JP2003188747A - 歪補償送信装置 - Google Patents
歪補償送信装置Info
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 適応プリディストータ型歪補償型の歪補償送
信装置に関し、アナログ回路部の周波数特性を補償し、
歪補償特性を向上させ、また回路規模の削減を図る。 【解決手段】 入力信号を参照信号とし、電力増幅器Ａ
ＭＰを含むアナログ回路部の出力信号からフィードバッ
ク信号を取り出し、該参照信号とフィードバック信号と
の誤差信号を基に歪補償係数を算出し、該歪補償係数を
入力信号に乗じて歪補償した信号をアナログ回路部側へ
送出する。アナログ回路部が有する周波数特性の逆特性
の周波数特性を与えた複素フィルタ１−１をアナログ回
路部の前段に挿入し、アナログ回路部の周波数特性を補
償する。該逆特性は、インパルス発生部１−２から送出
したインパルスに対するフィードバック応答信号を基
に、フィルタ係数演算部１−５により算出して与える。
更に、複素フィルタ１−１と直交変調器ＱＭＯＤのタイ
ミング補正フィルタとを共用化することができる。
信装置に関し、アナログ回路部の周波数特性を補償し、
歪補償特性を向上させ、また回路規模の削減を図る。 【解決手段】 入力信号を参照信号とし、電力増幅器Ａ
ＭＰを含むアナログ回路部の出力信号からフィードバッ
ク信号を取り出し、該参照信号とフィードバック信号と
の誤差信号を基に歪補償係数を算出し、該歪補償係数を
入力信号に乗じて歪補償した信号をアナログ回路部側へ
送出する。アナログ回路部が有する周波数特性の逆特性
の周波数特性を与えた複素フィルタ１−１をアナログ回
路部の前段に挿入し、アナログ回路部の周波数特性を補
償する。該逆特性は、インパルス発生部１−２から送出
したインパルスに対するフィードバック応答信号を基
に、フィルタ係数演算部１−５により算出して与える。
更に、複素フィルタ１−１と直交変調器ＱＭＯＤのタイ
ミング補正フィルタとを共用化することができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、参照信号と電力増
幅器出力からのフィードバック信号との誤差が最小とな
るように適応アルゴリズムを動作させて歪補償係数を計
算し、該歪補償係数を用いて増幅器の非線型歪を補償
し、増幅器の効率を向上させる適応プリディストータ型
歪補償型の歪補償送信装置に関し、特にアナログ回路部
の周波数特性を補償するイコライザと組み合わせた歪補
償送信装置に関する。
幅器出力からのフィードバック信号との誤差が最小とな
るように適応アルゴリズムを動作させて歪補償係数を計
算し、該歪補償係数を用いて増幅器の非線型歪を補償
し、増幅器の効率を向上させる適応プリディストータ型
歪補償型の歪補償送信装置に関し、特にアナログ回路部
の周波数特性を補償するイコライザと組み合わせた歪補
償送信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図８に送信電力増幅器ＡＭＰの非線型歪
を補償する従来の適応プリディストータ型歪補償送信装
置の構成例を示す。同図に示すように適応プリディスト
ータ型歪補償送信装置は、入力ベースバンド信号のＩ，
Ｑ成分に、歪補償テーブル８−１から読み出した歪補償
係数ｈn （ｐ）を乗じ、直交変調部ＱＭＯＤにより直交
変調し、Ｄ／Ａコンバータよりアナログ信号に変換した
後、電力増幅器ＡＭＰを含むアナログ回路部（図で点線
で囲んだ回路部）で無線周波数信号に周波数変換して空
中線を通して送信する。
を補償する従来の適応プリディストータ型歪補償送信装
置の構成例を示す。同図に示すように適応プリディスト
ータ型歪補償送信装置は、入力ベースバンド信号のＩ，
Ｑ成分に、歪補償テーブル８−１から読み出した歪補償
係数ｈn （ｐ）を乗じ、直交変調部ＱＭＯＤにより直交
変調し、Ｄ／Ａコンバータよりアナログ信号に変換した
後、電力増幅器ＡＭＰを含むアナログ回路部（図で点線
で囲んだ回路部）で無線周波数信号に周波数変換して空
中線を通して送信する。
【０００３】ここで、電力増幅器ＡＭＰを含むアナログ
回路部での歪を適応的に補償するために、電力増幅器Ａ
ＭＰの出力信号を分岐して減衰器ＡＴＴで適当な振幅に
減衰し、元のベースバンド周波数信号に変換し、Ａ／Ｄ
コンバータによりディジタル信号に変換し、直交検波器
ＱＤＥＭで直交復調してベースバンド信号のＩ，Ｑ成分
を再現し、該フィードバック信号と送信すべき入力ベー
スバンド信号（参照信号）との誤差信号ｅ（ｔ）がゼロ
になるように、ディジタル信号処理により歪補償係数ｈ
n （ｐ）を逐次算出し、該歪補償係数ｈn （ｐ）を歪補
償テーブル８−１に格納する。
回路部での歪を適応的に補償するために、電力増幅器Ａ
ＭＰの出力信号を分岐して減衰器ＡＴＴで適当な振幅に
減衰し、元のベースバンド周波数信号に変換し、Ａ／Ｄ
コンバータによりディジタル信号に変換し、直交検波器
ＱＤＥＭで直交復調してベースバンド信号のＩ，Ｑ成分
を再現し、該フィードバック信号と送信すべき入力ベー
スバンド信号（参照信号）との誤差信号ｅ（ｔ）がゼロ
になるように、ディジタル信号処理により歪補償係数ｈ
n （ｐ）を逐次算出し、該歪補償係数ｈn （ｐ）を歪補
償テーブル８−１に格納する。
【０００４】そして、次に入力される送信信号に対し
て、歪補償テーブル８−１の、該入力信号の電力レベル
に対応したアドレスから、歪補償係数ｈn （ｐ）を読み
出し、該入力信号にこの読み出した歪補償係数ｈ
n （ｐ）を乗算器により掛け合わせて歪補償（プリディ
ストーション）を行う。
て、歪補償テーブル８−１の、該入力信号の電力レベル
に対応したアドレスから、歪補償係数ｈn （ｐ）を読み
出し、該入力信号にこの読み出した歪補償係数ｈ
n （ｐ）を乗算器により掛け合わせて歪補償（プリディ
ストーション）を行う。
【０００５】この構成例は歪補償の適応アルゴリズムと
してクリップトＬＭＳアルゴリズムを用い、誤差信号ｅ
（ｔ）を基に、入力信号を量子化した振幅値に対する歪
補償係数ｈn （ｐ）を以下の演算式により算出し、前回
歪補償テーブル８−１に格納した歪補償係数ｈ
n-1 （ｐ）を、今回算出した歪補償係数ｈn （ｐ）に置
き換えて順次更新する。
してクリップトＬＭＳアルゴリズムを用い、誤差信号ｅ
（ｔ）を基に、入力信号を量子化した振幅値に対する歪
補償係数ｈn （ｐ）を以下の演算式により算出し、前回
歪補償テーブル８−１に格納した歪補償係数ｈ
n-1 （ｐ）を、今回算出した歪補償係数ｈn （ｐ）に置
き換えて順次更新する。
【０００６】
【数１】
【０００７】上記演算式の（式１）において、μは所定
の係数、ｅ（ｔ）は入力信号（参照信号）と電力増幅器
ＡＭＰ出力信号のフィードバック信号との誤差信号、ｙ
（ｔ）* はフィードバック信号の複素共役を表し、（式
１）の右辺第２項は、μｅ（ｔ）に対する０，π／２，
π，３π／２の回転演算となっている。
の係数、ｅ（ｔ）は入力信号（参照信号）と電力増幅器
ＡＭＰ出力信号のフィードバック信号との誤差信号、ｙ
（ｔ）* はフィードバック信号の複素共役を表し、（式
１）の右辺第２項は、μｅ（ｔ）に対する０，π／２，
π，３π／２の回転演算となっている。
【０００８】このアルゴリズムは、通常のＬＭＳアルゴ
リズムでは複素乗算が必要な誤差信号ｅ（ｔ）との乗算
の部分を、ｄｅｔ［ｈn-1 （ｐ）］ｄｅｔ［ｙ
（ｔ）* ］と示した乗算、つまり、０，π／２，π，３
π／２の位相回転で行うことによって回路構成を簡略化
したものである。なお、ｄｅｔ［ ］の意義を（式２）
によって示している。
リズムでは複素乗算が必要な誤差信号ｅ（ｔ）との乗算
の部分を、ｄｅｔ［ｈn-1 （ｐ）］ｄｅｔ［ｙ
（ｔ）* ］と示した乗算、つまり、０，π／２，π，３
π／２の位相回転で行うことによって回路構成を簡略化
したものである。なお、ｄｅｔ［ ］の意義を（式２）
によって示している。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】ここで、図中点線で囲
んだアナログ回路部（特に周波数ｆIF2 の発振器によっ
て周波数を中間周波数（ＩＦ）帯に周波数シフトした後
のバンドパスフィルタＢＰＦ等）の特性によって、送信
出力信号には周波数特性が現れる。この周波数特性の一
例を図９に示す。図９の（ａ）は振幅の周波数特性を、
（ｂ）は群遅延の周波数特性を示している。
んだアナログ回路部（特に周波数ｆIF2 の発振器によっ
て周波数を中間周波数（ＩＦ）帯に周波数シフトした後
のバンドパスフィルタＢＰＦ等）の特性によって、送信
出力信号には周波数特性が現れる。この周波数特性の一
例を図９に示す。図９の（ａ）は振幅の周波数特性を、
（ｂ）は群遅延の周波数特性を示している。
【００１０】従来、この周波数特性については何の補償
も行っていなかったため、線形歪補償の補償特性を劣化
させていた。本発明は、アナログ回路部の周波数特性を
補償し、適応プリディストータ型歪補償型の歪補償送信
装置の歪補償特性を向上させることを目的とする。
も行っていなかったため、線形歪補償の補償特性を劣化
させていた。本発明は、アナログ回路部の周波数特性を
補償し、適応プリディストータ型歪補償型の歪補償送信
装置の歪補償特性を向上させることを目的とする。
【課題を解決するための手段】本発明の歪補償送信装置
は、（１）入力信号を参照信号とし、電力増幅器を含む
アナログ回路部の出力信号からフィードバック信号を取
り出し、該参照信号とフィードバック信号との誤差信号
を基に算出した歪補償係数を入力信号に乗じて歪補償し
た信号をアナログ回路部側へ送出する歪補償部を備えた
送信装置において、前記アナログ回路部が有する周波数
特性の逆特性を与えた複素フィルタを、前記アナログ回
路部と前記歪補償部との間に挿入したことを特徴とす
る。
は、（１）入力信号を参照信号とし、電力増幅器を含む
アナログ回路部の出力信号からフィードバック信号を取
り出し、該参照信号とフィードバック信号との誤差信号
を基に算出した歪補償係数を入力信号に乗じて歪補償し
た信号をアナログ回路部側へ送出する歪補償部を備えた
送信装置において、前記アナログ回路部が有する周波数
特性の逆特性を与えた複素フィルタを、前記アナログ回
路部と前記歪補償部との間に挿入したことを特徴とす
る。
【００１１】また、（２）前記複素フィルタを、前記ア
ナログ回路部の前段の直交変調部と前記歪補償部との間
に挿入したことを特徴とする。また、（３）前記複素フ
ィルタを、前記フィードバック信号を直交復調する直交
復調部と前記歪補償部との間に挿入したことを特徴とす
る。
ナログ回路部の前段の直交変調部と前記歪補償部との間
に挿入したことを特徴とする。また、（３）前記複素フ
ィルタを、前記フィードバック信号を直交復調する直交
復調部と前記歪補償部との間に挿入したことを特徴とす
る。
【００１２】また、（４）前記複素フィルタを、前記ア
ナログ回路部の前段のディジタル直交変調部と前記歪補
償部との間に挿入し、かつ該複素フィルタとディジタル
直交変調部のタイミング補正フィルタとを１つのフィル
タで構成したことを特徴とする。
ナログ回路部の前段のディジタル直交変調部と前記歪補
償部との間に挿入し、かつ該複素フィルタとディジタル
直交変調部のタイミング補正フィルタとを１つのフィル
タで構成したことを特徴とする。
【００１３】また、（５）前記複素フィルタを、前記フ
ィードバック信号を直交復調するディジタル直交復調部
と前記歪補償部との間に挿入し、かつ該複素フィルタと
ディジタル直交復調部のタイミング補正フィルタとを１
つのフィルタで構成したことを特徴とする。
ィードバック信号を直交復調するディジタル直交復調部
と前記歪補償部との間に挿入し、かつ該複素フィルタと
ディジタル直交復調部のタイミング補正フィルタとを１
つのフィルタで構成したことを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】図１に本発明の歪補償送信装置の
第１の構成例を、図２に本発明の歪補償送信装置の第２
の構成例を示す。電力増幅器ＡＭＰを含むアナログ回路
部（図で点線で囲んだ回路部）の周波数特性を補償する
ために、図１に示すようにアナログ回路部の前段（即ち
ディジタル直交変調部ＱＭＯＤの前部）、或いは図２に
示すようにアナログ回路部の後段（即ちディジタル直交
復調部ＱＤＥＭの後部）に複素ディジタルフィルタ１−
１，２−１を挿入する。
第１の構成例を、図２に本発明の歪補償送信装置の第２
の構成例を示す。電力増幅器ＡＭＰを含むアナログ回路
部（図で点線で囲んだ回路部）の周波数特性を補償する
ために、図１に示すようにアナログ回路部の前段（即ち
ディジタル直交変調部ＱＭＯＤの前部）、或いは図２に
示すようにアナログ回路部の後段（即ちディジタル直交
復調部ＱＤＥＭの後部）に複素ディジタルフィルタ１−
１，２−１を挿入する。
【００１５】ここで複素ディジタルフィルタとは、図３
に示すように入力ベースバンド信号のＩ，Ｑ成分の信号
を複素信号（Ｉ＋ｊＱ）と見なし、複数の複素数係数
（Ｃr1＋ｊＣi1），（Ｃr2＋ｊＣi2），…との積和演算
を行う有限インパルス応答（ＦＩＲ：Finite Impulse R
esponse ）フィルタのことである。このような複素ディ
ジタルフィルタを用いることにより、任意の周波数特性
を生成することができ、補償するアナログ回路部の周波
数特性を相殺することができる。
に示すように入力ベースバンド信号のＩ，Ｑ成分の信号
を複素信号（Ｉ＋ｊＱ）と見なし、複数の複素数係数
（Ｃr1＋ｊＣi1），（Ｃr2＋ｊＣi2），…との積和演算
を行う有限インパルス応答（ＦＩＲ：Finite Impulse R
esponse ）フィルタのことである。このような複素ディ
ジタルフィルタを用いることにより、任意の周波数特性
を生成することができ、補償するアナログ回路部の周波
数特性を相殺することができる。
【００１６】ここで、複素フィルタの係数の決定法につ
いて説明する。アナログ回路部の周波数特性は一般に未
知であるため、これを特定するためには何らかの測定を
行わなければならない。ここでは、最も原理的に分かり
やすいインパルス応答による測定について説明する。
いて説明する。アナログ回路部の周波数特性は一般に未
知であるため、これを特定するためには何らかの測定を
行わなければならない。ここでは、最も原理的に分かり
やすいインパルス応答による測定について説明する。
【００１７】まず、図１，図２に示すインパルス発生部
１−２，２−２から、本装置で扱っているクロックレー
トの最も幅の狭いパルスを発生する。次に、タイミング
制御部１−３，２−３により、インパルス応答データの
取得タイミングを制御し、アナログ回路部の周波数特性
を表すインパルス応答データをメモリ１−４，２−４に
取得する。
１−２，２−２から、本装置で扱っているクロックレー
トの最も幅の狭いパルスを発生する。次に、タイミング
制御部１−３，２−３により、インパルス応答データの
取得タイミングを制御し、アナログ回路部の周波数特性
を表すインパルス応答データをメモリ１−４，２−４に
取得する。
【００１８】次に、フィルタ係数演算部１−５，２−５
において、取得したインパルス応答を高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）して周波数応答を得る。発生したパルスの周
波数特性を取り除くために、フィルタ係数演算部１−
５，２−５において、該パルスを高速フーリエ変換（Ｆ
ＦＴ）したもので、取得した周波数応答を除算する。
において、取得したインパルス応答を高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）して周波数応答を得る。発生したパルスの周
波数特性を取り除くために、フィルタ係数演算部１−
５，２−５において、該パルスを高速フーリエ変換（Ｆ
ＦＴ）したもので、取得した周波数応答を除算する。
【００１９】アナログ回路部について取得した周波数応
答特性の逆特性を、フィルタ係数演算部１−５，２−５
において計算する。フィルタ係数演算部１−５，２−５
で計算した周波数応答逆特性を、逆高速フーリエ変換
（ＩＦＦＴ）することにより、インパルス応答の時系列
に直し、その値を複素係数として複素ディジタルフィル
タ１−１，２−１に設定する。
答特性の逆特性を、フィルタ係数演算部１−５，２−５
において計算する。フィルタ係数演算部１−５，２−５
で計算した周波数応答逆特性を、逆高速フーリエ変換
（ＩＦＦＴ）することにより、インパルス応答の時系列
に直し、その値を複素係数として複素ディジタルフィル
タ１−１，２−１に設定する。
【００２０】以上、アナログ回路部の周波数特性を補償
するために、新たに複素フィルタを追加する構成につい
て説明した。次に、ディジタル直交変調部ＱＭＯＤ又は
ディジタル直交復調部ＱＤＥＭのタイミング補正フィル
タと複素フィルタの共用化について説明する。
するために、新たに複素フィルタを追加する構成につい
て説明した。次に、ディジタル直交変調部ＱＭＯＤ又は
ディジタル直交復調部ＱＤＥＭのタイミング補正フィル
タと複素フィルタの共用化について説明する。
【００２１】ディジタル直交変調部ＱＭＯＤとディジタ
ル直交復調部ＱＤＥＭは、中間周波数（ＩＦ）とサンプ
リング周波数との特別な関係を用いた処理を行ってお
り、その処理の過程で、タイミング補正フィルタと呼ば
れるフィルタが必要になる。
ル直交復調部ＱＤＥＭは、中間周波数（ＩＦ）とサンプ
リング周波数との特別な関係を用いた処理を行ってお
り、その処理の過程で、タイミング補正フィルタと呼ば
れるフィルタが必要になる。
【００２２】このタイミング補正フィルタと複素ディジ
タルフィルタとを、共通のフィルタで実現する構成を説
明する前に、まず、ディジタル直交変調部ＱＭＯＤとデ
ィジタル直交復調部ＱＤＥＭの構成について説明する。
タルフィルタとを、共通のフィルタで実現する構成を説
明する前に、まず、ディジタル直交変調部ＱＭＯＤとデ
ィジタル直交復調部ＱＤＥＭの構成について説明する。
【００２３】ディジタル直交変調部ＱＭＯＤとディジタ
ル直交復調部ＱＤＥＭの構成を図４に示す。図の（ａ）
はディジタル直交変調部ＱＭＯＤ、図の（ｂ）はディジ
タル直交復調部ＱＤＥＭの構成を示している。今、中間
周波数（ＩＦ）が６１．４４ＭＨｚであるとする。ディ
ジタル直交変調を行う場合、本来はこの周波数のｃｏｓ
関数とｓｉｎ関数のディジタル信号を発生させ、Ｉ成分
にｃｏｓ関数を、Ｑ成分にｓｉｎ関数を掛けて加算する
という処理が必要である。
ル直交復調部ＱＤＥＭの構成を図４に示す。図の（ａ）
はディジタル直交変調部ＱＭＯＤ、図の（ｂ）はディジ
タル直交復調部ＱＤＥＭの構成を示している。今、中間
周波数（ＩＦ）が６１．４４ＭＨｚであるとする。ディ
ジタル直交変調を行う場合、本来はこの周波数のｃｏｓ
関数とｓｉｎ関数のディジタル信号を発生させ、Ｉ成分
にｃｏｓ関数を、Ｑ成分にｓｉｎ関数を掛けて加算する
という処理が必要である。
【００２４】ここで、ディジタル中間周波数（ＩＦ）の
サンプリング速度が、中間周波数（ＩＦ）の４倍の２４
５．７６ＭＨｚであるとする。この場合、各サンプリン
グに必要なｃｏｓ，ｓｉｎの値は、任意の初期位相をθ
0 とすると、 ｃｏｓ（θ0 ＋０），ｃｏｓ（θ0 ＋π／２），ｃｏｓ
（θ0 ＋π），ｃｏｓ（θ0 ＋３π／２），ｃｏｓ（θ
0 ＋０），・・・ ｓｉｎ（θ0 ＋０），ｓｉｎ（θ0 ＋π／２），ｓｉｎ
（θ0 ＋π），ｓｉｎ（θ0 ＋３π／２），ｓｉｎ（θ
0 ＋０），・・・ という値の繰り返しパターンになる。
サンプリング速度が、中間周波数（ＩＦ）の４倍の２４
５．７６ＭＨｚであるとする。この場合、各サンプリン
グに必要なｃｏｓ，ｓｉｎの値は、任意の初期位相をθ
0 とすると、 ｃｏｓ（θ0 ＋０），ｃｏｓ（θ0 ＋π／２），ｃｏｓ
（θ0 ＋π），ｃｏｓ（θ0 ＋３π／２），ｃｏｓ（θ
0 ＋０），・・・ ｓｉｎ（θ0 ＋０），ｓｉｎ（θ0 ＋π／２），ｓｉｎ
（θ0 ＋π），ｓｉｎ（θ0 ＋３π／２），ｓｉｎ（θ
0 ＋０），・・・ という値の繰り返しパターンになる。
【００２５】ここで、θ0 は任意の初期位相であるの
で、θ0 ＝０とすると、この値の繰り返しパターンは、 ｃｏｓ関数は、１，０，−１，０，１，・・・ ｓｉｎ関数は、０，１，０，−１，０，・・・ という値の繰り返しパターンになる。
で、θ0 ＝０とすると、この値の繰り返しパターンは、 ｃｏｓ関数は、１，０，−１，０，１，・・・ ｓｉｎ関数は、０，１，０，−１，０，・・・ という値の繰り返しパターンになる。
【００２６】このことから、ディジタル直交変調部ＱＭ
ＯＤは、Ｉ，Ｑ成分に対して乗算と加算とを行う必要は
なく、Ｉ成分とＱ成分とを交互に取り出し、その符号を
Ｉ，Ｑ成分それぞれについて、取り出し順に交互に反転
して出力するだけで良い。
ＯＤは、Ｉ，Ｑ成分に対して乗算と加算とを行う必要は
なく、Ｉ成分とＱ成分とを交互に取り出し、その符号を
Ｉ，Ｑ成分それぞれについて、取り出し順に交互に反転
して出力するだけで良い。
【００２７】従って、ディジタル直交変調部ＱＭＯＤは
図４（ａ）に示すように、Ｉ成分とＱ成分とを交互に取
り出す２段目のスイッチＳＷ２と、Ｉ成分，Ｑ成分それ
ぞれについて取り出し順に符号を交互に反転する１段目
のスイッチＳＷ１とを用いた回路により実現することが
できる。
図４（ａ）に示すように、Ｉ成分とＱ成分とを交互に取
り出す２段目のスイッチＳＷ２と、Ｉ成分，Ｑ成分それ
ぞれについて取り出し順に符号を交互に反転する１段目
のスイッチＳＷ１とを用いた回路により実現することが
できる。
【００２８】２段目のスイッチＳＷ２の切り替え周波数
は、ディジタル中間周波数（ＩＦ）のサンプリング速度
である２４５．７６ＭＨｚである。また、１段目のスイ
ッチＳＷ１の切り替え周波数は、その半分の周波数の１
２２．８８ＭＨｚとなる。
は、ディジタル中間周波数（ＩＦ）のサンプリング速度
である２４５．７６ＭＨｚである。また、１段目のスイ
ッチＳＷ１の切り替え周波数は、その半分の周波数の１
２２．８８ＭＨｚとなる。
【００２９】ここで更なる工夫として、Ｉ，Ｑ成分の入
力信号の速さを、ディジタル中間周波数（ＩＦ）のサン
プリング速度２４５．７６ＭＨｚの半分である１２２．
８８Ｍｓｐｓとすることができる。一般に、ディジタル
回路は遅いほど構成が容易となるため、このようにする
ことは有効である。
力信号の速さを、ディジタル中間周波数（ＩＦ）のサン
プリング速度２４５．７６ＭＨｚの半分である１２２．
８８Ｍｓｐｓとすることができる。一般に、ディジタル
回路は遅いほど構成が容易となるため、このようにする
ことは有効である。
【００３０】但し、上述した１，０，−１，０，・・・
の繰り返しパターンでのサンプリングは、あくまでも２
４５．７６ＭＨｚで行わなければならないため、１２
２．８８Ｍｓｐｓ信号の中間タイミング位置の値を生成
出力する手段が必要となる。
の繰り返しパターンでのサンプリングは、あくまでも２
４５．７６ＭＨｚで行わなければならないため、１２
２．８８Ｍｓｐｓ信号の中間タイミング位置の値を生成
出力する手段が必要となる。
【００３１】これを行うために備えられたのが図４
（ａ）に示すタイミング補正フィルタ４−１である。同
図に示すようにＱ成分に対して挿入したタイミング補正
フィルタは、図５に示すようなローパスフィルタ等のイ
ンパルス応答波形の黒丸印で示す点の値を係数とする有
限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタにより構成するこ
とができる。
（ａ）に示すタイミング補正フィルタ４−１である。同
図に示すようにＱ成分に対して挿入したタイミング補正
フィルタは、図５に示すようなローパスフィルタ等のイ
ンパルス応答波形の黒丸印で示す点の値を係数とする有
限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタにより構成するこ
とができる。
【００３２】また、Ｉ成分に対しては図５の白丸印で示
す点の値を係数とする有限インパルス応答（ＦＩＲ）フ
ィルタを挿入する必要があるが、このフィルタは中心の
タイミング位置のみの値が“１”で他のタイミング位置
の値は“０”であるので、入力信号をそのまま通過させ
て出力すれば良く、タイミング補正フィルタは不要とな
る。
す点の値を係数とする有限インパルス応答（ＦＩＲ）フ
ィルタを挿入する必要があるが、このフィルタは中心の
タイミング位置のみの値が“１”で他のタイミング位置
の値は“０”であるので、入力信号をそのまま通過させ
て出力すれば良く、タイミング補正フィルタは不要とな
る。
【００３３】次に、ディジタル直交復調部ＱＤＥＭの構
成について説明する。ディジタル直交復調部ＱＤＥＭの
構成は、図４（ｂ）に示すように、ディジタル直交変調
部ＱＭＯＤと全く逆の構成になる。今、中間周波数（Ｉ
Ｆ）は６１．４４ＭＨｚであるとする。直交復調を行う
には、Ｉ成分にこの中間周波数（ＩＦ）のｃｏｓ関数、
Ｑ成分にはそのｓｉｎ関数を掛けることにより中間周波
数（ＩＦ）信号をＩ，Ｑ成分に分離することができる。
成について説明する。ディジタル直交復調部ＱＤＥＭの
構成は、図４（ｂ）に示すように、ディジタル直交変調
部ＱＭＯＤと全く逆の構成になる。今、中間周波数（Ｉ
Ｆ）は６１．４４ＭＨｚであるとする。直交復調を行う
には、Ｉ成分にこの中間周波数（ＩＦ）のｃｏｓ関数、
Ｑ成分にはそのｓｉｎ関数を掛けることにより中間周波
数（ＩＦ）信号をＩ，Ｑ成分に分離することができる。
【００３４】ところが、ディジタル中間周波数（ＩＦ）
信号のサンプリング速度が、ちょうど中間周波数（Ｉ
Ｆ）の４倍であることから、ディジタル直交変調部ＱＭ
ＯＤの場合と同様に、Ｉ成分には、１，０，−１，０，
１，・・・という値の繰り返しパターンを、Ｑ成分に
は、０，１，０，−１、０，・・・という値の繰り返し
パターンを乗算することで、直交復調を行うことが可能
となる。
信号のサンプリング速度が、ちょうど中間周波数（Ｉ
Ｆ）の４倍であることから、ディジタル直交変調部ＱＭ
ＯＤの場合と同様に、Ｉ成分には、１，０，−１，０，
１，・・・という値の繰り返しパターンを、Ｑ成分に
は、０，１，０，−１、０，・・・という値の繰り返し
パターンを乗算することで、直交復調を行うことが可能
となる。
【００３５】これは、図４の（ｂ）に示すように、符号
反転器ＩＮＶとスイッチＳＷ３，ＳＷ４とを用いた回路
により実現することができる。ここで注意しなければな
らないのは、一段目のスイッチＳＷ３の切り替えによっ
てＩ成分とＱ成分とに、１／２４５．７６ＭＨｚの時間
差が生じてしまうことである。
反転器ＩＮＶとスイッチＳＷ３，ＳＷ４とを用いた回路
により実現することができる。ここで注意しなければな
らないのは、一段目のスイッチＳＷ３の切り替えによっ
てＩ成分とＱ成分とに、１／２４５．７６ＭＨｚの時間
差が生じてしまうことである。
【００３６】Ｉ，Ｑ成分の信号を出力する際に、この時
間差を補償する必要があり、そのために、ディジタル直
交変調部ＱＭＯＤの場合と同様のタイミング補正フィル
タ４−２を挿入する必要がある。本発明は、これらのタ
イミング補正フィルタと前述のアナログ回路部の周波数
特性を補償する複素ディジタルフィルタとを共用させる
ことによって回路規模の削減を図ることができる。
間差を補償する必要があり、そのために、ディジタル直
交変調部ＱＭＯＤの場合と同様のタイミング補正フィル
タ４−２を挿入する必要がある。本発明は、これらのタ
イミング補正フィルタと前述のアナログ回路部の周波数
特性を補償する複素ディジタルフィルタとを共用させる
ことによって回路規模の削減を図ることができる。
【００３７】タイミング補正フィルタと周波数特性補償
用の複素ディジタルフィルタとを１つのフィルタで構成
して共用化した場合のディジタル直交変調部、ディジタ
ル直交復調部の構成を、図６の（ａ），（ｂ）に示す。
同図に示すタイミング補正・複素ディジタルフィルタの
係数の決定は、次のようにして行うことができる。
用の複素ディジタルフィルタとを１つのフィルタで構成
して共用化した場合のディジタル直交変調部、ディジタ
ル直交復調部の構成を、図６の（ａ），（ｂ）に示す。
同図に示すタイミング補正・複素ディジタルフィルタの
係数の決定は、次のようにして行うことができる。
【００３８】まず、前述したようにインパルス応答の測
定により複素ディジタルフィルタの係数を決定する。こ
の係数は、入力信号のＩ，Ｑ成分、即ち図示の例では、
１２２．８８Ｍｓｐｓの信号に対応した係数なので、Ｑ
成分側の係数としては、この周波数の中間タイミング位
置の係数が必要となる。これはフィルタのレートを倍に
上げるいわゆるインターポレイションを行い、それによ
って得られた係数をＩ成分，Ｑ成分交互に取り出すこと
により可能である。
定により複素ディジタルフィルタの係数を決定する。こ
の係数は、入力信号のＩ，Ｑ成分、即ち図示の例では、
１２２．８８Ｍｓｐｓの信号に対応した係数なので、Ｑ
成分側の係数としては、この周波数の中間タイミング位
置の係数が必要となる。これはフィルタのレートを倍に
上げるいわゆるインターポレイションを行い、それによ
って得られた係数をＩ成分，Ｑ成分交互に取り出すこと
により可能である。
【００３９】インターポレイションは、以下のようにし
て行うことができる。まず、得られた複素係数に交互に
“０”を挿入する。次に、中間タイミング位置の値を作
り出すために、低域通過フィルタに通して補間を行う。
て行うことができる。まず、得られた複素係数に交互に
“０”を挿入する。次に、中間タイミング位置の値を作
り出すために、低域通過フィルタに通して補間を行う。
【００４０】具体的には、係数を高速フーリエ変換（Ｆ
ＦＴ）によって周波数領域に変換し、ゲート関数を乗
じ、逆高速フーリエ変換（I ＦＦＴ）により時間領域に
戻すことによって生成することが可能である。これによ
り、Ｉ，Ｑ成分それぞれの複素フィルタの係数が得られ
る。
ＦＴ）によって周波数領域に変換し、ゲート関数を乗
じ、逆高速フーリエ変換（I ＦＦＴ）により時間領域に
戻すことによって生成することが可能である。これによ
り、Ｉ，Ｑ成分それぞれの複素フィルタの係数が得られ
る。
【００４１】これを図７に示す構成のタイミング補正・
複素ディジタルフィルタの係数として使用する。図７の
タイミング補正・複素ディジタルフィルタからは、Ｉ，
Ｑ成分が１／１２２．８８Ｍの半分、即ち１／２４５．
７６ＭＨｚだけずれたＩ成分，Ｑ成分の出力が得られ
る。
複素ディジタルフィルタの係数として使用する。図７の
タイミング補正・複素ディジタルフィルタからは、Ｉ，
Ｑ成分が１／１２２．８８Ｍの半分、即ち１／２４５．
７６ＭＨｚだけずれたＩ成分，Ｑ成分の出力が得られ
る。
【００４２】（付記１） 入力信号を参照信号とし、電
力増幅器を含むアナログ回路部の出力信号からフィード
バック信号を取り出し、該参照信号とフィードバック信
号との誤差信号を基に算出した歪補償係数を入力信号に
乗じて歪補償した信号をアナログ回路部側へ送出する歪
補償部を備えた送信装置において、前記アナログ回路部
が有する周波数特性の逆特性を与えた複素フィルタを、
前記アナログ回路部と前記歪補償部との間に挿入したこ
とを特徴とする歪補償送信装置。 （付記２） 前記複素フィルタを、前記アナログ回路部
の前段の直交変調部と前記歪補償部との間に挿入したこ
とを特徴とする付記１に記載の歪補償送信装置。 （付記３） 前記複素フィルタを、前記フィードバック
信号を直交復調する直交復調部と前記歪補償部との間に
挿入したことを特徴とする付記１に記載の歪補償送信装
置。 （付記４） 前記複素フィルタを、前記アナログ回路部
の前段のディジタル直交変調部と前記歪補償部との間に
挿入し、かつ該複素フィルタとディジタル直交変調部の
タイミング補正フィルタとを１つのフィルタで構成した
ことを特徴とする付記１に記載の歪補償送信装置。 （付記５） 前記複素フィルタを、前記フィードバック
信号を直交復調するディジタル直交復調部と前記歪補償
部との間に挿入し、かつ該複素フィルタとディジタル直
交復調部のタイミング補正フィルタとを１つのフィルタ
で構成したことを特徴とする付記１に記載の歪補償送信
装置。 （付記６） 前記アナログ回路部にインパルスを加える
手段と、該インパルスに対するフィードバック信号を取
り出す手段と、該インパルスフィードバック信号を基に
該アナログ回路部の周波数特性の逆特性を算出し、該逆
特性を前記複素フィルタの周波数特性として与える手段
と、を備えたことを特徴とする付記１乃至４の何れかに
記載の歪補償送信装置。 （付記７） 入力信号を参照信号とし、電力増幅器を含
むアナログ回路部の出力信号からフィードバック信号を
取り出し、該参照信号とフィードバック信号との誤差信
号を基に算出した歪補償係数を入力信号に乗じて歪補償
した信号をアナログ回路部側へ送出する歪補償方法おい
て、前記アナログ回路部への入力信号経路に挿入した複
素フィルタにより、前記アナログ回路部が有する周波数
特性の逆特性を、該アナログ回路部への入力信号に与え
ることを特徴とする歪補償方法。 （付記８） 入力信号を参照信号とし、電力増幅器を含
むアナログ回路部の出力信号からフィードバック信号を
取り出し、該参照信号とフィードバック信号との誤差信
号を基に算出した歪補償係数を入力信号に乗じて歪補償
した信号をアナログ回路部側へ送出する歪補償方法おい
て、前記フィードバック信号の出力経路に挿入した複素
フィルタにより、前記アナログ回路部が有する周波数特
性の逆特性を、前記フィードバック信号に与えることを
特徴とする歪補償方法。
力増幅器を含むアナログ回路部の出力信号からフィード
バック信号を取り出し、該参照信号とフィードバック信
号との誤差信号を基に算出した歪補償係数を入力信号に
乗じて歪補償した信号をアナログ回路部側へ送出する歪
補償部を備えた送信装置において、前記アナログ回路部
が有する周波数特性の逆特性を与えた複素フィルタを、
前記アナログ回路部と前記歪補償部との間に挿入したこ
とを特徴とする歪補償送信装置。 （付記２） 前記複素フィルタを、前記アナログ回路部
の前段の直交変調部と前記歪補償部との間に挿入したこ
とを特徴とする付記１に記載の歪補償送信装置。 （付記３） 前記複素フィルタを、前記フィードバック
信号を直交復調する直交復調部と前記歪補償部との間に
挿入したことを特徴とする付記１に記載の歪補償送信装
置。 （付記４） 前記複素フィルタを、前記アナログ回路部
の前段のディジタル直交変調部と前記歪補償部との間に
挿入し、かつ該複素フィルタとディジタル直交変調部の
タイミング補正フィルタとを１つのフィルタで構成した
ことを特徴とする付記１に記載の歪補償送信装置。 （付記５） 前記複素フィルタを、前記フィードバック
信号を直交復調するディジタル直交復調部と前記歪補償
部との間に挿入し、かつ該複素フィルタとディジタル直
交復調部のタイミング補正フィルタとを１つのフィルタ
で構成したことを特徴とする付記１に記載の歪補償送信
装置。 （付記６） 前記アナログ回路部にインパルスを加える
手段と、該インパルスに対するフィードバック信号を取
り出す手段と、該インパルスフィードバック信号を基に
該アナログ回路部の周波数特性の逆特性を算出し、該逆
特性を前記複素フィルタの周波数特性として与える手段
と、を備えたことを特徴とする付記１乃至４の何れかに
記載の歪補償送信装置。 （付記７） 入力信号を参照信号とし、電力増幅器を含
むアナログ回路部の出力信号からフィードバック信号を
取り出し、該参照信号とフィードバック信号との誤差信
号を基に算出した歪補償係数を入力信号に乗じて歪補償
した信号をアナログ回路部側へ送出する歪補償方法おい
て、前記アナログ回路部への入力信号経路に挿入した複
素フィルタにより、前記アナログ回路部が有する周波数
特性の逆特性を、該アナログ回路部への入力信号に与え
ることを特徴とする歪補償方法。 （付記８） 入力信号を参照信号とし、電力増幅器を含
むアナログ回路部の出力信号からフィードバック信号を
取り出し、該参照信号とフィードバック信号との誤差信
号を基に算出した歪補償係数を入力信号に乗じて歪補償
した信号をアナログ回路部側へ送出する歪補償方法おい
て、前記フィードバック信号の出力経路に挿入した複素
フィルタにより、前記アナログ回路部が有する周波数特
性の逆特性を、前記フィードバック信号に与えることを
特徴とする歪補償方法。
【００４３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
適応プリディストータ型歪補償送信装置において、アナ
ログ回路部の周波数特性の逆特性の複素フィルタを挿入
することにより、アナログ回路部の周波数特性を補償
し、歪補償特性を向上させることができる。
適応プリディストータ型歪補償送信装置において、アナ
ログ回路部の周波数特性の逆特性の複素フィルタを挿入
することにより、アナログ回路部の周波数特性を補償
し、歪補償特性を向上させることができる。
【００４４】また、アナログ回路部の周波数特性を補償
する複素フィルタと、アナログ回路部に対するディジタ
ル直交変調部又はディジタル直交復調部のタイミング補
正フィルタとを、１つのフィルタで構成し共用化するこ
とにより、回路規模の削減を図ることができる。
する複素フィルタと、アナログ回路部に対するディジタ
ル直交変調部又はディジタル直交復調部のタイミング補
正フィルタとを、１つのフィルタで構成し共用化するこ
とにより、回路規模の削減を図ることができる。
【図１】本発明の歪補償送信装置の第１の構成例を示す
図である。
図である。
【図２】本発明の歪補償送信装置の第２の構成例を示す
図である。
図である。
【図３】本発明による複素ディジタルフィルタの構成を
示す図である。
示す図である。
【図４】ディジタル直交変調部ＱＭＯＤとディジタル直
交復調部ＱＤＥＭの構成を示す図である。
交復調部ＱＤＥＭの構成を示す図である。
【図５】タイミング補正フィルタの係数を示す図であ
る。
る。
【図６】タイミング補正フィルタ・複素ディジタルフィ
ルタを備えたディジタル直交変調部及びディジタル直交
復調部を示す図である。
ルタを備えたディジタル直交変調部及びディジタル直交
復調部を示す図である。
【図７】タイミング補正・複素ディジタルフィルタの構
成を示す図である。
成を示す図である。
【図８】従来の適応プリディストータ型歪補償送信装置
の構成例を示す図である。
の構成例を示す図である。
【図９】バンドパスフィルタを含むアナログ回路部の周
波数特性の一例を示す図である。
波数特性の一例を示す図である。
【符号の説明】
１−１ 複素フィルタ
１−２ インパルス発生部
１−３ タイミング制御部
１−４ メモリ
１−５ フィルタ係数演算部
ＱＭＯＤ ディジタル直交変調部
Ｄ／Ａ ディジタル／アナログコンバータ
ＡＭＰ 電力増幅器
ＡＴＴ 減衰器
Ａ／Ｄ アナログ／ディジタルコンバータ
ＱＤＥＭ ディジタル直交復調部
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 久保 徳郎
神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番
１号 富士通株式会社内
(72)発明者 札場 伸和
神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番
１号 富士通株式会社内
(72)発明者 長谷 和男
神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番
１号 富士通株式会社内
(72)発明者 石川 広吉
神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番
１号 富士通株式会社内
Ｆターム(参考） 5J090 AA01 AA41 CA21 CA61 CA92
FA17 GN03 GN06 HA38 KA00
KA23 KA26 KA32 KA33 KA34
KA36 KA41 KA53 KA55 MA11
SA14 TA01
5J500 AA01 AA41 AC21 AC61 AC92
AF17 AH38 AK00 AK23 AK26
AK32 AK33 AK34 AK36 AK41
AK53 AK55 AM11 AS14 AT01
5K004 AA05 FE00 FF05
5K060 BB08 HH06 HH11 KK06 LL15
5K066 DD11 GG07 HH01 JJ01 JJ15
Claims (5)
- 【請求項１】 入力信号を参照信号とし、電力増幅器を
含むアナログ回路部の出力信号からフィードバック信号
を取り出し、該参照信号とフィードバック信号との誤差
信号を基に算出した歪補償係数を入力信号に乗じて歪補
償した信号をアナログ回路部側へ送出する歪補償部を備
えた送信装置において、 前記アナログ回路部が有する周波数特性の逆特性を与え
た複素フィルタを、前記アナログ回路部と前記歪補償部
との間に挿入したことを特徴とする歪補償送信装置。 - 【請求項２】 前記複素フィルタを、前記アナログ回路
部の前段の直交変調部と前記歪補償部との間に挿入した
ことを特徴とする請求項１に記載の歪補償送信装置。 - 【請求項３】 前記複素フィルタを、前記フィードバッ
ク信号を直交復調する直交復調部と前記歪補償部との間
に挿入したことを特徴とする請求項１に記載の歪補償送
信装置。 - 【請求項４】 前記複素フィルタを、前記アナログ回路
部の前段のディジタル直交変調部と前記歪補償部との間
に挿入し、かつ該複素フィルタとディジタル直交変調部
のタイミング補正フィルタとを１つのフィルタで構成し
たことを特徴とする請求項１に記載の歪補償送信装置。 - 【請求項５】 前記複素フィルタを、前記フィードバッ
ク信号を直交復調するディジタル直交復調部と前記歪補
償部との間に挿入し、かつ該複素フィルタとディジタル
直交復調部のタイミング補正フィルタとを１つのフィル
タで構成したことを特徴とする請求項１に記載の歪補償
送信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001382540A JP2003188747A (ja) | 2001-12-17 | 2001-12-17 | 歪補償送信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001382540A JP2003188747A (ja) | 2001-12-17 | 2001-12-17 | 歪補償送信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003188747A true JP2003188747A (ja) | 2003-07-04 |
Family
ID=27592848
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001382540A Withdrawn JP2003188747A (ja) | 2001-12-17 | 2001-12-17 | 歪補償送信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003188747A (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005123673A (ja) * | 2003-10-14 | 2005-05-12 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 送信機 |
| GB2419071A (en) * | 2004-10-06 | 2006-04-12 | Vladimir Ivanovich Eliseev | Method of sound signal restoration |
| JP2007116240A (ja) * | 2005-10-18 | 2007-05-10 | Anritsu Corp | デジタル変調信号発生装置 |
| JP2007531414A (ja) * | 2004-03-25 | 2007-11-01 | オプティクロン・インコーポレーテッド | 電力増幅器におけるモデルに基づく歪み低減 |
| JP2008546261A (ja) * | 2005-05-27 | 2008-12-18 | フアウェイジシュヨウシアンゴンシ | ベースバンドデジタル信号に予め歪を与える装置及び方法 |
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| JP2010136123A (ja) * | 2008-12-05 | 2010-06-17 | Japan Radio Co Ltd | 歪補償装置 |
| JP2013115818A (ja) * | 2011-11-30 | 2013-06-10 | Agilent Technologies Inc | 長期記憶効果の存在下で非線形成分について信号をプリディストーションする方法 |
-
2001
- 2001-12-17 JP JP2001382540A patent/JP2003188747A/ja not_active Withdrawn
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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