WO2020158386A1 - 波長分散量推定装置 - Google Patents

Abstract

受信信号の主信号を含む第１の信号と、前記主信号に対応するイメージ信号を含み周波数領域において前記第１の信号に対して前記受信信号のボーレート分のずれがある第２の信号とを前記受信信号から生成する相関用信号生成部と、前記第１の信号と前記第２の信号の相互相関を算出する相関算出部と、前記相互相関のピークの位置に基づいて波長分散量を算出する分散量算出部と、を備える波長分散量推定装置。

Description

波長分散量推定装置

　本発明は、波長分散量推定装置に関する。

　波長分散は、光ファイバ通信で問題となる信号歪のうち最も主要な問題である。波長分散は、光ファイバ中を伝搬する信号光の群速度が周波数によって異なることにより生じる。波長分散による信号歪は、線形な歪であるため、波長分散量がわかっていれば、逆向きの波長分散を与えることでほぼ完全に補償可能である。この逆向きの波長分散の付与は、直接検波方式の場合には分散補償ファイバで行われるが、デジタルコヒーレント受信方式の場合には主にデジタル信号処理で行われる。

　波長分散量が既知でない場合、何らかの手法で受信信号の波長分散量を測定したり、推定したりする必要がある。事前に伝送路の波長分散量を測定器で測定しておく手法もあるが、この手法では、オペレーションの観点ではコストを増加させることになる。これに対して、光受信装置の信号処理部が自動的に波長分散量を測定し、逆分散を付与する手法も存在する。

　例えば、自動的に波長分散量を測定する手法として、信号帯域のうち高周波側と低周波側の特定の領域にのみパワーが集中するような特徴のあるトレーニング系列を用いる手法がある。この特徴のあるトレーニング信号を用いることにより、高周波側の領域と低周波側の領域の時間遅延を求めることができ、求めた時間遅延から波長分散量を算出する（例えば、特許文献１参照）。

　また、分散補償量を掃引し、クロック抽出感度やＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）などの指標に基づいて、ちょうど分散が補償される適切な分散補償量を自動的に検出する手法なども存在する。

国際公開第２０１５／１４１６５８号

　しかしながら、高周波側の領域と低周波側の領域の時間遅延に基づいて波長分散量を求める手法の場合、特定周波数にエネルギーを局在させた特徴のあるトレーニング信号が必要となる。このような特徴のあるトレーニング信号を用いると、非線形光学効果を介した歪が大きくなることがあるという問題がある。

　また、分散補償量を掃引して適切な分散補償量を検出する手法は、掃引に長い時間を要するため高速に分散補償量を検出することができないという問題がある。

　上記事情に鑑み、本発明は、特徴のあるトレーニング信号を用いることなく、少ない演算時間で波長分散量を算出することができる技術の提供を目的としている。

　本発明の一態様は、受信信号の主信号を含む第１の信号と前記主信号に対応するイメージ信号を含み周波数領域において前記第１の信号に対して前記受信信号のボーレート分のずれがある第２の信号とを前記受信信号から生成する相関用信号生成部と、前記第１の信号と前記第２の信号の相互相関を算出する相関算出部と、前記相互相関のピークの位置に基づいて波長分散量を算出する分散量算出部と、を備える波長分散量推定装置である。

　本発明の一態様は、上記の波長分散量推定装置であって、前記相関用信号生成部は、前記受信信号を周波数領域に変換して周波数領域受信信号を出力する周波数領域変換部と、周波数領域において前記受信信号の主信号を含む第１の区間と、前記第１の区間に含まれる主信号に対応する前記イメージ信号を含み前記第１の区間の先頭位置から前記受信信号のボーレート分離れた位置が先頭位置となる第２の区間を定め、前記周波数領域受信信号を前記第１の区間でフィルタリングして前記第１の信号を生成し、前記周波数領域受信信号を前記第２の区間でフィルタリングして前記第２の信号を生成する帯域フィルタ部と、を備える。

　本発明の一態様は、上記の波長分散量推定装置であって、前記受信信号は、ナイキスト信号であり、前記帯域フィルタ部は、前記第１の信号、及び前記第２の信号が、前記ナイキスト信号の周波数領域における振幅スペクトルが増加、または、減少している区間の全部または一部の区間に対応する信号になるようにフィルタリングする。

　本発明の一態様は、上記の波長分散量推定装置であって、前記受信信号は、ナイキスト信号であり、前記相関用信号生成部は、前記周波数領域受信信号に対して逆ナイキストフィルタを適用する逆ナイキストフィルタ部を備え、前記帯域フィルタ部は、前記逆ナイキストフィルタ部がフィルタリングした前記周波数領域受信信号を前記第１の区間と前記第２の区間の各々でフィルタリングして前記第１の信号と前記第２の信号を生成する。

　本発明の一態様は、上記の波長分散量推定装置であって、前記周波数領域変換部は、予め定められる所定のフレーム長のフレームごとに前記受信信号を分割し、分割したフレームごとの前記受信信号に対して離散フーリエ変換を行って前記受信信号を周波数領域に変換するか、または、前記所定のフレーム長よりも短いフレーム長の分割フレームであって互いに重なる部分を有する分割フレームで前記受信信号を分割し、分割した前記分割フレームごとの前記受信信号に対して前記離散フーリエ変換を行って前記受信信号を周波数領域に変換し、前記分割フレームに分割している場合、前記帯域フィルタ部は、基準とする前記分割フレームに対応する前記周波数領域受信信号を前記第１の区間でフィルタリングして前記第１の信号を生成し、他の前記分割フレームに対応する前記周波数領域受信信号を前記第２の区間でフィルタリングして複数の前記第２の信号を生成し、前記相関算出部は、基準となる前記分割フレームに対応する前記第１の信号と、他の前記分割フレームに対応する複数の前記第２の信号との相互相関を算出し、前記分散量算出部は、前記相互相関の結果において、ピーク値の最大値を含む他の前記分割フレームの位置と、当該他の前記分割フレームの相互相関において前記最大値のピークが得られた位置とに基づいて波長分散量を算出する。

　本発明の一態様は、上記の波長分散量推定装置であって、前記相関用信号生成部は、前記受信信号を２つに分岐する分岐器と、前記受信信号のボーレートの１／２の発振周波数で発振信号を出力する発振器と、前記分岐器が分岐した前記受信信号の一方と、前記発振器が出力する前記発振信号とを乗算して前記第１の信号を生成して出力する第１の乗算器と、前記分岐器が分岐した前記受信信号の一方と、前記発振器が出力する前記発振信号の複素共役とを乗算して前記第２の信号を生成して出力する第２の乗算器と、を備える。

　本発明の一態様は、上記の波長分散量推定装置であって、前記第１の乗算器の出力に備えられる第１の低域通過フィルタと、前記第２の乗算器の出力に備えられる第２の低域通過フィルタとを、さらに備え、前記第１の低域通過フィルタは、前記第１の乗算器が出力する前記第１の信号に対して、予め定められる遮断周波数でフィルタリングすることにより前記受信信号の高周波成分を含む前記第１の信号を生成し、前記第２の低域通過フィルタは、前記第２の乗算器が出力する前記第２の信号に対して、前記遮断周波数でフィルタリングすることにより前記受信信号の低周波成分を含む前記第２の信号を生成する。

　本発明の一態様は、上記の波長分散量推定装置であって、ボーレート推定処理部をさらに備え、前記ボーレート推定処理部は、周波数差を有する２つの相関用信号を前記受信信号から生成する相関用信号生成部と、前記２つの相関用信号の相互相関を算出する相関算出部と、前記相互相関においてピークが得られた際の前記２つの相関用信号の周波数差に基づいて前記受信信号の前記ボーレートを算出するボーレート検出部とを備える。

　本発明により、特徴のあるトレーニング信号を用いることなく、少ない演算時間で波長分散量を算出することが可能になる。

第１の実施形態の波長分散量推定部を備えた光受信装置の構成を示すブロック図である。 インパルス信号の時間波形とスペクトルを示した図である。 ＲＺ信号の時間波形とスペクトルを示した図である。 ＮＲＺ信号の時間波形とスペクトルを示した図である。 ナイキスト信号の時間波形とスペクトルを示した図である。 ＮＲＺ信号のスペクトルを示した図である。 ＮＲＺ信号のスペクトルと波長分散を与える前と与えた後のスペクトログラムを示す図である。 第１の実施形態における相関算出部の内部構成を示すブロック図である。 第１の実施形態における波長分散量推定部の処理の流れを示すフローチャートである。 第１の実施形態における帯域フィルタ部が周波数領域において選定する２つの区間の一例を示す図である。 第１の実施形態のナイキスト信号の場合に帯域フィルタ部が周波数領域において選定する２つの区間の一例を示す図である。 第１の実施形態における波長分散量推定部の他の構成例を示すブロック図である。 第１の実施形態における逆ナイキストフィルタ部による処理を説明する図である。 第２の実施形態における波長分散量推定部の構成を示すブロック図である。 第２の実施形態における分割フレームの構成を示す図である。 第２の実施形態における波長分散量推定部の処理の流れを示すフローチャートである。 第３の実施形態における波長分散量推定部の構成を示すブロック図である。 第３の実施形態における相関算出部の内部構成を示すブロック図、及び相関算出部と分散量算出部との接続構成を示す図である。 第３の実施形態における波長分散量推定部の処理の流れを示すフローチャートである。 第３の実施形態における相関算出部の内部構成を示すブロック図である。 第４の実施形態における波長分散量推定部の構成を示すブロック図（その１）である。 第４の実施形態における波長分散量推定部の構成を示すブロック図（その２）である。 第４の実施形態におけるボーレート推定処理部の内部構成を示すブロック図である。 第４の実施形態においてボーレートを算出する処理の流れを示すフローチャートである。 第４の実施形態におけるボーレート推定処理部の他の内部構成を示すブロック図である。

（第１の実施形態）
　以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。図１は、第１の実施形態の波長分散量推定部１０を備える光受信装置１の構成を示すブロック図である。光受信装置１は、いわゆるデジタルコヒーレント方式で信号光を受信する光受信装置であり、ＬＯ(Local Oscillator)レーザ２０、コヒーレント光電変換器２１、ＡＤＣ（Aanalog-to-Ditigal Converter）２２－１～２２－４、虚数単位乗算部２３－１，２３－２、及び波長分散量推定部１０を備える。

　ＬＯレーザ２０は、局部発振レーザであり、信号光の周波数と位相が一致した局部発振光を出力する。コヒーレント光電変換器２１は、ＬＯレーザ２０が出力する局部発振光を用いて、受光した信号光に対して光ホモダイン・コヒーレント検波を行って、信号光を４レーンのベースバンドの電気信号に変換する。

　４個のＡＤＣ２２－１～２２－４の各々は、コヒーレント光電変換器２１が出力する４レーンの電気信号を取り込み、デジタル信号に変換する。４レーンのデジタル信号は、信号光の水平偏波の同相及び直交成分、並びに、垂直偏波の同相及び直交成分である。虚数単位乗算部２３－１，２３－２は、それぞれ直交成分を出力するＡＤＣ２２－２，２２－４に接続されている。

　虚数単位乗算部２３－１は、ＡＤＣ２２－２が出力する直交成分の位相を複素平面上で９０度進めて出力する。ＡＤＣ２２－１の出力と、虚数単位乗算部２３－１の出力が合成されて、ＡＤＣ２２－１が出力する同相成分を実数成分とし、虚数単位乗算部２３－１が出力する直交成分を虚数成分とする水平偏波の受信信号が生成されることになる。

　虚数単位乗算部２３－２は、ＡＤＣ２２－４が出力する直交成分の位相を複素平面上で９０度進めて出力する。ＡＤＣ２２－３の出力と、虚数単位乗算部２３－２の出力が合成されて、ＡＤＣ２２－３が出力する同相成分を実数成分とし、虚数単位乗算部２３－２が出力する直交成分を虚数成分とする垂直偏波の受信信号が生成されることになる。

　複素数で表される水平偏波の受信信号及び垂直偏波の受信信号は、光受信装置１の後段のデジタル信号の処理ブロックに供給される。波長分散量推定部１０は、垂直偏波の受信信号を入力信号として取り込み、エイリアス相関法により、波長分散量の推定を行う。ここで、エイリアス相関法とは、受信信号の周波数領域における主信号と、主信号に対応するイメージ信号の間の時間的な相関を利用して波長分散量を推定する手法である。

　ここで、波長分散量推定部１０が取り込むデジタルの入力信号について説明する。デジタルデータ伝送では、伝送路で接続された光送信装置と光受信装置１が、時間的に離散化されたシンボルの系列を送受信する。このシンボル系列が、伝送路において伝送される際、シンボル系列に対応する信号の波形は、離散値ではなく連続値になる。そのため、離散値であるシンボル列は、例えば、ＲＺ（Return-to-Zero）、ＮＲＺ（Non Return-to-Zero）、Ｎｙｑｕｉｓｔ（以下、「ナイキスト」という。）などの波形整形方式により連続値の信号に変換される。

　図２から図５は、それぞれインパルス、ＲＺ、ＮＲＺ、ナイキストの波形整形方式ごとの時間波形と、周波数領域におけるスペクトル波形を示した図である。図２から図５の（ａ）の時間波形の図において、横軸は時間であり、縦軸は、電力値である。また、図２から図５の（ｂ）のスペクトル波形の図において、横軸は周波数であり、縦軸は、電力値、すなわちパワースペクトルである。なお、図２から図５の（ｂ）の図の縦軸は、対数表記ではなくリニア表記である。また、周波数の単位は、ボーレートを表す「ｂａｕｄ」であり、一般的な周波数を表す単位である「Ｈｚ」との関係は、例えば、１０００ｂａｕｄ＝１０００Ｈｚという関係である。

　図２（ａ）は、インパルス波形の信号（以下、「インパルス信号」という。）の時間波形を示した図である。インパルス信号は、実際に利用されることはないが、その波形は、最も基本となる波形である。インパルス信号の波形は、時間軸上のシンボル位置にデータを示す短パルスが配置された波形となる。インパルス信号のスペクトル波形は、図２（ｂ）に示すように、キャリア周波数ｆｃの付近に矩形の主信号が存在し、主信号を平行移動させたイメージ信号が、周波数Ｂごと、すなわち、±Ｂ，±２Ｂ，…の位置に存在する。
ここで、「Ｂ」は、インパルス信号のシンボルレート、すなわちボーレートである。理想的なインパルス信号であればイメージ信号は無限個存在することになる。

　図３、図４、図５の（ａ）及び（ｂ）の図は、それぞれＲＺ波形の信号、ＮＲＺ波形の信号、ナイキスト波形の信号（以下、それぞれ「ＲＺ信号」、「ＮＲＺ信号」、「ナイキスト信号」という。）の時間波形と、周波数領域におけるスペクトル波形を示した図である。ＲＺ信号、ＮＲＺ信号、ナイキスト信号のボーレートは、いずれも「Ｂ」である。ＲＺ、ＮＲＺ、ナイキストなどの実際に用いられる波形整形は、インパルス信号のスペクトルを、キャリア周波数ｆｃを中心周波数としたバンドパスフィルタでフィルタリングすることにより得られる波形であると考えることができる。

　バンドパスフィルタの形状は、ＲＺ信号を生成する場合、図３（ｂ）に示すように±２Ｂの位置にＮｕｌｌ点を有するレイズド・コサイン・フィルタの形状になる。また、ＮＲＺ信号を生成する場合、図４（ｂ）に示すように±Ｂの位置にＮｕｌｌ点を有するレイズド・コサイン・フィルタの形状になる。また、ナイキスト信号を生成する場合、図５（ｂ）に示すように矩形フィルタの遷移部分（±Ｂ／２周辺）のみをレイズド・コサイン・フィルタとする形状になる。

　図３から図５の（ｂ）の図より、ＲＺ、ＮＲＺ、ナイキストのいずれの波形整形であっても、主信号のコピーであるイメージ信号が、主信号とは異なる周波数領域に存在していることがわかる。

　例えば、図６は、ＮＲＺ信号の周波数領域におけるスペクトル波形を詳細に示した図である。図６に示すように、主信号、＋１次イメージ信号、及び－１次イメージ信号の各々は、ＵＳＢ(Upper Side Band)、ＬＳＢ(Lower Side Band)の２つの側波帯を含んでいる。
ＵＳＢ、すなわち上側波帯の主信号に対応する＋１次イメージ信号が、周波数＋Ｂから＋３／２Ｂの範囲に現れ、－１次イメージ信号が、周波数－１／２Ｂから－Ｂの範囲に現れる。また、ＬＳＢ、すなわち下側波帯の主信号に対応する＋１次イメージ信号が、周波数＋１／２Ｂから＋Ｂの範囲に現れ、－１次イメージ信号が、周波数－Ｂから－３／２Ｂの範囲に現れる。

（エイリアス相関法について）
　波長分散は、信号の周波数成分ごとに異なる遅延が発生することによって生じる。図７は、ＮＲＺのスペクトル波形と、ＮＲＺ信号に波長分散を与える前と与えた後のＮＲＺ信号のスペクトログラムとを示した図である。スペクトログラムは、例えば、横軸を周波数軸とし、縦軸を時間軸として信号強度をプロットしたグラフである。図７（ａ）の下の図は、波長分散を与える前のスペクトログラムを示した図であり、図７（ｂ）の下の図は、波長分散を与えた後のスペクトログラムを示した図である。

　図７（ａ），（ｂ）と、図６とを対比すると、α_０の部分は、主信号の下側波帯の部分になり、β_０の部分は、主信号の上側波帯の部分になる。また、α_＋１の部分は、主信号の下側波帯の部分であるα_０に対応する＋１次イメージ信号になり、β_－１の部分は、主信号の上側波帯の部分であるβ_０対応する－１次イメージ信号になる。すなわち、主信号α_０に対応するイメージ信号α_＋１は、主信号β_０の高周波側に隣接して発生する。また、主信号β_０に対応するイメージ信号β_－１は、主信号α_０の低周波側に隣接して発生する。

　α_０とα_＋１は、ＮＲＺの波形を生成するバンドパスフィルタの影響で、振幅スペクトルは異なるものの、時間波形は非常に類似している。また、β_０とβ_－１も振幅スペクトルは異なるものの、時間波形は非常に類似している。また、ＮＲＺ信号全体の下側波帯と上側波帯は、どちらもβαの順で並んでいる。そのため、下側波帯と上側波帯の時間波形は、非常に類似している波形になっていると考えることができる。

　波長分散が生じると、矩形であったスペクトログラムは、周波数の値に応じた遅延が発生する。そのため、図７（ｂ）の下の図に示すように、スペクトログラムは、ひし形に変形する。下側波帯β_－１，α_０と、上側波帯β_０，α_＋１を比較すると、周波数の値に応じた相対的な遅延が発生しており、その遅延量は、下側波帯が、上側波帯よりも大きく、各々が同様のひし形に変形していることがわかる。

　すなわち、下側波帯と上側波帯は、非常に類似している時間波形であり、両方とも波長分散の影響を同様に受ける。そのため、図７（ｂ）の下の図に示すように、波長分散量に応じた相対的な遅延を受けることになる。したがって、受信信号の下側波帯と上側波帯を抽出し、下側波帯と上側波帯の相互の時間相関を求めて遅延量を算出することにより、受信信号の波長分散量を測定することができることになる。

（第１の実施形態の波長分散量推定部の構成）
　図１に戻り、波長分散量推定部１０は、相関用信号生成部１１、相関算出部１２、及び分散量算出部１３を備える。相関用信号生成部１１は、垂直偏波の受信信号を入力信号として取り込み、主信号を含む第１の信号と、当該主信号に対応するイメージ信号を含み周波数領域において第１の信号に対して受信信号のボーレートである「Ｂ」のずれがある第２の信号とを生成する。

　相関用信号生成部１１は、周波数領域変換部１１１と帯域フィルタ部１１３を備える。
周波数領域変換部１１１は、取り込んだ入力信号を、例えば、離散フーリエ変換によって周波数領域に変換する。ここでは、周波数領域変換部１１１は、例えば、離散フーリエ変換を高速に演算する、高速フーリエ変換（以下、「ＦＦＴ」(Fast Fourier Transform)という。）を行う。

　帯域フィルタ部１１３は、フィルタリングによって周波数変換された受信信号から、上述した第１の信号と第２の信号を生成するため、周波数領域において２つの区間を選定する。帯域フィルタ部１１３は、２つの区間を選定する際、いずれか一方の区間が少なくとも主信号の全部または一部を含むように選定を行う。また、帯域フィルタ部１１３は、他方の区間が、一方の区間に含まれる主信号の部分に対応するイメージ信号を含むように選定を行う。また、帯域フィルタ部１１３は、２つの区間の先頭の位置が、受信信号のボーレートＢ分離れるように選定を行う。

　相関算出部１２は、第１の信号と第２の信号の相互相関を算出する。相関算出部１２は、例えば、図８に示すように、複素共役演算部１２０、乗算器１２１、時間領域変換部１２２、及び絶対値演算部１２３を備える。

　複素共役演算部１２０は、帯域フィルタ部１１３が選定した一方の区間でフィルタリングして生成した第１の信号を取り込み、取り込んだ第１の信号の複素共役を算出して出力する。乗算器１２１は、帯域フィルタ部１１３が他方の区間でフィルタリングして生成した第２の信号と、複素共役演算部１２０が出力する第１の信号の複素共役とを乗算して出力する。時間領域変換部１２２は、乗算器１２１が出力する信号を、例えば、逆離散フーリエ変換によって時間領域に変換する。ここでは、時間領域変換部１２２は、例えば、逆離散フーリエ変換を高速に演算する、逆高速フーリエ変換（以下、「ＩＦＦＴ」(Inverse Fast Fourier Transform)という。）を行う。

　絶対値演算部１２３は、時間領域変換部１２２が出力する値の絶対値を出力する。絶対値演算部１２３が出力する絶対値の値が、第１の信号と第２の信号の相互相関を示すことになる。分散量算出部１３は、相関算出部１２が算出した相互相関の結果に含まれるピークの位置に基づいて波長分散量を算出する。

（第１の実施形態の波長分散量推定部による処理）
　次に、図９及び図１０を参照しつつ、第１の実施形態の波長分散量推定部１０による処理について説明する。図９は、波長分散量推定部１０による処理の流れを示すフローチャートである。

　図９に示す処理が開始される前に、帯域フィルタ部１１３は、図１０に示すように、上述した２つの区間として、例えば、高周波帯域の区間（以下、「高周波帯域区間１３０」という。）と低周波帯域の区間（以下、「低周波帯域区間１３１」という。）の２つの区間を予め選定する。帯域フィルタ部１１３が、高周波帯域区間１３０と低周波帯域区間１３１を選定する際の条件として、以下の２つの条件が予め定められる。

　第１の選定条件は、図１０に示すように、低周波帯域区間１３１の最低周波数値、すなわち先頭の位置が、高周波帯域区間１３０の先頭の位置から受信信号のボーレートＢ分離れていることである。

　第２の選定条件は、高周波帯域区間１３０でフィルタリングすることにより得られる信号と、低周波帯域区間１３１でフィルタリングすることにより得られる信号の少なくとも一部が重なり合うこと、すなわち、２つの信号の積分値がゼロにならないことである。

　例えば、帯域フィルタ部１１３は、第１及び第２の選定条件に基づいて、以下のような高周波帯域区間１３０と低周波帯域区間１３１を選定する。すなわち、帯域フィルタ部１１３は、高周波帯域区間１３０として、主信号の上側波帯の全部または一部を含む区間を選定する。このとき、第１の選定条件を満たす位置に低周波帯域区間１３１を選定すると、低周波帯域区間１３１は、高周波帯域区間１３０に含まれる主信号の部分に対応する－１次イメージ信号を含むことになる。ただし、低周波帯域区間１３１の長さは、高周波帯域区間１３０の長さと同程度である必要がある。これにより、高周波帯域区間１３０に対応する信号と、低周波帯域区間１３１に対応する信号は、一部が重なり合うことになり、第２の選定条件を満たすことになる。

　また、帯域フィルタ部１１３は、上記の選定とは逆に、低周波帯域区間１３１として、主信号の下側波帯の全部または一部を含む区間を選定してもよい。このとき、第１の選定条件を満たす位置に高周波帯域区間１３０を選定すると、高周波帯域区間１３０は、低周波帯域区間１３１に含まれる主信号の部分に対応する＋１次イメージ信号を含むことになる。ただし、高周波帯域区間１３０の区間の長さは、低周波帯域区間１３１の長さと同程度である必要がある。これにより、低周波帯域区間１３１に対応する信号と、高周波帯域区間１３０に対応する信号は、一部が重なり合うことになり、第２の選定条件を満たすことになる。

　さらに、帯域フィルタ部１１３は、図１０に示すように、高周波帯域区間１３０として、主信号の上側波帯の全部または一部、及び主信号の上側波帯に高周波側で隣接する周波数＋Ｂまでの＋１次イメージ信号の全部または一部を含む区間を選定してもよい。このとき、第１の選定条件を満たす位置に低周波帯域区間１３１を選定すると、低周波帯域区間１３１は、高周波帯域区間１３０に含まれる上側波帯の主信号の部分に対応する－１次イメージ信号、及び＋１次イメージ信号の部分に対応する下側波帯の主信号を含むことになる。ただし、低周波帯域区間１３１の区間の長さが、高周波帯域区間１３０の長さと同程度である必要がある。これにより、高周波帯域区間１３０に対応する信号と、低周波帯域区間１３１に対応する信号は、一部が重なり合うことになり、第２の選定条件を満たすことになる。

　図９に示すように、相関用信号生成部１１の周波数領域変換部１１１は、受信信号の垂直偏波を入力信号として取り込むと、取り込んだ入力信号をＦＦＴにより周波数領域に変換する（ステップＳ１）。

　帯域フィルタ部１１３は、予め選定した高周波帯域区間１３０でフィルタリングすることにより高周波成分信号を生成する。帯域フィルタ部１１３は、予め選定した低周波帯域区間１３１でフィルタリングすることにより低周波成分信号を生成する（ステップＳ２）。

　低周波帯域区間１３１が、少なくとも主信号の一部を含んでいる場合、低周波成分信号が上述した第１の信号に対応し、高周波成分信号が第２の信号に対応する。逆に、高周波帯域区間１３０が、少なくとも主信号の一部を含んでいる場合、高周波成分信号が第１の信号に対応し、低周波成分信号が第２の信号に対応する。高周波帯域区間１３０と低周波帯域区間１３１の両方が、少なくとも主信号の一部を含んでいる場合、高周波成分信号か低周波成分信号のいずれか一方が第１の信号に対応し、他方が第２の信号に対応する。ここでは、低周波成分信号が第１の信号に対応し、高周波成分信号が第２の信号に対応するとして以下の説明を行う。

　相関算出部１２の複素共役演算部１２０は、帯域フィルタ部１１３が出力する低周波成分信号の複素共役を算出して出力する。乗算器１２１は、帯域フィルタ部１１３が出力する高周波成分信号と、低周波成分信号の複素共役とを乗算して出力する。時間領域変換部１２２は、乗算器１２１が出力する信号を、ＩＦＦＴにより時間領域の信号に変換する。
絶対値演算部１２３は、時間領域変換部１２２が出力する値の絶対値を出力する。絶対値演算部１２３が出力する絶対値の値が、低周波成分信号と高周波成分信号の相互相関を表すことになる（ステップＳ３）。

　高周波成分信号と低周波成分信号に、類似する波形が含まれていると、相互相関において、その波形が一致した位置で、ピークが現れることになる。波長分散による遅延が生じていない場合、高周波成分信号の先頭位置と、低周波成分信号の先頭位置とが一致した場合にピークが現れることになる。これに対して、波長分散による遅延が生じている場合、高周波成分信号の先頭位置と、低周波成分信号の先頭位置とが遅延に相当する長さ離れた位置でピークが現れることになる。

　ピーク位置をτ［ｐｓ］とし、高周波成分と低周波成分の波長差をΔ［ｎｍ］とする。
上述したボーレートＢ［ｂａｕｄ］は、低周波帯域区間１３１と高周波帯域区間１３０の先頭位置の周波数差を示しているが、これを波長差に変換すると波長差Δ［ｎｍ］となる。分散量算出部１３は、波長分散量Ｄ［ｐｓ／ｎｍ］を次式（１）により算出する（ステップＳ４）。

Ｄ＝τ／Δ・・・（１）

　上記の第１の実施形態の構成において、相関用信号生成部１１の周波数領域変換部１１１は、取り込んだ受信信号を入力信号とし、入力信号を周波数領域に変換して周波数領域受信信号を出力する。帯域フィルタ部１１３は、周波数領域において入力信号の主信号を含む第１の区間と、第１の区間に含まれる主信号に対応するイメージ信号を含み第１の区間の先頭位置から入力信号のボーレート分離れた位置が先頭位置となる第２の区間を定め、周波数領域受信信号を第１の区間でフィルタリングして第１の信号を生成し、周波数領域受信信号を第２の区間でフィルタリングして第２の信号を生成する。相関算出部１２は、第１の信号と第２の信号の相互相関を算出する。分散量算出部１３は、相互相関のピークの位置に基づいて波長分散量を算出する。これにより、相互相関の結果においてピークの位置が波長分散によって生じた遅延量を示すことになり、ピークの位置から波長分散量を算出することが可能になる。第１の実施形態による構成は、トレーニング信号を用いるトレーニング方式に対して、トレーニング信号を用いずに波長分散量を算出するブラインド方式と呼ばれる方式である。また、第１の実施形態による構成は、分散補償量を掃引して波長分散量を検出するような長い時間を要するパラメータスキャン方式でもない。したがって、特徴のあるトレーニング信号を用いることなく、少ない演算時間で波長分散量を算出することができる。

　なお、上記の第１の実施形態において、高周波帯域区間１３０、または低周波帯域区間１３１のいずれかが、主信号の一部を含んでいればよいとしているが、主信号の部分をできるだけ多く含むようにする方が望ましい。２つの信号において重なり合う部分が多いほどより明瞭なピークが得られるからである。

　また、さらに、高周波帯域区間１３０及び低周波帯域区間１３１の区間として、いずれ一方が主信号を含むような狭い区間ではなく、図１０に示すように、主信号と、当該主信号に隣接するイメージ信号を含む広い区間を選定するのがより望ましい。このようにする方が、２つの信号において、さらに重なり合う部分が多くすることができ、相互相関の結果においてより明瞭なピークが得られることになる。

　なお、上記の第１の実施形態において、帯域フィルタ部１１３が選定する高周波帯域区間１３０と低周波帯域区間１３１の区間は、図１０に示すように離れていてもよいし、連続していてもよい。また、高周波帯域区間１３０の区間の一部と、低周波帯域区間１３１の区間が重複していてもよい。また、高周波帯域区間１３０と低周波帯域区間１３１の区間の区間長は、同一であることが望ましいが、同一でなくてもよい。ただし、上述した相関算出部１２の時間領域変換部１２２がＩＦＦＴを行う場合、高周波帯域区間１３０と低周波帯域区間１３１の区間長は、同一にする必要がある。

　また、上記の第１の実施形態の構成では、相関算出部１２は、図８に示す構成を備えており、周波数領域で掛け算を行って時間領域に戻すことにより相互相関を算出している。
しかしながら、本発明の構成は、当該実施の形態に限られない。例えば、第１の信号と第２の信号をＩＦＦＴにより時間領域に変換して、時間領域の畳み込みによって相互相関を算出するようにしてもよい。

　また、上記の第１の実施形態において、図７に示したスペクトログラムは、横軸を周波数軸、縦軸を時間軸としているが、横軸を時間軸、縦軸を周波数軸として表すこともある。また、図７は模式図であるが、ウェーブレット変換を用いることで、実際の信号データから同様のスペクトログラムを生成することもできる。

　また、上記の第１の実施形態において、帯域フィルタ部１１３は、第１及び第２の選定条件を満たすように、高周波帯域区間１３０と低周波帯域区間１３１の区間を選定している。ＲＺ信号及びＮＲＺ信号の場合、上述した第１及び第２の選定条件を満たすことにより、相関算出部１２が算出する相互相関によりピークが得られることになる。これに対して、ナイキスト信号の場合、イメージ信号の大部分がバンドパスフィルタによって除去されている。そのため、相互相関の結果においてノイズが多くなり良好なピークが得られないことになる。

　図１１は、ナイキスト信号のスペクトル波形を示した図であり、ロールオフ遷移点１４０，１４１は図１１に示す位置になる。帯域フィルタ部１１３は、ナイキスト信号の場合、例えば、高周波帯域区間１３０として、少なくとも高周波側のロールオフ遷移点１４０からＮｕｌｌ点である＋Ｂまでの区間の全部または一部を選定する。言い換えると、帯域フィルタ部１１３は、高周波帯域区間１３０として、下側波帯の主信号に対応する＋１次イメージ信号の部分であって振幅スペクトルが減少している区間を選定する。このとき、第１の選定条件が満たすように低周波帯域区間１３１を選定すると、低周波帯域区間１３１は、高周波帯域区間１３０に含まれる＋１次イメージ信号の部分に対応する下側波帯の主信号を含むことになる。ただし、低周波帯域区間１３１の長さは、高周波帯域区間１３０の長さと同一、または、同程度である必要がある。

　また、帯域フィルタ部１１３は、上記とは逆に、低周波帯域区間１３１の区間として、少なくとも低周波側のＮｕｌｌ点である－Ｂからロールオフ遷移点１４１までの区間の全部または一部を選定する。言い換えると、帯域フィルタ部１１３は、低周波帯域区間１３１として、上側波帯の主信号に対応する－１次イメージ信号の部分であって振幅スペクトルが増加している区間を選定する。このとき、第１の選定条件が満たすように高周波帯域区間１３０を選定すると、高周波帯域区間１３０は、低周波帯域区間に含まれる－１次イメージ信号の部分に対応する上側波帯の主信号を含むことになる。ただし、高周波帯域区間１３０の長さは、低周波帯域区間１３１の長さと同一、または、同程度である必要がある。

　さらに、帯域フィルタ部１１３は、図１１に示すように、高周波帯域区間１３０として、振幅スペクトルが減少している区間の全部、すなわち上側波帯の主信号と＋１次イメージ信号に跨った区間を選定してもよいし、上側波帯の主信号と＋１次イメージ信号に跨った区間の一部を選定してもよい。このとき、第１の選定条件が満たすように低周波帯域区間１３１を選定すると、低周波帯域区間１３１は、高周波帯域区間１３０に含まれている主信号と＋１次イメージ信号に対応する信号が含まれる振幅スペクトルが増加している部分を含む区間になる。ただし、低周波帯域区間１３１の長さは、高周波帯域区間１３０の長さと同一、または、同程度である必要がある。

　これにより、ナイキスト信号の場合においても、高周波帯域区間１３０に対応する信号と、低周波帯域区間１３１に対応する信号は、一部が重なり合うことになり、第２の選定条件を満たすことになる。また、さらに、イメージ信号が存在する部分に絞って区間を選定しているため、ノイズを低減することができ、相互相関においてより明瞭なピークが得られることになる。

　なお、帯域フィルタ部１１３は、ロールオフ遷移点１４０，１４１の付近に区間を絞った高周波帯域区間１３０と低周波帯域区間１３１を直接選定するのではなく、以下のように２段階に分けてフィルタリングするようにしてもよい。すなわち、帯域フィルタ部１１３は、最初に、第２の選定条件を満たす図１０のような高周波帯域区間１３０と低周波帯域区間１３１を選定し、選定した２つの区間でフィルタリングすることにより得られる信号に対して、更に、図１１に示すようなロールオフ遷移点１４０，１４１の付近に絞ったバンドパスフィルタを適用して、低周波成分信号と高周波成分信号を生成するようにしてもよい。

　なお、上述したナイキスト信号用の帯域フィルタ部１１３を構成しておくことで、ＲＺ信号やＮＲＺ信号の場合にも相関算出部１２の相互相関によってピークが得られる。そのため、実装上は、ナイキスト信号用の帯域フィルタ部１１３を構成しておく方が、ナイキスト信号、ＲＺ信号、ＮＲＺ信号のいずれにも適用することができるという利点が得られる。

（第１の実施形態の他の構成例）
　図１２は、第１の実施形態の他の構成例による波長分散量推定部１０ａの構成を示すブロック図である。図１に示した波長分散量推定部１０と、同一の構成については、同一の符号を付し、以下、異なる構成について説明する。

　波長分散量推定部１０ａは、相関用信号生成部１１ａ、相関算出部１２、及び分散量算出部１３を備える。相関用信号生成部１１ａは、周波数領域変換部１１１、逆ナイキストフィルタ部１１２、及び帯域フィルタ部１１３を備える。

　逆ナイキストフィルタ部１１２は、図１３（ｂ）に示す形状のフィルタを備えている。
図１３において、図１３（ａ）の図は、ナイキスト信号の波形であり、この波形は、インパルス信号からナイキスト信号を生成するバンドパスフィルタの形状に一致している。

　図１３（ｂ）に示す形状のフィルタは、インパルス信号からナイキスト信号を生成するバンドパスフィルタの逆特性を有する逆ナイキスト伝達関数によって示される形状を有するフィルタである。以下、図１３（ｂ）に示す形状のフィルタを逆ナイキストフィルタという。逆ナイキストフィルタを適用することにより、インパルス信号からナイキスト信号を生成するバンドパスフィルタによる抑圧をキャンセルすることができる。つまり、逆ナイキストフィルタ部１１２は、例えば、図１３（ａ）に示すナイキスト信号を入力信号として取り込むと、逆ナイキストフィルタを適用して、図１３（ｃ）に示すような抑圧されたイメージ信号の振幅スペクトルを増幅した出力信号を出力することになる。

　これにより、イメージ信号の振幅スペクトルを増加させることができるため、相関算出部１２による相互相関によって明瞭なピークが得られることになる。ただし、単にイメージ信号の振幅スペクトルを増幅するとノイズが増加してしまうため、ノイズエンハンスを抑制するように逆ナイキストフィルタ部１１２のフィルタの形状を予め決める必要がある。

（第２の実施形態）
　図１４は、第２の実施形態の波長分散量推定部１０ｂの構成を示すブロック図である。
第１の実施形態と、同一の構成については、同一の符号を付し、以下、異なる構成について説明する。

　第１の実施形態の波長分散量推定部１０，１０ａでは、帯域フィルタ部１１３が、単一のＦＦＴフレームに対して、高周波帯域区間１３０及び低周波帯域区間１３１を選定して、高周波成分信号と低周波成分信号を生成していた。そして、相関算出部１２が、高周波成分信号と低周波成分信号のいずれか一方の複素共役と、他方の信号とを要素ごとに乗算し、ＩＦＦＴで時間領域に変換して相互相関を算出していた。これにより、算出した相互相関では、一点にピークが現れるため、分散量算出部１３は、このピークの位置を検出して波長分散量を算出していた。

　ところで、長さＮの時間領域フレームのｋ番目の要素にピークが存在していた場合、＋ｋの位置が波長分散量を示している場合と、－（Ｎ－ｋ）の位置が波長分散量を示している場合の２通りが考えられるという問題（いわゆるアンラップ問題）がある。したがって、単一のＦＦＴフレームを用いる場合、２通りのどちらが正しい波長分散量を示しているかを別の手段によって判別する必要がある。これに対して、以下に説明する第２の実施形態の波長分散量推定部１０ｂでは、別の手段を用いることなく、ピークの位置から正しい波長分散量を算出する。

　波長分散量推定部１０ｂは、相関用信号生成部１１ｂ、相関算出部１２ｂ、及び分散量算出部１３ｂを備える。相関用信号生成部１１ｂは、ブロック分割部１１０、周波数領域変換部１１１－１，１１１－２、及び帯域フィルタ部１１３－１，１１３－２を備える。

　ブロック分割部１１０は、例えば、図１５に示すように、取り込んだ入力信号を隣接するブロック間で５０％のオーバーラップが生じるように複数の分割ブロックに分割する。
分割フレームの各々の長さは同一の時間長であり、第１の実施形態の波長分散量推定部１０，１０ａにおけるＦＦＴフレームの長さが、例えば、２０４８である場合、第２の実施形態では、例えば、１つの分割ブロックの長さを１／８の長さの２５６とする。

　ブロック分割部１１０は、生成した複数の分割ブロックの中からいずれか１つの分割ブロックを基準分割ブロックとして選択する。ブロック分割部１１０は、選択した基準分割ブロックを周波数領域変換部１１１－１に出力し、基準分割ブロック以外の分割ブロックの各々を周波数領域変換部１１１－２に出力する。

　周波数領域変換部１１１－１は、基準分割ブロックに含まれる信号を周波数領域に変換する。周波数領域変換部１１１－２は、基準分割ブロック以外の分割ブロックの各々に含まれる信号を周波数領域に変換する。

　帯域フィルタ部１１３－１は、上述した第１及び第２の選定条件にしたがって選定した低周波帯域区間１３１で基準分割ブロックに対応する周波数変換された信号をフィルタリングして低周波成分信号を生成する。

　帯域フィルタ部１１３－２は、上述した第１及び第２の選定条件にしたがって選定した高周波帯域区間１３０で基準分割ブロック以外の分割ブロックの各々に対応する周波数変換された信号をフィルタリングして複数の高周波成分信号を生成する。

　相関算出部１２ｂは、帯域フィルタ部１１３－１が出力する低周波成分信号と、帯域フィルタ部１１３－２が出力する複数の高周波成分信号の各々との相互相関を算出する。分散量算出部１３ｂは、相関算出部１２ｂが出力する複数の相互相関の結果から、ピークの値の最大値を検出する。分散量算出部１３ｂは、検出した最大値に対応する分割フレームの位置と、相互相関において最大値のピークが得られた位置とに基づいて波長分散量を算出する。

（第２の実施形態の波長分散量推定部による処理）
　次に、図１６を参照しつつ、第２の実施形態の波長分散量推定部１０ｂの処理の流れについて説明する。以下、ブロック分割部１１０が出力する各々の分割ブロックを図１５に示すように、分割ブロック＃０，＃１，＃－１，…として表す。

　また、図１６に示す処理が開始される前に、帯域フィルタ部１１３－１は、予め低周波帯域区間１３１を選定し、帯域フィルタ部１１３－２は、予め高周波帯域区間１３０を選定しているものとする。

　ブロック分割部１１０は、取り込んだ入力信号を隣接するブロック間で５０％のオーバーラップが生じるように複数の分割ブロック＃０，＃１，＃－１，…に分割する。ブロック分割部１１０は、分割ブロック＃０，＃１，＃－１，…の中から、例えば、分割ブロック＃０を基準分割ブロックとして選択する。ブロック分割部１１０は、基準分割ブロックを周波数領域変換部１１１－１に出力し、基準分割ブロック以外の分割ブロック＃１，＃－１，…を周波数領域変換部１１１－２に出力する（ステップＳｂ１）。

　周波数領域変換部１１１－１は、基準ブロックに含まれる信号を、例えば、ＦＦＴにより周波数領域に変換する（ステップＳｂ２）。帯域フィルタ部１１３－１は、予め選定した低周波帯域区間１３１で基準ブロックに対応する周波数領域に変換された信号をフィルタリングして低周波成分信号を生成する。帯域フィルタ部１１３－１は、生成した低周波成分信号を相関算出部１２ｂに出力する（ステップＳｂ３）。

　一方、周波数領域変換部１１１－２は、ブロック分割部１１０が出力する分割ブロック＃１，＃－１，…のいずれか１つを選択する。ここでは、最初に、周波数領域変換部１１１－２は、分割ブロック＃１を選択したとする。周波数領域変換部１１１－２は、選択した分割ブロック＃１に含まれる信号を、例えば、ＦＦＴにより周波数領域に変換する（ステップＳｂ１０）。帯域フィルタ部１１３－２は、予め選定した高周波帯域区間１３０で分割ブロック＃１に対応する周波数領域に変換された信号をフィルタリングして高周波成分信号を生成する。帯域フィルタ部１１３－２は、生成した高周波成分信号を相関算出部１２ｂに出力する（ステップＳｂ１１）。周波数領域変換部１１１－２、及び帯域フィルタ部１１３－２は、全ての分割ブロック＃１，＃－１，…について、ステップＳｂ１０とステップＳｂ１１の処理を繰り返し行う（ループＬ１ｓ～Ｌ１ｅ）。

　相関算出部１２ｂは、帯域フィルタ部１１３－１が出力する低周波成分信号と、帯域フィルタ部１１３－２が出力する複数の高周波成分信号の各々との相互相関を算出する（ステップＳｂ１５）。

　分散量算出部１３ｂは、相関算出部１２ｂが出力する複数の相互相関の結果の各々から、分割ブロック＃１，＃－１，…ごとに、ピーク値ｐ（ｎ）と、ピーク位置ｐ＿ｌｏｃ（ｎ）とを検出する。ここで、「ｎ」は、分割ブロックに付与されている符号＃１，＃－１，…から記号「＃」を除いた数字、例えば、「１」，「－１」，…の任意の１つを表す変数である。

　分散量算出部１３ｂは、複数のピーク値ｐ（ｎ）から最大値を検出する。ここで、ピーク値の最大値が得られる「ｎ」が「Ｎ」であるとする。分散量算出部１３ｂは、高周波成分信号と低周波成分信号の遅延量τを次式（２）に基づいて算出する。

τ＝ｌｅｎ×Ｎ＋ｐ＿ｌｏｃ（Ｎ）・・・（２）

　なお、式（２）において「ｌｅｎ」は、１つの分割フレームの長さである。分散量算出部１３ｂは、算出したτを式（１）に代入して波長分散量Ｄ［ｐｓ／ｎｍ］を算出する（ステップＳｂ１６）。

　上記の第２の実施形態の構成により、入力信号を隣接するブロック間で５０％のオーバーラップが生じるように複数の分割ブロックに分割する。分割した分割ブロックからいずれか１つの分割ブロックを基準ブロックとして選択する。選択した基準分割ブロックからフィルタリングにより低周波成分信号を生成し、基準分割ブロック以外の分割ブロックの各々からフィルタリングにより複数の高周波成分信号を生成する。生成した低周波成分信号と、生成した複数の高周波成分信号の各々との相互相関を算出し、算出した相互相関に含まれるピーク値の中から最大値を検出し、検出したピーク値の最大値に対応する分割ブロックの位置と、ピーク値の最大値の相互相関の結果における位置とに基づいて低周波成分信号と、高周波成分信号の遅延量τを算出する。

　そのため、ピーク値の最大値が得られた分割ブロックの位置と、相互相関における当該ピークの位置という２つの位置を示す情報から遅延量τを一意に算出することができるようになる。ただし、第２の実施形態の構成であっても、例えば、図１５に示す両端の分割ブロック＃３，＃－３の場合には、アンラップ問題は残ることになるが、多くの分割ブロックにおいて正確に遅延量τを算出することができる。

　また、上記の第２の実施形態の構成では、第１の実施形態の構成よりも短いＦＦＴフレームを用いるため、ハードウェア実装する際の回路規模を削減できるという効果がある。
ただし、第２の実施形態の構成では、分割ブロックの長さ、すなわちＦＦＴフレームの長さが短いため、ピークの明瞭さが低下することになるが、信号系列の取得と相互相関の算出を複数回行い、同じnに対する複数の相互相関の平均を計算することで、ピークの明瞭さの低下を低減することができる。

　なお、上記の第２の実施形態の構成では、帯域フィルタ部１１３－１が、低周波帯域区間１３１を選定し、帯域フィルタ部１１３－２が、高周波帯域区間１３０を選定している。これに対して、逆に、帯域フィルタ部１１３－１が、高周波帯域区間１３０を選定し、帯域フィルタ部１１３－２が、低周波帯域区間１３１を選定するようにしてもよい。

　また、上記の第２の実施形態の構成では、１つの分割ブロックの長さを２５６としているが、２５６の長さ以外の長さにしてもよく、また、隣接する分割フレームとの重複領域も５０％以外の割合にしてもよい。また、基準分割ブロックとして、分割ブロック＃０以外のブロックを選択するようにしてもよい。

（第３の実施形態）
　図１７は、第３の実施形態の波長分散量推定部１０ｃの構成を示すブロック図である。
第１の実施形態と、同一の構成については、同一の符号を付し、以下、異なる構成について説明する。波長分散量推定部１０ｃは、相関用信号生成部１１ｃ、相関算出部１２ｃ、及び分散量算出部１３ｃを備える。第１及び第２の実施形態の波長分散量推定部１０，１０ａ，１０ｂは、周波数領域において相互相関用の信号を生成していた。これに対して、第３の実施形態の波長分散量推定部１０ｃは、時間領域において相互相関用の信号を生成する。

　相関用信号生成部１１ｃは、分岐器１１５、発振器１１６、複素共役演算部１１７、乗算器１１８－１，１１８－２、及びＬＰＦ（Low Pass Filter）１１９－１，１１９－２を備える。

　分岐器１１５は、受信信号の垂直偏波を入力信号として取り込み、取り込んだ入力信号を２分岐して乗算器１１８－１，１１８－２に出力する。発振器１１６は、例えば、ＮＣＯ(Numerically Controlled Oscillator)、すなわち数値制御発振器であり、受信信号のボーレートＢの１／２の発振周波数の発振信号を出力する。

　複素共役演算部１１７は、発振器１１６が出力する発振信号を取り込み、発振信号の複素共役の信号を出力する。言い換えると、発振器１１６が、例えば、正回転の複素数の発振信号を出力しているとすると、乗算器１１８－１には、正回転の発振信号が与えられ、乗算器１１８－２には、負回転の発振信号が与えられることになる。

　乗算器１１８－１は、分岐器１１５が出力する入力信号と、発振器１１６が出力する信号とを乗算して出力する。乗算器１１８－２は、分岐器１１５が出力する入力信号と、複素共役演算部１１７が出力する発振信号の複素共役の信号とを乗算して出力する。ＬＰＦ１１９－１，１１９－２は、低域通過フィルタであり、乗算器１１８－１，１１８－２が出力する信号の高周波成分をフィルタリングにより除去する。

　相関算出部１２ｃは、ＬＰＦ１１９－１が出力する信号と、ＬＰＦ１１９－２が出力する信号との畳み込み演算を行い、相互相関を算出する。相関算出部１２ｃは、例えば、図１８に示すように、遅延器１２５－１，１２５－２、及び乗算器１２６を備える。

　遅延器１２５－１は、ＬＰＦ１１９－１に接続されており、ＬＰＦ１１９－１が出力する信号を、遅延時間τ_１の時間分、遅延させて乗算器１２６に出力する。遅延器１２５－２は、ＬＰＦ１１９－２に接続されており、ＬＰＦ１１９－２が出力する信号を、遅延時間τ_２の時間分、遅延させて乗算器１２６に出力する。遅延器１２５－１，１２５－２の各々は、遅延時間τ_１，τ_２を任意の遅延時間に切り替えて設定し、設定した遅延時間τ_１，τ_２を分散量算出部１３ｃに出力する。

　乗算器１２６は、遅延器１２５－１が出力する信号と、遅延器１２５－２が出力する信号とを乗算し、乗算により算出した乗算値、すなわち相互相関値を分散量算出部１３ｃに出力する。

　分散量算出部１３ｃは、相関算出部１２ｃの乗算器１２６が順次出力する相互相関値の中からピークを検出し、検出したピークに対応する遅延時間τ_１，τ_２から遅延量τを次式（３）により算出する。

τ＝τ_１－τ_２・・・（３）

　分散量算出部１３ｃは、式（３）により算出した遅延量τを式（１）に代入して波長分散量Ｄを算出する。

（第３の実施形態の波長分散量推定部による処理）
　次に、図１９を参照しつつ、第３の実施形態の波長分散量推定部１０ｃの処理の流れについて説明する。相関用信号生成部１１ｃの分岐器１１５は、受信信号の垂直偏波を入力信号として取り込み、取り込んだ入力信号を２分岐して乗算器１１８－１，１１８－２に出力する（ステップＳｃ１）。

　乗算器１１８－１は、分岐器１１５が出力する一方の入力信号と、発振器１１６が出力する入力信号のボーレートＢの１／２の発振周波数の発振信号とを乗算して出力する。乗算器１１８－２は、分岐器１１５が出力する他方の入力信号と、複素共役演算部１１７が出力する入力信号のボーレートＢの１／２の発振周波数の発振信号の複素共役の信号とを乗算して出力する（ステップＳｃ２）。すなわち、乗算器１１８－１，１１８－２は、入力信号と、入力信号のボーレートＢの１／２の発振周波数の発振信号とをミキシングし、乗算器１１８－１は、１／２Ｂだけ周波数が増加した入力信号を出力し、乗算器１１８－２は、１／２Ｂだけ周波数が減少した入力信号を出力する。

　ＬＰＦ１１９－１，１１９－２は、乗算器１１８－１，１１８－２が出力する信号の高周波成分をフィルタリングにより除去する（ステップＳｃ３）。ＬＰＦ１１９－１は、１／２Ｂだけ周波数が増加した入力信号の正の周波数領域での高周波成分を除去するため、入力信号より１／２Ｂだけ周波数が増加した低周波成分信号を出力する。これに対して、ＬＰＦ１１９－２は、１／２Ｂだけ周波数が減少した入力信号の負の周波数領域での高周波成分を除去するため、入力信号より１／２Ｂだけ周波数が減少した高周波成分信号を出力する。これにより、低周波成分信号と、高周波成分信号との周波数差は、ボーレートに等しいＢになる。

　相関算出部１２ｃは、ＬＰＦ１１９－１が出力する低周波成分信号と、ＬＰＦ１１９－２が出力する高周波成分信号と畳み込み演算を行い、低周波成分信号と高周波成分信号の相互相関を算出する（ステップＳｃ４）。具体的には、相関算出部１２ｃにおいて、遅延器１２５－１が、ＬＰＦ１１９－１が出力する低周波成分信号に任意に切り替えて設定する遅延時間τ_１の遅延を与えて乗算器１２６に出力する。遅延器１２５－１は、新たな遅延時間τ_１を設定すると、設定した遅延時間τ_１を分散量算出部１３ｃに出力する。

　遅延器１２５－２は、ＬＰＦ１１９－２が出力する高周波成分信号に任意に切り替えて設定する遅延時間τ_２の遅延を与えて乗算器１２６に出力する。遅延器１２５－２は、新たな遅延時間τ_２を設定すると、設定した遅延時間τ_２を分散量算出部１３ｃに出力する。

　なお、相関算出部１２ｃにおいて、１つではなく、２つの遅延器１２５－１，１２５－２を用いて、低周波成分信号と高周波成分信号の各々に遅延時間を与える理由は、正の波長分散と、負の波長分散の両方を検出できるようにするためである。

　乗算器１２６は、遅延器１２５－１，１２５－２が出力する２つの信号を乗算し、乗算により算出した乗算値、すなわち相互相関値を分散量算出部１３ｃに出力する。分散量算出部１３ｃは、相関算出部１２ｃの乗算器１２６が順次出力する相互相関値の中からピークを検出し、検出したピークに対応する遅延時間τ_１，τ_２から遅延量τを式（３）により算出する。分散量算出部１３ｃは、式（３）により算出した遅延量τを式（１）に代入して波長分散量Ｄを算出する（ステップＳｃ５）。

　上記の第３の実施形態の構成において、相関用信号生成部１１ｃの分岐器１１５は、受信信号を入力信号として取り込み、取り込んだ入力信号を２つに分岐する。発振器１１６は、入力信号のボーレートの１／２の発振周波数で発振信号を出力する。乗算器１１８－１は、分岐器１１５が分岐した入力信号の一方と、発振器１１６が出力する発振信号とを乗算して第１の信号を生成して出力する。乗算器１１８－２は、分岐器１１５が分岐した入力信号の一方と、発振器１１６が出力する発振信号の複素共役とを乗算して第２の信号を生成して出力する。相関算出部１２ｃは、第１の信号と第２の信号の相互相関を算出する。分散量算出部１３ｃは、相互相関のピークの位置に基づいて波長分散量を算出する。
これにより、相互相関の結果においてピークの位置が波長分散によって生じた遅延量を示すことになり、ピークの位置から波長分散量を算出することが可能になる。第３の実施形態による構成は、第１及び第２の実施形態における構成と同様に、ブラインド方式と呼ばれる方式であり、トレーニング信号を用いることなく波長分散量を算出することを可能にしている。また、分散補償量を掃引して波長分散量を検出するような長い時間を要するパラメータスキャン方式でもない。したがって、特徴のあるトレーニング信号を用いることなく、少ない演算時間で波長分散量を算出することができる。

　なお、上記の第３の実施形態の構成では、遅延器１２５－１，１２５－２の各々が、遅延時間τ_１，τ_２を任意に切り替えて設定する構成にしているが、予め定められるパラメータスキャンの手順にしたがって外部から異なる遅延時間τ_１，τ_２を順次与えるようにしてもよい。例えば、パラメータスキャンの手順として、遅延時間τ_１を一定値に固定して、遅延時間τ_２を最小値から連続して最大値まで増加させ、遅延時間τ_２が最大値になると、遅延時間τ_１を増加させ、遅延時間τ_２を最小値から連続して最大値まで増加させることを繰り返すようにするような手順にしてもよい。

　また、上記の第３の実施形態の構成では、相関算出部１２ｃは、時間領域において相互相関を算出するようにしているが、例えば、相関算出部１２ｃ及び分散量算出部１３ｃに替えて、図２０に示す相関算出部１２ｄ、及び第１の実施形態の分散量算出部１３を適用するようにしてもよい。

　相関算出部１２ｄは、図８に示した第１の実施形態の相関算出部１２の構成に、周波数領域変換部１２７－１，１２７－２を加えた構成である。第１の実施形態の相関算出部１２では、相関用信号生成部１１が出力する低周波成分信号と高周波成分信号が既に周波数領域の信号になっていた。

　これに対して、第３の実施形態の相関用信号生成部１１ｃが出力する低周波成分信号と高周波成分信号は、時間領域の信号である。そのため、相関算出部１２ｄでは、周波数領域変換部１２７－１，１２７－２が、ＬＰＦ１１９－１，１１９－２が出力する低周波成分信号と高周波成分信号を、例えば、ＦＦＴにより周波数領域に変換する。これにより、相関算出部１２ｄは、第１の実施形態の相関算出部１２と同様に周波数領域での畳み込み演算、すなわち相互相関を算出する。分散量算出部１３は、第１の実施形態と同様に、相関算出部１２ｄが出力する相互相関の結果から波長分散量Ｄを算出する。

　また、上記の第３の実施形態の構成では、相関用信号生成部１１ｃは、ＬＰＦ１１９－１，１１９－２を備えているが、ＬＰＦ１１９－１，１１９－２による高周波領域の除去により得られる効果は、第１の実施形態において図１１を参照して説明したナイキスト信号の場合のノイズを軽減する効果と同様の効果である。そのため、ノイズに対する耐性があるＲＺ信号やＮＲＺ信号の場合には、ＬＰＦ１１９－１，１１９－２を備えなくてもよい。

（第４の実施形態）
　次に、図２１から図２５を参照しつつ、第４の実施形態の波長分散量推定部１０ｅ，１０ｆについて説明する。第１から第３の実施形態の波長分散量推定部１０，１０ａ，１０ｂ、１０ｃでは、ボーレートＢが予め分かっているものとして、相互相関に用いる２つの信号の周波数差がボーレートＢ分になるように２つの信号を生成していた。これに対して、第４の実施形態の波長分散量推定部１０ｅ，１０ｆは、ボーレートＢが不明である場合、受信信号からボーレートを推定するボーレート推定処理部１５を備える。

　図２１は、例えば、第１の実施形態の波長分散量推定部１０がボーレート推定処理部１５を備えた波長分散量推定部１０ｅの構成を示すブロック図である。図２１の波長分散量推定部１０ｅの場合、ボーレート推定処理部１５は、推定したボーレートを帯域フィルタ部１１３が取り込み、取り込んだボーレートの値を２つの区間の先頭位置の周波数差の値として利用する。図２２は、例えば、第３の実施形態の波長分散量推定部１０ｃがボーレート推定処理部１５を備えた波長分散量推定部１０ｆの構成を示すブロック図である。図２２の波長分散量推定部１０ｆの場合、ボーレート推定処理部１５は、推定したボーレートを発振器１１６が取り込み、取り込んだボーレートの半分の値を発振周波数として利用する。なお、第１から第３の実施形態と同一の構成については、同一の符号を付している。

　図２３は、ボーレート推定処理部１５の構成を示すブロック図である。第１の実施形態の波長分散量推定部１０では、帯域フィルタ部１１３が、高周波帯域区間１３０と低周波帯域区間１３１の区間を互いの先頭がボーレートＢ離れるように固定的に選定していた。
これに対して、ボーレート推定処理部１５は、任意に周波数の区間を選定する構成を備えている。

　ボーレート推定処理部１５は、周波数領域変換部１１１、帯域フィルタ部１５１、相関算出部１５２、及びボーレート検出部１５３を備える。帯域フィルタ部１５１は、周波数領域において２つの区間を任意に選定する。

　帯域フィルタ部１５１は、選定した２つの区間で周波数領域変換部１１１が周波数領域に変換した入力信号をフィルタリングして２つの相関用信号を生成する。帯域フィルタ部１５１は、選定した２つの区間の先頭位置の差を示す周波数差情報を相関算出部１５２に出力する。

　相関算出部１５２は、帯域フィルタ部１５１が出力する２つの相関用信号の相互相関を算出する。相関算出部１５２は、第１の実施形態の相関算出部１２のように周波数領域で相互相関を算出してもよいし、第３の実施形態の相関算出部１２ｃのように時間領域で相互相関を算出してもよい。なお、時間領域で相互相関を算出する場合、２つの相関用信号を、例えば、ＩＦＦＴによって、時間領域に変換しておく必要がある。相関算出部１５２は、算出した相互相関の結果と、周波数差情報とをボーレート検出部１５３に出力する。

　ボーレート検出部１５３は、相関算出部１５２が算出した相互相関の結果にピークが含まれている場合、相関算出部１５２から受けた周波数差情報をボーレートとして出力する。

（第４の実施形態の波長分散量推定部が備えるボーレート推定処理部による処理）
　次に、図２４を参照しつつ、ボーレート推定処理部１５による処理の流れについて説明する。ボーレート推定処理部１５の周波数領域変換部１１１は、受信信号の垂直偏波を入力信号として取り込むと、取り込んだ入力信号をＦＦＴにより周波数領域に変換する（ステップＳｅ１）。周波数領域変換部１１１は、周波数領域に変換した入力信号を帯域フィルタ部１５１に出力する。

　帯域フィルタ部１５１は、周波数領域において２つの区間を選定する（ステップＳｅ２）。帯域フィルタ部１５１は、周波数領域変換部１１１が周波数領域に変換した入力信号を選定した２つの区間でフィルタリングして２つの相関用信号を生成する（ステップＳｅ３）。帯域フィルタ部１５１は、２つの相関用信号と、選定した２つの区間の先頭位置の差である周波数差情報とを相関算出部１５２に出力する。

　相関算出部１５２は、帯域フィルタ部１５１が出力する２つの相関用信号の相互相関を算出する（ステップＳｅ４）。相関算出部１５２は、算出した相互相関の結果と、帯域フィルタ部１５１から受けた周波数差情報とをボーレート検出部１５３に出力する。

　ボーレート検出部１５３は、相互相関の結果にピークが含まれているか否かを判定する（ステップＳｅ５）。ボーレート検出部１５３は、相互相関の結果にピークが含まれていないと判定した場合（ステップＳｅ５、Ｎｏ）、再設定指示情報を帯域フィルタ部１５１に出力する。帯域フィルタ部１５１は、再設定指示情報を受けると、ステップＳｅ２の処理を行い、新たに２つの区間を選定する。

　一方、ボーレート検出部１５３は、相互相関の結果にピークが含まれていると判定した場合（ステップＳｅ５、Ｙｅｓ）、相関算出部１５２から受けた周波数差情報をボーレートとして帯域フィルタ部１１３や発振器１１６に出力する（ステップＳｅ６）。

　上記の第４の実施形態の構成により、受信信号のボーレートが不明であっても、受信信号の主信号と、イメージ信号の間隔がボーレートと等しい事を利用して、受信信号からボーレートを検出することができる。図２３に示すように、ボーレート推定処理部１５は、周波数領域における２つの区間を再設定することを繰り返す処理、すなわち１次元のパラメータスキャンの処理を行う。この処理は、波長分散量を算出する処理の前に先だって行う処理になる。

　なお、上記の第４の実施形態の構成において、帯域フィルタ部１５１は、任意に２つの区間を選定しているとしているが、２つの区間の両方を任意に選定するようにしてもよいし、一方の区間が、主信号、またはイメージ信号を含むように固定的に設定しておき、他方の区間を任意に選定するようにしてもよい。

　また、上記の第４の実施形態の構成において、ボーレート推定処理部１５に替えて、図２５に示すボーレート推定処理部１５ａを備えるようにしてもよい。ボーレート推定処理部１５ａは、分岐器１１５、複素共役演算部１１７、乗算器１１８－１，１１８－２、ＬＰＦ１１９－１，１１９－２、発振器１５５、相関算出部１５２、及びボーレート検出部１５３を備える。

　発振器１５５は、発振周波数を任意の値に設定して発振信号を出力する。発振器１５５は、設定した発振周波数の２倍の値を周波数差情報として相関算出部１５２に出力する。

　すなわち、ボーレート推定処理部１５ａにおいて、乗算器１１８－１，１１８－２は、入力信号と、発振器１５５が任意に設定した発振周波数の発振信号とをミキシングしている。乗算器１１８－１は、発振周波数の半分の周波数分、周波数が増加した入力信号を出力し、乗算器１１８－２は、発振周波数の半分の周波数分、周波数が減少した入力信号を出力する。

　相関算出部１５２は、ＬＰＦ１１９－１，１１９－２の各々が出力する２つの相関用信号の相互相関を算出する。相関算出部１５２は、算出した相互相関の結果と、発振器１５５から受けた周波数差情報とをボーレート検出部１５３に出力する。

　ボーレート検出部１５３は、相互相関の結果にピークが含まれているか否かを判定する。ボーレート検出部１５３は、相互相関の結果にピークが含まれていないと判定した場合、再設定指示情報を発振器１５５に出力する。発振器１５５は、再設定指示情報を受けると、新たな発振周波数を設定して発振信号を出力し、設定した発振周波数の２倍の値を周波数差情報として相関算出部１５２に出力する。一方、ボーレート検出部１５３は、相互相関の結果にピークが含まれていると判定した場合、相関算出部１５２から受けた周波数差情報をボーレートとして出力する。

　図２３に示すボーレート推定処理部１５の場合、帯域フィルタ部１５１が選定する周波数領域における２つの区間は、ＦＦＴフレームのサイズに依存してしまう。そのため、ボーレートとサンプリングレートが簡単な整数比になっていない場合、どこを区間に選定しても、ピークが得られない可能性がある。これに対して、図２５に示すボーレート推定処理部１５ａは、発振周波数を連続値の中の任意の値に設定できるので、ピークが得られる周波数差を特定することができる。

　なお、第１の実施形態の他の構成例である波長分散量推定部１０ａ、及び第２の実施形態の波長分散量推定部１０ｂが、内部にボーレート推定処理部１５，１５ａを備えるようにしてもよい。

　上述したように、第１から第４の実施形態では、入力信号を垂直偏波の受信信号にしているが、水平偏波の受信信号を入力信号にしてもよい。また、２つの波長分散量推定部１０，１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｅ，１０ｆを備えて、一方が、水平偏波の受信信号から波長分散量を算出し、他方が、垂直成分の受信信号から波長分散量を算出するようにしてもよい。

　また、上記の第１及び第３の実施形態の構成では、図８及び図２０に示すように、複素共役演算部１２０は、低周波成分信号側に備えられているが、高周波成分信号側に備えられていてもよい。複素共役演算部１２０を低周波成分信号側に備える場合、低周波成分信号を基準として高周波成分信号の遅延を検出することになり、高周波成分信号側に備える場合、高周波成分信号を基準として低周波成分信号の遅延を検出することになる。

　また、上記の第１から第３の実施形態の構成において、ナイキスト信号の場合、ロールオフ係数が小さい、すなわち遷移が急峻であるほど、イメージ信号の部分が少なくなる。
そのため、２つの相関用信号において重なり合う部分が少なくなるため、ピークが得られなくなり、波長分散量を算出することが難しくなる。第１から第３の実施形態の構成において適用可能なロールオフ係数は、０．１程度以上のナイキスト信号である。

　ロールオフ係数がゼロ、すなわち完全矩形フィルタの場合、波長分散量を算出することができない。ロールオフ係数がゼロの完全ナイキスト信号やＦＴＮ（Faster Than Nyquist）信号、すなわち信号帯域幅をボーレート以下まで狭窄化信号については、第１から第３の実施形態の構成では、波長分散量を算出することができない。このような場合、主信号より低速の信号をトレーニング信号として挿入する手段がある。例えば、主信号の１／２のボーレートのＲＺ波形の信号を主信号に対して時分割多重し、当該ＲＺ波形の信号の部分に対して、第１から第３の実施形態の構成を適用することにより、波長分散量を算出することができる。また、当該ＲＺ波形の信号の部分に対して第４の実施形態の構成を適用することによりボーレートを算出することもできる。

　上述した実施形態における波長分散量推定部１０，１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｅ，１０ｆを、波長分散量推定装置として、光受信装置１の外部に備えて、光受信装置１に接続するようにしてもよい。また、この波長分散量推定装置をコンピュータで実現するようにしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ－ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のプログラマブルロジックデバイスを用いて実現されるものであってもよい。

　以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。

１…光受信装置，１０…波長分散量推定部，１１…相関用信号生成部，１２…相関算出部，１３…分散量算出部，２０…ＬＯレーザ，２１…コヒーレント光電変換器，２２－１～２２－４…ＡＤＣ，２３－１，２３－２…複素演算部，１１１…周波数領域変換部，１１３…帯域フィルタ部

Claims (8)

1. 　受信信号の主信号を含む第１の信号と、前記主信号に対応するイメージ信号を含み周波数領域において前記第１の信号に対して前記受信信号のボーレート分のずれがある第２の信号とを前記受信信号から生成する相関用信号生成部と、
   　前記第１の信号と前記第２の信号の相互相関を算出する相関算出部と、
   　前記相互相関のピークの位置に基づいて波長分散量を算出する分散量算出部と、
   　を備える波長分散量推定装置。
2. 　前記相関用信号生成部は、
   　前記受信信号を周波数領域に変換して周波数領域受信信号を出力する周波数領域変換部と、
   　周波数領域において前記受信信号の主信号を含む第１の区間と、前記第１の区間に含まれる主信号に対応する前記イメージ信号を含み前記第１の区間の先頭位置から前記受信信号のボーレート分離れた位置が先頭位置となる第２の区間を定め、前記周波数領域受信信号を前記第１の区間でフィルタリングして前記第１の信号を生成し、前記周波数領域受信信号を前記第２の区間でフィルタリングして前記第２の信号を生成する帯域フィルタ部と、
   　を備える、請求項１に記載の波長分散量推定装置。
3. 　前記受信信号は、ナイキスト信号であり、
   　前記帯域フィルタ部は、
   　前記第１の信号、及び前記第２の信号が、前記ナイキスト信号の周波数領域における振幅スペクトルが増加、または、減少している区間の全部または一部の区間に対応する信号になるようにフィルタリングする、請求項２に記載の波長分散量推定装置。
4. 　前記受信信号は、ナイキスト信号であり、
   　前記相関用信号生成部は、
   　前記周波数領域受信信号に対して逆ナイキストフィルタを適用する逆ナイキストフィルタ部を備え、
   　前記帯域フィルタ部は、
   　前記逆ナイキストフィルタ部がフィルタリングした前記周波数領域受信信号を前記第１の区間と前記第２の区間の各々でフィルタリングして前記第１の信号と前記第２の信号を生成する、請求項２又は３に記載の波長分散量推定装置。
5. 　前記周波数領域変換部は、
   　予め定められる所定のフレーム長のフレームごとに前記受信信号を分割し、分割したフレームごとの前記受信信号に対して離散フーリエ変換を行って前記受信信号を周波数領域に変換するか、または、前記所定のフレーム長よりも短いフレーム長の分割フレームであって互いに重なる部分を有する分割フレームで前記受信信号を分割し、分割した前記分割フレームごとの前記受信信号に対して前記離散フーリエ変換を行って前記受信信号を周波数領域に変換し、
   　前記分割フレームに分割している場合、
   　前記帯域フィルタ部は、
   　基準とする前記分割フレームに対応する前記周波数領域受信信号を前記第１の区間でフィルタリングして前記第１の信号を生成し、他の前記分割フレームに対応する前記周波数領域受信信号を前記第２の区間でフィルタリングして複数の前記第２の信号を生成し、
   　前記相関算出部は、
   　基準となる前記分割フレームに対応する前記第１の信号と、他の前記分割フレームに対応する複数の前記第２の信号との相互相関を算出し、
   　前記分散量算出部は、
   　前記相互相関の結果において、ピーク値の最大値を含む他の前記分割フレームの位置と、当該他の前記分割フレームの相互相関において前記最大値のピークが得られた位置とに基づいて波長分散量を算出する、請求項２から４のいずれか一項に記載の波長分散量推定装置。
6. 　前記相関用信号生成部は、
   　前記受信信号を２つに分岐する分岐器と、
   　前記受信信号のボーレートの１／２の発振周波数で発振信号を出力する発振器と、
   　前記分岐器が分岐した前記受信信号の一方と、前記発振器が出力する前記発振信号とを乗算して前記第１の信号を生成して出力する第１の乗算器と、
   　前記分岐器が分岐した前記受信信号の一方と、前記発振器が出力する前記発振信号の複素共役とを乗算して前記第２の信号を生成して出力する第２の乗算器と、
   　を備える、請求項１に記載の波長分散量推定装置。
7. 　前記第１の乗算器の出力に備えられる第１の低域通過フィルタと、
   　前記第２の乗算器の出力に備えられる第２の低域通過フィルタとを、さらに備え、
   　前記第１の低域通過フィルタは、
   　前記第１の乗算器が出力する前記第１の信号に対して、予め定められる遮断周波数でフィルタリングすることにより前記受信信号の高周波成分を含む前記第１の信号を生成し、
   　前記第２の低域通過フィルタは、
   　前記第２の乗算器が出力する前記第２の信号に対して、前記遮断周波数でフィルタリングすることにより前記受信信号の低周波成分を含む前記第２の信号を生成する、請求項６に記載の波長分散量推定装置。
8. 　ボーレート推定処理部をさらに備え、
   　前記ボーレート推定処理部は、
   　周波数差を有する２つの相関用信号を前記受信信号から生成する相関用信号生成部と、
   　前記２つの相関用信号の相互相関を算出する相関算出部と、
   　前記相互相関においてピークが得られた際の前記２つの相関用信号の周波数差に基づいて前記受信信号の前記ボーレートを算出するボーレート検出部と、
   　を備える、請求項１から７のいずれか一項に記載の波長分散量推定装置。

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