JP2001308820A - 直交周波数分割多重信号受信装置 - Google Patents
直交周波数分割多重信号受信装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 直交周波数分割多重された信号の受信装置に
おいて、フーリエ変換出力において存在するキャリア間
干渉成分を除去し、再生データの誤り発生確率を抑える
ことによって、高性能な受信性能を有する直交周波数分
割多重信号受信装置を実現する。 【解決手段】 フーリエ変換（１）出力である周波数ド
メイン信号に対してキャリア干渉成分を除去するための
フィルタリング（３）を行い、そのフィルタ係数として
キャリア間干渉成分が除去できるような係数を適応アル
ゴリズムによって逐次計算（４）するようにする。
おいて、フーリエ変換出力において存在するキャリア間
干渉成分を除去し、再生データの誤り発生確率を抑える
ことによって、高性能な受信性能を有する直交周波数分
割多重信号受信装置を実現する。 【解決手段】 フーリエ変換（１）出力である周波数ド
メイン信号に対してキャリア干渉成分を除去するための
フィルタリング（３）を行い、そのフィルタ係数として
キャリア間干渉成分が除去できるような係数を適応アル
ゴリズムによって逐次計算（４）するようにする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、直交周波数分割
多重された信号の受信装置に関するものである。
多重された信号の受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１５は例えば、影山、西村、池田：”
地上波ディジタル放送用受信機の要素技術”、映像情報
メディア学会誌、Ｖｏｌ．５２、Ｎｏ．１１、ｐｐ．１
５７１〜１５７２、Ｎｏｖ．、１９９８記載の従来の直
交周波数分割多重伝送された信号の復調部を表すブロッ
ク図である。図１５において、１０は直交周波数分割多
重方式によって伝送された信号を入力とするチューナー
部、１１は該チューナー部の出力ｒr、ｒiおよびＦＦＴ
部１の出力を入力とする同期再生部、１は該同期再生部
１１の出力を入力とするＦＦＴ部、２は該ＦＦＴ部１の
出力を入力とする復調部であり、該復調部の出力Ｉ’お
よびＱ’は送信されたディジタルデータの再生データま
たは誤り訂正符号化された再生データである。また、Ｒ
RFは直交周波数分割多重方式によって伝送された信号、
ｒrおよびｒiはそれぞれ直交周波数分割多重方式によっ
て伝送された信号を所定の周波数帯域に周波数変換した
信号を複素信号表記した場合の実部および虚部、Ｓrお
よびＳiはそれぞれ同期再生部１１によって周波数再生
およびクロック再生された信号を複素信号表記した場合
の実部および虚部、ＩおよびＱはそれぞれＦＦＴ部１の
出力信号を複素信号表記した場合の実部および虚部、
Ｉ’およびＱ’はそれぞれ復調部２の出力信号を複素信
号表記した場合の実部および虚部を表す。
地上波ディジタル放送用受信機の要素技術”、映像情報
メディア学会誌、Ｖｏｌ．５２、Ｎｏ．１１、ｐｐ．１
５７１〜１５７２、Ｎｏｖ．、１９９８記載の従来の直
交周波数分割多重伝送された信号の復調部を表すブロッ
ク図である。図１５において、１０は直交周波数分割多
重方式によって伝送された信号を入力とするチューナー
部、１１は該チューナー部の出力ｒr、ｒiおよびＦＦＴ
部１の出力を入力とする同期再生部、１は該同期再生部
１１の出力を入力とするＦＦＴ部、２は該ＦＦＴ部１の
出力を入力とする復調部であり、該復調部の出力Ｉ’お
よびＱ’は送信されたディジタルデータの再生データま
たは誤り訂正符号化された再生データである。また、Ｒ
RFは直交周波数分割多重方式によって伝送された信号、
ｒrおよびｒiはそれぞれ直交周波数分割多重方式によっ
て伝送された信号を所定の周波数帯域に周波数変換した
信号を複素信号表記した場合の実部および虚部、Ｓrお
よびＳiはそれぞれ同期再生部１１によって周波数再生
およびクロック再生された信号を複素信号表記した場合
の実部および虚部、ＩおよびＱはそれぞれＦＦＴ部１の
出力信号を複素信号表記した場合の実部および虚部、
Ｉ’およびＱ’はそれぞれ復調部２の出力信号を複素信
号表記した場合の実部および虚部を表す。
【０００３】次に、動作について説明する。チューナー
部１０は、直交周波数分割多重方式によって伝送された
信号を入力とし、それを所定の周波数帯域に周波数変換
して出力する。同期再生部１１は、該チューナー部１０
の出力ｒr、ｒiおよびＦＦＴ部１の出力信号Ｉ、Ｑを入
力とし、直交周波数分割多重信号の周波数の同期再生お
よびクロックの同期再生を行い、周波数再生およびクロ
ック再生された信号Ｓ rおよびＳi（以下、「時間ドメイ
ン信号」とする）を出力する。ＦＦＴ部１は、該同期再
生部１１の出力である時間ドメイン信号を入力とし、そ
れを所定のポイント数によってフーリエ変換処理した信
号ＩおよびＱ（以下、「周波数ドメイン信号」とする）
を出力する。復調部２では、周波数ドメイン信号を入力
とし、各サブキャリアをそれぞれの変調方式に応じた復
調法によって復調する。該復調部２の出力は、送信され
たディジタルデータの再生データまたは誤り訂正符号化
された再生データであり、これをもとに送信データが再
生される。
部１０は、直交周波数分割多重方式によって伝送された
信号を入力とし、それを所定の周波数帯域に周波数変換
して出力する。同期再生部１１は、該チューナー部１０
の出力ｒr、ｒiおよびＦＦＴ部１の出力信号Ｉ、Ｑを入
力とし、直交周波数分割多重信号の周波数の同期再生お
よびクロックの同期再生を行い、周波数再生およびクロ
ック再生された信号Ｓ rおよびＳi（以下、「時間ドメイ
ン信号」とする）を出力する。ＦＦＴ部１は、該同期再
生部１１の出力である時間ドメイン信号を入力とし、そ
れを所定のポイント数によってフーリエ変換処理した信
号ＩおよびＱ（以下、「周波数ドメイン信号」とする）
を出力する。復調部２では、周波数ドメイン信号を入力
とし、各サブキャリアをそれぞれの変調方式に応じた復
調法によって復調する。該復調部２の出力は、送信され
たディジタルデータの再生データまたは誤り訂正符号化
された再生データであり、これをもとに送信データが再
生される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従来の直交周波数分割
多重信号受信器では、フーリエ変換出力である周波数ド
メイン信号をそのまま復調するように構成されているた
め、同期再生部で除去しきれない周波数誤差による各サ
ブキャリア間の干渉（以下、「キャリア間干渉」とす
る）成分が残留し、再生データの誤り発生確率が増大す
るという問題点があった。
多重信号受信器では、フーリエ変換出力である周波数ド
メイン信号をそのまま復調するように構成されているた
め、同期再生部で除去しきれない周波数誤差による各サ
ブキャリア間の干渉（以下、「キャリア間干渉」とす
る）成分が残留し、再生データの誤り発生確率が増大す
るという問題点があった。
【０００５】この発明は上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、同期再生部で除去しきれない周
波数誤差に起因するキャリア間干渉成分を除去し、高性
能な受信性能を有する直交周波数分割多重信号受信装置
を得ることを目的とする。
ためになされたもので、同期再生部で除去しきれない周
波数誤差に起因するキャリア間干渉成分を除去し、高性
能な受信性能を有する直交周波数分割多重信号受信装置
を得ることを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本願請求項１に記載の直
交周波数分割多重信号受信装置は、直交周波数分割多重
された信号から送信データを再生する直交周波数分割多
重信号受信装置において、受信した時間ドメインの信号
を周波数ドメインの信号に変換するフーリエ変換手段
と、係数計算手段と、上記フーリエ変換手段の出力およ
び上記係数計算手段の出力を入力とし、上記係数計算手
段から出力されるフィルタ係数によるフィルタリングを
行うフィルタ手段と、上記フィルタ手段の出力を入力と
し、サブキャリアをそれぞれの変調方式に応じた復調法
によって復調を行う復調手段とを備え、上記係数計算手
段は、上記フィルタ手段の出力、上記フーリエ変換手段
の出力、ステップサイズ値およびリファレンス値を入力
とし、上記フィルタ手段から出力される信号において、
キャリア間干渉が最小になるように適応的にフィルタ係
数を逐次更新して出力することを特徴とする。
交周波数分割多重信号受信装置は、直交周波数分割多重
された信号から送信データを再生する直交周波数分割多
重信号受信装置において、受信した時間ドメインの信号
を周波数ドメインの信号に変換するフーリエ変換手段
と、係数計算手段と、上記フーリエ変換手段の出力およ
び上記係数計算手段の出力を入力とし、上記係数計算手
段から出力されるフィルタ係数によるフィルタリングを
行うフィルタ手段と、上記フィルタ手段の出力を入力と
し、サブキャリアをそれぞれの変調方式に応じた復調法
によって復調を行う復調手段とを備え、上記係数計算手
段は、上記フィルタ手段の出力、上記フーリエ変換手段
の出力、ステップサイズ値およびリファレンス値を入力
とし、上記フィルタ手段から出力される信号において、
キャリア間干渉が最小になるように適応的にフィルタ係
数を逐次更新して出力することを特徴とする。
【０００７】請求項２に記載の直交周波数分割多重信号
受信装置は、請求項１において、フィルタ手段の出力信
号がパイロットキャリアであるか否かを識別するタイミ
ング信号を出力するパイロットタイミング信号生成手段
と、該パイロットタイミング信号生成手段の出力を入力
とし、タイミング信号に応じたステップサイズパラメー
タを出力するステップサイズ制御手段とをさらに備え、
上記係数計算手段は、上記ステップサイズ値として該ス
テップサイズ制御手段の出力を入力とし、これに基づき
上記フィルタ係数の逐次更新を行うことを特徴とする。
受信装置は、請求項１において、フィルタ手段の出力信
号がパイロットキャリアであるか否かを識別するタイミ
ング信号を出力するパイロットタイミング信号生成手段
と、該パイロットタイミング信号生成手段の出力を入力
とし、タイミング信号に応じたステップサイズパラメー
タを出力するステップサイズ制御手段とをさらに備え、
上記係数計算手段は、上記ステップサイズ値として該ス
テップサイズ制御手段の出力を入力とし、これに基づき
上記フィルタ係数の逐次更新を行うことを特徴とする。
【０００８】請求項３に記載の直交周波数分割多重信号
受信装置は、請求項１において、各サブキャリア毎の信
号電力を計算して出力する電力計算手段と、該電力計算
手段の出力を入力とし、これに基づきステップサイズパ
ラメータを制御して出力するステップサイズ制御手段と
をさらに備え、上記係数計算手段は、上記ステップサイ
ズ値として該ステップサイズ制御手段の出力を入力と
し、これに基づき上記フィルタ係数の逐次更新を行うこ
とを特徴とする。
受信装置は、請求項１において、各サブキャリア毎の信
号電力を計算して出力する電力計算手段と、該電力計算
手段の出力を入力とし、これに基づきステップサイズパ
ラメータを制御して出力するステップサイズ制御手段と
をさらに備え、上記係数計算手段は、上記ステップサイ
ズ値として該ステップサイズ制御手段の出力を入力と
し、これに基づき上記フィルタ係数の逐次更新を行うこ
とを特徴とする。
【０００９】請求項４に記載の直交周波数分割多重信号
受信装置は、請求項３において、上記電力計算手段は、
上記フーリエ変換手段の出力を入力とし、各サブキャリ
ア毎の信号電力を計算して出力することを特徴とする。
受信装置は、請求項３において、上記電力計算手段は、
上記フーリエ変換手段の出力を入力とし、各サブキャリ
ア毎の信号電力を計算して出力することを特徴とする。
【００１０】請求項５に記載の直交周波数分割多重信号
受信装置は、請求項３において、上記復調手段が、各サ
ブキャリアに対して推定した伝送路特性をもとに復調を
行う過程で各サブキャリアの平均的な電力に相当する物
理量を計算するものである場合、上記復調手段が上記電
力計算手段を兼ねており、上記ステップサイズ制御手段
は、上記復調手段から出力される各サブキャリアの上記
平均的な電力を表す情報を入力とし、これに基づき上記
ステップサイズパラメータを制御して出力することを特
徴とする。
受信装置は、請求項３において、上記復調手段が、各サ
ブキャリアに対して推定した伝送路特性をもとに復調を
行う過程で各サブキャリアの平均的な電力に相当する物
理量を計算するものである場合、上記復調手段が上記電
力計算手段を兼ねており、上記ステップサイズ制御手段
は、上記復調手段から出力される各サブキャリアの上記
平均的な電力を表す情報を入力とし、これに基づき上記
ステップサイズパラメータを制御して出力することを特
徴とする。
【００１１】請求項６に記載の直交周波数分割多重信号
受信装置は、請求項１において、各サブキャリア毎の信
号電力を計算して出力する電力計算手段と、該電力計算
手段の出力を入力とし、これに基づきリファレンスレベ
ル値を制御して出力するリファレンス制御手段とをさら
に備え、上記係数計算手段は、上記リファレンス値とし
て該リファレンス制御手段の出力を入力とし、これに基
づき上記フィルタ係数の逐次更新を行うことを特徴とす
る。
受信装置は、請求項１において、各サブキャリア毎の信
号電力を計算して出力する電力計算手段と、該電力計算
手段の出力を入力とし、これに基づきリファレンスレベ
ル値を制御して出力するリファレンス制御手段とをさら
に備え、上記係数計算手段は、上記リファレンス値とし
て該リファレンス制御手段の出力を入力とし、これに基
づき上記フィルタ係数の逐次更新を行うことを特徴とす
る。
【００１２】請求項７に記載の直交周波数分割多重信号
受信装置は、請求項６において、上記電力計算手段は、
上記フーリエ変換手段の出力を入力とし、各サブキャリ
ア毎の信号電力を計算して出力することを特徴とする。
受信装置は、請求項６において、上記電力計算手段は、
上記フーリエ変換手段の出力を入力とし、各サブキャリ
ア毎の信号電力を計算して出力することを特徴とする。
【００１３】請求項８に記載の直交周波数分割多重信号
受信装置は、請求項６において、上記復調手段が、各サ
ブキャリアに対して推定した伝送路特性をもとに復調を
行う過程で各サブキャリアの平均的な電力に相当する物
理量を計算するものである場合、上記復調手段が上記電
力計算手段を兼ねており、上記ステップサイズ制御手段
は、上記復調手段から出力される各サブキャリアの上記
平均的な電力を表す情報を入力とし、これに基づき上記
リファレンス値を制御して出力することを特徴とする。
受信装置は、請求項６において、上記復調手段が、各サ
ブキャリアに対して推定した伝送路特性をもとに復調を
行う過程で各サブキャリアの平均的な電力に相当する物
理量を計算するものである場合、上記復調手段が上記電
力計算手段を兼ねており、上記ステップサイズ制御手段
は、上記復調手段から出力される各サブキャリアの上記
平均的な電力を表す情報を入力とし、これに基づき上記
リファレンス値を制御して出力することを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】実施の形態１．図１は、この発明
の実施の形態１による直交周波数分割多重信号受信装置
を表すブロック図である。図１において、１は直交周波
数分割多重方式によって伝送された信号を所定の周波数
帯域に周波数変換し、周波数再生およびクロック再生さ
れた信号である時間ドメイン信号ＳrおよびＳiを入力と
するＦＦＴ部、２はフィルタ部３の出力を入力とする復
調部、３は上記ＦＦＴ部１の出力である周波数ドメイン
信号Ｉ、Ｑおよび係数計算部４の出力を入力とするフィ
ルタ部、４は該フィルタ部３の出力、上記ＦＦＴ部１の
出力、ステップサイズ値およびリファレンス値を入力と
する係数計算部であり、上記復調部２の出力は送信され
たディジタルデータの再生データまたは誤り訂正符号化
された再生データである。また、図１において、Ｃr、
Ｃiはそれぞれ係数計算部４の出力信号を複素信号表記
した場合の実部および虚部、μは係数計算部４に入力さ
れるステップサイズパラメータ、Ｒは係数計算部４に入
力されるリファレンスレベル信号、Ｉ”、Ｑ”はそれぞ
れフィルタ部３の出力信号を複素信号表記した場合の実
部および虚部を表す。
の実施の形態１による直交周波数分割多重信号受信装置
を表すブロック図である。図１において、１は直交周波
数分割多重方式によって伝送された信号を所定の周波数
帯域に周波数変換し、周波数再生およびクロック再生さ
れた信号である時間ドメイン信号ＳrおよびＳiを入力と
するＦＦＴ部、２はフィルタ部３の出力を入力とする復
調部、３は上記ＦＦＴ部１の出力である周波数ドメイン
信号Ｉ、Ｑおよび係数計算部４の出力を入力とするフィ
ルタ部、４は該フィルタ部３の出力、上記ＦＦＴ部１の
出力、ステップサイズ値およびリファレンス値を入力と
する係数計算部であり、上記復調部２の出力は送信され
たディジタルデータの再生データまたは誤り訂正符号化
された再生データである。また、図１において、Ｃr、
Ｃiはそれぞれ係数計算部４の出力信号を複素信号表記
した場合の実部および虚部、μは係数計算部４に入力さ
れるステップサイズパラメータ、Ｒは係数計算部４に入
力されるリファレンスレベル信号、Ｉ”、Ｑ”はそれぞ
れフィルタ部３の出力信号を複素信号表記した場合の実
部および虚部を表す。
【００１５】次に動作について説明する。ＦＦＴ部１
は、時間ドメイン信号ＳrおよびＳiを入力とし、それを
所定のポイント数によってフーリエ変換処理して出力す
る。フィルタ部３は、該ＦＦＴ部１の出力である周波数
ドメイン信号Ｉ、Ｑに対し、係数計算部４の出力である
フィルタ係数Ｃr、Ｃiによるフィルタリングを行う。該
フィルタ部３の出力Ｉ”、Ｑ”は、周波数ドメイン信号
Ｉ、Ｑに残留しているキャリア間干渉成分が除去された
信号となる。係数計算部４は、該フィルタ部３の出力、
上記ＦＦＴ部１の出力、ステップサイズ値およびリファ
レンス値を入力とし、フィルタ部３から出力される信号
においてキャリア間干渉成分が最小となるようにフィル
タ係数を逐次更新して出力する。復調部２では、上記フ
ィルタ部３の出力を入力とし、各サブキャリアをそれぞ
れの変調方式に応じた復調法によって復調する。該復調
部２の出力は、送信されたディジタルデータの再生デー
タまたは誤り訂正符号化された再生データであり、これ
をもとに送信データが再生される。
は、時間ドメイン信号ＳrおよびＳiを入力とし、それを
所定のポイント数によってフーリエ変換処理して出力す
る。フィルタ部３は、該ＦＦＴ部１の出力である周波数
ドメイン信号Ｉ、Ｑに対し、係数計算部４の出力である
フィルタ係数Ｃr、Ｃiによるフィルタリングを行う。該
フィルタ部３の出力Ｉ”、Ｑ”は、周波数ドメイン信号
Ｉ、Ｑに残留しているキャリア間干渉成分が除去された
信号となる。係数計算部４は、該フィルタ部３の出力、
上記ＦＦＴ部１の出力、ステップサイズ値およびリファ
レンス値を入力とし、フィルタ部３から出力される信号
においてキャリア間干渉成分が最小となるようにフィル
タ係数を逐次更新して出力する。復調部２では、上記フ
ィルタ部３の出力を入力とし、各サブキャリアをそれぞ
れの変調方式に応じた復調法によって復調する。該復調
部２の出力は、送信されたディジタルデータの再生デー
タまたは誤り訂正符号化された再生データであり、これ
をもとに送信データが再生される。
【００１６】次に、フィルタ部３の構成例として、Ｍタ
ップの複素フィルタのブロック図を図２に示す。図２に
おいて、３００は入力信号に一定の遅延を与える遅延
部、３０１は２つの入力信号を乗算して出力する乗算
部、３０２はフィルタ部３の入力信号であるＩまたはそ
れを遅延部３００によって遅延した信号とフィルタ部３
の入力信号であるフィルタ係数Ｃrを入力としている複
数の乗算部３０１から出力される信号を入力とする第１
の信号加算部、３０３はフィルタ部３の入力信号である
Ｉまたはそれを遅延部３００によって遅延した信号とフ
ィルタ部３の入力信号であるフィルタ係数Ｃiを入力と
している複数の乗算部３０１から出力される信号を入力
とする第２の信号加算部、３０４はフィルタ部３の入力
信号であるＱまたはそれを遅延部３００によって遅延し
た信号とフィルタ部３の入力信号であるフィルタ係数Ｃ
rを入力としている複数の乗算部３０１から出力される
信号を入力とする第３の信号加算部、３０５はフィルタ
部３の入力信号であるＱまたはそれを遅延部３００によ
って遅延した信号とフィルタ部３の入力信号であるフィ
ルタ係数Ｃiを入力としている複数の乗算部３０１から
出力される信号を入力とする第４の信号加算部、３０６
は第１の信号加算部３０２および第４の信号加算部３０
５の出力を入力とする信号減算部、３０７は第２の信号
加算部３０３および第３の信号加算部３０４の出力を入
力とする第５の信号加算部である。また、図２におい
て、Ｃr,mおよびＣi,mはそれぞれ係数ＣrおよびＣiの第
ｍ番目（ｍ＝０，１，…，Ｍ−１）のタップにおける係
数値を示す。
ップの複素フィルタのブロック図を図２に示す。図２に
おいて、３００は入力信号に一定の遅延を与える遅延
部、３０１は２つの入力信号を乗算して出力する乗算
部、３０２はフィルタ部３の入力信号であるＩまたはそ
れを遅延部３００によって遅延した信号とフィルタ部３
の入力信号であるフィルタ係数Ｃrを入力としている複
数の乗算部３０１から出力される信号を入力とする第１
の信号加算部、３０３はフィルタ部３の入力信号である
Ｉまたはそれを遅延部３００によって遅延した信号とフ
ィルタ部３の入力信号であるフィルタ係数Ｃiを入力と
している複数の乗算部３０１から出力される信号を入力
とする第２の信号加算部、３０４はフィルタ部３の入力
信号であるＱまたはそれを遅延部３００によって遅延し
た信号とフィルタ部３の入力信号であるフィルタ係数Ｃ
rを入力としている複数の乗算部３０１から出力される
信号を入力とする第３の信号加算部、３０５はフィルタ
部３の入力信号であるＱまたはそれを遅延部３００によ
って遅延した信号とフィルタ部３の入力信号であるフィ
ルタ係数Ｃiを入力としている複数の乗算部３０１から
出力される信号を入力とする第４の信号加算部、３０６
は第１の信号加算部３０２および第４の信号加算部３０
５の出力を入力とする信号減算部、３０７は第２の信号
加算部３０３および第３の信号加算部３０４の出力を入
力とする第５の信号加算部である。また、図２におい
て、Ｃr,mおよびＣi,mはそれぞれ係数ＣrおよびＣiの第
ｍ番目（ｍ＝０，１，…，Ｍ−１）のタップにおける係
数値を示す。
【００１７】次に、図２に示した複素フィルタ３の動作
を説明する。遅延部３００は、ＦＦＴ部１におけるＦＦ
Ｔサンプル速度の逆数に相当する遅延を周波数ドメイン
信号Ｉ、Ｑおよびそれらを遅延した信号に与える。乗算
部３０１では、遅延部３００の出力信号と各タップに対
応するフィルタ係数とを乗算して出力する。第１の信号
加算部３０２は、フィルタ部３の入力信号であるＩまた
はそれを遅延部３００によって遅延した信号とフィルタ
部３の入力信号であるフィルタ係数Ｃrを乗算部３０１
によって乗算した信号を入力とし、それらを加算して出
力する。第２の信号加算部３０３は、フィルタ部３の入
力信号であるＩまたはそれを遅延部３００によって遅延
した信号とフィルタ部３の入力信号であるフィルタ係数
Ｃiを乗算部３０１によって乗算した信号を入力とし、
それらを加算して出力する。第３の信号加算部３０４
は、フィルタ部３の入力信号であるＱまたはそれを遅延
部３００によって遅延した信号とフィルタ部３の入力信
号であるフィルタ係数Ｃrを乗算部３０１によって乗算
した信号を入力とし、それらを加算して出力する。第４
の信号加算部３０５は、フィルタ部３の入力信号である
Ｑまたはそれを遅延部３００によって遅延した信号とフ
ィルタ部３の入力信号であるフィルタ係数Ｃiを乗算部
３０１によって乗算した信号を入力とし、それらを加算
して出力する。信号減算部３０６は、第１の信号加算部
３０２の出力から第４の信号加算部３０５の出力を減算
して出力する。第５の信号加算部３０７は、第２の信号
加算部３０３の出力と第３の信号加算部３０４の出力を
加算して出力する。該第５の信号加算部３０７の出力信
号はフィルタ部３の出力信号Ｑ”、上記信号減算部３０
３の出力信号はフィルタ部３の出力信号Ｉ”となる。図
２に示したフィルタは、ＦＦＴ部１および係数計算部４
から出力される信号を複素信号表記した場合、Ｉ”およ
びＱ”が出力される複素信号の実部および虚部となるよ
うなＮタップのＦＩＲ型複素フィルタに他ならない。
を説明する。遅延部３００は、ＦＦＴ部１におけるＦＦ
Ｔサンプル速度の逆数に相当する遅延を周波数ドメイン
信号Ｉ、Ｑおよびそれらを遅延した信号に与える。乗算
部３０１では、遅延部３００の出力信号と各タップに対
応するフィルタ係数とを乗算して出力する。第１の信号
加算部３０２は、フィルタ部３の入力信号であるＩまた
はそれを遅延部３００によって遅延した信号とフィルタ
部３の入力信号であるフィルタ係数Ｃrを乗算部３０１
によって乗算した信号を入力とし、それらを加算して出
力する。第２の信号加算部３０３は、フィルタ部３の入
力信号であるＩまたはそれを遅延部３００によって遅延
した信号とフィルタ部３の入力信号であるフィルタ係数
Ｃiを乗算部３０１によって乗算した信号を入力とし、
それらを加算して出力する。第３の信号加算部３０４
は、フィルタ部３の入力信号であるＱまたはそれを遅延
部３００によって遅延した信号とフィルタ部３の入力信
号であるフィルタ係数Ｃrを乗算部３０１によって乗算
した信号を入力とし、それらを加算して出力する。第４
の信号加算部３０５は、フィルタ部３の入力信号である
Ｑまたはそれを遅延部３００によって遅延した信号とフ
ィルタ部３の入力信号であるフィルタ係数Ｃiを乗算部
３０１によって乗算した信号を入力とし、それらを加算
して出力する。信号減算部３０６は、第１の信号加算部
３０２の出力から第４の信号加算部３０５の出力を減算
して出力する。第５の信号加算部３０７は、第２の信号
加算部３０３の出力と第３の信号加算部３０４の出力を
加算して出力する。該第５の信号加算部３０７の出力信
号はフィルタ部３の出力信号Ｑ”、上記信号減算部３０
３の出力信号はフィルタ部３の出力信号Ｉ”となる。図
２に示したフィルタは、ＦＦＴ部１および係数計算部４
から出力される信号を複素信号表記した場合、Ｉ”およ
びＱ”が出力される複素信号の実部および虚部となるよ
うなＮタップのＦＩＲ型複素フィルタに他ならない。
【００１８】次に、係数計算部４について説明する。係
数計算部４では、ＦＦＴ部１、フィルタ部３の出力をも
とに、周波数ドメイン信号Ｉ、Ｑに含まれるキャリア間
干渉成分を除去するのに最適なフィルタ係数を計算し、
フィルタ部３に対して出力する。
数計算部４では、ＦＦＴ部１、フィルタ部３の出力をも
とに、周波数ドメイン信号Ｉ、Ｑに含まれるキャリア間
干渉成分を除去するのに最適なフィルタ係数を計算し、
フィルタ部３に対して出力する。
【００１９】ここで、直交周波数分割多重伝送された信
号におけるキャリア間干渉について説明する。直交周波
数分割多重伝送方式では、キャリア周波数の送受信間の
ずれにより、受信側で得られる復調信号においてキャリ
ア間干渉が生じ、受信性能劣化の原因となる。この周波
数ずれは、受信装置における同期再生回路による残留周
波数誤差やチューナーの位相雑音などに起因し、この度
合いによって受信時の誤り率が増減する。伝送路が理想
伝送路で雑音を無視した等価低域系での直交周波数分割
多重信号は数１で表される。
号におけるキャリア間干渉について説明する。直交周波
数分割多重伝送方式では、キャリア周波数の送受信間の
ずれにより、受信側で得られる復調信号においてキャリ
ア間干渉が生じ、受信性能劣化の原因となる。この周波
数ずれは、受信装置における同期再生回路による残留周
波数誤差やチューナーの位相雑音などに起因し、この度
合いによって受信時の誤り率が増減する。伝送路が理想
伝送路で雑音を無視した等価低域系での直交周波数分割
多重信号は数１で表される。
【００２０】
【数１】
【００２１】但し、ｓk,iは直交周波数分割多重信号に
おいて第i番目のシンボルにおける第k番目のサブキャリ
アで伝送された送信複素データ、Ｔsはガード・インタ
ーバルを含めたシンボル周期、ｔsはガード・インター
バルを除いたシンボル周期、Ｎは総サブキャリア数であ
る。また、ガード・インターバルの長さをｔgとおく
と、ｆcは数２で表される関数である。
おいて第i番目のシンボルにおける第k番目のサブキャリ
アで伝送された送信複素データ、Ｔsはガード・インタ
ーバルを含めたシンボル周期、ｔsはガード・インター
バルを除いたシンボル周期、Ｎは総サブキャリア数であ
る。また、ガード・インターバルの長さをｔgとおく
と、ｆcは数２で表される関数である。
【００２２】
【数２】
【００２３】受信装置において、送信データの再生はｒ
（ｔ）をフーリエ変換し、各サブキャリアを復調するこ
とによって実現される。このとき、送受信間でキャリア
周波数の誤差δfが存在しているとすると、第i目のシン
ボルにおける第m番目のサブキャリアに対するフーリエ
変換出力は数３のように表される。
（ｔ）をフーリエ変換し、各サブキャリアを復調するこ
とによって実現される。このとき、送受信間でキャリア
周波数の誤差δfが存在しているとすると、第i目のシン
ボルにおける第m番目のサブキャリアに対するフーリエ
変換出力は数３のように表される。
【００２４】
【数３】
【００２５】但し、ｆmは本来の第m番目のサブキャリア
周波数である。数１を数３に代入すると数４が得られ
る。
周波数である。数１を数３に代入すると数４が得られ
る。
【００２６】
【数４】
【００２７】但し、ｓｉｎｃ（ｘ）は数５で表されるシ
ンク関数である。
ンク関数である。
【００２８】
【数５】
【００２９】数４において、第１項は第m番目のサブキ
ャリアによって伝送された信号成分、第２項はキャリア
間干渉成分を表す。数４に見られるように、キャリア間
干渉成分は、各サブキャリアに対して主成分に相当する
サブキャリアとの周波数間隔によって定まるゲインおよ
び位相回転が加わり、それらが線形加算された信号とし
て表される。従って、フーリエ変換後の周波数ドメイン
信号に対して、複素フィルタ等の線形フィルタによる線
形信号処理を行うことによって、キャリア間干渉成分を
除去することが可能である。
ャリアによって伝送された信号成分、第２項はキャリア
間干渉成分を表す。数４に見られるように、キャリア間
干渉成分は、各サブキャリアに対して主成分に相当する
サブキャリアとの周波数間隔によって定まるゲインおよ
び位相回転が加わり、それらが線形加算された信号とし
て表される。従って、フーリエ変換後の周波数ドメイン
信号に対して、複素フィルタ等の線形フィルタによる線
形信号処理を行うことによって、キャリア間干渉成分を
除去することが可能である。
【００３０】キャリア間干渉成分を除去するには、複素
フィルタ出力におけるキャリア間干渉成分が最小となる
ように複素フィルタの係数を最適化する必要がある。こ
れは、例えば最急降下法によってフィルタ係数を逐次更
新していくことによって実現できる。従って、係数更新
部４では、係数最適化のための適応アルゴリズムを用い
てフィルタ部３のフィルタ係数を逐次計算し出力する。
フィルタ出力におけるキャリア間干渉成分が最小となる
ように複素フィルタの係数を最適化する必要がある。こ
れは、例えば最急降下法によってフィルタ係数を逐次更
新していくことによって実現できる。従って、係数更新
部４では、係数最適化のための適応アルゴリズムを用い
てフィルタ部３のフィルタ係数を逐次計算し出力する。
【００３１】次に、係数更新部４で用いる適応アルゴリ
ズムとしてＣＭＡ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｍｏｄｕｌｕｓ
Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）を用いた場合の係数更新法につい
て説明する。ＣＭＡでは、フィルタの出力信号とその理
想信号との２乗平均誤差を最小にするようにフィルタ係
数を逐次更新する。時刻ｎにおける第ｉ番目のタップ係
数Ｃi,nに対する係数更新式は、数６のように表され
る。
ズムとしてＣＭＡ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｍｏｄｕｌｕｓ
Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）を用いた場合の係数更新法につい
て説明する。ＣＭＡでは、フィルタの出力信号とその理
想信号との２乗平均誤差を最小にするようにフィルタ係
数を逐次更新する。時刻ｎにおける第ｉ番目のタップ係
数Ｃi,nに対する係数更新式は、数６のように表され
る。
【００３２】
【数６】
【００３３】但し、ｘi,nは時刻ｎにおける第ｉ番目の
タップ入力信号、ｙnは時刻ｎにおけるフィルタ出力、
μはステップサイズパラメータ、Ｒはリファレンスレベ
ル信号であり、＊は共役複素数を表す。また、Ｒは、時
刻ｎでのフィルタ出力における理想信号をａnとしたと
き、数７で表される定数である。
タップ入力信号、ｙnは時刻ｎにおけるフィルタ出力、
μはステップサイズパラメータ、Ｒはリファレンスレベ
ル信号であり、＊は共役複素数を表す。また、Ｒは、時
刻ｎでのフィルタ出力における理想信号をａnとしたと
き、数７で表される定数である。
【００３４】
【数７】
【００３５】次に、係数計算部４の構成例として、係数
最適化のための適応アルゴリズムとしてＣＭＡアルゴリ
ズムを用いた場合のブロック図を図３および図４に示
す。図３において、４００はフィルタ部３の入力信号で
ある周波数ドメイン信号またはそれを係数計算部内遅延
部４０１によって遅延した信号、フィルタ部３の出力信
号、リファレンスレベル信号およびステップサイズパラ
メータを入力とするタップ係数更新部、４０１はフィル
タ部３の入力信号である周波数ドメイン信号またはそれ
を遅延した信号を入力とする係数計算部内遅延部であ
る。
最適化のための適応アルゴリズムとしてＣＭＡアルゴリ
ズムを用いた場合のブロック図を図３および図４に示
す。図３において、４００はフィルタ部３の入力信号で
ある周波数ドメイン信号またはそれを係数計算部内遅延
部４０１によって遅延した信号、フィルタ部３の出力信
号、リファレンスレベル信号およびステップサイズパラ
メータを入力とするタップ係数更新部、４０１はフィル
タ部３の入力信号である周波数ドメイン信号またはそれ
を遅延した信号を入力とする係数計算部内遅延部であ
る。
【００３６】また、図３において、ｘはＦＦＴ部１の出
力である周波数ドメイン信号の複素信号表記であり、数
８で表される。
力である周波数ドメイン信号の複素信号表記であり、数
８で表される。
【００３７】
【数８】
【００３８】また、図３において、ｙはフィルタ部３の
出力信号の複素信号表記であり、数９で表される。
出力信号の複素信号表記であり、数９で表される。
【００３９】
【数９】
【００４０】また、Ｃmはフィルタ部３における第ｍ番
目（ｍ＝０，１，…，Ｍ−１）のタップ係数の複素信号
表記である。
目（ｍ＝０，１，…，Ｍ−１）のタップ係数の複素信号
表記である。
【００４１】図４において、４０００はフィルタ部３の
入力信号である周波数ドメイン信号またはそれを係数計
算部内遅延部４０１によって遅延した信号を入力とする
複素共役化部、４００１は該複素共役化部４０００の出
力およびフィルタ部３の出力を入力とする複素乗算部、
４００２はフィルタ部３の出力を入力とする電力計算
部、４００３は該電力計算部４００２の出力およびリフ
ァレンスレベル信号を入力とする第１の減算部、４００
４は該第１の減算部４００３の出力およびステップサイ
ズパラメータを入力とする第１の乗算部、４００５は該
第１の乗算部４００４および上記複素乗算部４００１の
出力を入力とする第２の乗算部、４００６は該第２の乗
算部４００５および遅延部４００７の出力を入力とする
第２の減算部、４００７は該第２の減算部４００６の出
力を入力とする遅延部であり、該遅延部４００７の出力
はタップ係数更新部４００の出力であると同時に係数計
算部４の出力である。
入力信号である周波数ドメイン信号またはそれを係数計
算部内遅延部４０１によって遅延した信号を入力とする
複素共役化部、４００１は該複素共役化部４０００の出
力およびフィルタ部３の出力を入力とする複素乗算部、
４００２はフィルタ部３の出力を入力とする電力計算
部、４００３は該電力計算部４００２の出力およびリフ
ァレンスレベル信号を入力とする第１の減算部、４００
４は該第１の減算部４００３の出力およびステップサイ
ズパラメータを入力とする第１の乗算部、４００５は該
第１の乗算部４００４および上記複素乗算部４００１の
出力を入力とする第２の乗算部、４００６は該第２の乗
算部４００５および遅延部４００７の出力を入力とする
第２の減算部、４００７は該第２の減算部４００６の出
力を入力とする遅延部であり、該遅延部４００７の出力
はタップ係数更新部４００の出力であると同時に係数計
算部４の出力である。
【００４２】次に、動作について説明する。タップ係数
更新部４００は、フィルタ部３の入力信号である周波数
ドメイン信号またはそれを係数計算部内遅延部４０１に
よって遅延した信号、フィルタ部３の出力信号、リファ
レンスレベル信号およびステップサイズパラメータを入
力とし、フィルタ部３における各タップのフィルタ係数
が最適化されるように逐次更新して出力する。係数計算
部内遅延部４０１は、フィルタ部３の入力信号である周
波数ドメイン信号またはそれを遅延した信号を入力と
し、ＦＦＴ部１におけるＦＦＴサンプル速度の逆数に相
当する遅延を与える。
更新部４００は、フィルタ部３の入力信号である周波数
ドメイン信号またはそれを係数計算部内遅延部４０１に
よって遅延した信号、フィルタ部３の出力信号、リファ
レンスレベル信号およびステップサイズパラメータを入
力とし、フィルタ部３における各タップのフィルタ係数
が最適化されるように逐次更新して出力する。係数計算
部内遅延部４０１は、フィルタ部３の入力信号である周
波数ドメイン信号またはそれを遅延した信号を入力と
し、ＦＦＴ部１におけるＦＦＴサンプル速度の逆数に相
当する遅延を与える。
【００４３】次に、図４を用いてタップ係数更新部４０
０の動作について説明する。複素共役化部４０００は、
入力される複素信号に対して共役となる複素信号を出力
する。複素乗算部４００１は、該複素共役化部４０００
の出力およびフィルタ部３の出力を入力とし、それらの
複素信号を乗算して出力する。電力計算部４００２は、
フィルタ部３の出力を入力とし、その複素信号の振幅の
２乗値を計算して出力する。第１の減算部４００３で
は、該電力計算部４００２の出力からリファレンスレベ
ル信号を減算して出力する。第１の乗算部４００４で
は、該第１の減算部４００３の出力とステップサイズパ
ラメータを乗算して出力する。該第１の乗算部４００４
の出力はスカラー値となる。第２の乗算部４００５は、
該第１の乗算部４００４の出力であるスカラー値を上記
複素乗算部４００１の出力である複素信号に乗算して出
力する。第２の減算部４００６は、遅延部４００７の出
力から該第２の乗算部４００５の出力を減算して出力す
る。遅延部４００７は該第２の減算部４００６の出力を
入力とし、ＦＦＴ部１におけるＦＦＴサンプル速度の逆
数に相当する遅延を与える。
０の動作について説明する。複素共役化部４０００は、
入力される複素信号に対して共役となる複素信号を出力
する。複素乗算部４００１は、該複素共役化部４０００
の出力およびフィルタ部３の出力を入力とし、それらの
複素信号を乗算して出力する。電力計算部４００２は、
フィルタ部３の出力を入力とし、その複素信号の振幅の
２乗値を計算して出力する。第１の減算部４００３で
は、該電力計算部４００２の出力からリファレンスレベ
ル信号を減算して出力する。第１の乗算部４００４で
は、該第１の減算部４００３の出力とステップサイズパ
ラメータを乗算して出力する。該第１の乗算部４００４
の出力はスカラー値となる。第２の乗算部４００５は、
該第１の乗算部４００４の出力であるスカラー値を上記
複素乗算部４００１の出力である複素信号に乗算して出
力する。第２の減算部４００６は、遅延部４００７の出
力から該第２の乗算部４００５の出力を減算して出力す
る。遅延部４００７は該第２の減算部４００６の出力を
入力とし、ＦＦＴ部１におけるＦＦＴサンプル速度の逆
数に相当する遅延を与える。
【００４４】係数計算部４を以上のように構成すること
によって、数６で表されるＣＭＡによるフィルタ係数の
最適化装置を実現することができる。
によって、数６で表されるＣＭＡによるフィルタ係数の
最適化装置を実現することができる。
【００４５】また、図３に示した係数更新部４の構成例
では、タップ係数更新部４００に入力される周波数ドメ
イン信号を遅延した信号は、係数計算部内遅延部４０１
の出力信号としたが、これに代わって、これと等価また
は同様の信号である乗算部３０１の出力信号を入力して
もよい。
では、タップ係数更新部４００に入力される周波数ドメ
イン信号を遅延した信号は、係数計算部内遅延部４０１
の出力信号としたが、これに代わって、これと等価また
は同様の信号である乗算部３０１の出力信号を入力して
もよい。
【００４６】また、係数最適化のための適応アルゴリズ
ムとしてＣＭＡを例に示したが、ＤＤ（Ｄｅｃｉｓｉｏ
ｎ Ｄｉｒｅｃｔ）アルゴリズム、ＤＡＭＡ（Ｄｅｃｉ
ｓｉｏｎ Ａｄｊｕｓｔｅｄ Ｍｏｄｕｌｕｓ Ａｌｇｏ
ｒｉｔｈｍ）など他のＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓ
ｑｕａｒｅｓ）アルゴリズムやＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉ
ｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅｓ）アルゴリズムを用い
てもよい。
ムとしてＣＭＡを例に示したが、ＤＤ（Ｄｅｃｉｓｉｏ
ｎ Ｄｉｒｅｃｔ）アルゴリズム、ＤＡＭＡ（Ｄｅｃｉ
ｓｉｏｎ Ａｄｊｕｓｔｅｄ Ｍｏｄｕｌｕｓ Ａｌｇｏ
ｒｉｔｈｍ）など他のＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓ
ｑｕａｒｅｓ）アルゴリズムやＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉ
ｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅｓ）アルゴリズムを用い
てもよい。
【００４７】以上のように、フーリエ変換出力である周
波数ドメイン信号に対してフィルタリングを行い、その
フィルタ係数としてキャリア間干渉成分が除去できるよ
うな係数を適応アルゴリズムによって計算できるように
構成したので、信号復調時におけるキャリア間干渉を軽
減し、再生データの誤り発生確率を低減することができ
る。
波数ドメイン信号に対してフィルタリングを行い、その
フィルタ係数としてキャリア間干渉成分が除去できるよ
うな係数を適応アルゴリズムによって計算できるように
構成したので、信号復調時におけるキャリア間干渉を軽
減し、再生データの誤り発生確率を低減することができ
る。
【００４８】また、フィルタ係数の最適化アルゴリズム
として適応アルゴリズムを用いるようにしたので、キャ
リア間干渉の度合いの変化に対して適応的に追従するこ
とができる。
として適応アルゴリズムを用いるようにしたので、キャ
リア間干渉の度合いの変化に対して適応的に追従するこ
とができる。
【００４９】実施の形態２．以上の実施の形態１では、
フィルタ係数の最適化を行う際に、全てのサブキャリア
の情報に対して係数計算手段が等しく動作するように構
成されているが、次に所定のパイロットキャリアに対し
ては特定の動作をするような実施形態を示す。
フィルタ係数の最適化を行う際に、全てのサブキャリア
の情報に対して係数計算手段が等しく動作するように構
成されているが、次に所定のパイロットキャリアに対し
ては特定の動作をするような実施形態を示す。
【００５０】図５は、この発明の実施の形態２による直
交周波数分割多重信号受信装置を表すブロック図であ
る。図５において、１〜４は実施の形態１に示したもの
と同様である。但し、係数計算部４に入力されるステッ
プサイズパラメータμは、ステップサイズ制御部６の出
力である。５は、パイロットタイミング信号生成部、６
は該パイロットタイミング生成部５の出力を入力とする
ステップサイズ制御部である。
交周波数分割多重信号受信装置を表すブロック図であ
る。図５において、１〜４は実施の形態１に示したもの
と同様である。但し、係数計算部４に入力されるステッ
プサイズパラメータμは、ステップサイズ制御部６の出
力である。５は、パイロットタイミング信号生成部、６
は該パイロットタイミング生成部５の出力を入力とする
ステップサイズ制御部である。
【００５１】次に、動作について説明する。ＦＦＴ部
１、復調部２、フィルタ部３、及び係数計算部４の動作
は実施の形態１に示したものと同様である。直交周波数
分割多重伝送によって信号伝送を行う場合、例えば受信
装置の同期性能を向上する目的で複数の特定のサブキャ
リアをパイロットキャリアとする場合がある。このと
き、受信装置においてパイロットキャリアの送信データ
は既知データであるため、係数計算部４においてフィル
タ係数を求める際、他のサブキャリアを用いる場合に比
べてより高速かつ高精度に係数の最適化を図ることがで
きる。そこで、実施の形態２では、パイロットキャリア
に対してはステップサイズパラメータの大きさをそれ以
外の場合に比べて大きくし、係数更新の際の重み付けを
制御できるようにする。そのため、パイロットタイミン
グ信号生成部５は、フィルタ部３の出力信号がパイロッ
トキャリアであるか否かを識別する信号を出力する。ま
た、ステップサイズ制御部６では、該パイロットタイミ
ング信号生成部５から出力されるパイロットタイミング
信号に応じたステップサイズパラメータを出力する。例
えば、パイロットタイミング信号がフィルタ部３の出力
がパイロットキャリアであることを示している場合は、
ステップサイズパラメータとしてそれ以外の場合の値よ
りも大きな値を出力する。
１、復調部２、フィルタ部３、及び係数計算部４の動作
は実施の形態１に示したものと同様である。直交周波数
分割多重伝送によって信号伝送を行う場合、例えば受信
装置の同期性能を向上する目的で複数の特定のサブキャ
リアをパイロットキャリアとする場合がある。このと
き、受信装置においてパイロットキャリアの送信データ
は既知データであるため、係数計算部４においてフィル
タ係数を求める際、他のサブキャリアを用いる場合に比
べてより高速かつ高精度に係数の最適化を図ることがで
きる。そこで、実施の形態２では、パイロットキャリア
に対してはステップサイズパラメータの大きさをそれ以
外の場合に比べて大きくし、係数更新の際の重み付けを
制御できるようにする。そのため、パイロットタイミン
グ信号生成部５は、フィルタ部３の出力信号がパイロッ
トキャリアであるか否かを識別する信号を出力する。ま
た、ステップサイズ制御部６では、該パイロットタイミ
ング信号生成部５から出力されるパイロットタイミング
信号に応じたステップサイズパラメータを出力する。例
えば、パイロットタイミング信号がフィルタ部３の出力
がパイロットキャリアであることを示している場合は、
ステップサイズパラメータとしてそれ以外の場合の値よ
りも大きな値を出力する。
【００５２】尚、ステップサイズ制御部６において、パ
イロットタイミング信号がフィルタ部３の出力がパイロ
ットキャリアであることを示している場合以外は、ステ
ップサイズパラメータの値を０とするようにしてもよ
い。
イロットタイミング信号がフィルタ部３の出力がパイロ
ットキャリアであることを示している場合以外は、ステ
ップサイズパラメータの値を０とするようにしてもよ
い。
【００５３】以上のように、パイロットキャリアに対し
ては係数更新の際のステップサイズパラメータが他の場
合よりも大きくなるように構成したので、キャリア間干
渉を除去する際のフィルタ係数を高速に求めることがで
きる。
ては係数更新の際のステップサイズパラメータが他の場
合よりも大きくなるように構成したので、キャリア間干
渉を除去する際のフィルタ係数を高速に求めることがで
きる。
【００５４】また、係数更新に用いる情報としてパイロ
ットキャリアを用いるように構成したので、より精度の
高いキャリア間干渉除去装置を実現できる。
ットキャリアを用いるように構成したので、より精度の
高いキャリア間干渉除去装置を実現できる。
【００５５】実施の形態３．以上の実施の形態２では、
パイロットキャリアとそれ以外のキャリアとで係数更新
時のステップサイズパラメータを切り替えることができ
るように構成されているが、次に、周波数ドメイン信号
の電力レベルに応じてステップサイズパラメータを制御
するような実施形態を示す。
パイロットキャリアとそれ以外のキャリアとで係数更新
時のステップサイズパラメータを切り替えることができ
るように構成されているが、次に、周波数ドメイン信号
の電力レベルに応じてステップサイズパラメータを制御
するような実施形態を示す。
【００５６】図６は、この発明の実施の形態３による直
交周波数分割多重信号受信装置を表すブロック図であ
る。図６において、１〜４は実施の形態１に示したもの
と同様である。但し、係数計算部４に入力されるステッ
プサイズパラメータμは、ステップサイズ制御部８の出
力である。７は、ＦＦＴ部１の出力を入力とする電力計
算部、８は該電力計算部７の出力を入力とするステップ
サイズ制御部である。また、図６において、Ｐは電力計
算部７の出力であり、各サブキャリアの瞬時電力信号を
表す。
交周波数分割多重信号受信装置を表すブロック図であ
る。図６において、１〜４は実施の形態１に示したもの
と同様である。但し、係数計算部４に入力されるステッ
プサイズパラメータμは、ステップサイズ制御部８の出
力である。７は、ＦＦＴ部１の出力を入力とする電力計
算部、８は該電力計算部７の出力を入力とするステップ
サイズ制御部である。また、図６において、Ｐは電力計
算部７の出力であり、各サブキャリアの瞬時電力信号を
表す。
【００５７】次に、動作について説明する。ＦＦＴ部
１、復調部２、フィルタ部３、及び係数計算部４の動作
は実施の形態１に示したものと同様である。直交周波数
分割多重伝送された信号がマルチパス伝送路を伝搬する
場合、受信された各サブキャリアは伝送路に応じて減衰
または増幅される。この場合、減衰したサブキャリアと
増幅されたサブキャリアとでは信号電力対雑音電力比が
異なり、増幅されているものの方は雑音による影響を受
けにくく、係数更新の際の情報として信頼性が高い一
方、減衰しているキャリアは雑音の影響も大きく、係数
更新の際の情報としての信頼性が低い。そこで、サブキ
ャリア毎の信号電力を計算し、電力が大きいサブキャリ
アに対してはステップサイズパラメータの値を大きく、
電力が小さいサブキャリアに対してはステップサイズパ
ラメータの値を小さくするように制御する。電力計算部
７では、ＦＦＴ部１の出力を入力とし、各サブキャリア
毎に電力を計算して出力する。ステップサイズ制御部８
は、該電力計算部７の出力を入力とし、入力される電力
レベルをもとにステップサイズパラメータを制御して出
力する。
１、復調部２、フィルタ部３、及び係数計算部４の動作
は実施の形態１に示したものと同様である。直交周波数
分割多重伝送された信号がマルチパス伝送路を伝搬する
場合、受信された各サブキャリアは伝送路に応じて減衰
または増幅される。この場合、減衰したサブキャリアと
増幅されたサブキャリアとでは信号電力対雑音電力比が
異なり、増幅されているものの方は雑音による影響を受
けにくく、係数更新の際の情報として信頼性が高い一
方、減衰しているキャリアは雑音の影響も大きく、係数
更新の際の情報としての信頼性が低い。そこで、サブキ
ャリア毎の信号電力を計算し、電力が大きいサブキャリ
アに対してはステップサイズパラメータの値を大きく、
電力が小さいサブキャリアに対してはステップサイズパ
ラメータの値を小さくするように制御する。電力計算部
７では、ＦＦＴ部１の出力を入力とし、各サブキャリア
毎に電力を計算して出力する。ステップサイズ制御部８
は、該電力計算部７の出力を入力とし、入力される電力
レベルをもとにステップサイズパラメータを制御して出
力する。
【００５８】ここで、ステップサイズ制御部８の構成例
として、電力計算部７の出力によってステップサイズパ
ラメータを選択して出力するように構成した場合のブロ
ック図を図７に示す。図７において、８００は、電力計
算部７の出力である電力情報を入力とするステップサイ
ズ選択信号生成部、８０１は、該ステップサイズ選択信
号生成部８００の出力および互いに値の異なる実定数で
ある複数のステップサイズパラメータ候補値を入力とす
るステップサイズ選択部であり、該ステップサイズ選択
部８０１の出力はステップサイズ制御部８の出力あって
ステップサイズパラメータである。また、図７におい
て、μk（ｋ＝１，２，…，Ｋ）はステップサイズパラ
メータ候補値を表す。
として、電力計算部７の出力によってステップサイズパ
ラメータを選択して出力するように構成した場合のブロ
ック図を図７に示す。図７において、８００は、電力計
算部７の出力である電力情報を入力とするステップサイ
ズ選択信号生成部、８０１は、該ステップサイズ選択信
号生成部８００の出力および互いに値の異なる実定数で
ある複数のステップサイズパラメータ候補値を入力とす
るステップサイズ選択部であり、該ステップサイズ選択
部８０１の出力はステップサイズ制御部８の出力あって
ステップサイズパラメータである。また、図７におい
て、μk（ｋ＝１，２，…，Ｋ）はステップサイズパラ
メータ候補値を表す。
【００５９】次に、動作について説明する。ステップサ
イズ選択信号生成部８００は、入力される電力情報の大
きさをＫ段階に分類し、その結果をステップサイズ選択
信号として出力する。この時、電力が大きいほどステッ
プサイズパラメータとして大きな値が選択されるように
分類を行う。ステップサイズ選択部８０１では、ステッ
プサイズ選択信号生成部８００から入力される信号をも
とに、Ｋ個あるステップサイズパラメータ候補値のうち
の１つを選択し、フィルタ部３の出力に対応するステッ
プサイズパラメータを出力する。
イズ選択信号生成部８００は、入力される電力情報の大
きさをＫ段階に分類し、その結果をステップサイズ選択
信号として出力する。この時、電力が大きいほどステッ
プサイズパラメータとして大きな値が選択されるように
分類を行う。ステップサイズ選択部８０１では、ステッ
プサイズ選択信号生成部８００から入力される信号をも
とに、Ｋ個あるステップサイズパラメータ候補値のうち
の１つを選択し、フィルタ部３の出力に対応するステッ
プサイズパラメータを出力する。
【００６０】次に、ステップサイズ制御部８の別の構成
例として、電力計算部７の出力レベルを所定の変換関数
によってステップサイズパラメータに変換して出力する
ように構成した場合のブロック図を図８に示す。図８に
おいて、８０２は、電力計算部７の出力である電力情報
を入力とするステップサイズ変換テーブル部であり、該
ステップサイズ変換テーブル部８０２の出力はステップ
サイズ制御部８の出力あってステップサイズパラメータ
である。
例として、電力計算部７の出力レベルを所定の変換関数
によってステップサイズパラメータに変換して出力する
ように構成した場合のブロック図を図８に示す。図８に
おいて、８０２は、電力計算部７の出力である電力情報
を入力とするステップサイズ変換テーブル部であり、該
ステップサイズ変換テーブル部８０２の出力はステップ
サイズ制御部８の出力あってステップサイズパラメータ
である。
【００６１】次に、動作について説明する。ステップサ
イズ変換テーブル部８０２は、入力される電力レベルを
所定の変換関数によってステップサイズパラメータに変
換し、フィルタ部３の出力に対応するステップサイズパ
ラメータを出力する。
イズ変換テーブル部８０２は、入力される電力レベルを
所定の変換関数によってステップサイズパラメータに変
換し、フィルタ部３の出力に対応するステップサイズパ
ラメータを出力する。
【００６２】例えば、数１０に変換関数の例を示す。数
１０において、Ｐは電力レベル、αは正の実定数を表
す。
１０において、Ｐは電力レベル、αは正の実定数を表
す。
【００６３】
【数１０】
【００６４】また、数１１に別の変換関数の例を示す。
数１１において、Ｐは電力レベル、β、γは正の実定数
を表す。
数１１において、Ｐは電力レベル、β、γは正の実定数
を表す。
【００６５】
【数１１】
【００６６】数１０又は数１１を用いて変換を行なえ
ば、電力が大きいほどステップサイズパラメータが大き
くなる。
ば、電力が大きいほどステップサイズパラメータが大き
くなる。
【００６７】以上のように、サブキャリアの電力に応じ
て係数更新の際に用いるステップサイズパラメータを制
御できるように構成したので、マルチパスの影響を受け
た直交周波数分割多重信号に対しても適応的にキャリア
間干渉を除去することができる。また、ＦＦＴ部１の出
力に基づいて信号電力を計算するので、速やかに電力の
計算を行なうことができ、従ってフィルタ係数の逐次更
新を遅滞なく行なうことができる。
て係数更新の際に用いるステップサイズパラメータを制
御できるように構成したので、マルチパスの影響を受け
た直交周波数分割多重信号に対しても適応的にキャリア
間干渉を除去することができる。また、ＦＦＴ部１の出
力に基づいて信号電力を計算するので、速やかに電力の
計算を行なうことができ、従ってフィルタ係数の逐次更
新を遅滞なく行なうことができる。
【００６８】実施の形態４．以上の実施の形態３では、
電力情報として各サブキャリアの瞬時電力を計算し、こ
れをもとにステップサイズパラメータを制御するように
構成されているが、次に、各サブキャリアに対する伝送
路の平均的な電力情報をもとにステップサイズパラメー
タを制御するような実施形態を示す。
電力情報として各サブキャリアの瞬時電力を計算し、こ
れをもとにステップサイズパラメータを制御するように
構成されているが、次に、各サブキャリアに対する伝送
路の平均的な電力情報をもとにステップサイズパラメー
タを制御するような実施形態を示す。
【００６９】図９は、この発明の実施の形態４による直
交周波数分割多重信号受信装置を表すブロック図であ
る。図９において、１、３、４、８は実施の形態１およ
び実施の形態３に示したものと同様である。但し、ステ
ップサイズ制御部８への入力信号は同期変調信号復調部
２０から出力される平均的電力信号である。また、２０
はフィルタ部３の出力を入力とする同期変調信号復調部
であり、該同期変調信号復調部２０の出力は送信された
ディジタルデータの再生データまたは誤り訂正符号化さ
れた再生データである。また、図９において、Ｐ’は平
均電力信号を表す。
交周波数分割多重信号受信装置を表すブロック図であ
る。図９において、１、３、４、８は実施の形態１およ
び実施の形態３に示したものと同様である。但し、ステ
ップサイズ制御部８への入力信号は同期変調信号復調部
２０から出力される平均的電力信号である。また、２０
はフィルタ部３の出力を入力とする同期変調信号復調部
であり、該同期変調信号復調部２０の出力は送信された
ディジタルデータの再生データまたは誤り訂正符号化さ
れた再生データである。また、図９において、Ｐ’は平
均電力信号を表す。
【００７０】次に、動作について説明する。図９におい
て、ＦＦＴ部１、フィルタ部３、係数計算部４、及びス
テップサイズ制御部８の動作は実施の形態１および実施
の形態３に示したものと同様である。直交周波数分割多
重伝送される各サブキャリアの変調方式として、ＱＰＳ
Ｋ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ ＳｈｉｆｔＫｅ
ｙｉｎｇ）やＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌ
ｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）が用いられている
場合、復調のためのパイロットキャリアが用いられてい
る場合が多く、このような場合の信号復調は、例えば図
１０に示される同期変調信号復調部２０のような装置で
実現されている。図９に示された同期変調信号復調部２
０では、上記のような変調方式によるサブキャリアの復
調を行うと同時に、その過程で求められた各サブキャリ
アの平均的な電力情報を出力している。ステップサイズ
制御部８では、この平均的な電力情報すなわち平均電力
信号Ｐ’を入力とし、ステップサイズパラメータを制御
する。
て、ＦＦＴ部１、フィルタ部３、係数計算部４、及びス
テップサイズ制御部８の動作は実施の形態１および実施
の形態３に示したものと同様である。直交周波数分割多
重伝送される各サブキャリアの変調方式として、ＱＰＳ
Ｋ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ ＳｈｉｆｔＫｅ
ｙｉｎｇ）やＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌ
ｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）が用いられている
場合、復調のためのパイロットキャリアが用いられてい
る場合が多く、このような場合の信号復調は、例えば図
１０に示される同期変調信号復調部２０のような装置で
実現されている。図９に示された同期変調信号復調部２
０では、上記のような変調方式によるサブキャリアの復
調を行うと同時に、その過程で求められた各サブキャリ
アの平均的な電力情報を出力している。ステップサイズ
制御部８では、この平均的な電力情報すなわち平均電力
信号Ｐ’を入力とし、ステップサイズパラメータを制御
する。
【００７１】ここで、図１０を用いて、同期変調信号復
調部２０について説明する。図１０において、２００は
フィルタ部３の出力であるＩ”およびＱ”を入力とする
同期復調用パイロットキャリア復調部、２０１は該同期
復調用パイロットキャリア復調部２００の出力を入力と
する伝送路推定部、２０２は該伝送路推定部２０１の出
力を入力とする複素共役化部、２０３はフィルタ部３の
出力であるＩ”およびＱ”を入力とする遅延部、２０４
は該遅延部２０３および上記複素共役化部２０２の出力
を入力とする複素乗算部、２０５は上記伝送路推定部２
０１の出力を入力とする電力計算部、２０６は該電力計
算部２０５および上記複素乗算部２０４の出力を入力と
する除算部であり、該除算部２０６の出力は同期変調信
号復調部２０の出力であるところの送信されたディジタ
ルデータの再生データまたは誤り訂正符号化された再生
データ、また、上記電力計算部２０５の出力は同期変調
信号復調部２０の出力であるところの平均電力信号Ｐ’
である。
調部２０について説明する。図１０において、２００は
フィルタ部３の出力であるＩ”およびＱ”を入力とする
同期復調用パイロットキャリア復調部、２０１は該同期
復調用パイロットキャリア復調部２００の出力を入力と
する伝送路推定部、２０２は該伝送路推定部２０１の出
力を入力とする複素共役化部、２０３はフィルタ部３の
出力であるＩ”およびＱ”を入力とする遅延部、２０４
は該遅延部２０３および上記複素共役化部２０２の出力
を入力とする複素乗算部、２０５は上記伝送路推定部２
０１の出力を入力とする電力計算部、２０６は該電力計
算部２０５および上記複素乗算部２０４の出力を入力と
する除算部であり、該除算部２０６の出力は同期変調信
号復調部２０の出力であるところの送信されたディジタ
ルデータの再生データまたは誤り訂正符号化された再生
データ、また、上記電力計算部２０５の出力は同期変調
信号復調部２０の出力であるところの平均電力信号Ｐ’
である。
【００７２】次に、動作について説明する。同期復調用
パイロットキャリア復調部２００は、フィルタ部３の出
力であるＩ”およびＱ”を入力とし、そこに含まれてい
る同期復調用のパイロットキャリアを抽出し、それをそ
れに対応する既知信号で除算して出力する。該同期復調
用パイロットキャリア復調部２００の出力は、各パイロ
ットキャリアに対する伝送路における伝達特性を表す信
号となる。伝送路推定部２０１では、該同期復調用パイ
ロットキャリア復調部２００の出力を入力とし、時間方
向および周波数方向の内挿を行うことによって全サブキ
ャリアに対する伝送路特性を推定して出力する。複素共
役化部２０２は、該伝送路推定部２０１の出力を入力と
し、その複素共役信号を出力する。遅延部２０３は、該
複素共役化部２０２、上記同期復調用パイロットキャリ
ア復調部２００および上記伝送路推定部２０１において
生じる遅延と同等の遅延をフィルタ部３の出力である
Ｉ”およびＱ”に与えて出力する。従って、上記複素共
役化部２０２から出力される信号は、該遅延部２０３か
ら出力されるサブキャリアに対応した信号となる。複素
乗算部２０４では、該遅延部２０３および上記複素共役
化部２０２の出力を入力とし、それらを複素乗算して出
力する。電力計算部２０５は、上記伝送路推定部２０１
の出力を入力とし、その複素信号の振幅の２乗値を計算
して出力する。除算部２０６では、該電力計算部２０５
で計算されたスカラー値で上記複素乗算部２０４の出力
を除算して出力する。これにより、該除算部２０６の出
力として得られる複素信号は、送信されたディジタルデ
ータの再生データまたは誤り訂正符号化された再生デー
タとなる。また、上記電力計算部２０５の出力は各サブ
キャリアの平均的な電力情報となる。
パイロットキャリア復調部２００は、フィルタ部３の出
力であるＩ”およびＱ”を入力とし、そこに含まれてい
る同期復調用のパイロットキャリアを抽出し、それをそ
れに対応する既知信号で除算して出力する。該同期復調
用パイロットキャリア復調部２００の出力は、各パイロ
ットキャリアに対する伝送路における伝達特性を表す信
号となる。伝送路推定部２０１では、該同期復調用パイ
ロットキャリア復調部２００の出力を入力とし、時間方
向および周波数方向の内挿を行うことによって全サブキ
ャリアに対する伝送路特性を推定して出力する。複素共
役化部２０２は、該伝送路推定部２０１の出力を入力と
し、その複素共役信号を出力する。遅延部２０３は、該
複素共役化部２０２、上記同期復調用パイロットキャリ
ア復調部２００および上記伝送路推定部２０１において
生じる遅延と同等の遅延をフィルタ部３の出力である
Ｉ”およびＱ”に与えて出力する。従って、上記複素共
役化部２０２から出力される信号は、該遅延部２０３か
ら出力されるサブキャリアに対応した信号となる。複素
乗算部２０４では、該遅延部２０３および上記複素共役
化部２０２の出力を入力とし、それらを複素乗算して出
力する。電力計算部２０５は、上記伝送路推定部２０１
の出力を入力とし、その複素信号の振幅の２乗値を計算
して出力する。除算部２０６では、該電力計算部２０５
で計算されたスカラー値で上記複素乗算部２０４の出力
を除算して出力する。これにより、該除算部２０６の出
力として得られる複素信号は、送信されたディジタルデ
ータの再生データまたは誤り訂正符号化された再生デー
タとなる。また、上記電力計算部２０５の出力は各サブ
キャリアの平均的な電力情報となる。
【００７３】従って、ＱＰＳＫやＱＡＭなどの同期変調
方式で変調されたサブキャリアを復調する場合、その復
調過程において伝送路における各サブキャリアの平均的
な電力情報を得ることができる。そこで、実施の形態４
では、図９に示したように、このようにして得られた平
均電力信号Ｐ’をもとにステップサイズパラメータを制
御する。そして、この場合にも実施の形態３で述べたの
と同様、電力が大きいほどステップサイズパラメータを
大きくする。
方式で変調されたサブキャリアを復調する場合、その復
調過程において伝送路における各サブキャリアの平均的
な電力情報を得ることができる。そこで、実施の形態４
では、図９に示したように、このようにして得られた平
均電力信号Ｐ’をもとにステップサイズパラメータを制
御する。そして、この場合にも実施の形態３で述べたの
と同様、電力が大きいほどステップサイズパラメータを
大きくする。
【００７４】以上のように、各サブキャリアの平均的な
電力に応じて係数更新の際に用いるステップサイズパラ
メータを制御できるように構成したので、送信データの
信号レベル変化によらず、マルチパスの影響を受けた直
交周波数分割多重信号に対して適応的にキャリア間干渉
を除去することができる。また、復調部２に元々備わっ
ている電力計算機能を利用することができるので、電力
の計算のために新たに回路を加える必要がない。
電力に応じて係数更新の際に用いるステップサイズパラ
メータを制御できるように構成したので、送信データの
信号レベル変化によらず、マルチパスの影響を受けた直
交周波数分割多重信号に対して適応的にキャリア間干渉
を除去することができる。また、復調部２に元々備わっ
ている電力計算機能を利用することができるので、電力
の計算のために新たに回路を加える必要がない。
【００７５】実施の形態５．実施の形態３では、電力情
報として各サブキャリアの瞬時電力を計算し、これをも
とにステップサイズパラメータを制御するように構成さ
れているが、次に、この瞬時電力情報に応じて、係数更
新の際に用いるリファレンスレベル信号を制御するよう
な実施形態を示す。
報として各サブキャリアの瞬時電力を計算し、これをも
とにステップサイズパラメータを制御するように構成さ
れているが、次に、この瞬時電力情報に応じて、係数更
新の際に用いるリファレンスレベル信号を制御するよう
な実施形態を示す。
【００７６】図１１は、この発明の実施の形態５による
直交周波数分割多重信号受信装置を表すブロック図であ
る。図１１において、１〜４、７は実施の形態３に示し
たものと同様である。但し、係数計算部４において、ス
テップサイズパラメータとしては固定のステップサイズ
値を入力とし、リファレンスレベル信号としてはリファ
レンス制御部９の出力を用いる。９は、電力計算部７の
出力を入力とするリファレンス制御部である。
直交周波数分割多重信号受信装置を表すブロック図であ
る。図１１において、１〜４、７は実施の形態３に示し
たものと同様である。但し、係数計算部４において、ス
テップサイズパラメータとしては固定のステップサイズ
値を入力とし、リファレンスレベル信号としてはリファ
レンス制御部９の出力を用いる。９は、電力計算部７の
出力を入力とするリファレンス制御部である。
【００７７】次に、動作について説明する。ＦＦＴ部
１、復調部２、フィルタ部３、係数計算部４、及び電力
計算部７の動作は実施の形態３に示したものと同様であ
る。直交周波数分割多重伝送された信号がマルチパス伝
送路を伝搬する場合、受信された各サブキャリアは伝送
路に応じて減衰または増幅される。この場合、キャリア
間干渉が発生していない場合であっても周波数ドメイン
信号における各サブキャリアの信号レベルはサブキャリ
ア毎に変化しているため、係数更新の際に用いるリファ
レンスレベル信号Ｒの値は、それに応じて変化すると考
えられる。そこで、リファレンス制御部９では、電力計
算部７から出力された瞬時電力信号Ｐをもとにリファレ
ンス値を選択して出力する。
１、復調部２、フィルタ部３、係数計算部４、及び電力
計算部７の動作は実施の形態３に示したものと同様であ
る。直交周波数分割多重伝送された信号がマルチパス伝
送路を伝搬する場合、受信された各サブキャリアは伝送
路に応じて減衰または増幅される。この場合、キャリア
間干渉が発生していない場合であっても周波数ドメイン
信号における各サブキャリアの信号レベルはサブキャリ
ア毎に変化しているため、係数更新の際に用いるリファ
レンスレベル信号Ｒの値は、それに応じて変化すると考
えられる。そこで、リファレンス制御部９では、電力計
算部７から出力された瞬時電力信号Ｐをもとにリファレ
ンス値を選択して出力する。
【００７８】ここで、リファレンス制御部９の構成例と
して、電力計算部７の出力によってリファレンスレベル
信号を選択して出力するように構成した場合のブロック
図を図１２に示す。図１２において、９００は、電力計
算部７の出力である電力情報を入力とするリファレンス
値選択信号生成部、９０１は、該リファレンス値選択信
号生成部９００の出力および互いに値の異なる実定数で
ある複数のリファレンス候補値を入力とするリファレン
ス値選択部であり、該リファレンス値選択部９０１の出
力はリファレンス制御部９の出力あってリファレンスレ
ベル信号である。また、図１２において、Ｒk（ｋ＝
１，２，…，Ｋ）はリファレンス候補値を表す。
して、電力計算部７の出力によってリファレンスレベル
信号を選択して出力するように構成した場合のブロック
図を図１２に示す。図１２において、９００は、電力計
算部７の出力である電力情報を入力とするリファレンス
値選択信号生成部、９０１は、該リファレンス値選択信
号生成部９００の出力および互いに値の異なる実定数で
ある複数のリファレンス候補値を入力とするリファレン
ス値選択部であり、該リファレンス値選択部９０１の出
力はリファレンス制御部９の出力あってリファレンスレ
ベル信号である。また、図１２において、Ｒk（ｋ＝
１，２，…，Ｋ）はリファレンス候補値を表す。
【００７９】次に、動作について説明する。リファレン
ス値選択信号生成部９００は、入力される電力情報の大
きさをＫ段階に分類し、その結果をリファレンス値選択
信号として出力する。この時、電力が大きいほどリファ
レンスレベル信号として大きな値が選択されるように分
類を行う。リファレンス値選択部９０１では、リファレ
ンス値選択信号生成部９００から入力される信号をもと
に、Ｋ個あるリファレンス候補値のうちの１つを選択
し、フィルタ部３の出力に対応するリファレンスレベル
信号を出力する。
ス値選択信号生成部９００は、入力される電力情報の大
きさをＫ段階に分類し、その結果をリファレンス値選択
信号として出力する。この時、電力が大きいほどリファ
レンスレベル信号として大きな値が選択されるように分
類を行う。リファレンス値選択部９０１では、リファレ
ンス値選択信号生成部９００から入力される信号をもと
に、Ｋ個あるリファレンス候補値のうちの１つを選択
し、フィルタ部３の出力に対応するリファレンスレベル
信号を出力する。
【００８０】次に、リファレンス制御部９の別の構成例
として、電力計算部７の出力レベルを所定の変換関数に
よってリファレンスレベル信号に変換して出力するよう
に構成した場合のブロック図を図１３に示す。図１３に
おいて、９０２は、電力計算部７の出力である電力情報
を入力とするリファレンス値変換テーブル部であり、該
リファレンス値変換テーブル部９０２の出力はリファレ
ンス制御部９の出力あってリファレンスレベル信号であ
る。
として、電力計算部７の出力レベルを所定の変換関数に
よってリファレンスレベル信号に変換して出力するよう
に構成した場合のブロック図を図１３に示す。図１３に
おいて、９０２は、電力計算部７の出力である電力情報
を入力とするリファレンス値変換テーブル部であり、該
リファレンス値変換テーブル部９０２の出力はリファレ
ンス制御部９の出力あってリファレンスレベル信号であ
る。
【００８１】次に、動作について説明する。リファレン
ス値変換テーブル部９０２は、入力される電力レベルを
所定の変換関数によってリファレンスレベルに変換し、
フィルタ部３の出力に対応するリファレンスレベル信号
を出力する。
ス値変換テーブル部９０２は、入力される電力レベルを
所定の変換関数によってリファレンスレベルに変換し、
フィルタ部３の出力に対応するリファレンスレベル信号
を出力する。
【００８２】例えば、数１２に変換関数の例を示す。数
１２において、Ｐは電力レベル、η及びＲ0は正の実定
数であり、信号が理想的な伝送路を伝送した場合の数１
２の右辺は数７の右辺と一致するものとする。
１２において、Ｐは電力レベル、η及びＲ0は正の実定
数であり、信号が理想的な伝送路を伝送した場合の数１
２の右辺は数７の右辺と一致するものとする。
【００８３】
【数１２】
【００８４】数１２を用いて変換を行なえば、電力が大
きいほどリファレンスレベルが大きくなる。
きいほどリファレンスレベルが大きくなる。
【００８５】以上のように、サブキャリアの電力に応じ
て係数更新の際に用いるリファレンスレベル信号を制御
できるように構成したので、マルチパスの影響を受けた
直交周波数分割多重信号に対しても適応的にキャリア間
干渉を除去することができる。また、ＦＦＴ部１の出力
に基づいて信号電力を計算するので、速やかに電力の計
算を行なうことができ、従ってフィルタ係数の逐次更新
を遅滞なく行なうことができる。
て係数更新の際に用いるリファレンスレベル信号を制御
できるように構成したので、マルチパスの影響を受けた
直交周波数分割多重信号に対しても適応的にキャリア間
干渉を除去することができる。また、ＦＦＴ部１の出力
に基づいて信号電力を計算するので、速やかに電力の計
算を行なうことができ、従ってフィルタ係数の逐次更新
を遅滞なく行なうことができる。
【００８６】実施の形態６．以上の実施の形態５では、
電力情報として各サブキャリアの瞬時電力を計算し、こ
れをもとにリファレンスレベル信号を制御するように構
成されているが、次に、各サブキャリアに対する伝送路
の平均的な電力情報をもとにリファレンスレベル信号を
制御するような実施形態を示す。
電力情報として各サブキャリアの瞬時電力を計算し、こ
れをもとにリファレンスレベル信号を制御するように構
成されているが、次に、各サブキャリアに対する伝送路
の平均的な電力情報をもとにリファレンスレベル信号を
制御するような実施形態を示す。
【００８７】図１４は、この発明の実施の形態６による
直交周波数分割多重信号受信装置を表すブロック図であ
る。図１４において、１、３、４、９、２０は実施の形
態１、実施の形態４および実施の形態５に示したものと
同様である。但し、リファレンス制御部９への入力信号
は同期変調信号復調部２０から出力される平均的電力信
号である。
直交周波数分割多重信号受信装置を表すブロック図であ
る。図１４において、１、３、４、９、２０は実施の形
態１、実施の形態４および実施の形態５に示したものと
同様である。但し、リファレンス制御部９への入力信号
は同期変調信号復調部２０から出力される平均的電力信
号である。
【００８８】次に、動作について説明する。図１４にお
いて、ＦＦＴ部１、フィルタ部３、係数計算部４、リフ
ァレンス制御部９、及び復調部２０の動作は実施の形態
１、実施の形態４および実施の形態５に示したものと同
様である。直交周波数分割多重伝送される各サブキャリ
アの変調方式として、ＱＰＳＫやＱＡＭが用いられてい
る場合、信号の復調は、同期変調信号復調部２０のよう
な装置で実現されているため、各サブキャリアの平均的
な電力情報をここから得ることができる。そこで、リフ
ァレンス制御部９への入力信号として、この平均的な電
力情報すなわち平均電力信号Ｐ’を用い、リファレンス
レベル信号を制御するようにする。そして、この場合に
も実施の形態５で述べたのと同様、電力が大きいほどリ
ファレンスレベルを大きくする。
いて、ＦＦＴ部１、フィルタ部３、係数計算部４、リフ
ァレンス制御部９、及び復調部２０の動作は実施の形態
１、実施の形態４および実施の形態５に示したものと同
様である。直交周波数分割多重伝送される各サブキャリ
アの変調方式として、ＱＰＳＫやＱＡＭが用いられてい
る場合、信号の復調は、同期変調信号復調部２０のよう
な装置で実現されているため、各サブキャリアの平均的
な電力情報をここから得ることができる。そこで、リフ
ァレンス制御部９への入力信号として、この平均的な電
力情報すなわち平均電力信号Ｐ’を用い、リファレンス
レベル信号を制御するようにする。そして、この場合に
も実施の形態５で述べたのと同様、電力が大きいほどリ
ファレンスレベルを大きくする。
【００８９】以上のように、各サブキャリアの平均的な
電力に応じて係数更新の際に用いるリファレンスレベル
信号を制御できるように構成したので、送信データの信
号レベル変化によらず、マルチパスの影響を受けた直交
周波数分割多重信号に対して適応的にキャリア間干渉を
除去することができる。また、復調部２に元々備わって
いる電力計算機能を利用することができるので、電力の
計算のために新たに回路を加える必要がない。
電力に応じて係数更新の際に用いるリファレンスレベル
信号を制御できるように構成したので、送信データの信
号レベル変化によらず、マルチパスの影響を受けた直交
周波数分割多重信号に対して適応的にキャリア間干渉を
除去することができる。また、復調部２に元々備わって
いる電力計算機能を利用することができるので、電力の
計算のために新たに回路を加える必要がない。
【００９０】
【発明の効果】請求項１の発明によれば、フーリエ変換
出力である周波数ドメイン信号に対してフィルタリング
を行い、そのフィルタ係数としてキャリア間干渉成分が
除去できるような係数を適応アルゴリズムによって計算
できるように構成したので、信号復調時におけるキャリ
ア間干渉を軽減し、再生データの誤り発生確率を低減す
ることができるという効果がある。
出力である周波数ドメイン信号に対してフィルタリング
を行い、そのフィルタ係数としてキャリア間干渉成分が
除去できるような係数を適応アルゴリズムによって計算
できるように構成したので、信号復調時におけるキャリ
ア間干渉を軽減し、再生データの誤り発生確率を低減す
ることができるという効果がある。
【００９１】また、フィルタ係数の最適化アルゴリズム
として適応アルゴリズムを用いるようにしたので、キャ
リア間干渉の度合いの変化に対して適応的に追従するこ
とができるという効果がある。
として適応アルゴリズムを用いるようにしたので、キャ
リア間干渉の度合いの変化に対して適応的に追従するこ
とができるという効果がある。
【００９２】請求項２の発明によれば、パイロットキャ
リアであるか否かに応じて係数更新の際に用いられるス
テップサイズパラメータを制御するように構成したの
で、キャリア間干渉を除去する際のフィルタ係数を高速
に求めることができるという効果がある。
リアであるか否かに応じて係数更新の際に用いられるス
テップサイズパラメータを制御するように構成したの
で、キャリア間干渉を除去する際のフィルタ係数を高速
に求めることができるという効果がある。
【００９３】また、係数更新に用いる情報としてパイロ
ットキャリアを用いるように構成したので、より精度の
高いキャリア間干渉除去装置を実現できるという効果が
ある。
ットキャリアを用いるように構成したので、より精度の
高いキャリア間干渉除去装置を実現できるという効果が
ある。
【００９４】請求項３の発明によれば、サブキャリアの
電力に応じて係数更新の際に用いるステップサイズパラ
メータを制御できるように構成したので、マルチパスの
影響を受けた直交周波数分割多重信号に対しても適応的
にキャリア間干渉を除去することができるという効果が
ある。
電力に応じて係数更新の際に用いるステップサイズパラ
メータを制御できるように構成したので、マルチパスの
影響を受けた直交周波数分割多重信号に対しても適応的
にキャリア間干渉を除去することができるという効果が
ある。
【００９５】請求項４の発明によれば、フーリエ変換手
段の出力に基づいて信号電力を計算するので、速やかに
電力の計算を行なうことができ、従ってフィルタ係数の
逐次更新を遅滞なく行なうことができる。
段の出力に基づいて信号電力を計算するので、速やかに
電力の計算を行なうことができ、従ってフィルタ係数の
逐次更新を遅滞なく行なうことができる。
【００９６】請求項５の発明によれば、復調手段に元々
備わっている電力計算機能を利用することができるの
で、電力の計算のために新たに回路を加える必要がな
い。また、平均的な電力を用いるので、送信データの信
号レベル変化によらず、安定的にフィルタ係数の逐次更
新を行なうことができる。
備わっている電力計算機能を利用することができるの
で、電力の計算のために新たに回路を加える必要がな
い。また、平均的な電力を用いるので、送信データの信
号レベル変化によらず、安定的にフィルタ係数の逐次更
新を行なうことができる。
【００９７】請求項６の発明によれば、サブキャリアの
電力に応じて係数更新の際に用いるリファレンスレベル
信号を制御できるように構成したので、マルチパスの影
響を受けた直交周波数分割多重信号に対しても適応的に
キャリア間干渉を除去することができるという効果があ
る。
電力に応じて係数更新の際に用いるリファレンスレベル
信号を制御できるように構成したので、マルチパスの影
響を受けた直交周波数分割多重信号に対しても適応的に
キャリア間干渉を除去することができるという効果があ
る。
【００９８】請求項７の発明によれば、フーリエ変換手
段の出力に基づいて信号電力を計算するので、速やかに
電力の計算を行なうことができ、従ってフィルタ係数の
逐次更新を遅滞なく行なうことができる。
段の出力に基づいて信号電力を計算するので、速やかに
電力の計算を行なうことができ、従ってフィルタ係数の
逐次更新を遅滞なく行なうことができる。
【００９９】請求項８の発明によれば、復調手段に元々
備わっている電力計算機能を利用することができるの
で、電力の計算のために新たに回路を加える必要がな
い。また、平均的な電力を用いるので、送信データの信
号レベル変化によらず、安定的にフィルタ係数の逐次更
新を行なうことができる。
備わっている電力計算機能を利用することができるの
で、電力の計算のために新たに回路を加える必要がな
い。また、平均的な電力を用いるので、送信データの信
号レベル変化によらず、安定的にフィルタ係数の逐次更
新を行なうことができる。
【図１】 この発明の実施の形態１による受信装置を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図２】 実施の形態１の受信装置におけるフィルタ部
３の構成例を示すブロック図である。
３の構成例を示すブロック図である。
【図３】 実施の形態１の受信装置における係数計算部
４の構成例を示すブロック図である。
４の構成例を示すブロック図である。
【図４】 実施の形態１の受信装置におけるタップ係数
更新部４００の構成例を示すブロック図である。
更新部４００の構成例を示すブロック図である。
【図５】 この発明の実施の形態２による受信装置を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図６】 この発明の実施の形態３による受信装置を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図７】 実施の形態３の受信装置におけるステップサ
イズ制御部８の構成例を示すブロック図である。
イズ制御部８の構成例を示すブロック図である。
【図８】 実施の形態３の受信装置におけるステップサ
イズ制御部８の別の構成例を示すブロック図である。
イズ制御部８の別の構成例を示すブロック図である。
【図９】 この発明の実施の形態４による受信装置を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図１０】 実施の形態４の受信装置における同期変調
信号復調部２０の構成例を示すブロック図である。
信号復調部２０の構成例を示すブロック図である。
【図１１】 この発明の実施の形態５による受信装置を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図１２】 実施の形態５の受信装置におけるリファレ
ンス制御部９の構成例を示すブロック図である。
ンス制御部９の構成例を示すブロック図である。
【図１３】 実施の形態５の受信装置におけるリファレ
ンス制御部９の別の構成例を示すブロック図である。
ンス制御部９の別の構成例を示すブロック図である。
【図１４】 この発明の実施の形態６による受信装置を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図１５】 従来の受信装置を示すブロック図である。
１ ＦＦＴ部、 ２ 復調部、 ２０ 同期変調信号復
調部、 ２００ 同期復調用パイロットキャリア復調
部、 ２０１ 伝送路推定部、 ２０２ 複素共役化
部、 ２０３ 遅延部、 ２０４ 複素乗算部、 ２０
５ 電力計算部、２０６ 除算部、 ３ フィルタ部、
３００ 遅延部、 ３０１ 乗算部、３０２ 第１の
信号加算部、 ３０３ 第２の信号加算部、 ３０４
第３の信号加算部、 ３０５ 第４の信号加算部、 ３
０６ 信号減算部、 ３０７ 第５の信号加算部、 ４
係数計算部、 ４００ タップ係数更新部、 ４０１
係数計算部内遅延部、 ４０００ 複素共役化部、 ４
００１ 複素乗算部、４００２ 電力計算部、 ４００
３ 第１の減算部、 ４００４ 第１の乗算部、 ４０
０５ 第２の乗算部、 ４００６ 第２の減算部、 ４
００７ 遅延部、 ５ パイロットタイミング信号生成
部、 ６ ステップサイズ制御部、 ７電力計算部、
８ ステップサイズ制御部、 ８００ ステップサイズ
選択信号生成部、 ８０１ ステップサイズ選択部、
８０２ ステップサイズ変換テーブル部、 ９ リファ
レンス制御部、 ９００ リファレンス値選択信号生成
部、 ９０１ リファレンス値選択部、 ９０２ リフ
ァレンス値変換テーブル部、 １０ チューナー部、
１１ 同期再生部。
調部、 ２００ 同期復調用パイロットキャリア復調
部、 ２０１ 伝送路推定部、 ２０２ 複素共役化
部、 ２０３ 遅延部、 ２０４ 複素乗算部、 ２０
５ 電力計算部、２０６ 除算部、 ３ フィルタ部、
３００ 遅延部、 ３０１ 乗算部、３０２ 第１の
信号加算部、 ３０３ 第２の信号加算部、 ３０４
第３の信号加算部、 ３０５ 第４の信号加算部、 ３
０６ 信号減算部、 ３０７ 第５の信号加算部、 ４
係数計算部、 ４００ タップ係数更新部、 ４０１
係数計算部内遅延部、 ４０００ 複素共役化部、 ４
００１ 複素乗算部、４００２ 電力計算部、 ４００
３ 第１の減算部、 ４００４ 第１の乗算部、 ４０
０５ 第２の乗算部、 ４００６ 第２の減算部、 ４
００７ 遅延部、 ５ パイロットタイミング信号生成
部、 ６ ステップサイズ制御部、 ７電力計算部、
８ ステップサイズ制御部、 ８００ ステップサイズ
選択信号生成部、 ８０１ ステップサイズ選択部、
８０２ ステップサイズ変換テーブル部、 ９ リファ
レンス制御部、 ９００ リファレンス値選択信号生成
部、 ９０１ リファレンス値選択部、 ９０２ リフ
ァレンス値変換テーブル部、 １０ チューナー部、
１１ 同期再生部。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD13 DD18 DD19 DD33 DD34 5K061 AA04 BB06 CC00 CC25 CD02 CD08
Claims (8)
- 【請求項１】 直交周波数分割多重された信号から送信
データを再生する直交周波数分割多重信号受信装置にお
いて、 受信した時間ドメインの信号を周波数ドメインの信号に
変換するフーリエ変換手段と、 係数計算手段と、 上記フーリエ変換手段の出力および上記係数計算手段の
出力を入力とし、上記係数計算手段から出力されるフィ
ルタ係数によるフィルタリングを行うフィルタ手段と、 上記フィルタ手段の出力を入力とし、サブキャリアをそ
れぞれの変調方式に応じた復調法によって復調を行う復
調手段とを備え、 上記係数計算手段は、上記フィルタ手段の出力、上記フ
ーリエ変換手段の出力、ステップサイズ値およびリファ
レンス値を入力とし、上記フィルタ手段から出力される
信号において、キャリア間干渉が最小になるように適応
的にフィルタ係数を逐次更新して出力することを特徴と
する直交周波数分割多重信号受信装置。 - 【請求項２】 フィルタ手段の出力信号がパイロットキ
ャリアであるか否かを識別するタイミング信号を出力す
るパイロットタイミング信号生成手段と、 該パイロットタイミング信号生成手段の出力を入力と
し、タイミング信号に応じたステップサイズパラメータ
を出力するステップサイズ制御手段とをさらに備え、 上記係数計算手段は、上記ステップサイズ値として該ス
テップサイズ制御手段の出力を入力とし、これに基づき
上記フィルタ係数の逐次更新を行うことを特徴とする請
求項１に記載の直交周波数分割多重信号受信装置。 - 【請求項３】 各サブキャリア毎の信号電力を計算して
出力する電力計算手段と、 該電力計算手段の出力を入力とし、これに基づきステッ
プサイズパラメータを制御して出力するステップサイズ
制御手段とをさらに備え、 上記係数計算手段は、上記ステップサイズ値として該ス
テップサイズ制御手段の出力を入力とし、これに基づき
上記フィルタ係数の逐次更新を行うことを特徴とする請
求項１に記載の直交周波数分割多重信号受信装置。 - 【請求項４】 上記電力計算手段は、上記フーリエ変換
手段の出力を入力とし、各サブキャリア毎の信号電力を
計算して出力することを特徴とする請求項３に記載の直
交周波数分割多重信号受信装置。 - 【請求項５】 上記復調手段が、各サブキャリアに対し
て推定した伝送路特性をもとに復調を行う過程で各サブ
キャリアの平均的な電力に相当する物理量を計算するも
のである場合、上記復調手段が上記電力計算手段を兼ね
ており、 上記ステップサイズ制御手段は、上記復調手段から出力
される各サブキャリアの上記平均的な電力を表す情報を
入力とし、これに基づき上記ステップサイズパラメータ
を制御して出力することを特徴とする請求項３に記載の
直交周波数分割多重信号受信装置。 - 【請求項６】 各サブキャリア毎の信号電力を計算して
出力する電力計算手段と、 該電力計算手段の出力を入力とし、これに基づきリファ
レンスレベル値を制御して出力するリファレンス制御手
段とをさらに備え、 上記係数計算手段は、上記リファレンス値として該リフ
ァレンス制御手段の出力を入力とし、これに基づき上記
フィルタ係数の逐次更新を行うことを特徴とする請求項
１に記載の直交周波数分割多重信号受信装置。 - 【請求項７】 上記電力計算手段は、上記フーリエ変換
手段の出力を入力とし、各サブキャリア毎の信号電力を
計算して出力することを特徴とする請求項６に記載の直
交周波数分割多重信号受信装置。 - 【請求項８】 上記復調手段が、各サブキャリアに対し
て推定した伝送路特性をもとに復調を行う過程で各サブ
キャリアの平均的な電力に相当する物理量を計算するも
のである場合、上記復調手段が上記電力計算手段を兼ね
ており、 上記ステップサイズ制御手段は、上記復調手段から出力
される各サブキャリアの上記平均的な電力を表す情報を
入力とし、これに基づき上記リファレンス値を制御して
出力することを特徴とする請求項６に記載の直交周波数
分割多重信号受信装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000124153A JP2001308820A (ja) | 2000-04-25 | 2000-04-25 | 直交周波数分割多重信号受信装置 |
| GB0100501A GB2364222B (en) | 2000-04-25 | 2001-01-09 | Receiver for orthogonal frequency-division multiplexed signal |
| CN 01117184 CN1321014A (zh) | 2000-04-25 | 2001-04-25 | 正交分频多路信号接收装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000124153A JP2001308820A (ja) | 2000-04-25 | 2000-04-25 | 直交周波数分割多重信号受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001308820A true JP2001308820A (ja) | 2001-11-02 |
| JP2001308820A5 JP2001308820A5 (ja) | 2005-06-16 |
Family
ID=18634327
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000124153A Pending JP2001308820A (ja) | 2000-04-25 | 2000-04-25 | 直交周波数分割多重信号受信装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001308820A (ja) |
| CN (1) | CN1321014A (ja) |
| GB (1) | GB2364222B (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100819255B1 (ko) * | 2002-01-07 | 2008-04-02 | 삼성전자주식회사 | 간섭신호제거 시스템 장치 |
| JP2008219636A (ja) * | 2007-03-06 | 2008-09-18 | Sumitomo Electric Ind Ltd | 通信装置及びウェイト更新方法 |
| US7505524B2 (en) | 2004-09-13 | 2009-03-17 | Fujitsu Limited | Receiver device and communication system |
| US7542408B2 (en) | 2002-02-13 | 2009-06-02 | Nec Corporation | Method of reducing inter-subcarrier interference in multicarrier communication systems and receiver using it |
| US8619744B2 (en) | 2006-10-16 | 2013-12-31 | Nec Corporation | Reception method and receiver |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4641233B2 (ja) * | 2005-09-14 | 2011-03-02 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 復調装置及び復調方法 |
| GB2455530B (en) * | 2007-12-12 | 2010-04-28 | Nortel Networks Ltd | Channel estimation method and system for inter carrier interference-limited wireless communication networks |
| CN115174321A (zh) * | 2022-07-01 | 2022-10-11 | Oppo广东移动通信有限公司 | 信号处理方法、装置、基带芯片、终端及存储介质 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5497398A (en) * | 1993-08-12 | 1996-03-05 | Aware, Inc. | Multi-carrier transceiver |
| FI943613A (fi) * | 1994-08-03 | 1996-02-04 | Nokia Technology Gmbh | Menetelmä ja kanavakorjain digitaalisen signaalin taajuustasossa suoritettavaa kanavakorjausta varten |
| JP4130997B2 (ja) * | 1996-09-02 | 2008-08-13 | エステー マイクロエレクトロニクス ナームローゼ ベンノートシャップ | 多重搬送波伝送システムの改良 |
| SE9703630L (sv) * | 1997-03-03 | 1998-09-04 | Telia Ab | Förbättringar av, eller med avseende på, synkronisering |
| EP0877526B1 (en) * | 1997-05-02 | 2008-01-16 | Lsi Logic Corporation | Demodulating digital video broadcast signals |
| SE9801748L (sv) * | 1998-05-18 | 1999-11-19 | Telia Ab | Förbättringar i eller som hänför sig till telekommunikationsöverföringssystem |
-
2000
- 2000-04-25 JP JP2000124153A patent/JP2001308820A/ja active Pending
-
2001
- 2001-01-09 GB GB0100501A patent/GB2364222B/en not_active Expired - Fee Related
- 2001-04-25 CN CN 01117184 patent/CN1321014A/zh active Pending
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100819255B1 (ko) * | 2002-01-07 | 2008-04-02 | 삼성전자주식회사 | 간섭신호제거 시스템 장치 |
| US7542408B2 (en) | 2002-02-13 | 2009-06-02 | Nec Corporation | Method of reducing inter-subcarrier interference in multicarrier communication systems and receiver using it |
| US7505524B2 (en) | 2004-09-13 | 2009-03-17 | Fujitsu Limited | Receiver device and communication system |
| US8619744B2 (en) | 2006-10-16 | 2013-12-31 | Nec Corporation | Reception method and receiver |
| JP2008219636A (ja) * | 2007-03-06 | 2008-09-18 | Sumitomo Electric Ind Ltd | 通信装置及びウェイト更新方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1321014A (zh) | 2001-11-07 |
| GB2364222A (en) | 2002-01-16 |
| GB2364222B (en) | 2002-07-31 |
| GB0100501D0 (en) | 2001-02-21 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040913 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040913 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20060203 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060221 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060421 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060606 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20061114 |