部のサブキャリア信号に対して直交変調部により生じるひずみを取り除く（補償する）演算を行い、結果を周波数／時間変換部１５へ入力する。ただし、誤差補償部１４は、誤差推定部２６により誤差推定を行うときは、マッピング部１３から入力された所定数のサブキャリアをそのまま後段の周波数／時間変換部１５に出力する。すなわち誤差推定を行うときは誤差補償されていない信号に基づいて行うものとする。誤差補償を経た信号に基づいて誤差推定を行うことも可能であるが、それについては第四実施形態で説明する。マッピング部１３の出力をそのまま周波数／時間変換部１５に出力するモードはたとえば第一モードに相当し、マッピング部１３の出力を誤差補償し、誤差補償した信号を周波数／時間変換部１５に出力するモードは第２モードに相当する。このようなモード切替えは、モード切替を制御する制御部を設けることで実現するが、これについては第２実施形態で説明するものとし、本実施形態では制御部の図示を省略している。

周波数／時間変換部１５は、誤差補償部１４から入力された所定数のサブキャリア信号に対して、例えば逆フーリエ変換演算を用いて周波数／時間変換を行い、所定のサンプル数の時間領域信号（逆フーリエ変換信号）をＰ／Ｓ変換部１６へ入力する。所定のサンプル数は、無線通信方式にしたがい予め定められたサンプル数であり、一般的には、これは無線通信方式にしたがい予め定められたサブキャリア数（上記所定のサブキャリア数）と同数である。上記逆フーリエ変換信号が誤差補償を受けていない信号に基づくとき、この時間領域信号はたとえば第一の逆フーリエ変換信号に相当し、誤差補償を受けた信号に基づくときはたとえば第二の逆フーリエ変換信号に相当する。

Ｐ／Ｓ変換部１６は、周波数／時間変換部１５から入力された所定のサンプル数の時間領域信号（逆フーリエ変換信号）をＰ／Ｓ変換し、さらに同相信号Ｉ（成分）と直交信号（Ｑ成分）を分離して、それぞれＤＡＣ１７ａ、１７ｂに入力する。それぞれのＤＡＣ１７ａ、１７ｂでは、入力された信号に対してデジタル／アナログ変換を行い、結果をＬＰＦ１８ａ、１８ｂに入力する。それぞれのＬＰＦ１８ａ、１８ｂでは、入力された信号に対してイメージ成分を取り除くための演算を行い、結果を直交変調部１９へと入力する。

直交変調部１９は、Ｐ／Ｓ変換部１６から入力された同相信号および直交信号に対して直交変調を行うことにより変調信号を生成し、生成した変調信号を図示しない後段の送信処理部に入力するとともに、ループバック信号として周波数変換部２０へ入力する。誤差補償処理を受けていない信号を直交変換して得た変調信号はたとえば第一の変調信号と称され、誤差補償処理を受けた信号を直交変換して得た変調信号はたとえば第二の変調信号と称されてもよい。

周波数変換部２０は、直交変換部１０から入力された変調信号に対して、後段のＡ／Ｄ変換部２２のサンプリングレートよりも低い周波数へと周波数変換を行い、結果をＢＰＦ２１に入力する。

ＢＰＦ２１は、後段のＡ／Ｄ変換部２２の処理にてエイリアス成分を抑えるための演算を行い、結果をＡ／Ｄ変換部２２へ入力する。

Ａ／Ｄ変換部２２は、ＢＰＦ２１から入力された信号に対して所定のサンプリングレートによりＡ／Ｄ変換を行い、結果を直交復調部２３へと入力する。

直交復調部２３では、Ａ／Ｄ変換部２２から入力された信号に対してデジタル直交復調演算を行うことにより復調信号（時間領域信号）を生成し、これを第二のＳ／Ｐ変換部２４へと入力する。生成された復調信号（時間領域信号）が誤差補償を受けていない信号に基づくとき、当該生成された復調信号はたとえば第一の復調信号に相当し、誤差補償を受けた信号に基づくときはたとえば第二の復調信号に相当する。

第二のＳ／Ｐ変換部２４は、直交復調部２３から入力された信号をＳ／Ｐ変換し、結果を時間／周波数変換部２５へ入力する。この際、時間／周波数変換部２５への入力は、無線通信方式にしたがい予め定められたサンプル数（所定のサンプル数）の信号である。

時間／周波数変換部２５は、第二のＳ／Ｐ変換部２４から入力された所定のサンプル数の信号に対して、例えばフーリエ変換演算を用いて時間／周波数変換する（複数の周波数成分へ分解）ことにより、マッピング部１３により生成されたサブキャリア信号を再生し、再生されたサブキャリア信号を誤差推定部２６へ入力する。この際、誤差推定部２６へ入力するサブキャリア信号の数は、無線通信方式にしたがい予め定められたサブキャリア数（所定のサブキャリア数）である。再生されたサブキャリア信号が、誤差補償を受けた信号に基づくとき、この再生されたサブキャリア信号は、たとえば第二のサブキャリア信号に相当し、誤差補償を受けていない信号に基づくとき、たとえば第三のサブキャリア信号に相当する。

誤差推定部２６は、再生されたサブキャリア信号（本実施形態では第二のサブキャリア信号）を用いて直交変調部１９により生じるひずみを誤差ベクトルとして推定し、推定した誤差ベクトルを誤差補償部１４に通知する。

以下、誤差ベクトルについて詳細に説明する。

周波数／時間変換部１５より出力された信号を

とすると、直交変調部１９の出力は、

で表されることから、ループバック信号として直交復調部２３により再生された信号は、

で表される。ここで、ｓ_ｉ（ｔ）は周波数／時間変換部１５より出力された信号の同相信号Ｉ（成分）を、ｓ_ｑ（ｔ）は直交信号（Ｑ成分）を表しており、ｆｃはキャリア周波数を、α_ｉおよびα_ｑはそれぞれ同相信号および直交信号に対する振幅誤差を、β_ｉおよびβ_ｑはそれぞれ同相信号および直交信号に対する位相誤差を表している。また、Ｒｅ［］は［］内の信号の実部であり、上付き文字の^＊は複素共役演算を表している。

これまでの説明で述べたように、本発明ではサブキャリアに変調シンボルをマッピングしていることから、式（３）を周波数軸上の信号として表すと、

となる（「−ｆ」は、中心周波数（ＤＣ成分）を軸として正側の「ｆ」に対し対称に位置する負側の周波数を表す）。したがって、変調シンボルがマッピングされているサブキャリアに対して推定された結果は式（４）におけるＡで示され、以後これを誤差ベクトルＡと称する。また、変調シンボルがマッピングされたサブキャリアに対称に位置するサブキャリアに対して推定された結果は式（４）におけるＢで示され、以後これを誤差ベクトルＢと称する。なお、誤差ベクトルＡは直交変調部１９で生じるひずみの乗算成分であり、誤差ベクトルＢは加算成分である。誤差ベクトルＡが、補償処理を受けていない信号に基づくときこれはたとえば第一の誤差ベクトルに相当し、補償処理を受けている信号に基づくときこれはたとえば第三の誤差ベクトルに相当する（本実施形態では前者のみ扱う）。また、誤差ベクトルＢが、補償処理を受けていない信号に基づくときこれはたとえば第二の誤差ベクトルに相当し、補償処理を受けている信号に基づくときこれはたとえば第四の誤差ベクトルに相当する（本実施形態では前者のみ扱う）。

ここで誤差ベクトルについてさらに深く理解するため、図５および図６を用いて、マッピング部１３の出力信号、直交変調部１９の出力信号および誤差推定部２６への入力信号の関係について説明する。なお、それぞれの信号は全てサブキャリアを単位とする周波数軸上の信号として記載している。

図５（Ａ）に示すように、マッピング部１３は、中心周波数（ＤＣ成分）を軸にサブキャリア群を２つに分割（ここでは、それぞれを正側サブキャリアおよび負側サブキャリアと称する）した際のいずれか一方にのみ変調シンボルをマッピングし、他方をヌルサブキャリアとしている。変調シンボルがマッピングされたサブキャリアの信号はＳ（ｆ）により表される。

このようにして得たサブキャリア信号に対して直交変調部１９によりひずみが生じると、式（４）にしたがい、変調シンボルがマッピングされたサブキャリア（正側サブキャリア）では、図５（Ｂ）に示すように、当該変調シンボルに対して振幅および位相成分にひずみが生じる（Ｓ（ｆ）がひずんでＡ＊Ｓ（ｆ）となる）。また、変調シンボルがマッピングされていないヌルサブキャリア（負側サブキャリア）では、対称に位置する（変調シンボルがマッピングされている）サブキャリアからの干渉成分が生じる（干渉成分はＢ＊Ｓ^＊（―ｆ））。なお、Ｓ（ｆ）とＳ（−ｆ）の値は同じである。誤差推定部２６の入力信号を示す図５（Ｃ）のように、前者は誤差ベクトルＡによる影響であり、後者は誤差ベクトルＢによる影響である（なお図５（Ｂ）と図５（Ｃ）に示す信号は同一である）。

図５（Ｃ）に示すような信号（直交変調部１９の出力信号）が誤差推定部２６に入力されると、誤差推定部２６では変調シンボルがマッピングされたサブキャリア（正側サブキャリア）の信号Ａ＊Ｓ（ｆ）と、変調シンボルがマッピングされていないサブキャリア（負側サブキャリア）の信号Ｂ＊Ｓ^＊（−ｆ）とを用いて誤差推定処理を行うことにより、誤差ベクトルＡおよび誤差ベクトルＢをそれぞれ推定することができる。誤差ベクトルＡは正側サブキャリア毎に推定され、誤差ベクトルＢは負側サブキャリア毎に推定される。後に説明するように、誤差推定部２６は、正側サブキャリア毎に推定した誤差ベクトルＡおよび負側サブキャリア毎に推定した誤差ベクトルＢをそのまま誤差補償部１４に出力してもよいし、誤差ベクトルＡを平均した平均誤差ベクトルＡ’および誤差ベクトルＢを平均した平均誤差ベクトルＢ’を誤差補償部１４に出力してもよい。本実施形態では後者を想定する。

図５では、正側サブキャリア群および負側サブキャリア群のいずれか一方にすべての変調シンボルをマッピングする例を示したが、先にも少し述べたように、変調シンボル毎に、正側サブキャリアおよび負側サブキャリアのどちらか一方にマッピングすればよい。たとえばマッピング部出力、直交変調部出力および誤差推定部出力の他の例を示す図６のように、中心周波数（ＤＣ成分）を軸に対称に位置するサブキャリアのいずれか一方にのみ各変調シンボルをマッピングすればよく、この場合も、上記と同様にして、誤差推定部２６において誤差ベクトルＡおよび誤差ベクトルＢをそれぞれ推定することができる。

図３は、誤差推定部２６の構成例および動作例の詳細を説明する図である。前述した通り、図３の誤差推定部２６は、誤差補償部による誤差補償を経ていない信号に基づいて行うことを前提としている。

時間／周波数変換部２５より入力された所定数の再生されたサブキャリア信号は、まず、セレクタ１に入力される。セレクタ１では、所定数の再生されたサブキャリア信号を、変調シンボルがマッピングされているサブキャリアを含むサブキャリア群（以降、第一サブキャリア群と称する）の信号Ａ＊Ｓ（ｆ）と、変調シンボルがマッピングされているサブキャリアを含まないサブキャリア群（以降、第二サブキャリア群と称する）の信号Ｂ＊Ｓ^＊（−ｆ）とに分割する。たとえば図５の場合、正側サブキャリア群（第一サブキャリア群）の信号と、負側サブキャリア群（第二サブキャリア群）の信号とに分割する。第一サブキャリア群と第二サブキャリア群とは、それぞれ同一数のサブキャリアを含み、どのサブキャリアがどちらの群に属するのかはあらかじめ決められている。

続いて、第一のサブキャリア群に含まれる各再生されたサブキャリア信号Ａ＊Ｓ（ｆ）に、各サブキャリアにマッピングされた変調シンボルＳ（ｆ）の複素共役Ｓ^＊（ｆ）が乗算される。より詳細には、各サブキャリアにマッピングされた変調シンボルＳ（ｆ）のレプリカが、送信シンボルレプリカ生成部３１により生成され、生成されたレプリカの複素共役が複素共役演算部３２で計算され、レプリカの複素共役Ｓ^＊（ｆ）が、乗算部３３において、上記第一のサブキャリア群に含まれる各再生されたサブキャリア信号Ａ＊Ｓ（ｆ）に乗算され、誤差ベクトルＡが出力される。なお、軸を挟んで互いに対称に位置する正側および負側のサブキャリアのいずれにも変調シンボルがマッピングされていないとき、これらのサブキャリアのＳ（ｆ）およびＳ（−ｆ）はいずれも０である。したがって当該サブキャリアのレプリカも０である。

第二のサブキャリア群に含まれる各再生されたサブキャリア信号Ｂ＊Ｓ^＊（−ｆ）には、当該サブキャリアと中心周波数（ＤＣ成分）を軸に対象に位置するサブキャリアにマッピングされた変調シンボルＳ（ｆ）が乗算される。より詳細には、上記ＤＣ成分を軸に対象に位置するサブキャリアにマッピングされた変調シンボルＳ（ｆ）のレプリカが、送信シンボルレプリカ生成部３１により生成され、生成されたレプリカＳ（ｆ）が、乗算部３４において、上記第二のサブキャリア群に含まれる各再生されたサブキャリア信号Ｂ＊Ｓ^＊（−ｆ）に乗算され、誤差ベクトルＢが出力される。

セレクタ２ｂでは、各乗算部３３から第一サブキャリア群の誤差ベクトルＡが入力され、変調シンボルがマッピングされたサブキャリアの誤差ベクトルＡを選択し、選択した誤差ベクトルＡを平均化部３５ｂに入力する。

セレクタ２ａでは、各乗算部３４から第二サブキャリア群の誤差ベクトルＢが入力され、中心周波数（ＤＣ成分）を軸に対象に位置するサブキャリアに変調シンボルがマッピングされているサブキャリアの誤差ベクトルＢを選択し、選択した誤差ベクトルＢを平均化部３５ａへ入力する。

平均化部３５ａ、３５ｂでは、各々入力された誤差ベクトルＡ、Ｂを平均化することにより、それぞれ平均誤差ベクトルＡ’、Ｂ’を出力する。平均誤差ベクトルＡ’が誤差補償を受けていない信号に基づくときこれはたとえば第一の平均誤差ベクトルに相当し、誤差補償を受けた信号に基づくときこれはたとえば第三の平均誤差ベクトルに相当する（本実施形態では前者のみが取り扱われる）。また平均誤差ベクトルＢ’が誤差補償を受けていない信号に基づくときこれはたとえば第二の平均誤差ベクトルに相当し、誤差補償を受けた信号に基づくときこれはたとえば第四の平均誤差ベクトルに相当する（本実施形態では前者のみが取り扱われる）。

セレクタ１、２ａ、２ｂおよび送信シンボルレプリカ生成部３１には、事前に、マッピング部１３より、各サブキャリアへの変調シンボルのマッピングに関する情報、およびマッピングされた変調シンボルの情報が通知されているものとする。また、図３および後述の説明で用いる図面では、説明を簡単にするため、演算過程で必要になる正規化処理部の図示を省略していることを付記しておく。

図４は、図３に示した誤差推定部の変形例を示す。

図４に示した構成例では、図３と比較して、送信シンボルレプリカ生成部３１、複素共役演算部３２並びに乗算部３３、３４が除かれており、代わりに、セレクタ３ａ、３ｂと符号反転演算部３５が加えられている。この構成は、誤差推定部２６の動作時、各サブキャリアにマッピングされる信号がＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調されている場合（たとえばＩ軸上に原点を挟んで２つの信号点（１、０）（−１、０）をもつ信号点セットを用いて変調を行う場合）に用いることができる。Ｉ軸上の正側の信号点（１、０）に変調シンボルがマッピングされたときＳ（ｆ）またはＳ^＊（−ｆ）は１であり、負側の信号点（−１、０）にマッピングされたときＳ（ｆ）またはＳ^＊（−ｆ）は−１である。

したがって、セレクタ３ａ、３ｂは、マッピング部１３より通知される、各サブキャリアにマッピングされた変調シンボルに関する情報に基づき、符号反転演算を行うか、行わないかの選択をすることとなる。すなわちＳ（ｆ）またはＳ^＊（−ｆ）が１のときは符号反転演算を行わない経路Ｐ１を選択することで、Ａ＊Ｓ（ｆ）＝Ａ、Ｂ＊Ｓ^＊（−ｆ）＝Ｂとして、誤差ベクトルＡまたはＢを得ることができる。また、Ｓ（ｆ）またはＳ^＊（−ｆ）が−１のときは符号反転演算を行う経路Ｐ２を選択することで、−１＊（Ａ＊Ｓ（ｆ））＝Ａ、−１＊（Ｂ＊Ｓ^＊（−ｆ））＝Ｂとして、誤差ベクトルＡまたはＢを得ることができる。

結果として、図３に示した構成例と比較すると、複数の乗算部が除かれていることから、相対的に簡易な回路構成にて誤差推定部の処理を実現できることとなる。

図７は、誤差補償部１４の構成例および動作例の詳細を説明する図である。

マッピング部１３より入力された所定の数のサブキャリア信号が誤差補償部に入力される。

誤差推定部２６により推定された平均誤差ベクトルＡ’の複素共役を複素共役演算部４３において計算し、平均誤差ベクトルＡ’の複素共役をセレクタ４１から出力されたサブキャリア信号に対して乗算部４２において乗算することにより、乗算部４２から第一の乗算値を出力する。

一方、誤差補償部１４に入力された各サブキャリア信号の複素共役を複素共役演算部４４において計算し、また誤差推定部２６により推定された平均誤差ベクトルＢ’を符号反転演算部４７において符号反転する。そして、複素共役演算部４４で計算された複素共役と、符号反転した平均誤差ベクトルＢ’とを乗算部４５において乗算して、乗算部４５から第二の乗算値を出力する。乗算部４５から出力された第二の乗算値を、当該サブキャリアとは中心周波数（ＤＣ成分）を軸に対称に位置するサブキャリアの第一乗算値に加算部４６において加算し、その結果（誤差補償されたサブキャリア信号）を周波数／時間変換部１５へと入力する。

図７の例では、平均誤差ベクトルＡ’および平均誤差ベクトルＢ’を利用して誤差補償を行ったが、サブキャリア毎に推定した誤差ベクトルＡおよび誤差ベクトルＢを利用して誤差補償を行うようにしてもよい。その場合、誤差補償部１４に入力されるサブキャリア信号には、それぞれ対応する誤差ベクトルＡまたは誤差ベクトルＢを使用するものとする。

また、誤差補償部１４は、たとえば誤差推定部２６による誤差推定を行うときは、マッピング部１３から入力された所定数のサブキャリア信号を誤差補償することなくそのまま後段の周波数／時間変換部１５へ入力するように図示しない制御部によって制御される（詳細は第２実施形態で説明される）。

ここで、上記した誤差補償部１４の動作例について補足説明する。

図７で説明したようにしてマッピング部１３からのサブキャリア信号を処理すると、誤差補償処理が行われた信号（誤差補償部１４の出力信号）は、

となり、これに対する周波数／時間変換部１５の出力は、

となる。したがって、これを式（３）に代入することにより、直交変調部１９の出力は、

と表されることから、結果としてひずみのない直交変調部出力を得ることができる。

以下、誤差補償部１４の動作により直交変調部１９からひずみが除去されたサブキャリア信号が得られることについて具体例に基づき説明する。

図８（Ａ）〜図８（Ｄ）は、第一のＳ／Ｐ変換部１２出力、マッピング部１３出力、誤差補償部１４出力および直交変調部１９出力の一例を示す。なお、それぞれの出力は全てサブキャリアを単位とする周波数軸上の信号として記載している。

第一のＳ／Ｐ変換部１２では、送信に用いるサブキャリア数に対応する数の変調シンボルを出力する。したがって、第一のＳ／Ｐ変換部１２の出力は、たとえば図８（Ａ）に示すようになる。

このような第一のＳ／Ｐ変換部１２出力に対して、マッピング部１３では、当該変調シンボルを、あらかじめ割り当てられたサブキャリアにマッピングし、他のサブキャリアをヌルサブキャリアとする。この際、変調シンボルがマッピングされたサブキャリアと中心周波数（ＤＣ成分）を軸に対称に位置するサブキャリアには変調シンボルがマッピングされていないことが好ましい。したがって、マッピング部１３の出力は、たとえば図８（Ｂ）に示すようになる。

このようなマッピング部１３出力に対して、誤差補償部１４では、変調シンボルがマッピングされたサブキャリアに対して、誤差ベクトルＡまたは平均誤差ベクトル’を用いて直交変調部１９により生じるひずみを補償する演算を行う。また、変調シンボルがマッピングされたサブキャリアと中心周波数（ＤＣ成分）を軸に対称に位置するサブキャリアに対して、誤差ベクトルＢを用いて直交変調部１９により生じるひずみを補償する演算を行う。したがって、誤差補償部１４の出力は、たとえば図８（Ｃ）に示すようになる。

このような補償処理が行われた信号を直交変調部１９に入力すると、式（６）に従って、変調シンボルがマッピングされたサブキャリアではひずみ成分が除去され、変調シンボルがマッピングされたサブキャリアと中心周波数（ＤＣ成分）を軸に対称に位置するサブキャリアでは干渉成分が打ち消されることになる。したがって、直交変調部１９の出力は、たとえば図８（Ｄ）に示されるようになる。

ここで、先にも述べたように、マッピング部１３は、必ずしも、正側サブキャリア群および負側サブキャリア群のいずれか一方にだけすべての変調シンボルがマッピングされる必要はなく、変調シンボル毎に、中心周波数（ＤＣ成分）を軸に対称に位置するサブキャリアのいずれか一方にマッピングすればよい。図９（Ａ）〜図９（Ｄ）は、この場合の例を、図８と同様の形で、示したものである。図９（Ｄ）から、直交変調部１９の出力では、変調シンボルがマッピングされたサブキャリア信号のひずみ成分が除去され、変調シンボルがマッピングされたサブキャリアと中心周波数（ＤＣ成分）を軸に対称に位置するサブキャリアでは干渉成分を打ち消されていることが理解される。

（第二実施形態）
図１０は、本発明の無線送信装置の第二実施形態を示す。図２に示した第一実施形態と異なる点は、新たに制御部２７を設けたことにあり、したがってここでは制御部２７の動作について説明する。図１０において図２の同一名称の要素には同一の符号を付して詳細な説明を省略する。

図１０に示したように、制御部２７はマッピング部１３、誤差補償部１４および誤差推定部２６と情報の受け渡しを行うことによりそれぞれの動作を制御する。

具体的には、制御部２７は、マッピング部１３より、変調シンボルの情報と、当該変調シンボルをどのサブキャリアにマッピングしたかに関する情報との通知を受け、これをさらに誤差推定部２６に通知することで、誤差推定部２６の動作を制御する。また、制御部２７は、誤差推定部２６により推定された誤差ベクトル（または平均誤差ベクトル）を受け取り、これを誤差補償部１４に通知することで誤差補償部１４の動作を制御する。また、制御部２７は、マッピング部１３の出力を誤差補償せずにそのまま後段に通過させる第一モードと、マッピング部１３の出力を誤差補償して後段に渡す第二モードとを切り替える。

図１１（Ａ）は制御部２７の第一動作例、図１１（Ｂ）は制御部２７の第二の動作例を説明するフローチャートである。

第一および第二の動作例のいずれとも、所定の条件を満たした場合に、マッピング部１３に対して誤差ベクトル推定に好適となるように、あらかじめ用意した変調シンボルをマッピングすることを要求し、誤差補償部１４には誤差補償処理を行わないことを要求することを特徴としている。なお、誤差ベクトル推定に好適とは、例えば、図５を用いて説明した、変調シンボルのマッピング方法などを意味しており、より具体的には、中心周波数（ＤＣ成分）を軸に対称に位置するサブキャリアのいずれか一方にのみ変調シンボルをマッピングすることを意味する。また誤差補償処理を行わないとは、マッピング部１３の出力を誤差補償処理を行わないで周波数／時間変換部１５に入力（直交変調部に入力する）ことを意味する。以下、第一および第二の動作例についてそれぞれ詳細に説明する。

図１１（Ａ）に示すように、制御部２７はその動作を開始すると、まず、マッピング部１３に対して、あらかじめ定めた誤差ベクトル測定用信号のマッピングを要求するとともに誤差補償部１４には誤差補償を行わないことを要求し、その後、誤差推定部２６により測定された誤差ベクトルを取得する（Ｓ１１）。すなわち制御部２７は第一モードを実行する。

次に、制御部２７はモードを第二モードに切り替え、これにより、通常の信号（測定用信号でない信号）が変調部１１により変調された後、マッピング部１３を介して誤差補償部１４により誤差補償される。この誤差補償を受けた信号が、各ブロック（参照符号１５〜２６）で処理を受け、制御部２７は、この誤差補償を受けた信号に基づき推定された平均誤差ベクトルを誤差推定部２６から受け取る（Ｓ１２）。制御部２７は、受け取った平均誤差ベクトルの大きさ、具体的には電力を測定し、これを所定の閾値（Ｐ＿ＴＨ）と比較する（Ｓ１３）。

平均誤差ベクトルの大きさが所定の閾値以下で（Ｓ１３のＮＯ）、且つ制御を継続する場合には（Ｓ１４のＮＯ）、誤差推定部２６から平均誤差ベクトル（誤差補償された信号に基づき推定された平均誤差ベクトル）の通知を待つ。

逆に、平均誤差ベクトルの大きさが所定の閾値よりも大きい場合には（Ｓ１３のＹＥＳ）、マッピング部１３に対して誤差ベクトル測定用信号のマッピングを要求するとともに、誤差補償部１４には誤差補償を行わないことを要求し、誤差推定部２６により測定された平均誤差ベクトルを取得する（Ｓ１１）。すなわちモードを第１モードにして平均誤差ベクトルを取得する。上記平均誤差ベクトルの大きさが上記所定値よりも大きい場合は、たとえばあらかじめ与えられた切り替え条件が満たされることに相当する。この後（たとえばマッピング部１３からの誤差ベクトル測定用信号が誤差補償されずに周波数／時間変換部１５に渡された後）、モードを第二のモードにし、ステップＳ１２に進む。

上記例では、誤差推定を行うため、誤差ベクトル測定用信号を用いたが、通常の信号を用いて誤差推定を行うことも可能である。この場合、１回目に送信される信号は誤差補償されないため、ひずみが生じることとなるが、２回目以降に送信される信号は誤差補償によりひずみが補償されることとなる。なお、当然ながら、誤差ベクトル測定用信号を用いた場合、直交変調部で得られた変調信号は、後段の送信処理部（図示せず）に渡されないが、通常の信号を用いたときは、送信のため後段の送信処理部（図示せず）へ渡される。

図１１（Ｂ）は、図１１（Ａ）と同様の動作を示すが、マッピング部１３に対して誤差ベクトル測定用信号のマッピングを要求する前に、送信処理中であるか否かを確認する処理が追加されている点が図１１（Ａ）と異なる。この際、送信処理中と判断された場合には（Ｓ２１のＹＥＳ）、誤差ベクトル測定用信号のマッピングを要求せずに（Ｓ１１をスキップし）、誤差推定部２６より平均誤差ベクトル（誤差補償部１４により誤差補償された信号に基づき推定された平均誤差ベクトル）の通知を待つよう動作する（Ｓ１２）。

（第三実施形態）
図１２は、本発明の無線送信装置の第三実施形態の構成を示す。図２に示した第一実施形態と異なる点は、変調部の機能および誤差補償部の機能がマッピング部５１の内部に設けられていることにある。マッピング部５１の詳細構成例を図１３に示す。

マッピング部５１は、制御部５４と変調シンボル記憶部５５を備えている。変調シンボル記憶部５５はたとえばルックアップテーブルの形を有する。

変調シンボル記憶部５５は、複数の変調方式の各々について、送信（バイナリ）データに対応する変調シンボルを予め記憶する。変調シンボル記憶部５５は、データがマッピングされているサブキャリアを含むサブキャリア群（第一サブキャリア群）に適用する変調シンボルと、データがマッピングされていないサブキャリアを含むサブキャリア群（第二サブキャリア群）に適用する変調シンボルとを個別に記憶している。各サブキャリア群の変調シンボルには、誤差推定部２６で推定された誤差ベクトルＡおよび誤差ベクトルＢ（または平均誤差ベクトルＡ’および平均誤差ベクトルＢ’）が予め加味されている。マッピング部５１は、誤差推定部２６より誤差ベクトルＡおよび誤差ベクトルＢ（または平均誤差ベクトルＡ’および平均誤差ベクトルＢ’）が通知された際には、変調シンボル記憶部５５を更新する。

制御部５４は、入力された送信（バイナリ）データを基に、変調シンボル記憶部５５を参照して変調シンボルを決定し、これをあらかじめ指定されたサブキャリアにマッピングするよう動作する。この際、制御部５４は、誤差補償処理も同時に行う。具体的には、あるサブキャリアに変調シンボルをマッピングする場合、当該サブキャリアと中心周波数（ＤＣ成分）に対し対称に位置するサブキャリアにも変調シンボル記憶部５５を参照して変調シンボルをマッピングする。例えば、変調方式がＱＰＳＫであり、送信（バイナリ）データが００の場合、当該サブキャリアは、第一サブキャリア群に属するため、変調シンボルとして、

を、当該サブキャリアと中心周波数（ＤＣ成分）に対し対称に位置するサブキャリアは、第二サブキャリア群に属するため、

をマッピングする。

（第四実施形態）
図１４は、誤差推定部の第二の構成例および動作例を説明する図である。

図１４の誤差推定部は、図３に示した誤差推定部の構成例と比べて、誤差ベクトル記憶部６１を備えることと、平均化部３５ａ、３５ｂの出力に対して、所定の演算処理を行うことが異なる。なお、図４に示した誤差推定部の構成例に対しても、同様の構成を追加することが可能である。

図１４の誤差推定部は、誤差補償処理が行われて直交変調部１９へ入力された信号を用いて、誤差補償処理されていない信号に基づいて推定された誤差ベクトルＡおよび誤差ベクトルＢ（または平均誤差ベクトルＡ’および平均誤差ベクトルＢ’）を更新（修正）する場合に用いて好適である。平均化部３５ａ、３５ｂの動作までは図３で示した誤差推定部と同一であるため、ここでは、平均化部３５ａ、３６ｂの後段の動作例について説明する。ただし、最初は図３で示した誤差推定部と同じ動作、すなわち平均化部３５ａ、３６ｂまでの動作を行って、平均誤差ベクトルＡ’および平均誤差ベクトルＢ’を取得し、誤差ベクトル記憶部６１に記憶しておくものとする。

図１４において、誤差ベクトル記憶部６１は過去Ｎ（Ｎは任意の整数）回において更新された平均誤差ベクトルを記憶している。

平均化部３５ｂの出力（後述するように誤差ベクトルＡの推定誤差の平均）に対して前回推定された平均誤差ベクトルＡ_ｎ−１’を乗算部６２において乗算する。すなわち、前回推定された平均誤差ベクトルＡ_ｎ−１’を平均化部３５ｂの出力により修正する。これにより、平均誤差ベクトルＡ_ｎ’が得られ、これが誤差推定部から出力されるとともに、誤差ベクトル記憶部６１に記憶される。

さらに、平均誤差ベクトルＡ_ｎ’と前回推定された平均誤差ベクトルＢ_ｎ−１’を乗算部６３において乗算し、これを、平均化部３５ａの出力（後述するように誤差ベクトルＢの推定誤差の平均）に加算部６４において加算する。また、前回推定された平均誤差ベクトルＡ_ｎ−１’の複素共役を複素共役演算部６５により計算し、計算した複素共役と、加算部６４の出力とを乗算部６６において乗算する。これにより前回の平均誤差ベクトルＢ_ｎ−１’が修正され、平均誤差ベクトルＢ_ｎ’が得られ、これは誤差推定部から出力されるとともに、誤差ベクトル記憶部６１に記憶される。

上記例では、平均誤差ベクトルを出力する場合の例を示したが、個々のサブキャリア毎に誤差ベクトルＡ_ｎおよび誤差ベクトルＢ_ｎを出力する場合も同様にして行うことが可能であるのは明白である。

以上に説明した処理により、誤差推定部から所望の出力が得られる原理について以下詳細に説明する。

上記説明から分かるように、
A_n ： 現在の直交変調部の誤差ベクトルＡ
B_n ： 現在の直交変調部の誤差ベクトルＢ
A_n-1 ： 前回推定された誤差ベクトルＡ (誤差補償処理で使用される)
B_n-1 ： 前回推定された誤差ベクトルＢ (誤差補償処理で使用される)
とすると、誤差推定部では、誤差ベクトルＡ_ｎおよび誤差ベクトルＢ_ｎ（または平均誤差ベクトルＡ_ｎ’および平均誤差ベクトルＢ_ｎ’）を推定することが目的となる。

送信処理の流れを追っていくと、誤差補償処理では前回推定された誤差ベクトルＡ_ｎ−１、Ｂ_ｎ−１（または平均誤差ベクトルＡ_ｎ−１’、Ｂ_ｎ−１’）が適用されていることから、誤差補償部の出力は以下のようになる。

これが直交変調部に入力されるが、ここでは、誤差ベクトルＡ_ｎ−１、Ｂ_ｎ−１が誤差として影響してくるため、直交変調部の出力は以下のようになる。

ここで、

が成り立つため、上記式は、

と書き直すことができる。
よって、誤差推定部の平均化部３５ｂからは

が出力され、平均化部３５ａからは

が出力される。
最後に、図１４の乗算部６２の処理は

を行っていることとなり、結果として誤差ベクトルＡ_ｎ（の平均）が得られる。
また、乗算部６３、加算部６４、複素共役演算部６５および乗算部６６からなるブロックは、

を行っていることになり、結果として誤差ベクトルＢ_ｎ（の平均）が得られる。

ここで、図１５を用いて、マッピング部出力、誤差補償部出力、直交変調部出力および誤差推定部出力の関係について説明する。なお、それぞれの信号は全てサブキャリアを単位とする周波数軸上の信号として記載している。

マッピング部では、中心周波数（ＤＣ成分）を軸に対象に位置するサブキャリアのいずれか一方にのみ変調シンボルをマッピングし、変調シンボルがマッピングされた以外のすべてのサブキャリアをヌルサブキャリアとする。この結果、マッピング部出力はたとえば図１５（Ａ）のようになる。

このようなマッピング部出力に対して、誤差補償部では、変調シンボルがマッピングされたサブキャリアに対して、誤差ベクトルＡ（または平均誤差ベクトルＡ’）を用いて直交変調部により生じるひずみを補償する演算を行う。また変調シンボルがマッピングされたサブキャリアと中心周波数（ＤＣ成分）を軸に対称に位置するサブキャリアに対して、誤差ベクトルＢ（または平均誤差ベクトルＢ’）を用いて直交変調部により生じるひずみを補償する演算を行う。この結果、誤差補償部の出力はたとえば図１５（Ｂ）のようになる。

このような補償処理が行われた信号を直交変調部に入力した場合、仮に誤差補償部で用いたサブキャリア毎の誤差ベクトルと、実際に直交変調部により生じるサブキャリア毎の誤差ベクトルとが完全に一致する場合には、図８および図９にて示したように、変調シンボルがマッピングされたサブキャリアではひずみ成分が除去され、変調シンボルがマッピングされたサブキャリアと中心周波数（ＤＣ成分）を軸に対称に位置するサブキャリアでは干渉成分が打ち消されることになる。しかしながら、誤差補償部で用いたサブキャリア毎の誤差ベクトルと、実際に直交変調部により生じるサブキャリア毎の誤差ベクトルとの間には推定誤差等が残存する。したがって、直交変調部の出力は図１５（Ｃ）に示したように、変調シンボルがマッピングされたサブキャリアでは誤差ベクトルＡの推定誤差によりひずみが残存し、変調シンボルがマッピングされたサブキャリアと中心周波数（ＤＣ成分）を軸に対称に位置するサブキャリアでは誤差ベクトルＡまたは誤差ベクトルＢの推定誤差により干渉成分が残存することとなる。

したがって、図１４に示した誤差推定部における平均化部３５ａ、３５ｂの出力は、誤差ベクトルＢの推定誤差の平均、誤差ベクトルＡの推定誤差の平均となる。これらの推定誤差に対し、図１４を用いて説明したような動作を行うことにより、前回推定した平均誤差ベクトルを、図１５（Ｄ）に示すように、実際に直交変調部により生じた誤差ベクトルの平均に一致するように修正することが可能となる。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

本発明に用いて好適な無線通信方式の説明図。 本発明の無線送信装置の第一実施形態を示す図。 誤差推定部の構成例および動作例を説明する図。 誤差推定部の構成例および動作例の変形例を説明する図。 マッピング部および誤差推定部の動作例の第一の補足説明図。 マッピング部および誤差推定部の動作例の第二の補足説明図。 誤差補償部の構成例および動作例の説明図。 誤差補償部の動作例の第一の補足説明図。 誤差補償部の動作例の第二の補足説明図。 本発明の無線送信装置の第二実施形態を示す図。 第二実施形態における制御部の補足説明図。 本発明の無線送信装置の第三実施形態を示す図。 第三実施形態におけるマッピング部の構成例および動作例の説明図。 誤差推定部の第二の構成例および動作例の説明図。 誤差推定部の第二の構成例および動作例の補足説明図。

符号の説明

１１：変調部
１２：第一のＳ／Ｐ変換部
１３：マッピング部
１４：誤差補償部
１５：周波数／時間変換部
１６：Ｐ／Ｓ変換部
１７ａ、１７ｂ：ＤＡ変換部
１８ａ、１８ｂ：ＬＰＦ（ローパスフィルタ）
１９：直交変調部
２０：周波数変換部
２１：ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）
２２：ＡＤ変換部
２３：直交復調部
２４：第二のＳ／Ｐ変換部
２５：時間／周波数変換部
２６：誤差推定部
２７、５４：制御部
３１：送信シンボルレプリカ生成部
３２、４３、４４、６５：複素共役演算部
３４、３３、４２、６２、６３、６６：乗算部
３５ａ、３５ｂ：平均化部
３５：符号反転演算部
４６、６４：加算部
５５：変調シンボル記憶部

Claims (9)

1. 送信データを変調することにより第１〜第Ｎの変調シンボルを生成する変調シンボル生成手段と、
   周波数軸上において中心周波数を中心に対称をなすように配置された第１〜第Ｎのサブキャリア対に対し、前記第１〜第Ｎの変調シンボルを前記第１〜第Ｎのサブキャリア対に含まれる一方の対象サブキャリアにマッピングし、他方の非対象サブキャリアにヌル信号をマッピングすることにより、複数の第一のサブキャリア信号を生成するマッピング手段と、
   前記複数の第一のサブキャリア信号を逆フーリエ変換することにより第一の逆フーリエ変換信号を生成する逆フーリエ変換手段と、
   前記第一の逆フーリエ変換信号を直交変調することにより第一の変調信号を生成する直交変調手段と、
   前記第一の変調信号を直交復調することにより第一の復調信号を生成する直交復調手段と、
   前記第一の復調信号をフーリエ変換により複数の周波数成分に分解することにより複数の第二のサブキャリア信号を生成するフーリエ変換手段と、
   前記第１〜第Ｎのサブキャリア対毎に、前記対象サブキャリアに対する前記第一および第二のサブキャリア信号間の誤差を第一の誤差ベクトルとして推定し、前記非対象サブキャリアに対する前記第一および第二のサブキャリア信号間の誤差を第二の誤差ベクトルとして推定する誤差推定手段と、
   前記第１〜第Ｎのサブキャリア対毎に、前記対象サブキャリアに対して推定された前記第一の誤差ベクトルにより前記対象サブキャリアの前記第一のサブキャリア信号を補正し、前記非対象サブキャリアに対して推定された前記第二の誤差ベクトルにより前記非対象サブキャリアの第一のサブキャリア信号を補正することにより、複数の補正された第一のサブキャリア信号を生成する、補正手段と、を備え、
   前記逆フーリエ変換手段は、前記複数の補正された第一のサブキャリア信号を逆フーリエ変換することにより第二の逆フーリエ変換信号を生成し、
   前記直交変調手段は、前記第二の逆フーリエ変換信号を直交変調することにより第二の変調信号を生成し、生成した第二の変調信号を送信のために出力する、
   ことを特徴とする無線送信装置。
2. 前記補正手段は、前記第一の誤差ベクトルの複素共役を乗算することにより前記対象サブキャリアの前記第一のサブキャリア信号を補正し、前記非対象サブキャリアの前記第一のサブキャリア信号の複素共役に対し前記第二の誤差ベクトルを乗算して得られる値を符号反転することにより前記非対象サブキャリアの前記第一のサブキャリア信号を補正することを特徴とする請求項１に記載の無線送信装置。
3. 前記誤差推定手段は、同相成分の振幅誤差α_ｉ、直交成分の振幅誤差α_ｑ、同相成分の位相誤差β_ｉ、直交成分の位相誤差β_ｑとしたとき、
   前記第一の誤差ベクトルとして
   

   

   を推定し、
   前記第二の誤差ベクトルとして
   

   

   を推定する、
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の無線送信装置。
4. 前記誤差推定手段は、前記第一の誤差ベクトルを平均した第一の平均誤差ベクトルを計算し、前記第二の誤差ベクトルを平均した第二の平均誤差ベクトルを計算し、
   前記補正手段は、前記対象サブキャリア毎の前記第一のサブキャリア信号を前記第一の平均誤差ベクトルにより補正し、前記非対象サブキャリア毎の前記第一のサブキャリア信号を前記第二の平均誤差ベクトルにより補正することを特徴とする請求項１ないし３のいずれか一項に記載の無線送信装置。
5. 前記変調シンボル生成手段は、ＩＱ平面上の２つの座標（１、０）、（−１、０）からなる信号点セットを用いて前記送信データをＢＰＳＫ変調し、
   前記誤差推定手段は、
   前記変調シンボルが（１、０）にマッピングされたとき、前記対象サブキャリアの前記第二のサブキャリア信号により表される値を前記第一の誤差ベクトルとして取得し、前記非対象サブキャリアの前記第二のサブキャリア信号により表される値を前記第二の誤差ベクトルとして取得し、
   前記変調シンボルが（−１、０）にマッピングされたとき、前記対象サブキャリアの前記第二のサブキャリア信号に−１を乗算した値を第一の誤差ベクトルとして取得し、前記非対象サブキャリアの前記第二のサブキャリア信号に−１を乗算した値を前記第二の誤差ベクトルとして取得する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線送信装置。
6. 前記マッピング手段で得られた前記複数の第一のサブキャリア信号を前記補正手段により補正することなく前記逆フーリエ変換手段に渡す第一モードと、前記マッピング手段で得られた前記複数の第一のサブキャリア信号を前記補正手段により補正し前記複数の補正された第一のサブキャリア信号を前記逆フーリエ変換手段に渡す第二モードとを選択的に実行する制御手段をさらに備え、
   前記直交復調手段は、前記第二の変調信号を直交復調することにより第二の復調信号を生成し、
   前記フーリエ変換手段は、前記第二の復調信号をフーリエ変換により複数の周波数成分に分解することにより複数の第三のサブキャリア信号を生成し、
   前記誤差推定手段は、前記第１〜第Ｎのサブキャリア対毎に、
   前記対象サブキャリアに対する、前記補正された第一のサブキャリア信号および前記第三のサブキャリア信号間の誤差を第三の誤差ベクトルとして推定し、
   前記非対象サブキャリアに対する、前記補正された第一のサブキャリア信号および第三のサブキャリア信号間の誤差を第四の誤差ベクトルとして推定し、
   前記制御手段は、前記第二モードのとき前記サブキャリア対毎に推定された第三および第四の誤差ベクトルを用いて、あらかじめ与えられた切り替え条件が満たされるかどうかを判定し、満たされるときは、モードを前記第一モードに切り替え、切り替え後の前記第一モードにおいて、少なくとも前記マッピング手段から前記逆フーリエ変換手段に前記複数の第一のサブキャリア信号が渡された後、モードを前記第二モードにすることを特徴とする請求項１に記載の無線送信装置。
7. 前記直交復調手段は、前記第二の変調信号を直交復調することにより第二の復調信号を生成し、
   前記フーリエ変換手段は、前記第二の復調信号をフーリエ変換により複数の周波数成分に分解することにより複数の第三のサブキャリア信号を生成し、
   前記誤差推定手段は、前記第１〜第Ｎのサブキャリア対毎に、
   前記対象サブキャリアに対する、前記補正された第一のサブキャリア信号および前記第三のサブキャリア信号間の誤差を第三の誤差ベクトルとして推定し、
   前記非対象サブキャリアに対する、前記補正された第一のサブキャリア信号および第三のサブキャリア信号間の誤差を第四の誤差ベクトルとして推定し、
   前記サブキャリア対毎に推定された第三および第四の誤差ベクトルを用いて、前記サブキャリア対毎に推定された第一および第二の誤差ベクトルを修正し、
   前記補正手段は、前記修正された第一および第二の誤差ベクトルを用いて補正を行うことを特徴とする請求項１に記載の無線送信装置。
8. 前記誤差推定手段は、前記第一の誤差ベクトルを平均した第一の平均誤差ベクトルを計算し、前記第二の誤差ベクトルを平均した第二の平均誤差ベクトルを計算し、
   前記補正手段は、前記対象サブキャリア毎の前記第一のサブキャリア信号を前記第一の平均誤差ベクトルにより補正し、前記非対象サブキャリア毎の前記第一のサブキャリア信号を前記第二の平均誤差ベクトルにより補正し、
   前記誤差推定手段は、前記第三の誤差ベクトルを平均した第三の平均誤差ベクトルを計算し、前記第四の誤差ベクトルを平均した第四の平均誤差ベクトルを計算し、
   前記誤差推定手段は、前記第三および第四の平均誤差ベクトルを用いて前記第一および第二の平均誤差ベクトルを修正し、
   前記補正手段は、前記修正された第一および第二の平均誤差ベクトルを用いて補正を行うことを特徴とする請求項７に記載の無線送信装置。
9. 送信データを変調することにより第１〜第Ｎの変調シンボルを生成し、
   周波数軸上において中心周波数を中心に対称をなすように配置された第１〜第Ｎのサブキャリア対に対し、前記第１〜第Ｎの変調シンボルを前記第１〜第Ｎのサブキャリア対に含まれる一方の対象サブキャリアにマッピングし、他方の非対象サブキャリアにヌル信号をマッピングすることにより、複数の第一のサブキャリア信号を生成し、
   前記複数の第一のサブキャリア信号を逆フーリエ変換することにより第一の逆フーリエ変換信号を生成し、
   前記第一の逆フーリエ変換信号を直交変調することにより第一の変調信号を生成し、
   前記第一の変調信号を直交復調することにより第一の復調信号を生成し、
   前記第一の復調信号をフーリエ変換することにより複数の第二のサブキャリア信号を生成し、
   前記第１〜第Ｎのサブキャリア対毎に、前記対象サブキャリアに対する前記第一および第二のサブキャリア信号間の誤差を第一の誤差ベクトルとして推定し、前記非対象サブキャリアに対する前記第一および第二のサブキャリア信号間の誤差を第二の誤差ベクトルとして推定し、
   前記第１〜第Ｎのサブキャリア対毎に、前記対象サブキャリアに対して推定された前記第一の誤差ベクトルにより前記対象サブキャリアの前記第一のサブキャリア信号を補正し、前記非対象サブキャリアに対して推定された前記第二の誤差ベクトルにより前記非対象サブキャリアの第一のサブキャリア信号を補正することにより、複数の補正された第一のサブキャリア信号を生成し、
   前記複数の補正された第一のサブキャリア信号を逆フーリエ変換することにより第二の逆フーリエ変換信号を生成し、
   前記第二の逆フーリエ変換信号を直交変調することにより第二の変調信号を生成し、生成した第二の変調信号を送信のために出力する、
   ことを特徴とする無線送信方法。

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