WO2019193641A1 - 無線通信装置 - Google Patents

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WO2019193641A1
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Inventor
石岡　和明
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三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication apparatus including a quadrature modulator.
  • a baseband IQ (In-phase Quadrature) signal is defined, and the baseband IQ signal is up-converted by quadrature modulation.
  • quadrature modulation schemes such as 64QAM (Quadrature Amplitude Modulation).
  • Patent Document 1 a transmission signal in operation is input to a quadrature modulator of an analog circuit, a signal output from the quadrature modulator of the analog circuit is input to a digital quadrature detector, and a signal output from the digital quadrature detector A method of correcting the above with a digital circuit is disclosed.
  • the method described in Patent Document 1 uses the inverse system of the identified system to identify the characteristics of the quadrature modulator when the digital circuit corrects an error that occurs when the quadrature modulator of the analog circuit is used.
  • the IQ baseband signal is corrected.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a wireless communication apparatus that suppresses distortion due to the characteristics of a quadrature modulator.
  • a wireless communication device includes a calibration signal generation unit that generates a first signal in which a power spectrum on a frequency axis has a comb shape, A quadrature modulation unit that modulates one signal, an inverse system identification unit that identifies an inverse system of the quadrature modulation unit using the first signal, and correction of distortion generated in the quadrature modulation unit using the identified inverse system
  • a first signal is orthogonal to a signal obtained by inverting the frequency of the first signal.
  • the wireless communication apparatus has an effect that distortion due to the characteristics of the quadrature modulator can be suppressed.
  • wireless communication apparatus concerning embodiment The figure which shows the functional block of the calibration signal generation part concerning embodiment
  • the figure which shows the functional block of the orthogonal modulation part concerning embodiment The figure which shows the functional block of the digital quadrature demodulation part concerning embodiment
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a wireless communication apparatus according to an embodiment.
  • the wireless communication apparatus 100 includes a calibration signal generation unit 1, a signal selection unit 2, a DA conversion unit 3a, a DA conversion unit 3b, an orthogonal modulation unit 4, an oscillation unit 5, a filter unit 6, and a digital orthogonal A demodulation unit 7, an inverse system identification unit 8, and an inverse system unit 9 are provided.
  • the wireless communication device 100 operates at the time of calibration, that is, when detecting the characteristic of the quadrature modulation unit 4 and correcting an error caused by the characteristic, and at the time of normal transmission, that is, when transmitting the transmission baseband signals I and Q. Is different.
  • the calibration signal generation unit 1 transmits calibration signals I and Q to the signal selection unit 2.
  • the calibration signals I and Q are also called first signals.
  • the signal selection unit 2 transmits the calibration signals I and Q to the DA conversion unit 3a and the DA conversion unit 3b, respectively.
  • the DA conversion unit 3a and the DA conversion unit 3b convert a digital calibration signal into an analog calibration signal.
  • the reason for having two DA converters is to express a spectrum which is positive and negative asymmetric between the I signal and the Q signal as a complex number.
  • the quadrature modulation unit 4 mixes the calibration signal I with the RF carrier sine wave oscillated by the oscillation unit 5.
  • the quadrature modulation unit 4 mixes the calibration signal Q and the RF carrier sine wave including the 90-degree phase offset oscillated by the oscillation unit 5.
  • the calibration signals I and Q are up-converted by the mixing of the quadrature modulation unit 4.
  • a signal generated by the oscillator 5 is also called a local signal.
  • the filter unit 6 performs frequency filtering on the up-converted calibration signals I and Q, removes unnecessary high frequency components higher than the threshold included in the calibration signals I and Q, and outputs an IF signal or an RF signal. Output.
  • the filter unit 6 is a BPF (Band Pass Filter). In the present embodiment, the threshold value is not particularly limited.
  • the digital quadrature demodulator 7 converts the IF signal or RF signal into digital baseband signals I and Q.
  • the inverse system identification unit 8 identifies the inverse system using the digital baseband signals I and Q.
  • the inverse system unit 9 corrects the distortion generated in the orthogonal modulation unit 4 by multiplying the baseband signals I and Q by the matrix indicating the inverse system calculated by the inverse system identification unit 8.
  • the inverse system unit 9 is also called a correction unit.
  • the inverse system unit 9 receives the transmission baseband signals I and Q.
  • the inverse system unit 9 adds an inverse characteristic that is an inverse characteristic of the characteristic of the orthogonal modulation unit 4 to the transmission baseband signals I and Q.
  • the signal selection unit 2 transmits the transmission baseband signals I and Q output from the inverse system unit 9 to the DA conversion units 3a and 3b, respectively.
  • the quadrature modulation unit 4 mixes and up-converts the outputs of the DA conversion units 3a and 3b and the output of the oscillation unit 5.
  • the filter unit 6 performs frequency filtering and outputs an IF signal or an RF signal.
  • the wireless communication apparatus 100 can perform transmission in which the distortion of the orthogonal modulation unit 4 is corrected during normal transmission.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating functional blocks of the calibration signal generation unit 1 according to the embodiment.
  • the calibration signal generator 1 includes a base signal memory 11, a counter 12, a numerical controller 13, and a complex multiplier 14.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating the power spectrum of the base signal stored in the base signal memory 11 according to the embodiment.
  • the base signal memory 11 stores a time domain signal of the frequency domain power spectrum shown in FIG. 3 as a base signal.
  • a signal for each subcarrier is represented by a complex number C m (m is an integer).
  • the base signal has power in all subcarriers.
  • the base signal memory 11 repeatedly outputs the base signal shown in FIG. 3 a times by sweeping the memory address from the counter 12. By repeatedly outputting the base signal a times, a spectrum of a intervals in terms of the number of subcarriers is obtained.
  • the numerical control unit 13 is also called an NCO (Numerical Controlled Oscillator).
  • the complex multiplier 14 offsets (shifts) the frequency, performs convolution in the frequency domain, and obtains the power spectrum of the calibration signal.
  • the base signal is preferably a signal having a small envelope variation such as a ZC (Zadoff Chu) series, but is not particularly limited as long as the frequency characteristic is a signal whose amplitude is not 0 for each subcarrier.
  • j represents an imaginary unit
  • F represents a signal sample rate F [Hz].
  • K is an integer of 1 or more and less than a / 2.
  • k is calculated by the following equation (3).
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a power spectrum output from the calibration signal generation unit 1 according to the embodiment.
  • the output of the calibration signal generation unit 1, sub-carrier interval is impulse-like spectrum of f s [Hz] interval.
  • the frequency f i [Hz] of each subcarrier is calculated as shown in Equation (2).
  • f i f s ⁇ i (2)
  • the sub-carrier interval between C 1 and C 5 is a 4f s.
  • i is an integer of ⁇ n to n, and the total number of subcarriers is 2n + 1.
  • subcarriers that satisfy Equation (3) have power.
  • a subcarrier that does not satisfy Equation (3) has no power and a value of zero.
  • i mod a k (3)
  • a is a constant.
  • a is an integer of 3 or more.
  • a signal for each subcarrier is represented by a complex number C m (m is an integer).
  • C m is an integer.
  • i a ⁇ m + k (4)
  • the calibration signal defined by Equation (2), Equation (3), and Equation (4) becomes a comb-shaped power spectrum on the frequency axis.
  • the calibration signal when the positive / negative frequency is inverted to offset the subcarrier frequency, the calibration signal always overlaps the 0 portion of the signal before the inversion. That is, the calibration signal has a power spectrum with a regular interval of a satisfying Expression (3) such that the power spectrum in which the positive and negative frequencies are inverted overlaps the portion where the power spectrum of the signal before the inversion is zero. For this reason, the radio communication apparatus 100 can easily separate the error generated due to the characteristic of the orthogonal modulation unit 4 and the calibration signal.
  • the calibration signal has a power spectrum with an equal interval of a satisfying the equation (3) so that the power spectrum obtained by reversing the positive and negative frequencies overlaps the portion where the power spectrum of the signal before the reversal is zero.
  • the generation method is not particularly limited.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating functional blocks of the orthogonal modulation unit 4 according to the embodiment.
  • the quadrature modulation unit 4 includes a multiplier 41, a phase shifter 42, a multiplier 43, and an adder 44.
  • the multiplier 41 multiplies the local signal output from the oscillation unit 5 and the baseband signal I.
  • the phase shifter 42 includes a 90 ° phase offset in the local signal.
  • the multiplier 43 multiplies the local signal output from the phase shifter 42 and the baseband signal Q.
  • the adder 44 adds the signal output from the multiplier 41 and the signal output from the multiplier 43.
  • a series of operations performed by the multiplier 41, the phase shifter 42, the multiplier 43, and the adder 44 is called quadrature modulation.
  • the signal handled by the quadrature modulation unit 4 is an analog signal.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating functional blocks of the digital quadrature demodulation unit 7 according to the embodiment.
  • the digital orthogonal demodulation unit 7 includes an AD conversion unit 71, a numerical control unit 72, a multiplier 73, a multiplier 74, a low-pass filter unit 75a, and a low-pass filter unit 75b.
  • the AD converter 71 converts the IF signal or the RF signal into a digital signal. When converting, the AD converter 71 needs to convert at a sufficiently high sample rate so that waveform distortion due to aliasing does not occur.
  • the numerical controller 72 generates a complex signal having a carrier frequency fc and outputs the complex signal to the multiplier 73.
  • the numerical controller 72 outputs a complex signal including a 90 ° phase offset to the multiplier 74.
  • the multiplier 73 multiplies the digital signal and the complex signal and outputs the result to the low-pass filter unit 75a.
  • the multiplier 74 multiplies the digital signal by the complex signal including the 90 ° phase offset and outputs the result to the low-pass filter unit 75b.
  • Low-pass filter sections 75a and 75b remove unnecessary frequency components and output baseband signals I and Q, respectively. Since the digital quadrature demodulator 7 performs all frequency conversion by digital processing, no quadrature error occurs.
  • Calibration signal generation unit 1, signal selection unit 2, DA conversion unit 3a, DA conversion unit 3b, quadrature modulation unit 4, oscillation unit 5, filter unit 6, digital quadrature demodulation unit 7, inverse system identification unit according to the embodiment 8 and the inverse system unit 9 are realized by a processing circuit which is an electronic circuit for performing each processing.
  • the processing circuit may be dedicated hardware or a control circuit including a memory and a CPU (Central Processing Unit) that executes a program stored in the memory.
  • the memory corresponds to, for example, a nonvolatile or volatile semiconductor memory such as a RAM (Random Access Memory), a ROM (Read Only Memory), or a flash memory, a magnetic disk, or an optical disk.
  • the control circuit is, for example, a control circuit 200 having a configuration shown in FIG.
  • the control circuit 200 includes a processor 200a that is a CPU and a memory 200b.
  • a processor 200a that is a CPU
  • a memory 200b When realized by the control circuit 200 shown in FIG. 7, it is realized by the processor 200a reading and executing a program corresponding to each process stored in the memory 200b.
  • the memory 200b is also used as a temporary memory in each process performed by the processor 200a.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a method for modeling an error generated in the orthogonal modulation unit 4 according to the embodiment.
  • Inputs, filters, and outputs are all represented in complex numbers.
  • the distortion generated in the quadrature modulation unit 4 can be modeled by the fact that the quadrature error and the error generated due to imbalance between the amplitude levels of the I axis and the Q axis have frequency characteristics. In this case, these errors appear as spectral inversion components on the frequency axis. These errors can be expressed using complex conjugates on the time axis.
  • radio communication apparatus 100 can model an error generated in quadrature modulation unit 4 by performing system identification using x (t) and y (t).
  • t shown in x (t) and y (t) represents time.
  • Equation (5) is obtained.
  • Y (f) H 1 (f) X (f) + H 2 (f) X ( ⁇ f) * (5)
  • f is the frequency
  • * represents a complex conjugate.
  • the complex conjugate of y (t) is converted to the frequency axis to obtain Equation (6).
  • Y ( ⁇ f) * H2 ( ⁇ f) * X (f) + H1 ( ⁇ f) * X ( ⁇ f) * ... (6)
  • Equation (7) is obtained.
  • X (f) is calculated by equation (8) using an inverse matrix.
  • E (f) H 1 (f) H 1 ( ⁇ f) * ⁇ H 2 (f) H 2 ( ⁇ f) * (9)
  • the inverse system on the frequency axis can be calculated by Expression (10). Since the output of the calibration signal generator 1 and the frequency determination component are easily separated, H 1 and H 2 can be obtained with high accuracy.
  • FIG. 9 is a functional block diagram of the inverse system identification unit 8 according to the embodiment.
  • the inverse system identification unit 8 includes a Fourier transform unit 81, a main signal identification unit 82, a frequency identification unit 83, and an inverse system calculation unit 84.
  • the Fourier transform unit 81 transforms the output of the digital quadrature demodulation unit 7 into a frequency axis by FFT (Fast Fourier Transform).
  • the main signal identification unit 82 extracts a subcarrier signal.
  • the frequency identification unit 83 extracts a subcarrier signal whose frequency is inverted.
  • the main signal identifying unit 82 and the frequency identifying unit 83 perform system identification for each subcarrier by dividing the base signal corresponding to each extracted signal by a complex number.
  • a plurality of measurements may be performed, and the measurement results may be averaged and averaged as a system identification result.
  • interpolation processing in the frequency direction may be performed during system identification.
  • the inverse system calculation unit 84 uses the H 1 (f) and H 2 (f) calculated by the main signal identification unit 82 and the frequency identification unit 83, respectively, to calculate the inverse system on the frequency axis represented by Expression (10). Calculate and output frequency characteristics.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating functional blocks of the inverse system unit 9 according to the embodiment.
  • FIG. 11 is a simplified representation of the inverse system unit 9 according to the embodiment.
  • the inverse system unit 9 includes transversal filter units 91-1 to 91-p, an adder 92, and an adder 93.
  • the inverse system unit 9 includes a p-stage transversal filter.
  • the transversal filter can be represented by the four real filters shown in FIG.
  • the tap coefficients of filter_a in FIG. 11 are a 0 to a p ⁇ 1 shown in FIG.
  • the tap coefficients of filter_b are b 0 to b p ⁇ 1 shown in FIG.
  • the tap coefficients of filter_c are c 0 to c p ⁇ 1 shown in FIG.
  • the tap coefficients of filter_d are d 0 to d p ⁇ 1 shown in FIG. Those representing these four filters in the frequency axis A (f), B (f ), C (f), and when the D (f) These, H 1, and H of the inverse system identification unit 8 has determined 2 is used to calculate from Equations (11) to (14).
  • a (f) (H 1I (f) ⁇ H 2I (f))) / E (f) (11)
  • B (f) (H 1Q (f) ⁇ H 2Q (f)) / E (f) (12)
  • C (f) ( ⁇ H 1Q (f) ⁇ H 2Q (f)) / E (f) (13)
  • D (f) (H 1I (f) + H 2I (f)) / E (f) (14)
  • Expressions (11) to (14) are all represented by real numbers.
  • tap coefficients a 0 to a p ⁇ 1 , b 0 to b p ⁇ 1 , and c 0 to c p ⁇ 1 shown in FIG. And d 0 to d p ⁇ 1 can be obtained.
  • Fourier transform may be performed.
  • F + represents a general inverse matrix of F, and calculated a, b, c, and d are solutions of the least square method. Note that Equation (15) to Equation (18) may be further expanded to use a weighted least square method.
  • the calibration signal generator 1 generates a calibration signal.
  • the quadrature modulation unit 4 modulates using the calibration signal.
  • the DA conversion unit 3a and the DA conversion unit 3b convert a digital calibration signal into an analog calibration signal.
  • the filter unit 6 performs frequency filtering on the up-converted calibration signals I and Q, removes unnecessary high frequency components included in the calibration signals I and Q, and outputs an IF signal or an RF signal.
  • the digital quadrature demodulation unit 7 demodulates the IF signal or the RF signal by digital processing, and the inverse system identification unit 8 uses the demodulated signal to identify the inverse system, thereby generating the characteristics of the quadrature modulation unit 4. Calculate the error.
  • the inverse system unit 9 multiplies the transmission baseband signal by the inverse characteristic of the orthogonal modulation unit 4 using the calculated inverse system. By applying an inverse characteristic to the transmission baseband signal by the inverse system unit 9 and correcting an error caused by the characteristic of the quadrature modulation unit 4, distortion due to the characteristic of the quadrature modulator 4 can be suppressed.
  • the configuration described in the above embodiment shows an example of the contents of the present invention, and can be combined with another known technique, and can be combined with other configurations without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change the part.
  • 1 calibration signal generation unit 1 calibration signal generation unit, 2 signal selection unit, 3a, 3b DA conversion unit, 4 orthogonal modulation unit, 5 oscillation unit, 6 filter unit, 7 digital quadrature demodulation unit, 8 inverse system identification unit, 9 inverse system unit, 11 Base signal memory, 12 counter, 13, 72 numerical control unit, 14 complex multiplier, 41, 43, 73, 74 multiplier, 42 phase shifter, 44, 92, 93 adder, 71 AD conversion unit, 75a, 75b low pass Filter unit, 81 Fourier transform unit, 82 Main signal identification unit, 83 Frequency identification unit, 84 Inverse system calculation unit, 91-1 to 91-p transversal filter unit, 100 Wireless communication device, 200 Control circuit, 200a processor, 200b memory.

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Abstract

本発明にかかる無線通信装置（１００）は、周波数軸上における電力スペクトルが櫛型形状となる第１の信号を発生させるキャリブレーション信号発生部（１）と、第１の信号を変調する直交変調部（４）と、第１の信号を用いて直交変調部の逆システムを同定する逆システム同定部（８）と、同定された逆システムを用いて直交変調部で発生するゆがみを補正する逆システム部（９）とを備え、第１の信号は第１の信号の周波数を反転させた信号と直交することを特徴とする。

Description

無線通信装置
　本発明は、直交変調器を備える無線通信装置に関する。
　３ＧＰＰ（3rd　Generation　Partnership　Project）において標準化されたＬＴＥ（Long　Term　Evolution）の仕様では、ベースバンドＩＱ（In-phase　Quadrature）信号が定義され、ベースバンドＩＱ信号は直交変調によりアップコンバートされる。直交変調方式には６４ＱＡＭ（Quadrature　Amplitude　Modulation）等の直交変調方式がある。直交変調方式による変調を実現するためにアナログ回路の直交変調器を用いた場合、ＩＱ振幅インバランス、ＩＱ遅延時間差、またはＩＱ直交度などのアナログ回路特有の誤差に起因する波形のゆがみが発生する。
　近年、アナログ回路の誤差を解消するために直交変調をデジタル回路で行いＩＦ（Intermediate　Frequency）信号、またはＲＦ（Radio　Frequency）信号を直接ＤＡ（Digital　Analog）変換器から出力、またはＡＤ（Analog　Digital）変換器に入力する方式がある。しかし、ＤＡ変換器には、信号帯域幅よりはるかに高いサンプルレートが必要であり、ＤＡ変換器を使用すると、コストおよび消費電力が大幅に増大する。このため、従来のアナログ回路の直交変調器を用いて誤差をデジタル回路で補正する方式を用いる場合がある。
　特許文献１は、運用中の送信信号をアナログ回路の直交変調器に入力し、アナログ回路の直交変調器から出力される信号をデジタル直交検波器に入力し、デジタル直交検波器から出力される信号をデジタル回路で補正する方式を開示する。特許文献１に記載の方法は、アナログ回路の直交変調器を用いた場合に発生する誤差をデジタル回路で補正する際に直交変調器の特性をシステム同定し、同定したシステムの逆システムを用いてＩＱベースバンド信号を補正する。
特開２００６－１１５４６３号公報
　しかしながら、特許文献１に記載の技術によれば、直交変調器の特性を正確にシステム同定する必要があるが、直交変調器で発生するわずかなゆがみを正確に検出することは難しく、ゆがみを正確に検出できないため復調を行うことができないという問題があった。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、直交変調器の特性によるゆがみを抑制する無線通信装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる無線通信装置は、周波数軸上における電力スペクトルが櫛型形状となる第１の信号を発生させるキャリブレーション信号発生部と、第１の信号を変調する直交変調部と、第１の信号を用いて直交変調部の逆システムを同定する逆システム同定部と、同定された逆システムを用いて直交変調部で発生するゆがみを補正する補正部と、を備え、第１の信号は第１の信号の周波数を反転させた信号と直交することを特徴とする。
　本発明にかかる無線通信装置は、直交変調器の特性によるゆがみを抑制することができるという効果を奏する。
実施の形態にかかる無線通信装置を示す図 実施の形態にかかるキャリブレーション信号発生部の機能ブロックを示す図 実施の形態にかかるベース信号メモリが格納するベース信号の電力スペクトルを示す図 実施の形態にかかるキャリブレーション信号発生部が出力する電力スペクトルの一例を示す図 実施の形態にかかる直交変調部の機能ブロックを示す図 実施の形態にかかるデジタル直交復調部の機能ブロックを示す図 実施の形態にかかる制御回路の構成例を示す図 実施の形態にかかる直交変調部で発生する誤差をモデリングする方法を示す図 実施の形態にかかる逆システム同定部の機能ブロックを示す図 実施の形態にかかる逆システム部の機能ブロックを示す図 実施の形態にかかる逆システム部を簡略化して表現した図
　以下に、本発明の実施の形態にかかる無線通信装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態．
　図１は、実施の形態にかかる無線通信装置を示す図である。無線通信装置１００は、キャリブレーション信号発生部１と、信号選択部２と、ＤＡ変換部３ａと、ＤＡ変換部３ｂと、直交変調部４と、発振部５と、フィルタ部６と、デジタル直交復調部７と、逆システム同定部８と、逆システム部９とを備える。無線通信装置１００はキャリブレーション時、つまり直交変調部４の特性を検出し、特性によって発生する誤差を補正する時と、通常の送信時つまり送信ベースバンド信号Ｉ，Ｑを送信する時とで動作が異なる。
　キャリブレーション時の無線通信装置１００の動作について説明する。キャリブレーション信号発生部１は、キャリブレーション信号Ｉ，Ｑを信号選択部２に送信する。キャリブレーション信号Ｉ，Ｑは第１の信号とも呼ばれる。信号選択部２は、キャリブレーション信号Ｉ，ＱをそれぞれＤＡ変換部３ａおよびＤＡ変換部３ｂに送信する。ＤＡ変換部３ａおよびＤＡ変換部３ｂは、デジタルのキャリブレーション信号をアナログのキャリブレーション信号に変換する。ＤＡ変換部が２つあるのはＩ信号とＱ信号とで正負非対称なスペクトルを複素数で表現するためである。直交変調部４は、キャリブレーション信号Ｉと、発振部５で発振させたＲＦ搬送正弦波とをミキシングする。また、直交変調部４は、キャリブレーション信号Ｑと、発振部５で発振させた９０度の位相オフセットを含むＲＦ搬送正弦波とをミキシングする。直交変調部４のミキシングによりキャリブレーション信号Ｉ，Ｑは、アップコンバートされる。発振部５が発生する信号はローカル信号とも呼ばれる。フィルタ部６は、アップコンバートされたキャリブレーション信号Ｉ，Ｑに周波数のフィルタリングを行い、キャリブレーション信号Ｉ，Ｑに含まれる、閾値より高い不要な高い周波数成分を除去し、ＩＦ信号またはＲＦ信号を出力する。フィルタ部６はＢＰＦ（Band　Pass　Filter）である。本実施の形態において閾値は特に限定されない。デジタル直交復調部７は、ＩＦ信号またはＲＦ信号をデジタルベースバンド信号Ｉ，Ｑに変換する。逆システム同定部８は、デジタルベースバンド信号Ｉ，Ｑを用いて逆システムを同定する。逆システム部９は、逆システム同定部８により計算された逆システムを示す行列をベースバンド信号Ｉ，Ｑに乗算することで、直交変調部４で発生するゆがみを補正する。逆システム部９は補正部とも呼ばれる。
　通常の送信時の無線通信装置１００の動作について説明する。逆システム部９は、送信ベースバンド信号Ｉ，Ｑを受信する。逆システム部９は、送信ベースバンド信号Ｉ，Ｑに直交変調部４がもつ特性の逆の特性である逆特性を加える。信号選択部２は逆システム部９から出力される送信ベースバンド信号Ｉ，ＱをそれぞれＤＡ変換部３ａ，３ｂに送信する。直交変調部４は、ＤＡ変換部３ａ，３ｂの出力と発振部５の出力とをミキシングしアップコンバートする。フィルタ部６は、周波数のフィルタリングを行い、ＩＦ信号またはＲＦ信号を出力する。無線通信装置１００は、通常の送信時に直交変調部４のゆがみを補正した送信を行うことができる。
　図２は、実施の形態にかかるキャリブレーション信号発生部１の機能ブロックを示す図である。キャリブレーション信号発生部１は、ベース信号メモリ１１と、カウンタ１２と、数値制御部１３と、複素乗算器１４とを備える。
　図３は、実施の形態にかかるベース信号メモリ１１が格納するベース信号の電力スペクトルを示す図である。ベース信号メモリ１１は、図３に示す周波数領域の電力スペクトルの時間領域の信号をベース信号として格納する。サブキャリア毎の信号は複素数Ｃｍ（ｍは整数）で表される。図３に示すようにベース信号は全てのサブキャリアで電力を有する。
　また、ベース信号メモリ１１は、カウンタ１２からメモリアドレスを掃引することで図３に記載のベース信号をａ回繰り返し出力する。ベース信号をａ回繰り返し出力することで、サブキャリア数でａ個の間隔のスペクトルとなる。数値制御部１３は、ｆｋＨｚの周波数を発生させる。ｆｋは後述する式（２）におけるｉ＝ｋである場合の周波数である。数値制御部１３は、ＮＣＯ（Numerical　Controlled　Oscillator）とも呼ばれる。複素乗算器１４は、周波数をオフセット（シフト）させ、周波数領域で畳み込みを行い、キャリブレーション信号の電力スペクトルを得る。ベース信号は、ＺＣ（Zadoff　Chu）系列の様な包絡線変動の少ない信号が好ましいが、周波数特性がサブキャリア毎に振幅が０でない信号であれば特に限定されない。ＮＣＯの出力は式（１）で示される。
　　ＮＣＯの出力＝ｅｘｐ（２π×ｆｋ×ｊ／Ｆ）・・・（１）
　式（１）において、ｊは虚数単位を表し、Ｆは信号のサンプルレートＦ［Ｈｚ］を示す。また、ｋは１以上ａ／２未満の整数である。ｋは後述する式（３）によって算出される。
　図４は、実施の形態にかかるキャリブレーション信号発生部１が出力する電力スペクトルの一例を示す図である。キャリブレーション信号発生部１の出力は、サブキャリア間隔がｆｓ［Ｈｚ］間隔のインパルス状のスペクトルである。各サブキャリアの周波数ｆｉ［Ｈｚ］は式（２）のように算出される。
　　ｆｉ＝ｆｓ×ｉ・・・（２）
　例えば、図４において、Ｃ１とＣ５との間のサブキャリア間隔は４ｆｓである。式（２）において、ｉは－ｎ以上、ｎ以下の整数とし、サブキャリアの総数は２ｎ＋１とする。図４ではｎ＝２８である場合の電力スペクトルを示す。本実施の形態では、ｆｉをサブキャリアと呼ぶ。なお、ベース信号メモリ１１に格納される波形の時間長をＴとすると、１／（Ｔａ）＝ｆｓが成り立つ。
　本実施の形態では、式（３）を満たすサブキャリアは電力を有する。式（３）を満たさないサブキャリアは電力を有さず、値は０となる。
　　ｉ　ｍｏｄ　ａ＝ｋ・・・（３）
　式（３）においてａは定数である。ａは３以上の整数である。図４はａ＝４、ｋ＝１である場合の電力スペクトルを示す。
　サブキャリア毎の信号を複素数Ｃｍ（ｍは整数）で表す。ｍとサブキャリア番号ｉとの関係は式（４）に示される。
　　ｉ＝ａ×ｍ＋ｋ・・・（４）
　式（２）、式（３）、および式（４）によって定義されたキャリブレーション信号は、周波数軸上で櫛形の電力スペクトルとなる。また、サブキャリア周波数をオフセットするため周波数の正負を反転した場合、キャリブレーション信号は、必ず反転前の信号の０の部分と重なる。つまり、キャリブレーション信号は、周波数の正負を反転させた電力スペクトルが、反転前の信号の電力スペクトルが０の部分と重なるように、式（３）を満たすａの等間隔の電力スペクトルを有する。このため、無線通信装置１００は、直交変調部４の特性によって発生する誤差と、キャリブレーション信号との分離を容易にすることができる。また、キャリブレーション信号は、周波数の正負を反転させた電力スペクトルが、反転前の信号の電力スペクトルが０の部分と重なるように、式（３）を満たすａの等間隔の電力スペクトルを有すれば、生成方法は特に限定されない。
　図５は、実施の形態にかかる直交変調部４の機能ブロックを示す図である。直交変調部４は、乗算器４１と、位相器４２と、乗算器４３と、加算器４４とを備える。
　乗算器４１は、発振部５が出力するローカル信号とベースバンド信号Ｉとを乗算する。位相器４２は、ローカル信号に９０°の位相オフセットを含ませる。乗算器４３は、位相器４２が出力するローカル信号とベースバンド信号Ｑとを乗算する。加算器４４は、乗算器４１が出力する信号と、乗算器４３が出力する信号とを加算する。乗算器４１、位相器４２、乗算器４３、および加算器４４が行う一連の動作は直交変調と呼ばれる。なお、直交変調部４の取り扱う信号はアナログ信号である。
　図６は、実施の形態にかかるデジタル直交復調部７の機能ブロックを示す図である。デジタル直交復調部７は、ＡＤ変換部７１と、数値制御部７２と、乗算器７３と、乗算器７４と、ローパスフィルタ部７５ａと、ローパスフィルタ部７５ｂとを備える。
　ＡＤ変換部７１は、ＩＦ信号またはＲＦ信号をデジタル信号に変換する。ＡＤ変換部７１は変換する時、エリアシングによる波形ゆがみが発生しないように十分に高いサンプルレートで変換する必要がある。数値制御部７２は、キャリア周波数ｆｃの複素信号を発生させ、乗算器７３に出力する。また、数値制御部７２は、９０°の位相オフセットを含ませた複素信号を乗算器７４に出力する。乗算器７３は、デジタル信号と複素信号とを乗算しローパスフィルタ部７５ａに出力する。乗算器７４はデジタル信号と９０°の位相オフセットを含ませた複素信号とを乗算しローパスフィルタ部７５ｂに出力する。ローパスフィルタ部７５ａ，７５ｂは、それぞれ不要な周波数成分を除去し、ベースバンド信号Ｉ，Ｑを出力する。デジタル直交復調部７は、周波数変換をすべてデジタル処理で行うため直交誤差が発生しない。
　実施の形態にかかるキャリブレーション信号発生部１、信号選択部２、ＤＡ変換部３ａ、ＤＡ変換部３ｂ、直交変調部４、発振部５、フィルタ部６、デジタル直交復調部７、逆システム同定部８、および逆システム部９は各処理を行う電子回路である処理回路により実現される。
　本処理回路は、専用のハードウェアであっても、メモリ及びメモリに格納されるプログラムを実行するＣＰＵ（Central　Processing　Unit、中央演算装置）を備える制御回路であってもよい。ここでメモリとは、例えば、ＲＡＭ（Random　Access　Memory）、ＲＯＭ（Read　Only　Memory）、フラッシュメモリなどの、不揮発性または揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、光ディスクなどが該当する。本処理回路がＣＰＵを備える制御回路である場合、この制御回路は例えば、図７に示す構成の制御回路２００となる。
　図７に示すように、制御回路２００は、ＣＰＵであるプロセッサ２００ａと、メモリ２００ｂとを備える。図７に示す制御回路２００により実現される場合、プロセッサ２００ａがメモリ２００ｂに記憶された、各処理に対応するプログラムを読みだして実行することにより実現される。また、メモリ２００ｂは、プロセッサ２００ａが実施する各処理における一時メモリとしても使用される。
　図８は、実施の形態にかかる直交変調部４で発生する誤差をモデリングする方法を示す図である。入力、フィルタ、および出力はすべて複素数で表現される。直交変調部４で発生するゆがみは、直交誤差と、Ｉ軸およびＱ軸の振幅レベルのアンバランスによって発生する誤差とが周波数特性を持つことでモデリングすることができる。この場合、これらの誤差は、周波数軸上のスペクトル反転成分として現れる。また、これらの誤差は、時間軸上では複素共役を用いて表現することができる。
　図８において、ｘ（ｔ）は、キャリブレーション信号発生部１の出力である。ｙ（ｔ）は、デジタル直交復調部７の出力である。本実施の形態では、無線通信装置１００は、ｘ（ｔ）およびｙ（ｔ）を用いてシステム同定することで、直交変調部４で発生する誤差をモデリングすることができる。ここでｘ（ｔ）およびｙ（ｔ）に示されるｔは、時間を表す。ｘ（ｔ）、ｙ（ｔ）、ｆｉｌｔｅｒ１、ｆｉｌｔｅｒ２を、それぞれ周波数軸に変換した値をそれぞれＸ（ｆ）、Ｙ（ｆ）、Ｈ１（ｆ）、Ｈ２（ｆ）とすると式（５）が成立する。
　　Ｙ（ｆ）＝Ｈ１（ｆ）Ｘ（ｆ）＋Ｈ２（ｆ）Ｘ（－ｆ）＊・・・（５）
　式（５）において、ｆは周波数を、＊は複素共役を表す。ｙ（ｔ）の複素共役についても同様に周波数軸に変換すると式（６）となる。
　　Ｙ（－ｆ）＊＝Ｈ２（－ｆ）＊Ｘ（ｆ）＋Ｈ１（－ｆ）＊Ｘ（－ｆ）＊
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（６）
　Ｙ（ｆ）およびＹ（－ｆ）＊を行列で表すと式（７）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　Ｘ（ｆ）は逆行列により式（８）によって算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　Ｅ（ｆ）は式（９）で表される。
　　Ｅ（ｆ）＝Ｈ１（ｆ）Ｈ１（-ｆ）＊-Ｈ２（ｆ）Ｈ２（-ｆ）＊・・・（９）
　Ｘ（ｆ）のみを抽出すると式（１０）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　つまり周波数軸上の図８のシステムを求めることでこの周波数軸上の逆システムを式（１０）で算出することができる。キャリブレーション信号発生部１の出力とこの周波数判定成分とは分離が容易であるため、Ｈ１およびＨ２を高精度に求めることができる。
　図９は、実施の形態にかかる逆システム同定部８の機能ブロックを示す図である。逆システム同定部８は、フーリエ変換部８１と、主信号同定部８２と、周波数同定部８３と、逆システム計算部８４とを備える。
　フーリエ変換部８１は、デジタル直交復調部７の出力をＦＦＴ（Fast　Fourier　Transform）により周波数軸に変換する。主信号同定部８２は、サブキャリアの信号を抽出する。周波数同定部８３は、周波数反転したサブキャリアの信号を抽出する。主信号同定部８２および周波数同定部８３は、それぞれ抽出した信号に対応するベース信号を複素数で除算することでサブキャリア毎のシステム同定を行う。ここで測定精度を改善するために複数回の測定を実行し、測定結果を平均化し平均化した結果をシステム同定の結果としてもよい。また、周波数分解能を上げるためにシステム同定時に周波数方向の補間処理を行っても良い。逆システム計算部８４は、主信号同定部８２および周波数同定部８３がそれぞれ算出したＨ１（ｆ），Ｈ２（ｆ）を用いて、式（１０）で示される周波数軸上の逆システムの周波数特性を計算し出力する。
　図１０は、実施の形態にかかる逆システム部９の機能ブロックを示す図である。図１１は、実施の形態にかかる逆システム部９を簡略化して表現した図である。逆システム部９は、トランスバーサルフィルタ部９１－１～９１－ｐと、加算器９２と、加算器９３とを備える。逆システム部９は、ｐ段のトランスバーサルフィルタで構成される。トランスバーサルフィルタは、図１１に示す４つの実数フィルタで表すことができる。図１１のｆｉｌｔｅｒ＿ａのタップ係数は図１０で示されるａ０～ａｐ－１である。ｆｉｌｔｅｒ＿ｂのタップ係数は図１０で示されるｂ０～ｂｐ－１である。ｆｉｌｔｅｒ＿ｃのタップ係数は図１０で示されるｃ０～ｃｐ－１である。ｆｉｌｔｅｒ＿ｄのタップ係数は図１０で示されるｄ０～ｄｐ－１である。これら４つのフィルタを周波数軸で表したものをＡ（ｆ）、Ｂ（ｆ）、Ｃ（ｆ）、およびＤ（ｆ）とするとこれらは、逆システム同定部８が求めたＨ１、およびＨ２を用いて式（１１）～式（１４）で算出される。
　　Ａ（ｆ）＝（Ｈ１Ｉ（ｆ）－Ｈ２Ｉ（ｆ）））／Ｅ（ｆ）・・・（１１）
　　Ｂ（ｆ）＝（Ｈ１Ｑ（ｆ）－Ｈ２Ｑ（ｆ））／Ｅ（ｆ）・・・（１２）
　　Ｃ（ｆ）＝（－Ｈ１Ｑ（ｆ）－Ｈ２Ｑ（ｆ））／Ｅ（ｆ）・・・（１３）
　　Ｄ（ｆ）＝（Ｈ１Ｉ（ｆ）＋Ｈ２Ｉ(ｆ)）／Ｅ（ｆ）・・・（１４）
　式（１１）～式（１４）は、すべて実数で表される。算出されたＡ（ｆ）～Ｄ（ｆ）を時間軸に変換することで、図９に示すタップ係数ａ０～ａｐ－１、ｂ０～ｂｐ－１、ｃ０～ｃｐ－１、およびｄ０～ｄｐ－１を求めることができる。時間軸に変換するにはフーリエ変換を行えばよく、ａ０～ａｐ－１をベクトルａ、ｂ０～ｂｐ－１をベクトルｂ、ｃ０～ｃｐ－１をベクトルｃ、ｄ０～ｄｐ－１をベクトルｄ、Ａ（ｆ）をベクトルＡ、Ｂ（ｆ）をベクトルＢ、Ｃ（ｆ）をベクトルＣ、およびＤ（ｆ）をベクトルＤで表すと、ＤＦＴ行列Ｆを用いて以下の式で計算される。
　　ａ＝Ｆ＋＋Ａ・・・（１５）
　　ｂ＝Ｆ＋＋Ｂ・・・（１６）
　　ｃ＝Ｆ＋＋Ｃ・・・（１７）
　　ｄ＝Ｆ＋＋Ｄ・・・（１８）
　　Ｆ＋＝ＦＨ（ＦＦＨ）－１
　Ｆ＋はＦの一般逆行列を表し、算出されたａ、ｂ、ｃおよびｄは、最小２乗法の解となる。なお、式（１５）～式（１８）をさらに拡張し重み付最小２乗法を用いてもよい。
　以上説明したように、本実施の形態では、無線通信装置１００は、キャリブレーション信号発生部１がキャリブレーション信号を発生させる。キャリブレーション信号を用いて直交変調部４が変調する。ＤＡ変換部３ａおよびＤＡ変換部３ｂは、デジタルのキャリブレーション信号をアナログのキャリブレーション信号に変換する。フィルタ部６は、アップコンバートされたキャリブレーション信号Ｉ，Ｑに周波数のフィルタリングを行い、キャリブレーション信号Ｉ，Ｑに含まれる不要な高い周波数成分を除去し、ＩＦ信号またはＲＦ信号を出力する。デジタル直交復調部７は、ＩＦ信号またはＲＦ信号をデジタル処理で復調し、逆システム同定部８は復調された信号を用いて、逆システムを同定することにより、直交変調部４の特性により発生する誤差を算出する。逆システム部９は、算出された逆システムを用いて、送信ベースバンド信号に直交変調部４の逆特性を掛ける。逆システム部９で送信ベースバンド信号に逆特性を掛けることにより、直交変調部４の特性により発生する誤差を補正することで、直交変調器４の特性によるゆがみを抑制することができる。
　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　キャリブレーション信号発生部、２　信号選択部、３ａ，３ｂ　ＤＡ変換部、４　直交変調部、５　発振部、６　フィルタ部、７　デジタル直交復調部、８　逆システム同定部、９　逆システム部、１１　ベース信号メモリ、１２　カウンタ、１３，７２　数値制御部、１４　複素乗算器、４１，４３，７３，７４　乗算器、４２　位相器、４４，９２，９３　加算器、７１　ＡＤ変換部、７５ａ，７５ｂ　ローパスフィルタ部、８１　フーリエ変換部、８２　主信号同定部、８３　周波数同定部、８４　逆システム計算部、９１－１～９１－ｐ　トランスバーサルフィルタ部、１００　無線通信装置、２００　制御回路、２００ａ　プロセッサ、２００ｂ　メモリ。

Claims (4)

  1. 　周波数軸上における電力スペクトルが櫛型形状となる第１の信号を発生させるキャリブレーション信号発生部と、
    　前記第１の信号を変調する直交変調部と、
    　前記第１の信号を用いて前記直交変調部の逆システムを同定する逆システム同定部と、
    　同定された前記逆システムを用いて前記直交変調部で発生するゆがみを補正する補正部と、
    　を備え、
    　前記第１の信号は前記第１の信号の周波数を反転させた信号と直交することを特徴とする無線通信装置。
  2. 　前記キャリブレーション信号発生部は、
    　電力スペクトルの周波数をオフセットすることで前記電力スペクトルを等間隔で生成する前記第１の信号を発生させることを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
  3. 　変調した前記第１の信号をデジタル処理で復調するデジタル直交復調部を備え、
    　前記逆システム同定部が用いる前記第１の信号は、前記デジタル直交復調部が復調した第１の信号であることを特徴とする請求項１または２に記載の無線通信装置。
  4. 　前記キャリブレーション信号発生部が発生させる前記第１の信号はデジタル信号であり、前記直交変調部で変調された前記第１の信号をアナログ信号に変換するＤＡ変換部と、
    　前記アナログ信号に含まれる閾値より高い周波数成分を除去するフィルタ部と、
    　を備え、
    　前記デジタル直交復調部が用いる前記第１の信号は前記フィルタ部が前記周波数成分を除去した前記第１の信号であることを特徴とする請求項３に記載の無線通信装置。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2022201764A1 (ja) * 2021-03-22 2022-09-29 日本電気株式会社 信号処理装置、無線通信装置、信号処理方法及びプログラムを格納する非一時的なコンピュータ可読媒体

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008283288A (ja) * 2007-05-08 2008-11-20 Toshiba Corp 無線送信装置及び方法
JP2009117897A (ja) * 2007-11-01 2009-05-28 Toshiba Corp 無線送信装置および無線送信方法
JP2011512770A (ja) * 2008-02-19 2011-04-21 サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド 直交周波数分割多重の受信機におけるｉ／ｑ不均衡パラメーターを推定する装置及びその方法
JP2012044236A (ja) * 2010-08-12 2012-03-01 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 送信機および送信方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008283288A (ja) * 2007-05-08 2008-11-20 Toshiba Corp 無線送信装置及び方法
JP2009117897A (ja) * 2007-11-01 2009-05-28 Toshiba Corp 無線送信装置および無線送信方法
JP2011512770A (ja) * 2008-02-19 2011-04-21 サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド 直交周波数分割多重の受信機におけるｉ／ｑ不均衡パラメーターを推定する装置及びその方法
JP2012044236A (ja) * 2010-08-12 2012-03-01 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 送信機および送信方法

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2022201764A1 (ja) * 2021-03-22 2022-09-29 日本電気株式会社 信号処理装置、無線通信装置、信号処理方法及びプログラムを格納する非一時的なコンピュータ可読媒体

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