JP2007116240A - デジタル変調信号発生装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】ベースバンド信号発生部11とD/A変換器12との間に、直交変調器14のオフセット誤差および直交誤差を補償する誤差補償部22を設けるとともに、ベースバンド信号発生部11から直交変調器14までの信号経路について変調周波数帯域内の振幅の周波数特性と位相の周波数特性を補償するための周波数特性補償部23を設ける。また、直交変調器14の出力信号を復調復調部31で復調して得られたベースバンド信号を誤差検出部32と適応等化器33に入力する。誤差検出部32はオフセット誤差および直交誤差を補償するために必要な情報を求めて誤差補償部22に設定し、適応等化器33は、入力されたベースバンド信号を理想信号に対し最小誤差となる信号に変換するためのフィルタのフィルタ係数を求め、周波数特性補償部23に設定する。
【選択図】 図1
Description
Ca=cos ωt,Cb=sin ωt (ω=2πfc)
とすると、変調出力信号mは、
m(t)=I(t)・cos ωt−Q(t)・sin ωt
と表すことができる。
I(t)=cos ω’t,Q(t)=sin ω’t (ω=2πfb)
とすれば、変調出力信号mは、
m(t)=cos ω’t・cos ωt−sin ω’t・sin ωt
=cos (ω+ω’)t
となり、周波数(fc+fb)の正弦波信号となる。
ベースバンド信号発生部(11)から出力されたベースバンドのデジタルの同相成分信号と直交成分信号とを、それぞれD/A変換器(12、13)によりアナログの同相成分信号と直交成分信号に変換して直交変調器(14)に入力し、前記アナログの同相成分信号と直交成分信号とで直交変調された所定周波数帯の信号を出力するデジタル変調信号発生装置において、
前記ベースバンド信号発生部と前記D/A変換器との間に、前記直交変調器のオフセット誤差および直交誤差を補償する誤差補償部(22)を設けるとともに、
前記ベースバンド信号発生部と前記D/A変換器との間に、前記ベースバンド信号発生部から前記直交変調器までの信号経路について変調周波数帯域内の振幅の周波数特性と位相の周波数特性の少なくとも一方を補償するための周波数特性補償部(23)を設けたことを特徴としている。
前記周波数特性補償部は、前記直交変調器の出力信号を復調して得られるベースバンドの同相成分信号と直交成分信号に対してフィルタリングを行った結果と理想信号との誤差が最小となるフィルタ係数を有するデジタルフィルタにより構成されていることを特徴としている。
前記直交変調器の出力信号を受けて、デジタルのベースバンドの同相成分信号と直交成分信号を復調する復調部(31)と、
前記復調部によって復調された同相成分信号と直交成分信号を理想信号に対し最小誤差となる信号にそれぞれ変換するためのフィルタのフィルタ係数を求め、前記周波数特性補償部に設定する適応等化器(33)とを備えたことを特徴としている。
前記誤差補償部は、
前記ベースバンド信号発生部が出力した同相成分信号と前記直交変調器の出力信号を直交復調して得られる同相成分信号の振幅比をGi、前記ベースバンド信号発生部が出力した直交成分信号と前記直交変調器の出力信号を直交復調して得られる直交成分信号の振幅比をGq、同相成分信号に対する前記直交変調器のキャリア信号の位相誤差をθi、該キャリア信号のリークレベルをLi、直交成分信号に対する前記直交変調器のキャリア信号の位相誤差をθq、該キャリア信号のリークレベルをLqとし、
入力される同相成分信号Iと直交成分信号Qに対して、次式
I′={(I−Li)cos θq−(Q−Lq)sin θq}
/{Gi・cos (θq−θi)}
Q′=−{(I−Li)sin θi−(Q−Lq)cos θi}
/{Gq・cos (θq−θi)}
の演算を行うことにより、前記オフセット誤差、振幅誤差および位相誤差が補償された同相成分信号I′と直交成分信号Q′を生成することを特徴としている。
前記直交変調器の出力信号を受けて、デジタルのベースバンドの同相成分信号と直交成分信号を復調する復調部(31)と、
前記復調部によって復調された同相成分信号と直交成分信号とをIQ直交座標上のシンボル点の座標情報として順次記憶し、該記憶した各シンボル点の座標情報から、前記オフセット誤差の補償に必要なリークレベルLi、Lq、前記直交誤差の補償に必要な振幅比Gi、Gqおよび位相誤差θi、θqを求めて前記誤差補償部に設定する誤差検出部(32)とを備えたことを特徴としている。
図1は、本発明を適用したデジタル変調信号発生装置20の構成を示している。
図2の(a)は、デジタル変調信号発生装置の基本構成の周波数特性を考慮した誤差モデルである。
X(ω)=I(ω)+jQ(ω)
となり、周波数特性回路101の伝達特性H(ω)ejθ(ω)は、
H(ω)ejθ(ω)=Hi(ω)+jHq(ω)
と表すことができる。したがって、周波数特性回路101の出力Y(ω)は、次のように表すことができる。
=[Hi(ω)+jHq(ω)][I(ω)+jQ(ω)]
=[Hi(ω)I(ω)−Hq(ω)Q(ω)]
+j[Hq(ω)I(ω)+Hi(ω)Q(ω)]
=Hi(t)*I(t)−Hq(t)*Q(t)
+j[Hq(t)*I(t)+Hi(t)*Q(t)]
=I′+jQ′
I′=Hi(t)*I(t)−Hq(t)*Q(t)
Q′=Hq(t)*I(t)+Hi(t)*Q(t)
ただし、記号*は畳み込み演算を示す
…………(1)
−Gq・Q′sin (ωt+θq)
+Li・cos (ωt+θi)−Lq・sin (ωt+θq)
…………(2)
H(ω)ejθ(ω)・H(ω)−1e−jθ(ω)=1
となり、変調帯域内の振幅および位相についての周波数特性を補償することができる。
I″ =(Hi*I+Hq*Q)/(Hi*Hi+Hq*Hq)
Q″=(−Hq*I+Hi*Q)/(Hi*Hi+Hq*Hq)
…………(3)
が成立する信号I″、Q″を入力すればよい(ここで時間関数であることを示す(t)は省略している)。
=[Hi*(Hi*I+Hq*Q)−Hq*(−Hq*I+Hi*Q)]
/(Hi*Hi+Hq*Hq)=I
Q′=Hq*I″+Hi*Q″
=[Hq*(Hi*I+Hq*Q)+Hi*(−Hq*I+Hi*Q)]
/(Hi*Hi+Hq*Hq)=Q
−Gq・(1/Gq)・Q・sin (ωt+θq)
+Li・cos (ωt+θi)
−Lq・sin (ωt+θq)
=(I+Li)cos (ωt+θi)
−(Q+Lq)sin (ωt+θq)
………(4)
−(Q−Lq+Lq)sin (ωt+θq)
=I・cos (ωt+θi)−Q・sin (ωt+θq)
………(5)
−Q{sin ωt・cos θq+cos ωt・sin θq}
={I・cos θi−Q・sin θq}cos ωt
−{I・sin θi+Q・cos θq}sin ωt
=Ia・cos ωt−Qa・sin ωt
ただし、
Ia=I・cos θi−Q・sin θq
Qa=I・sin θi+Q・cos θq
…………(6)
Qa=Q=Ia′・sin θi+Qa′・cos θq
…………(7)
Qa′=−(I・sin θi−Q・cos θi)/cos(θq−θi)
…………(8)
m(t)=I・cos ωt−Q・sin ωt
と理想状態にすることができる。なお、上記誤差モデルに対する各補償処理の順番は任意である。
/{Gi・cos(θq−θi)}
Q1=−(I−Li)sin θi−(Q−Lq)cos θi
/{Gq・cos(θq−θi)}
Ia=I・cos θi
Qa=I・sin θi+Q
で表される。
θi+1)、受信シンボル点Sb3の座標は(−cos θi,−sin θi+1)となり、2つの点Sa3、Sb3を結ぶ線分のI軸に対する傾きkは、
k=(sin θi+1+sin θi−1)/(cos θi+cos θi)
=sin θi/cos θi=tan θi
となる。また、受信シンボル点Sc3、Sd3を結ぶ線分のI軸に対する傾きも同一結果となる。
θiで等しい。
Ia=I−Q・sin θq
Qa=Q・cos θq
で表される。
θq)、受信シンボル点Sd4の座標は(1+sin θq,−cos θq)となり、2つの点Sa4、Sd4を結ぶ線分のQ軸に対する傾きkは、
k=(1+sin θq−1+sin θq)/(cos θq+cos θq)
=sin θq/cos θq=tan θi
となる。また、受信シンボル点Sb4、Sc4を結ぶ線分のQ軸に対する傾きも同一結果となる。
θqで等しい。
始めに、各補償部22、23の補償動作を停止させた状態、即ち、前記した誤差モデルの状態で装置を作動させ、直交変調器14から出力された変調出力信号m(t)に対する復調処理を復調部31で行い、復調部31で得られたベースバンド信号Ir、Qrを誤差検出部32に入力して、その同相成分信号Irと直交成分信号Qrとで決まる受信シンボル点の座標を記憶し、平均化処理して、図7のように、平行四辺形の4隅の点を形成する4つのシンボル点Sa″〜Sd″を求める。
Claims (5)
- ベースバンド信号発生部(11)から出力されたベースバンドのデジタルの同相成分信号と直交成分信号とを、それぞれD/A変換器(12、13)によりアナログの同相成分信号と直交成分信号に変換して直交変調器(14)に入力し、前記アナログの同相成分信号と直交成分信号とで直交変調された所定周波数帯の信号を出力するデジタル変調信号発生装置において、
前記ベースバンド信号発生部と前記D/A変換器との間に、前記直交変調器のオフセット誤差および直交誤差を補償する誤差補償部(22)を設けるとともに、
前記ベースバンド信号発生部と前記D/A変換器との間に、前記ベースバンド信号発生部から前記直交変調器までの信号経路について変調周波数帯域内の振幅の周波数特性と位相の周波数特性の少なくとも一方を補償するための周波数特性補償部(23)を設けたことを特徴とするデジタル変調信号発生装置。 - 前記周波数特性補償部は、前記直交変調器の出力信号を復調して得られるベースバンドの同相成分信号と直交成分信号に対してフィルタリングを行った結果と理想信号との誤差が最小となるフィルタ係数を有するデジタルフィルタにより構成されていることを特徴とする請求項1記載のデジタル変調信号発生装置。
- 前記直交変調器の出力信号を受けて、デジタルのベースバンドの同相成分信号と直交成分信号を復調する復調部(31)と、
前記復調部によって復調された同相成分信号と直交成分信号を理想信号に対し最小誤差となる信号にそれぞれ変換するためのフィルタのフィルタ係数を求め、前記周波数特性補償部に設定する適応等化器(33)とを備えたことを特徴とする請求項2記載のデジタル変調信号発生装置。 - 前記誤差補償部は、
前記ベースバンド信号発生部が出力した同相成分信号と前記直交変調器の出力信号を直交復調して得られる同相成分信号の振幅比をGi、前記ベースバンド信号発生部が出力した直交成分信号と前記直交変調器の出力信号を直交復調して得られる直交成分信号の振幅比をGq、同相成分信号に対する前記直交変調器のキャリア信号の位相誤差をθi、該キャリア信号のリークレベルをLi、直交成分信号に対する前記直交変調器のキャリア信号の位相誤差をθq、該キャリア信号のリークレベルをLqとし、
入力される同相成分信号Iと直交成分信号Qに対して、次式
I′={(I−Li)cos θq−(Q−Lq)sin θq}
/{Gi・cos (θq−θi)}
Q′=−{(I−Li)sin θi−(Q−Lq)cos θi}
/{Gq・cos (θq−θi)}
の演算を行うことにより、前記オフセット誤差、振幅誤差および位相誤差が補償された同相成分信号I′と直交成分信号Q′を生成することを特徴とする請求項1〜3のいずれかに記載のデジタル変調信号発生装置。 - 前記直交変調器の出力信号を受けて、デジタルのベースバンドの同相成分信号と直交成分信号を復調する復調部(31)と、
前記復調部によって復調された同相成分信号と直交成分信号とをIQ直交座標上のシンボル点の座標情報として順次記憶し、該記憶した各シンボル点の座標情報から、前記オフセット誤差の補償に必要なリークレベルLi、Lq、前記直交誤差の補償に必要な振幅比Gi、Gqおよび位相誤差θi、θqを求めて前記誤差補償部に設定する誤差検出部(32)とを備えたことを特徴とする請求項4記載のデジタル変調信号発生装置。
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