JP4557863B2

JP4557863B2 - デジタル変調信号発生装置

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Publication number: JP4557863B2
Application number: JP2005302881A
Authority: JP
Inventors: 健塩入; 仁志関谷
Original assignee: Anritsu Corp
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Priority date: 2005-10-18
Filing date: 2005-10-18
Publication date: 2010-10-06
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Also published as: JP2007116240A

Description

本発明は、ベースバンド信号発生部から出力されたベースバンドのデジタルの同相成分信号と直交成分信号とを、それぞれＤ／Ａ変換器によりアナログの同相成分信号と直交成分信号に変換して直交変調器に入力し、アナログの同相成分信号と直交成分信号とで直交変調された所定周波数帯の信号を出力するデジタル変調信号発生装置において、高精度なデジタル変調信号を広帯域にわたって生成できるようにするための技術に関する。

デジタル無線通信機器等を試験するための信号源として、従来から直交変調器を用いたデジタル変調信号発生装置が使用されている。

図１２は、デジタル変調信号発生装置１０の基本構成を示すものであり、ベースバンド信号発生部１１から出力されたベースバンドのデジタルの同相成分信号Ｉ（ｋ）と直交成分信号Ｑ（ｋ）とを、それぞれＤ／Ａ変換器１２、１３によりアナログの同相成分信号Ｉ（ｔ）と直交成分信号Ｑ（ｔ）に変換して直交変調器１４に入力し、同相成分信号Ｉ（ｔ）と直交成分信号Ｑ（ｔ）とで直交変調された所定周波数帯の信号ｍを生成出力している。

ここで、アナログ型の直交変調器１４は、キャリア信号発生器１４ａから出力された所定周波数ｆｃのキャリア信号Ｃを移相器１４ｂに入力して、９０度の位相差をもつキャリア信号Ｃａ、Ｃｂを生成し、一方のキャリア信号Ｃａを第１ミキサ１４ｃに入力し、他方のキャリア信号Ｃｂを第２ミキサ１４ｄに入力する。

同相成分信号Ｉ（ｔ）は第１ミキサ１４ｃによりキャリア信号Ｃａと混合され、直交成分信号Ｑ（ｔ）は第２ミキサ１４ｄによりキャリア信号Ｃｂと混合され、両混合成分が合成器１４ｅによって合成されてデジタル変調出力信号ｍが生成される。

ここで、
Ｃａ＝cos ωｔ，Ｃｂ＝sin ωｔ（ω＝２πｆｃ）
とすると、変調出力信号ｍは、
ｍ（ｔ）＝Ｉ(t)・cos ωｔ−Ｑ(t)・sin ωｔ
と表すことができる。

また、例えばベースバンド信号の周波数をｆｂとし、
Ｉ(t)＝cos ω’ｔ，Ｑ(t)＝sin ω’ｔ（ω＝２πｆｂ）
とすれば、変調出力信号ｍは、
ｍ（ｔ）＝cos ω’ｔ・cos ωｔ−sin ω’ｔ・sin ωｔ
＝cos (ω+ω’)ｔ
となり、周波数（ｆｃ＋ｆｂ）の正弦波信号となる。

上記したデジタル変調信号発生装置１０の基本構成は、例えば特許文献１に記載されている。

特開２００１−１３６２１６号公報

上記構成のデジタル変調信号発生装置では、主に直交変調器１４の直交誤差、キャリアリークの影響により、変調出力信号ｍの品質が大きく低下することが知られている。

即ち、キャリア信号Ｃａ、Ｃｂの位相差が９０度に対して誤差をもつか、あるいはキャリア信号Ｃａ、Ｃｂ間に振幅差があると、変調出力信号ｍの変調精度、例えば、ＥＶＭ（ＥｒｒｏｒＶｅｃｔｏｒＭａｇｎｉｔｕｄｅ）が悪くなる。

さらに、Ｄ／Ａ変換後のベースバンド信号Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）や直交変調器１４のミキサ１４ｃ、１４ｄに直流オフセットがあると、キャリア信号Ｃａ、Ｃｂが出力側に漏れ、変調出力信号ｍに周波数ｆｃのキャリア成分が大きなレベルで発生してしまう。

この直交変調器１４の直流オフセット誤差や直交誤差による変調出力信号ｍの品質低下を防ぐための補償技術が種々検討されている。

例えば、特許文献２には、直交変調器に入力されるアナログの同相成分信号と直交成分信号に対して直流電圧を加算して、直交復調器のオフセット誤差を補償する技術が開示されている。

特開２００３−２４９８２２号公報

上記のように直交変調器の直交誤差やオフセット誤差を補償することで、変調出力信号の品質は改善されるが、変調出力信号ｍの帯域が広い（数１０ＭＨｚ以上）場合、その帯域全体について上記各補償を精度よく行うことは困難であり、変調帯域内で変調精度が大きく異なるという問題があった。

本発明は、この問題を解決し、広い変調帯域にわたり変調精度の高いデジタル変調信号を生成できるデジタル変調信号発生装置を提供することを目的としている。

前記目的を達成するために、本発明の請求項１のデジタル変調信号発生装置は、
ベースバンド信号発生部（１１）から出力されたベースバンドのデジタルの同相成分信号と直交成分信号とを、それぞれＤ／Ａ変換器（１２、１３）によりアナログの同相成分信号と直交成分信号に変換して直交変調器（１４）に入力し、前記アナログの同相成分信号と直交成分信号とで直交変調された所定周波数帯の信号を出力するデジタル変調信号発生装置において、
前記ベースバンド信号発生部と前記Ｄ／Ａ変換器との間に、前記直交変調器のオフセット誤差および直交誤差を補償する誤差補償部（２２）を設けるとともに、
前記ベースバンド信号発生部と前記Ｄ／Ａ変換器との間に、前記ベースバンド信号発生部から前記直交変調器までの信号経路について変調周波数帯域内の振幅の周波数特性と位相の周波数特性の少なくとも一方を補償するための周波数特性補償部（２３）を設けたことを特徴としている。

また、本発明の請求項２のデジタル変調信号発生装置は、請求項１記載のデジタル変調信号発生装置において、
前記周波数特性補償部は、前記直交変調器の出力信号を復調して得られるベースバンドの同相成分信号と直交成分信号に対してフィルタリングを行った結果と理想信号との誤差が最小となるフィルタ係数を有するデジタルフィルタにより構成されていることを特徴としている。

また、本発明の請求項３のデジタル変調信号発生装置は、請求項２記載のデジタル変調信号発生装置において、
前記直交変調器の出力信号を受けて、デジタルのベースバンドの同相成分信号と直交成分信号を復調する復調部（３１）と、
前記復調部によって復調された同相成分信号と直交成分信号を理想信号に対し最小誤差となる信号にそれぞれ変換するためのフィルタのフィルタ係数を求め、前記周波数特性補償部に設定する適応等化器（３３）とを備えたことを特徴としている。

また、本発明の請求項４のデジタル変調信号発生装置は、請求項１〜３のいずれかに記載のデジタル変調信号発生装置において、
前記誤差補償部は、
前記ベースバンド信号発生部が出力した同相成分信号と前記直交変調器の出力信号を直交復調して得られる同相成分信号の振幅比をＧｉ、前記ベースバンド信号発生部が出力した直交成分信号と前記直交変調器の出力信号を直交復調して得られる直交成分信号の振幅比をＧｑ、同相成分信号に対する前記直交変調器のキャリア信号の位相誤差をθｉ、該キャリア信号のリークレベルをＬｉ、直交成分信号に対する前記直交変調器のキャリア信号の位相誤差をθｑ、該キャリア信号のリークレベルをＬｑとし、
入力される同相成分信号Ｉと直交成分信号Ｑに対して、次式
Ｉ′＝｛（Ｉ−Ｌｉ）cos θｑ−（Ｑ−Ｌｑ）sin θｑ｝
／｛Ｇｉ・cos （θｑ−θｉ）｝
Ｑ′＝−｛（Ｉ−Ｌｉ）sin θｉ−（Ｑ−Ｌｑ）cos θｉ｝
／｛Ｇｑ・cos （θｑ−θｉ）｝
の演算を行うことにより、前記オフセット誤差、振幅誤差および位相誤差が補償された同相成分信号Ｉ′と直交成分信号Ｑ′を生成することを特徴としている。

また、本発明の請求項５のデジタル変調信号発生装置は、請求項４記載のデジタル変調信号発生装置において、
前記直交変調器の出力信号を受けて、デジタルのベースバンドの同相成分信号と直交成分信号を復調する復調部（３１）と、
前記復調部によって復調された同相成分信号と直交成分信号とをＩＱ直交座標上のシンボル点の座標情報として順次記憶し、該記憶した各シンボル点の座標情報から、前記オフセット誤差の補償に必要なリークレベルＬｉ、Ｌｑ、前記直交誤差の補償に必要な振幅比Ｇｉ、Ｇｑおよび位相誤差θｉ、θｑを求めて前記誤差補償部に設定する誤差検出部（３２）とを備えたことを特徴としている。

このように本発明のデジタル変調信号発生装置は、オフセット誤差と直交誤差の補償に加えて、変調周波数帯域内の振幅と位相の周波数特性を補償しているので、変調周波数帯域内のどの周波数においても高精度の変調信号を生成することができる。

以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
図１は、本発明を適用したデジタル変調信号発生装置２０の構成を示している。

図１に示しているように、このデジタル変調信号発生装置２０は、前記したデジタル変調信号発生装置１０の基本構成をなすベースバンド信号発生部１１、Ｄ／Ａ変換器１２、１３および直交変調器１４を有している。

また、ベースバンド信号発生部１１とＤ／Ａ変換器１２、１３の間には、誤差補償部２２および周波数特性補償部２３が設けられている。

また、直交変調器１４の出力側には、変調出力信号ｍを出力端子２０ａと復調部３１とに分配する信号分配器２６が設けられている。

復調部３１は、変調出力信号ｍをＡ／Ｄ変換器３１ａによりデジタル信号Ｍに変換し、直交復調器３１ｂによりベースバンドの同相成分信号Ｉｒと直交成分信号Ｑｒを復調して、後述の誤差検出部３２および適応等化器３３に出力する。

次に、この実施形態の補償原理について説明する。
図２の（ａ）は、デジタル変調信号発生装置の基本構成の周波数特性を考慮した誤差モデルである。

図２の（ａ）において、周波数特性回路１０１は、ベースバンド信号発生部１１から直交変調器１４までの信号経路における振幅と位相の伝達特性Ｈ（ω）ｅ^{ｊθ（ω）}を示している。

また、ゲイン誤差回路１０３、１０４は、ベースバンド信号発生部１１から直交変調器１４までの各成分信号に対するゲインＧｉ、Ｇｑ（理想値は１）を示し、ゲインＧｉは、ベースバンド信号発生部が出力した同相成分信号と直交変調器１４の出力信号を直交復調して得られる同相成分信号の振幅比に相当し、ゲインＧｑは、ベースバンド信号発生部が出力した直交成分信号と直交変調器１４の出力信号を直交復調して得られる直交成分信号の振幅比に相当している。

ベースバンド信号発生部１１からデジタル値で出力されたベースバンドの理想的な各成分信号Ｉ、Ｑが、周波数特性回路１０１およびゲイン誤差回路１０３、１０４を経て、直交変調器１４のミキサ１４ｃ、１４ｄに入力される（Ｄ／Ａ変換器１２、１３は省略し、各成分信号Ｉ、Ｑはデジタル、アナログの区別なく説明する）。

また、移相器１４ｂからミキサ１４ｃに入力されるキャリア信号Ｃａにθｉの位相誤差があり、ミキサ１４ｄに入力されるキャリア信号Ｃｂにθｑの位相誤差があるものとし、さらに、直交変調器１４自体の直流オフセットの影響により発生するキャリア信号Ｃａのミキサ１４ｃ側へのリークレベルをＬｉ、キャリア信号Ｃｂのミキサ１４ｄ側へのリークレベルをＬｑとしている。ただし、各リークレベルＬｉ、Ｌｑは、直交変調器１４の入力換算値である。

この誤差モデルにおいて、先ず周波数特性回路１０１の入力と出力について考察すると、複素数で表した入力ベースバンド信号Ｘ（ω）は、
Ｘ（ω）＝Ｉ（ω）＋ｊＱ（ω）
となり、周波数特性回路１０１の伝達特性Ｈ（ω）ｅ^{ｊθ（ω）}は、
Ｈ（ω）ｅ^{ｊθ（ω）}＝Ｈｉ（ω）＋ｊＨｑ（ω）
と表すことができる。したがって、周波数特性回路１０１の出力Ｙ（ω）は、次のように表すことができる。

Ｙ（ω）＝Ｈ（ω）ｅ^{ｊθ（ω）}Ｘ（ω）
＝［Ｈｉ（ω）＋ｊＨｑ（ω）］［Ｉ（ω）＋ｊＱ（ω）］
＝［Ｈｉ（ω）Ｉ（ω）−Ｈｑ（ω）Ｑ（ω）］
＋ｊ［Ｈｑ（ω）Ｉ（ω）＋Ｈｉ（ω）Ｑ（ω）］

上記周波数領域の式を時間領域で示すと、以下のようになる。

ｙ（ｔ）＝Ｈ（ｔ）＊Ｘ（ｔ）
＝Ｈｉ（ｔ）＊Ｉ（ｔ）−Ｈｑ（ｔ）＊Ｑ（ｔ）
＋ｊ［Ｈｑ（ｔ）＊Ｉ（ｔ）＋Ｈｉ（ｔ）＊Ｑ（ｔ）］
＝Ｉ′＋ｊＱ′
Ｉ′＝Ｈｉ（ｔ）＊Ｉ（ｔ）−Ｈｑ（ｔ）＊Ｑ（ｔ）
Ｑ′＝Ｈｑ（ｔ）＊Ｉ（ｔ）＋Ｈｉ（ｔ）＊Ｑ（ｔ）
ただし、記号＊は畳み込み演算を示す
…………（１）

よって、変調出力信号ｍ（ｔ）は、次式（２）で表すことができる。

ｍ（ｔ）＝Ｇｉ・Ｉ′cos （ωｔ＋θｉ）
−Ｇｑ・Ｑ′sin （ωｔ＋θｑ）
＋Ｌｉ・cos （ωｔ＋θｉ）−Ｌｑ・sin （ωｔ＋θｑ）
…………（２）

ここで、図２の（ｂ）のように周波数特性回路１０１の伝達特性Ｈ（ω）ｅ^{ｊθ（ω）}を補償する逆特性Ｈ（ω）^−１ｅ^{−ｊθ（ω）}の回路１０５をベースバンド信号発生部１１から直交変調器１４の間に挿入することで、装置全体の伝達特性は、
Ｈ（ω）ｅ^{ｊθ（ω）}・Ｈ（ω）^−１ｅ^{−ｊθ（ω）}＝１
となり、変調帯域内の振幅および位相についての周波数特性を補償することができる。

この補償を時間領域で実現するためには、ベースバンド信号Ｉ、Ｑの代わりに、
Ｉ″ ＝（Ｈｉ＊Ｉ＋Ｈｑ＊Ｑ）／（Ｈｉ＊Ｈｉ＋Ｈｑ＊Ｈｑ）
Ｑ″＝（−Ｈｑ＊Ｉ＋Ｈｉ＊Ｑ）／（Ｈｉ＊Ｈｉ＋Ｈｑ＊Ｈｑ）
…………（３）
が成立する信号Ｉ″、Ｑ″を入力すればよい（ここで時間関数であることを示す（ｔ）は省略している）。

即ち、上式（１）のＩ、Ｑの代わりに上式（３）のＩ″、Ｑ″を代入すると、以下のようになる。

Ｉ′＝Ｈｉ＊Ｉ″−Ｈｑ＊Ｑ″
＝［Ｈｉ＊（Ｈｉ＊Ｉ＋Ｈｑ＊Ｑ）−Ｈｑ＊（−Ｈｑ＊Ｉ＋Ｈｉ＊Ｑ）］
／（Ｈｉ＊Ｈｉ＋Ｈｑ＊Ｈｑ）＝Ｉ
Ｑ′＝Ｈｑ＊Ｉ″＋Ｈｉ＊Ｑ″
＝［Ｈｑ＊（Ｈｉ＊Ｉ＋Ｈｑ＊Ｑ）＋Ｈｉ＊（−Ｈｑ＊Ｉ＋Ｈｉ＊Ｑ）］
／（Ｈｉ＊Ｈｉ＋Ｈｑ＊Ｈｑ）＝Ｑ

上記時間領域における補償は、例えば図３に示す複素ＦＩＲ型のデジタルフィルタのフィルタ処理によって実現され、その特性を決定するフィルタ係数Ａｒ１〜Ａｒｎ、Ａｉ１〜Ａｉｎは後述の適応等化器３３により設定される。

また、図２の（ｂ）に示しているように、ゲインＧｉ、Ｇｑの逆数のゲイン１／Ｇｉ，１／Ｇｑをもつ回路１０７、１０８をベースバンド信号発生部１１から直交変調器１４（あるいはＤ／Ａ変換器１２、１３）の間に挿入することで、各成分信号Ｉ、Ｑに対するゲインはともに１に補償される。

上記周波数特性とゲイン誤差の補償を行うことで、変調出力信号ｍは次のようなる。

ｍ（ｔ）＝Ｇｉ・（１／Ｇｉ）・Ｉ・cos （ωｔ＋θｉ）
−Ｇｑ・（１／Ｇｑ）・Ｑ・sin （ωｔ＋θｑ）
＋Ｌｉ・cos （ωｔ＋θｉ）
−Ｌｑ・sin （ωｔ＋θｑ）
＝（Ｉ＋Ｌｉ）cos （ωｔ＋θｉ）
−（Ｑ＋Ｌｑ）sin （ωｔ＋θｑ）
………（４）

さらに、図２の（ｃ）のように、オフセット誤差によるリーク分を抑制するために各成分信号Ｉ、ＱからＬｉ、Ｌｑをそれぞれ減算する回路１０９、１１０を挿入すると、変調出力信号ｍは次のように表される。

ｍ（ｔ）＝（Ｉ−Ｌｉ＋Ｌｉ）cos （ωｔ＋θｉ）
−（Ｑ−Ｌｑ＋Ｌｑ）sin （ωｔ＋θｑ）
＝Ｉ・cos （ωｔ＋θｉ）−Ｑ・sin （ωｔ＋θｑ）
………（５）

上記式（５）は、周波数特性、ゲイン誤差およびオフセット誤差が補償された状態の変調出力を示しており、さらにこの式を分解すると、次式（６）が得られる。

ｍ（ｔ）＝Ｉ｛cos ωｔ・cos θｉ−sin ωｔ・sin θｉ｝
−Ｑ｛sin ωｔ・cos θｑ＋cos ωｔ・sin θｑ｝
＝｛Ｉ・cos θｉ−Ｑ・sin θｑ｝cos ωｔ
−｛Ｉ・sin θｉ＋Ｑ・cos θｑ｝sin ωｔ
＝Ｉａ・cos ωｔ−Ｑａ・sin ωｔ
ただし、
Ｉａ＝Ｉ・cos θｉ−Ｑ・sin θｑ
Ｑａ＝Ｉ・sin θｉ＋Ｑ・cos θｑ
…………（６）

上記式（６）で、変調出力信号ｍのＩａ、Ｑａがそれぞれ元の各成分信号Ｉ、Ｑと等しくなれば、位相誤差が補償されたことになる。

ここで、位相誤差が正しく補償されて直交変調器１４に入力されるベースバンド信号をＩａ′、Ｉｑ′とすると、次の式が成り立つ。

Ｉａ＝Ｉ＝Ｉａ′・cos θｉ−Ｑａ′・sin θｑ
Ｑａ＝Ｑ＝Ｉａ′・sin θｉ＋Ｑａ′・cos θｑ
…………（７）

上記式（７）を、位相補償出力Ｉａ′、Ｑａ′について解くと、次の結果が得られる（途中式省略）。

Ｉａ′＝（Ｉ・cos θｑ−Ｑ・sin θｑ）／cos（θｑ−θｉ）
Ｑａ′＝−（Ｉ・sin θｉ−Ｑ・cos θｉ）／cos（θｑ−θｉ）
…………（８）

したがって、図２の（ｄ）のように、演算回路１１１、１１２により入力成分信号Ｉ、Ｑに対して上記式（８）の演算処理をそれぞれ行って直交変調器１４に入力すれば、その変調出力信号ｍは、
ｍ（ｔ）＝Ｉ・cos ωｔ−Ｑ・sin ωｔ
と理想状態にすることができる。なお、上記誤差モデルに対する各補償処理の順番は任意である。

図１に示している実施形態では、誤差補償部２２が、ベースバンド信号発生部１１から出力された各成分信号Ｉ、Ｑに対して図２の回路１０９、１１０の減算処理と、図２の回路１０７、１０８、１０９、１１０の演算処理とを含む次の演算処理を行うことで、変調出力信号ｍ（ｔ）に含まれるキャリアリークとイメージ成分を抑圧する。

Ｉ_１＝（Ｉ−Ｌｉ）cos θｑ−（Ｑ−Ｌｑ）sin θｑ
／｛Ｇｉ・cos（θｑ−θｉ）｝
Ｑ_１＝−（Ｉ−Ｌｉ）sin θｉ−（Ｑ−Ｌｑ）cos θｉ
／｛Ｇｑ・cos（θｑ−θｉ）｝

また、変調帯域内の振幅と位相の周波数特性を補償するための周波数特性補償部２３は、誤差補償部２２から出力された成分信号Ｉ_１、Ｑ_１に対して、図３に示した複素ＦＩＲ型のフィルタ処理を行い、その処理により得られた各成分信号Ｉ_２、Ｑ_２を直交変調器１４に入力する。

これらの各補償処理により、オフセット誤差および直交誤差による品質劣化がなく、且つ変調帯域内の振幅と位相の周波数特性が補償された高精度な変調出力信号を得ることができる。

上記した各補償処理を正しく行うために必要なパラメータであるフィルタ係数Ａｒ、Ａｉ、ゲイン（振幅比）Ｇｉ、Ｇｑ、リークレベルＬｉ、Ｌｑ、位相誤差θｉ、θｑは、前記した復調部３１、誤差検出部３２および適応等化器３３によって得られる。

誤差検出部３２は、復調部３１によって復調された各成分信号Ｉｒ、ＱｒをＩＱ直交座標上のシンボル点の座標情報として順次記憶し、その記憶した各シンボル点の座標情報から、オフセット誤差の補償に必要なリークレベルＬｉ、Ｌｑ、直交誤差の補償に必要なゲインＧｉ、Ｇｑおよび位相誤差θｉ、θｑを求める。

例えば、変調方式がＱＰＳＫでＩ、Ｑの絶対値が１の場合で説明すると、理想的なデジタル変調信号を復調して得られる理想シンボル点は、図４の（ａ）に示すように、ＩＱ直交座標の座標原点を重心とする正方形の４つの頂点Ｓａ（１，１）、Ｓｂ（−１，１）、Ｓｃ（−１，−１）、Ｓｄ（１，−１）のいずれかであり、時間経過に伴い各シンボル点Ｓａ〜Ｓｄの間を移動することになる。

ここで、前記各誤差のうち、オフセット誤差のみがあり、他の誤差が無いと仮定した場合、復調された各シンボル点には、リークレベルＬｉ、Ｌｑが加わるため、図４の（ｂ）のように、各理想シンボル点Ｓａ〜Ｓｄにそれぞれ対応した受信シンボル点Ｓａ１〜Ｓｄ１は、Ｉ軸方向にＬｉ、Ｑ軸方向にＬｑ分移動することになる。

また、前記各誤差のうち、例えばゲインＧｉ＞１、Ｇｑ＜１の誤差があり、他の誤差が無いと仮定した場合、復調された各シンボル点のＩ座標、Ｑ座標はそれぞれＧｉ倍、Ｇｑ倍となるので、図４の（ｃ）のように、各理想シンボル点Ｓａ〜Ｓｄにそれぞれ対応した受信シンボル点Ｓａ２〜Ｓｄ２のＩ座標の絶対値が１より大きくなり、受信シンボル点Ｓａ２〜Ｓｄ２のＱ座標の絶対値は１より小さくなり、４点を結んで形成される４角形は横長の長方形となる。

また、前記各誤差のうち、例えば位相誤差θｉのみがあり、他の誤差が無いと仮定した場合、前記式（６）から、復調された各シンボル点Ｓａ３〜Ｓｄ３のＩ座標、Ｑ座標は、
Ｉａ＝Ｉ・cos θｉ
Ｑａ＝Ｉ・sin θｉ＋Ｑ
で表される。

ここで、Ｉ、Ｑの絶対値を１とすれば、受信シンボル点Ｓａ３の座標は（cos θｉ，sin
θｉ＋１）、受信シンボル点Ｓｂ３の座標は（−cos θｉ，−sin θｉ＋１）となり、２つの点Ｓａ３、Ｓｂ３を結ぶ線分のＩ軸に対する傾きｋは、
ｋ＝（sin θｉ＋１＋sin θｉ−１）／（cos θｉ＋cos θｉ）
＝sin θｉ／cos θｉ＝tan θｉ
となる。また、受信シンボル点Ｓｃ３、Ｓｄ３を結ぶ線分のＩ軸に対する傾きも同一結果となる。

つまり、図４の（ｄ）のように、受信シンボル点Ｓａ３、Ｓｂ３を結ぶ線分および受信シンボル点Ｓｃ３、Ｓｄ３を結ぶ線分は、Ｉ軸に対して位相誤差θｉだけ傾いている。

なお、このとき、受信シンボル点Ｓａ３、Ｓｄ３のＩ座標はともにcos θｉで等しく、受信シンボル点Ｓｂ３、Ｓｃ３のＩ座標はともに−cos
θｉで等しい。

また、前記各誤差のうち、例えば位相誤差θｑのみがあり、他の誤差が無いと仮定した場合、前記式（６）から、復調された各シンボル点Ｓａ４〜Ｓｄ４のＩ座標、Ｑ座標は、
Ｉａ＝Ｉ−Ｑ・sin θｑ
Ｑａ＝Ｑ・cos θｑ
で表される。

ここで、Ｉ、Ｑの絶対値を１とすれば、受信シンボル点Ｓａ４の座標は（１−sin θｑ，cos
θｑ）、受信シンボル点Ｓｄ４の座標は（１＋sin θｑ，−cos θｑ）となり、２つの点Ｓａ４、Ｓｄ４を結ぶ線分のＱ軸に対する傾きｋは、
ｋ＝（１＋sin θｑ−１＋sin θｑ）／（cos θｑ＋cos θｑ）
＝sin θｑ／cos θｑ＝tan θｉ
となる。また、受信シンボル点Ｓｂ４、Ｓｃ４を結ぶ線分のＱ軸に対する傾きも同一結果となる。

つまり、図４の（ｅ）のように、受信シンボル点Ｓａ４、Ｓｄ４を結ぶ線分および受信シンボル点Ｓｂ４、Ｓｃ４を結ぶ線分は、Ｑ軸に対して位相誤差θｑだけ傾いている。

なお、このとき、受信シンボル点Ｓａ４、Ｓｂ４のＱ座標はともにcos θｑで等しく、受信シンボル点Ｓｃ４、Ｓｄ４のＱ座標はともに−cos
θｑで等しい。

したがって、上記した全ての誤差が含まれている場合に得られる受信シンボル点Ｓａ′〜Ｓｄ′を順番に結んで得られる図形は、図５に示すような平行四辺形となり、その対角線の交点である重心の座標がリークレベルＬｉ、Ｌｑに相当し、受信シンボル点Ｓａ′、Ｓｂ′（あるいはＳｃ′、Ｓｄ′）を結ぶ線分の長さの１／２がゲインＧｉに相当し、その線分のＩ軸に対する角度が位相誤差θｉに相当し、受信シンボル点Ｓａ′、Ｓｄ′（あるいはＳｂ′、Ｓｃ′）を結ぶ線分の長さの１／２がゲインＧｑに相当し、その線分のＱ軸に対する角度が位相誤差θｑに相当する。

ただし、周波数特性が補償されていない状態で復調されたベースバンド信号に対して得られる受信シンボル点Ｓａ′〜Ｓｄ′にはバラツキが生じるので、誤差検出部３２は、復調部３１によって復調された各成分信号Ｉｒ、ＱｒをＩＱ直交座標上のシンボル点の座標情報として順次記憶し、理想シンボル点Ｓａ〜Ｓｄにそれぞれ対応した受信シンボル点の平均化を行い、その平均化で得られた４つのシンボル点Ｓａ″〜Ｓｄ″の座標情報について、上記した各演算を行うことで、オフセット誤差の補償に必要なリークレベルＬｉ、Ｌｑ、直交誤差の補償に必要なゲインＧｉ、Ｇｑおよび位相誤差θｉ、θｑを求め、これらの補償パラメータを前記誤差補償部２２に設定している。

また、変調周波数帯域内の振幅と位相の周波数特性を補償するために必要なフィルタ係数は、適応等化器３３によって求められる。

適応等化器３３は、図６に示しているように、復調されたベースバンド信号Ｉｒ、Ｑｒを受ける複素ＦＩＲ型のデジタルフィルタ３３ａ、デジタルフィルタ３３ａの出力値からシンボルの座標位置を判定するシンボル判定器３３ｂ、シンボル判定器３３ｂで判定されたシンボルの座標位置と、変調方式で決まる理想シンボルの座標位置との誤差を求める誤差算出器３３ｃおよびその誤差が最小となるように、デジタルフィルタ３３ａのフィルタ係数を可変制御する制御部３３ｄとにより構成されている。なお、デジタルフィルタ３３ａをタップ数可変型としてもよく、その場合には、周波数特性補償部２３を構成するデジタルフィルタも同様にタップ数可変型とすればよい。

上記構成の適応等化器３３により、復調されたベースバンド信号Ｉｒ、Ｑｒが理想信号となるためのフィルタ係数が決定され、その決定されたフィルタ係数が周波数特性補償部２３に設定される。

次に、この実施形態のデジタル変調信号発生装置２０の動作について説明する。
始めに、各補償部２２、２３の補償動作を停止させた状態、即ち、前記した誤差モデルの状態で装置を作動させ、直交変調器１４から出力された変調出力信号ｍ（ｔ）に対する復調処理を復調部３１で行い、復調部３１で得られたベースバンド信号Ｉｒ、Ｑｒを誤差検出部３２に入力して、その同相成分信号Ｉｒと直交成分信号Ｑｒとで決まる受信シンボル点の座標を記憶し、平均化処理して、図７のように、平行四辺形の４隅の点を形成する４つのシンボル点Ｓａ″〜Ｓｄ″を求める。

そして、この平行四辺形の重心Ｇの座標を算出し、オフセット誤差の補償に必要なリークレベルＬｉ、Ｌｑとし、誤差補償部２２に設定する。

また、誤差検出部３２は、シンボル点Ｓａ″、Ｓｂ″間（あるいはＳｃ″、Ｓｄ″間）の長さの１／２と、シンボル点Ｓａ″、Ｓｄ″間（あるいはＳｂ″、Ｓｃ″間）の長さの１／２を、それぞれゲインＧｉ、Ｇｑとして求め、さらに、シンボル点Ｓａ″、Ｓｂ″（あるいはＳｃ″、Ｓｄ″）を結ぶ線分のＩ軸に対する傾き角θｉと、シンボル点Ｓａ″、Ｓｄ″（あるいはＳｂ″、Ｓｃ″）を結ぶ線分のＱ軸に対する傾き角θｑとを位相誤差として求め、誤差補償部２２に設定する。

上記各パラメータの設定により、オフセット誤差および直交誤差が補償されて直交変調器１４の出力信号に含まれていたキャリアリークおよびイメージ成分が抑圧され、これを復調したときに得られる受信シンボル点によって形成される四角形は、図８のように、理想状態に近い正方形となる。ただし、振幅と位相の周波数特性の補償がなされていないために、各受信シンボル点の位置が変動し、四角形の輪郭はぼやけた状態となる。

この状態で復調されたベースバンド信号Ｉｒ、Ｑｒに対して、適応等化器３３によるフィルタ係数の検出処理を行うことで、変調周波数帯域内の振幅と位相の周波数特性を補償するためのフィルタ係数Ａｒ、Ａｉが得られ、そのフィルタ係数Ａｒ、Ａｉが周波数特性補償部２３に設定される。

この周波数補償により、変調出力信号ｍ（ｔ）がほぼ理想信号となり、これを復調して得られるシンボル点が描く四角形は、図４の（ａ）に示した輪郭が明確な正方形でほぼ理想状態となり、高精度なデジタル変調信号が得られる。

図９は、周波数特性補償部２３による補償を行わなかった場合と行った場合の復調出力の周波数対振幅特性を示し、図１０は、周波数特性補償２３による補償を行わなかった場合と行った場合の復調出力の周波数対位相特性を示している。

ここで、図９の縦軸は理想信号の振幅の周波数特性に対する復調出力の振幅の周波数特性との差のレベルを示し、図１０の縦軸は、理想信号の位相の周波数特性に対する復調出力の位相の周波数特性の差の位相を示している。

これらの図から明らかなように、振幅および位相に対する周波数特性補償により復調出力の振幅および位相は１００ＭＨｚの広い変調帯域で平坦化されているので、この広い帯域内でオフセット誤差および直交誤差が精度よく補償された極めて高精度の変調信号を生成できる。

なお、上記のように補償用のパラメータを求めて設定する動作を、１回だけでなく、複数回繰り返すことで、より理想状態に近づけることができる。

このように実施形態のデジタル変調信号発生装置２０は、オフセット誤差と直交誤差の補償に加えて、変調周波数帯域内の振幅と位相の周波数特性を補償しているので、変調周波数帯域内のどの周波数においても直交誤差が最小化された極めて高精度の変調信号を生成することができる。

また、上記実施形態では、振幅と位相の周波数特性をともに補償するために複素ＦＩＲ型のデジタルフィルタを用いていたが、振幅の周波数特性のみを補償する場合には、各成分信号に対して実数型のＦＩＲデジタルフィルタをそれぞれ用いればよい。

また、上記実施形態は、復調部３１、誤差検出部３２および適応等化器３３を装置内部に有しているため、例えば電源投入時や一定時間毎あるいは使用者が所望するタイミングに、上記補償用のパラメータを取得して各補償部に設定することができる。

また、図１１に示すデジタル変調信号発生装置２０′のように、復調部３１、誤差検出部３２および適応等化器３３を装置内に設けず、工場出荷時等にこれらにより得られた補償用のパラメータを、装置内のパラメータ記憶部３５に記憶設定する構成であってもよい。

また、オフセット誤差や直交誤差の補償処理は、上記実施形態以外の方法を用いてもよい。

また、前記実施形態では、誤差検出の処理として変調方式ＱＰＳＫの場合について説明したが、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等の他の変調方式の場合でも本発明を適用できる。

即ち、前記したＱＰＳＫも含めて一般形で言えば、オフセット誤差の補償に必要なリークレベルを検出する場合には、変調方式で決まる理想シンボル点のうち、座標原点を重心とする正ｎ角形（ｎは４以上）の各頂点に位置する理想シンボル点を選択し、その選択した理想シンボル点にそれぞれ対応する受信シンボル点（またはその平均化で得られる点）を結んで形成されるｎ角形の重心のＩ座標とＱ座標をリークレベルＬｉ、Ｌｑとして求める。

また、変調方式によって決まる全ての理想シンボル点にそれぞれ対応する各受信シンボル点（またはその平均化で得られる点）のＩ座標の総和を求めてこれをリークレベルＬｉ、Ｑ座標の総和を求めてこれをリークレベルＬｑとしてもよい。

また、振幅を求める場合には、変調方式で決まる理想シンボル点のうち、座標原点を重心とする正方形の頂点に位置する理想シンボル点を選択し、その選択した理想シンボル点にそれぞれ対応する受信シンボル点（またはその平均化で得られた点）を結んで形成される四角形の辺の長さを求め、その辺の長さに基づいて振幅を求めればよい。

さらに、位相誤差を求める場合、変調方式で決まる理想シンボル点のうち、Ｑ座標が等しい２つの理想シンボル点にそれぞれ対応する２つの受信点間を結ぶ線分のＩ軸に対する傾きを位相誤差θｉとして求め、Ｉ座標が等しい２つの理想シンボル点にそれぞれ対応する２つの受信シンボル点間を結ぶ線分のＱ軸に対する傾きを位相誤差θｑとして求めればよい。

本発明の実施形態の構成図実施形態の誤差モデルと補償との関係を示す図実施形態の要部の構成例を示す図誤差とシンボル点が描く図形との関係を示す図オフセット誤差と直交誤差を有する信号を復調したときに得られるシンボル点が描く図形を示す図実施形態の要部の構成を示す図受信シンボル点の平均化により得られた図形を示す図オフセット誤差と直交誤差とを補償したときに得られる図形を示す図周波数特性補償を行わなかった場合と行った場合の振幅対周波数の特性を示す図周波数特性補償を行わなかった場合と行った場合の位相対周波数の特性を示す図他の実施形態の構成を示す図従来装置の構成図

符号の説明

１１……ベースバンド信号発生部、２０、２０′……デジタル変調信号発生装置、２２……誤差補償部、２３……周波数特性補償部、１２、１３……Ｄ／Ａ変換器、１４……直交変調器、３１……復調部、３２……誤差検出部、３３……適応等化器、３５……パラメータ記憶部

Claims

ベースバンド信号発生部（１１）から出力されたベースバンドのデジタルの同相成分信号と直交成分信号とを、それぞれＤ／Ａ変換器（１２、１３）によりアナログの同相成分信号と直交成分信号に変換して直交変調器（１４）に入力し、前記アナログの同相成分信号と直交成分信号とで直交変調された所定周波数帯の信号を出力するデジタル変調信号発生装置において、
前記ベースバンド信号発生部と前記Ｄ／Ａ変換器との間に、前記直交変調器のオフセット誤差および直交誤差を補償する誤差補償部（２２）を設けるとともに、
前記ベースバンド信号発生部と前記Ｄ／Ａ変換器との間に、前記ベースバンド信号発生部から前記直交変調器までの信号経路について変調周波数帯域内の振幅の周波数特性と位相の周波数特性の少なくとも一方を補償するための周波数特性補償部（２３）を設けたことを特徴とするデジタル変調信号発生装置。
前記周波数特性補償部は、前記直交変調器の出力信号を復調して得られるベースバンドの同相成分信号と直交成分信号に対してフィルタリングを行った結果と理想信号との誤差が最小となるフィルタ係数を有するデジタルフィルタにより構成されていることを特徴とする請求項１記載のデジタル変調信号発生装置。
前記直交変調器の出力信号を受けて、デジタルのベースバンドの同相成分信号と直交成分信号を復調する復調部（３１）と、
前記復調部によって復調された同相成分信号と直交成分信号を理想信号に対し最小誤差となる信号にそれぞれ変換するためのフィルタのフィルタ係数を求め、前記周波数特性補償部に設定する適応等化器（３３）とを備えたことを特徴とする請求項２記載のデジタル変調信号発生装置。
前記誤差補償部は、
前記ベースバンド信号発生部が出力した同相成分信号と前記直交変調器の出力信号を直交復調して得られる同相成分信号の振幅比をＧｉ、前記ベースバンド信号発生部が出力した直交成分信号と前記直交変調器の出力信号を直交復調して得られる直交成分信号の振幅比をＧｑ、同相成分信号に対する前記直交変調器のキャリア信号の位相誤差をθｉ、該キャリア信号のリークレベルをＬｉ、直交成分信号に対する前記直交変調器のキャリア信号の位相誤差をθｑ、該キャリア信号のリークレベルをＬｑとし、
入力される同相成分信号Ｉと直交成分信号Ｑに対して、次式
Ｉ′＝｛（Ｉ−Ｌｉ）cos θｑ−（Ｑ−Ｌｑ）sin θｑ｝
／｛Ｇｉ・cos （θｑ−θｉ）｝
Ｑ′＝−｛（Ｉ−Ｌｉ）sin θｉ−（Ｑ−Ｌｑ）cos θｉ｝
／｛Ｇｑ・cos （θｑ−θｉ）｝
の演算を行うことにより、前記オフセット誤差、振幅誤差および位相誤差が補償された同相成分信号Ｉ′と直交成分信号Ｑ′を生成することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のデジタル変調信号発生装置。
前記直交変調器の出力信号を受けて、デジタルのベースバンドの同相成分信号と直交成分信号を復調する復調部（３１）と、
前記復調部によって復調された同相成分信号と直交成分信号とをＩＱ直交座標上のシンボル点の座標情報として順次記憶し、該記憶した各シンボル点の座標情報から、前記オフセット誤差の補償に必要なリークレベルＬｉ、Ｌｑ、前記直交誤差の補償に必要な振幅比Ｇｉ、Ｇｑおよび位相誤差θｉ、θｑを求めて前記誤差補償部に設定する誤差検出部（３２）とを備えたことを特徴とする請求項４記載のデジタル変調信号発生装置。