JP2005252631A - 直交変調器および直交復調器の誤差補償装置 - Google Patents

Abstract

【課題】従来提案されてきた直交変調器における同相信号と直交信号との振幅値の不均衡性および位相誤差対策においては、既知信号発生器の複雑さ、位相誤差算出の時間等に問題があった。また、直交復調器においても同様の問題があり、このため、振幅比、位相誤差を高速に算出でき、既知信号発生器も簡素化された補償装置の実現が課題となっていた。
【解決手段】本発明においては、既知信号を従来４種類であったものを３種類に低減することを可能とし、これにより既知信号発生器を簡素化すると共に位相誤差算出時間の短縮も可能とした。さらに、直交変調器用の既知信号発生器を、直交復調器における上記問題の補償用に共用する構成とすることにより、送受信系を同一装置に実装した場合の装置規模の複雑化を抑えた。
【選択図】図１

Description

本発明は、送信機に用いられる直交変調器において発生する同相信号と直交信号の振幅値の不均衡性および位相誤差を補償し、さらに、受信機に用いられる直交復調器において発生する直流（ＤＣオフセット）成分を除去し、直交復調器において発生する同相出力信号と直交出力信号の振幅値の不均衡性および位相誤差を補償する装置に関する。

例えば携帯端末等の無線通信用端末中における直交変調器は、送信するベースバンド信号を高周波信号に変換して出力する。図１６に直交変調器の構成を示す。送信する同相信号および直交信号はミキサ１６２ヘ入力される。また、局部発振器１６１より、高周波信号が発生され、ミキサ１６２へ入力される。但し、一方のミキサヘは入力される際、信号は９０°位相器１６４によって位相が９０°変えられる。それぞれのミキサ１６２において送信信号と局部発振器１６１からの信号が乗算され、同相信号と直交信号とが加算器１６３で加算され、高周波信号として出力される。

直交復調器は、受信した高周波信号をベースバンド信号に変換し、同相出力信号および直交出力信号を取り出す。図６に直交復調器の構成を示す。受信した高周波信号は二つのミキサ６２ヘ入力され、一方のミキサにおいては局部発振器からの受信した高周波信号と同じ周波数を持つ信号と乗算され、他方のミキサには９０°移相器６４により位相が９０°変えられた局部発振信号と乗算され、これら乗算された後の信号からそれぞれローパスフィルタ６３によって高周波成分が除去された後、ベースバンド信号として同相出力信号および直交出力信号が出力される。

しかし、上記のミキサ１６２、６２および９０°移相器１６４、６４はアナログ回路で構成されているため、同相出力信号および直交出力信号の振幅値を等しくすることや、９０°移相器１６４または６４において９０°を正確に達成することは難しい。この時、コンスタレーション（信号空間）が歪み、誤り率特性が劣化する。また、図６の直交復調器においては局部発振器６１からの信号がセルフミキシングされて生じるＤＣオフセット成分（直流成分）も誤り率特性を劣化させる要因となる。直交復調器において、振幅比、位相誤差およびＤＣオフセットを可変にした時のシンボル誤り率（ＳＥＲ）をそれぞれ図１７、図１８および図１９に示す。なお、理想状態は、振幅比１、位相誤差０［ｄｅｇｒｅｅ］、ＤＣオフセット量０の時である。変調方式はＱＰＳＫ（４相位相シフト変調）とし、８倍オーバサンプリングのルートレイズドコサインフィルタを用いた。白色ガウス雑音チャネルを想定し、信号対雑音の電力比Ｅｓ／Ｎｏ＝１４ｄＢとした。このように、振幅比、位相差、ＤＣオフセット量が理想状態から離れるにつれてＳＥＲが劣化することが分かる。

さらに、直交変調器においては振幅の不均衡性や位相誤差が発生した場合、誤り率だけでは無く、標準規格として規定されている変調精度や周波数帯域幅であるスペクトルマスクを満たさなくなる可能性もある。したがって、直交変調器および直交復調器は高い精度が要求される。しかし、アナログ回路上での高精度化は難しい。そのため、既知信号を用いて直交変調器の振幅値の不均衡性、位相誤差を推定し補償する構成・方法が、下記特許文献１に記載されている。この装置構成を図２０に示す。ディジタル信号を入力とする直交変調器２０１に加え、既知信号発生器２０２、スイッチ２０３、振幅比・位相誤差算出器２０４、振幅比・位相誤差補償器２０５、電力値測定器２０６から構成される。既知信号発生器２０２は振幅比および位相誤差算出用の既知信号を出力する。既知信号を直交変調器２０１に入力し、出力信号の電力を電力測定器２０６で観測して振幅比および位相誤差を算出する。位相誤差は、既知信号の振幅レベルを変化させながら出力し、出力電力を最小にする既知信号を探索し算出する。

図２０における既知信号発生器２０２の構成例を図２１に示す。テーブル２１１、振幅レベル可変器２１２、ディジタル信号変換器２１３より構成されており、動作信号としてイネーブル信号を入力することにより既知信号をテーブル２１１より読み込んで、ディジタル信号変換器２１３によりディジタル化して出力する。但し、位相誤差算出用の既知信号は、振幅レベル可変器２１２によって振幅レベル値を小さなステップで変化させて出力される。振幅比・位相誤差算出器２０４は出力電力が最小になる既知信号を探索できた時、既知信号発生器２０２へ信号を送り、既知信号の出力を停止させる。以下に振幅比Ｇおよび位相誤差φの算出方法を示す。

直交変調器２０１の同相出力信号と直交出力信号の振幅比をＧ、位相誤差をφとすると、図１６中の加算器１６３の出力点であるＡ点における送信信号Ｓ（ｔ）は以下のように書くことができる。

S(t)=kI_T(t)cosωt+kGQ_T(t)sin(ωt+φ)
=k{I_T(t)+GQ_T(t)sinφ}cosωt+ｋ{GQ_T(t)cosφ}sinωt (数１)
ここで、ｋは定数、ωは角周波数、Ｉ_Ｔ（ｔ）、Ｑ_Ｔ（ｔ）は時刻ｔで送信された同相信号成分および直交信号成分としている。三角関数の合成式より、
S(t)=sqrt[k²{I_T(t)+GQ_T(t)sinφ}²+k²{GQ_T(t)cosφ}²]
・sin[ωt+tan^-1{k(I_T(t)+GQ_T(t)sinφ)/kGQ_T(t)cosφ}]
=sqrt[k²{I_T ²(t)+G²Q_T ²(t)+2GI_T(t)Q_T(t)sinφ}]
・sin[ωt+tan^-1{k(I_T(t)+GQ_T(t)sinφ)/kGQ_T(t)cosφ}] （数２）
と書ける。ここでｓｑｒｔは平方根を表す。したがって、Ｓ（ｔ）の電力値Ｐは以下のように書ける。

P=k²{I_T ²(t)＋G²Q_T ²(t)＋2GI_T(t)Q_T(t)sinφ} （数３）
ここで、既知信号発生器２０２において、下記のように同相成分が１を繰り返す既知信号ｒｅｆ１および直交成分が１を繰り返すｒｅｆ２を発生させ、直交変調器２０１へ入力する。

ref1 I_T(t)=[１,1,１,…,1] Q_T(t)=[0,0,0,…,0,0]
ref2 I_T(t)=[0,0,0,…,0,0] Q_T(t)=[１,1,１,…,1]
ｒｅｆ１を入力した時の平均電力値Ｐ_ｄｃ１およびｒｅｆ２を入力した時の平均電力値Ｐ_ｄｃ２は、
P_dc1=k²
(数４)
P_dc2=k²G² (数５)
となる。したがって、同相出力信号と直交出力信号との振幅比Ｇは以下のように算出できる。

G=sqrt(P_dc2/P_dc1) （数６）
また、位相誤差は、（数３）式においてＱ_Ｔ＝１とした時に、ＰはＩ_{Ｔ_ｍｉｎ}＝−＝−Ｇｓｉｎφの時に最小になることから、Ｐが最小になる時のＩ_{Ｔ_ｍｉｎ}を求めた後、
φ=sin^-1(-I_{T_min}/G) （数７）
によってφを求めることができる。したがって、既知信号発生器２０２より振幅レベルを細かく変化させた既知信号を発生させていき、出力電力Ｐが最小になる振幅レベルをＩ_{Ｔ_ｍｉｎ}として、（数７）から算出する。

また、同じように既知信号を用いた直交変調器の補償法が下記非特許文献１に記載されている。この装置の送信側の構成は図２０と同じである。すなわち、直交変調器２０１に加え、既知信号発生器２０２、スイッチ２０３、振幅比・位相誤差算出器２０４、振幅比・位相誤差補償器２０５、電力値測定器２０６から構成される。既知信号発生器２０２より、４種類の既知信号を出力してそれぞれの電力を測定し振幅比および位相誤差を算出する。但し、位相誤差を算出するために必要な既知信号は、振幅比Ｇを算出した後に、振幅レベル可変器２２２において振幅比Ｇの値に応じた振幅レベル値に設定された後出力される。この場合の既知信号発生器２０２の構成を図２２に示す。図２０における既知信号発生器２０２は、テーブル２２１、振幅レベル可変器２２２、ディジタル信号変換器２２３より構成される。上記のように、既知信号をテーブル２１１より読み込んで、ディジタル信号変換器２２３でディジタル信号に変換して出力する。但し、位相誤差算出用の既知信号は、振幅比の情報として振幅比Ｇの逆数を振幅レベル可変器２２２によって乗じた後出力される。

この算出方法を以下に示す。図１６中のＡ点における信号は（数１）式と同じように表すことができ、出力電力は（数３）式のように表される。振幅比Ｇはｒｅｆ１およびｒｅｆ２の既知信号を用いることによって（数６）式から算出する。次に、Ｉ_Ｔ＝１、Ｑ_Ｔ＝１／Ｇを繰り返す既知信号ｒｅｆ３を入力した時の電力値は、
P_dc3=k²(2+2sinφ) (数８)
となる。また、Ｉ_Ｔ＝ｓｑｒｔ（２）、Ｑ_Ｔ＝０を繰り返す既知信号ｒｅｆ４を入力した時の電力値は、
P_dc4=2k² (数９）
となる。したがって、位相誤差φは、
φ=sin^-1(P_dc3/P_dc4-1) (数１０）
で算出できる。このように、ｒｅｆ１〜ｒｅｆ４の既知信号の電力値から振幅比および位相誤差を算出する。
第３１４４６４９号 S. A. Olson and R. E. Stengel,"LINC Imbalance Correction Using Based and Preconditioning,"ＩＥＥＥ ＲＡＷＣＯＮ９９，pp.179-182, Aug., 1999

上述の特許文献１記載の直交変調器における振幅値の不均衡性、位相誤差を補償する構成・方法では、既知信号を逐次的に変化させる振幅レベル可変器が必要なことから、既知信号発生器が複雑になる問題がある。さらに、位相誤差を求めるために既知信号を逐次的に変化させて出力電力を最小にする既知信号を探索するため、位相誤差を算出するまでの時間が大きくなる問題がある。また、非特許文献１記載の補償器構成・補償方法では、同様に振幅レベル可変器が必要であり、既知信号が複雑になる問題がある。

また、直交復調器においても、直交変調器同様に振幅値の不均衡性、位相誤差が発生する。したがって、直交変調器における振幅値の不均衡性、位相誤差を補償しても、図１７、図１８および図１９のように誤り率が劣化する問題が生じる。

上述の問題を解決するため、本発明においては、従来の直交変調器における振幅値の不均衡性すなわち振幅比および位相誤差を補償する装置構成と方法において、３種類の既知信号を用いて直交変調器における振幅値の不均衡性、位相誤差を算出することによって既知信号発生器の複雑度を低減し、さらに高速な位相誤差の算出を可能にする。これらの既知信号を直交復調器の誤差補償に用いる既知信号と共通化することによって、直交変調器および直交復調器の振幅値の不均衡性および位相誤差を補償する構成を同一の装置に実装する場合の、既知信号発生器の複雑化を抑える。また、本発明は、上述の直交変調器の誤差補償に用いた３種類の既知信号を用いて、直交復調器におけるＤＣオフセット、振幅値の不均衡性、位相誤差を補償するものである。

このため、請求項１においては、同相および直交ベースバンド信号を高周波信号に変換する直交変調器を備えた送信装置において、予め定められた第１、第２、第３の既知信号を出力する既知信号発生器と、被変調波となる高周波信号の電力値を測定する電力測定器と、測定した電力値より同相信号と直交信号の振幅比および位相誤差を算出する振幅比・位相誤差算出器と、前記算出した振幅比および位相誤差を基に誤差を補償する振幅比・位相誤差補償器とを有し、同相信号がａと−ａ（ａは定数の振幅値）を交互に繰り返し、直交信号が０を繰り返す信号の系列を第１既知信号として前記直交変調器へ入力し、前記直交変調器から出力された信号を前記電力測定器に入力して第１の電力値Ｐ_ｄｃ１を求め、前記同相信号が０を繰り返し、直交信号がａと−ａを交互に繰り返す信号を第２既知信号として前記直交変調器へ入力し、前記直交変調器から出力された信号を前記電力測定器に入力して第２の電力値Ｐ_ｄｃ２を求め、同相信号がａと−ａを交互に繰り返し、直交信号もａと−ａを交互に繰り返す信号を第３既知信号として前記直交変調器へ入力し、前記直交変調器の出力を前記電力測定器に入力して第３の電力値Ｐ_ｄｃ３を求め、前記振幅比・位相誤差算出器において、前記第１の電力値Ｐ_ｄｃ１および前記第２の電力値Ｐ_ｄｃ２より前記振幅比Ｇを求め、前記第１の電力値Ｐ_ｄｃ１、前記第２の電力値Ｐ_ｄｃ２および前記第３の電力値Ｐ_ｄｃ３より位相誤差φを求め、前記振幅比・位相誤差補償器において前記振幅比Ｇおよび前記位相誤差φを補償する装置を規定している。

請求項２においては、予め定められた既知信号を出力する既知信号発生器と同相および直交べースバンド信号を被変調波となる高周波信号に変換する直交変調器を備えた送信装置を有し、かつ、受信した高周波信号をベースバンド信号に変換して同相信号および直交信号を出力する直交復調器を備えた受信装置において、前記送信装置の直交変調器を介して前記受信装置の直交復調器に入力された第１、第２および第３既知信号に関し、前記受信装置側においては同相信号および直交信号の振幅平均値を算出する平均値算出器と、該算出した振幅平均値からＤＣオフセット量を導出して信号から差し引くことによってＤＣオフセットを除去するＤＣオフセット除去器と、前記ＤＣオフセットを除去した既知信号の振幅の二乗平均値を算出する二乗平均値算出器と、該算出した振幅の二乗平均値より同相信号と直交信号の振幅比および位相誤差を算出する振幅比・位相誤差算出器と、
該算出した前記振幅比および前記位相誤差を基に誤差を補償する振幅比・位相誤差補償器とを有し、前記既知信号発生器からの同相信号がａと−ａ（ａは任意の定数）を交互に繰り返し、かつ等しい数で現れ、直交信号が０を繰り返す系列を前記第1既知信号とし、同相信号が０を繰り返し、直交信号がａと−ａを交互に繰り返し、かつ等しい数で現れる系列を前記第２既知信号とし、同相信号および直交信号が共にａと−ａを交互に繰り返し、かつ等しい数で現れる系列を第３既知信号とし、これら第１乃至第３既知信号の何れかを前記直交変調器を通して前記直交復調器に入力し、前記直交復調器からの前記同相出力信号および前記直交出力信号の平均値を前記平均値算出器により算出し、該算出値をＤＣオフセット量として前記ＤＣオフセット除去器において前記受信した信号から除去し、前記第１既知信号を前記直交変調器に入力し、前記直交変調器の出力を前記直交復調器に入力し、前記直交復調器の出力を前記二乗平均値算出器において前記ＤＣオフセット除去後の信号から得られる同相信号の二乗平均値ＰＩ_ｄｃ１および直交信号の二乗平均値ＰＱ_ｄｃ１を求め、同様に、前記第２既知信号に対しても、前記直交変調器および前記直交復調器を経由して前記二乗平均値算出器において前記ＤＣオフセット除去後の信号から得られる同相信号の二乗平均値ＰＩ_ｄｃ２および直交信号の二乗平均値ＰＱ_ｄｃ２を求め、さらに、どうように前記第３既知信号に対しても、前記直交変調器および前記直交復調器を経由して前記二乗平均値算出器において前記ＤＣオフセット除去後の信号から得られる同相信号の二乗平均値ＰＩ_ｄｃ３および直交信号の二乗平均値ＰＱ_ｄｃ３を求め、前記振幅比・位相誤差算出器において、前記二乗平均値ＰＩ_ｄｃ１と前記二乗平均値ＰＱ_ｄｃ１の値の大きさを比較して算出方法を決定し、前記二乗平均値ＰＩ_ｄｃ１および前記二乗平均値ＰＩ_ｄｃ２より定数ｋ^２を求め、定数ｋ^２、二乗平均値ＰＱ_ｄｃ１および二乗平均値ＰＱ_ｄｃ２より前記同相信号と前記直交信号の振幅比Ｇを求め、
定数ｋ^２と、二乗平均値ＰＩ_ｄｃ１または二乗平均値ＰＩ_ｄｃ２の何れかと、二乗平均値ＰＩ_ｄｃ３とより、もしくは、定数ｋ^２と、二乗平均値ＰＩ_ｄｃ１と、二乗平均値ＰＩ_ｄｃ２と、二乗平均値ＰＩ_ｄｃ３とより前記直交復調器に入力される受信信号の搬送波と局部発振器の信号との位相差αを求め、前記定数ｋ^２と、前記振幅比Ｇと、前記位相差αと、二乗平均値ＰＱ_ｄｃ１または二乗平均値ＰＱ_ｄｃ２の何れかと二乗平均値ＰＱ_ｄｃ３とより、もしくは、前記定数ｋ^２と、前記振幅比Ｇと、前記位相差αと、二乗平均値ＰＱ_ｄｃ１と、二乗平均値ＰＱ_ｄｃ２と、二乗平均値ＰＱ_ｄｃ３とより位相誤差φを求め、前記振幅比・位相誤差補償器において前記振幅比Ｇおよび前記位相誤差φを補償する装置について規定している。

請求項３においては、送信系統および受信系統を有する通信用装置において、請求項２記載の直交復調器の誤差補償装置と、送信系統から受信系統へ伝送する回路およびスイッチとを有し、前記振幅比および前記位相誤差を算出する際に前記通信用装置の送信系統中の既知信号発生器から前記既知信号を発生させ、前記スイッチを切り替えることによって前記既知信号を受信系統へ伝送し、受信系統の直交復調器誤差を補償する装置について規定している。

請求項４においては、請求項３記載の直交復調器の誤差補償装置において、前記直交変調器または前記直交復調器中の局部発振器を前記直交変調器および前記直交復調器で共有するスイッチを有し、前記直交復調器の誤差補償を行う際に前記スイッチを切り替えて前記直交変調器および前記直交復調器中のミキサヘ入力される前記局部発振器の信号を共有する装置について規定している。

請求項５においては、同相および直交ベースバンド信号を高周波信号に変換する直交変調器を備えた送信装置および、請求項１記載の前記直交変調器の誤差補償装置を備え、受信した高周波信号をベースバンド信号に変換して同相信号および直交信号を出力する前記直交復調器を備えた受信装置において、請求項２乃至請求項４の何れかに記載の直交復調器の誤差補償装置を備え、前記既知信号発生器からの既知信号を用いて、まず前記直交変調器の誤差を算出して補償し、次に前記既知信号発生器からの既知信号を用いて前記直交復調器の誤差を算出し補償する装置について規定している。

この発明によれば、３種類の既知信号を用いることによって直交変調器の同相出力信号と直交出力信号の振幅比Ｇおよび位相誤差φを高速に算出することができる。また、既知信号発生器を簡単化することができる。

また、この発明によれば、直交復調器において、ＤＣオフセットを除去し、振幅比Ｇおよび位相誤差φを算出・補償することができる。
さらに、直交変調器および直交復調器それぞれの振幅比Ｇおよび位相誤差φを、共通の３種類の既知信号を用いて算出することができ、既知信号発生器の復雑化を抑えることができる。

（実施例１）
先ず、送信装置における直交変調器の振幅比・位相誤差を補償する装置の構成を示す。本実施の形態で使用する装置構成を図１に示す。すなわち、既知信号発生器１１、スイッチ１２、振幅比・位相誤差補償器１３、振幅比・位相誤差算出器１４、ディジタル信号を入力とする直交変調器１５、電力測定器１７より構成される。既知信号発生器１１の構成は図２に示すように、テーブル２１から既知信号を読み出し、その信号をディジタル信号変換部２２でディジタル信号に変換して出力する。

通常の場合はスイッチ１２は端子Ａ側に接続し、データの送信を行っている。直交変調器１５の誤差補償を行う場合はこれらスイッチ１２を端子Ｂ側に接続する。

次に、既知信号発生器１１より、３種の既知信号を出力する。第１の既知信号は同相信号が１と−１を交互に繰り返し、直交信号が０を繰り返す信号、第２の既知信号は同相信号が０を繰り返し、直交信号が１と−１を交互に繰り返す信号、第３の既知信号は同相信号が１と−１を交互に繰り返し、直交信号が１と−１を交互に繰り返す信号である。電力値測定器１７において、これら第１〜第３既知信号の電力値Ｐ_ｄｃ１、Ｐ_ｄｃ２、Ｐ_ｄｃ３を測定し、振幅比・位相誤差算出器１４へ伝送する。

振幅比・位相誤差算出器１４では、Ｐ_ｄｃ１、Ｐ_ｄｃ２、Ｐ_ｄｃ３から振幅比Ｇおよび位相誤差φを算出する。この算出の手順を以下に説明する。図１は本発明による誤差補償装置１３を有する直交変調装置の構成図であり、図２はこれに使用する既知信号発生器１１の構成図を示すものである。上記３種類の既知信号は図２におけるテーブル２１から読み出してディジタル信号変換器２２で変換処理が行われた後、直交変調器１５へ入力する。この３種類の既知信号はその振幅ａをａ＝１として以下に示す第１既知信号ｒｅｆ１、第２既知信号ｒｅｆ２、第３既知信号ｒｅｆ３のパターンとして設定され、これを直交変調器１５に入力する。

ref1 I_T(t)=[1,-１,１,-1,1,…,1,-1] Q_T(t)=[0,0,0,…,0,0]

ref2 I_T(t)=[0,0,0,…,0,0] Q_T(t)=[1,-１,１,-1,1,…,1,-1]

ref3 I_T(t)=[1,-１,１,-1,1,…,1,-1] Q_T(t)=[1,-１,１,-1,1,…,1,-1]
ｒｅｆ１およびｒｅｆ２に対する電力値Ｐ_ｄｃ１，Ｐ_ｄｃ２は（数１１）式および（数１２）式のように書ける。

P_dc1=k² （数１１）
P_dc2=k²G² （数１２）
振幅比Ｇは、（数１３）式から求められる。

G=sqrt(P_dc2/P_dc1) （数１３）
ｒｅｆ３に対する電力値Ｐ_ｄｃ３は以下のように書ける。

P_dc3=k²{1+G²+2Gsinφ} （数１４）
=k²+k²G²+2k²Gsinφ
=P_dc1＋P_dc2+2k²Gsinφ
したがって、位相誤差φは、
φ=sin^-1{(P_dc3-P_dc1-P_dc2)/(2k²G)} （数１５）
によって求めることができる。

以上により得られた振幅比Ｇ、位相誤差φを基に振幅比・位相誤差補償器の設定を行い、誤差の補償を行う。

（実施例２）
次に、受信機系統における直交復調器の振幅比・位相誤差を補償する手順について、図３に示す送信系統と受信系統とを有する携帯端末における装置構成により説明する。すなわち、送信系統においては直交変調器３１、既知信号発生器３２およびスイッチ３３を有しており、受信系統においては直交復調器３４、スイッチ３５、Ａ／Ｄ変換器３６、平均値算出器３７、ＤＣオフセット除去器３８、二乗平均値算出器３９、振幅比・位相誤差算出器３１０、振幅比・位相誤差補償器３１１を有して構成される。

通常の場合はスイッチ３３および３５を端子Ｃ側に接続してデータの送受信を行っている。直交復調器の誤差補償を行う場合は送信系統および受信系統におけるスイッチ３３および３５を端子Ｄ側に接続する。

次に、既知信号発生器３２より、図２と同じ構成の既知信号発生器からの３種類の既知信号を出力する。第１の既知信号は同相信号が１と−１を交互に繰り返し、直交信号が０を繰り返す信号、第２の既知信号は同相信号が０を繰り返し、直交信号が１と−１を交互に繰り返す信号、第３の既知信号は同相信号が１と−１を交互に繰り返し、直交信号も１と−１を交互に繰り返す信号である。これらの信号を、直交変調器３１、スイッチ３３を通して送信系統から受信系統へ送る。

受信系統では、これらの信号を直交復調器３４に通した後にＡ／Ｄ変換器３６によりＡ／Ｄ変換し、平均値算出器３７において振幅の平均値を算出し、ＤＣオフセット量を導出する。第１既知信号の同相信号の平均値を算出し、この値をＤＣオフセット量として同相信号系列から差し引く。同様に、第２既知信号の直交信号の平均値を算出し、この算出した量をＤＣオフセット量として直交信号系列から差し引く。

同相、直交両信号系列におけるＤＣオフセットを除去した後、二乗平均値算出器３９においてＤＣオフセットを除去した各信号系列の同相信号の二乗平均値ＰＩ_ｄｃ１、ＰＩ_ｄｃ２、ＰＩ_ｄｃ３および直交信号の二乗平均値ＰＱ_ｄｃ１、ＰＱ_ｄｃ２、ＰＱ_ｄｃ３を算出する。算出した各二乗平均電力値は振幅比・位相誤差算出器３１０へ入力される。この振幅比・位相誤差算出器３１０においては、定数ｋ^２、同相信号と直交信号間の振幅比Ｇ、復調器内蔵の局部発振器の信号と受信信号の搬送波との位相差α、及び位相誤差φを算出する。

この振幅比・位相誤差算出器３１０の内部構成を図４に示す。二乗平均値ＰＩ_ｄｃ１，ＰＩ_ｄｃ２，ＰＩ_ｄｃ３，ＰＱ_ｄｃ１，ＰＱ_ｄｃ２，ＰＱ_ｄｃ３から振幅比Ｇおよび位相誤差φを算出する手順を示すものであり、以下の各種パラメータ（ｋ^２，Ｇ，α，φ等）を算出する流れを示している。
振幅比・位相誤差計算では、定数ｋ^２、同相信号と直交信号の振幅比Ｇ、局部発振器の信号と受信信号の搬送波との位相差α、位相誤差φを算出する。図５はこの手順を示すフローチャートで、先ず、ＰＩ_ｄｃ１とＰＱ_ｄｃ１の値を比較する。ＰＩ_ｄｃ１の方が大きい場合は以下の数式群でセット１（後述の数２５、数２６、数２９、数３０、数３２〜数３７）を使用し、逆に小さい場合はセット２（数４６〜５１）を使用する。本実施例ではＰＩ_ｄｃ１の方が大きいものとして、以下セット１を用いるものとする。

角周波数をω、時刻ｔにおいて送信された同相信号成分および直交信号成分をＩ_Ｔ（ｔ），Ｑ_Ｔ（ｔ）とすると、送信後の信号は（数１６）式で表される。但し、直交変調器１５自体には振幅比Ｇ、位相誤差φは発生していないものとする。

S(t)=I_T(t)cosωt+Q_T(t)sinωt （数１６）
（数１６）で与えられる信号Ｓ（ｔ）を受信し、図６で示した構成の直交復調器を通過後の信号は、同相出力信号（数１７）式および直交出力信号（数１８）式で表すことができる。

I_R(t)=kI_T(t)cosα-kQ_T(t)sinα+δ_ｉ （数１７）
Q_R(t)=GkI_T(t)sin(α+φ)+GkQ_T(t)cos(α+φ)+δ_Ｑ (数１８)
ここで、ｋは定数、δ_Ｉ、δ_ＱはＤＣオフセットを示す。また、Ｇは直交復調器における同相出力信号と直交出力信号の振幅比、αは受信した信号の搬送波と復調器内蔵の局部発振器とから出力された両信号間の位相差、φは直交復調器出力の位相誤差を示す。
ここで、送信系統の既知信号発生器３２より、３種類の既知信号を送信する。第１の既知信号はＩ_Ｔ（ｔ）が１と−１を繰り返し、Ｑ_Ｔ（ｔ）は０を繰り返す系列である。第２の既知信号はＩ_Ｔ（ｔ）が０を繰り返し、Ｑ_Ｔ（ｔ）は１と−１を繰り返す系列である。第３の既知信号はＩ_Ｔ（ｔ）、Ｑ_Ｔ（ｔ）ともに１と−１を繰り返す系列である。但し、各系列とも１と−１の出現回数は同じである。すなわち、

ref1 I_T(t)=[1,-１,１,-1,…,1,-1] Q_T(t)=[0,0,0,…,0,0]

ref2 I_T(t)=[0,0,0,…,0,0] Q_T(t)=[1,-１,１,-1,…,1,-1]

ref3 I_T(t)=[１,-１,1,…,1,-1] Q_T(t)=[1,-１,１,-1,…,1,-1]
これらの既知信号を用いて、未知のパラメータδ_Ｉ、δ_Ｑ、ｋ、α、Ｇ、φを求める。

まず、ｒｅｆ１〜ｒｅｆ３はいずれも１と−１の数が等しく現れるため、同相出力信号（数１７）式および直交出力信号（数１８）式の平均値を算出することにより、それぞれδ_Ｉ、δ_Ｑを求めることができる。δ_Ｉ、δ_Ｑを差し引いた信号Ｉ’_Ｒ（ｔ）、Ｑ’_Ｒ（ｔ）はそれぞれ（数１９）式、（数２０）式で表される。

I’_R(t)=kI_T(t)cosα-kQ_T(t)sinα （数１９）
Q’_R(t)=GkI_T(t)sin(α+φ)+GkQ_T(t)cos（α+φ） （数２０）
次に、上記既知信号の各系列を入力した時の二乗平均値を求める。ｒｅｆ１を入力した時のＩ_Ｒ（ｔ）、Ｑ_Ｒ（ｔ）の二乗平均値をＰＩ_ｄｃ１、ＰＱ_ｄｃ１とすると、
PI_dc1=k²cos²α （数２１）
PQ_dc1=G²k²sin²(α+φ) （数２２）
となる。ｒｅｆ２に対するＩ’_Ｒ（ｔ）、Ｑ’_Ｒ（ｔ）の二乗平均値をＰＩ_ｄｃ２、ＰＱ_ｄｃ２は、
PI_dc2=k²sin²α （数２３）
PQ_dc2=G²k²cos²(α+φ) （数２４）
となる。ｒｅｆ２に対するＩ’_Ｒ（ｔ）、Ｑ’_Ｒ（ｔ）の二乗平均値をＰＩ_ｄｃ２、ＰＱ_ｄｃ２は、
(数21)＋(数23)＝k²(cos²α＋sin²α）=k²より
k²=PI_dc1+PI_dc2 （数２５）
が導出される。また、(数22)+(数24)=G²k₂(sin²(α+φ)+cos²(α+φ)=G²k²より、
G=sqrt((PQ_dc1+PQ_dc2)/k²) （数２６）
が導出される。これらの式より定数ｋおよび振幅比Ｇを求めることができる。

αおよびφは以下のようにして算出する。ｒｅｆ３を入力した時のＩ’_Ｒ（ｔ）、Ｑ’_Ｒ（ｔ）の二乗平均値ＰＩ_ｄｃ３、ＰＱ_ｄｃ３は、
PI_dc3=(kcosα-ksinα)²=k²(1-sin2α) （数２７）
PQ_dc3=(Gksin(α+φ)+Gkcos(α+φ))²=G²k²(1+sin2(α+φ)) （数２８）
となる。したがって、（数２７）式より、
α=1/2sin^-1(1-PI_dc3/k²) （数２９）
と書ける。

しかし、（数２９）式から２つの解が求められ、一意に解を算出することができない。しかし、（数２１）式からｃｏｓの逆関数を含んだ式を導くことが出来る。

PI_dc1=k²cos²α
=k²(1+cos2α)/2
∴α=1/2cos^-1(2・PI_dc1/k²-1) （数３０）
なお、ｃｏｓの逆関数を含んだ式は、（数２３）式を用いても導出可能である。

PI_dc2=k²sin²α
=k²(1-cos2α)/2
∴ α=1/2cos^-1(1-2・PI_dc2/k²) （数３１）
もしくは
PI_dc1-PI_dc2=k²cos²α-k²sin²α
=k²cos2α
∴ α=(1/2)cos^-1{(PI_dc1-PI_dc2)/k²} （数３１’）
このように、ｓｉｎおよびｃｏｓの逆関数を含んだ式が少なくとも１式ずつあれば、図７のように一意にαを求めることができる。ｓｉｎ^−１およびｃｏｓ^−１の引数（それぞれＡｕｇ１，Ａｕｇ２）を計算して表１を基に２αが存在する象限を求める。

（数２９）式および（数３０）式の引数は（数３２）式および（数３３）式となる。

Aug₁=1-PI_dc3/k² （数３２）
Aug₂=2・PI_dc1/k²-1 （数３３）
したがって、（数２９）式、（数３０）式（あるいは、（数３１）式）によって求められた２つの解のうち、上記で求めた象限に位置する解を選択し、２分の１を乗算することによって一意にαを導出することができる。

φは、（数２８）式より
φ=1/2sin^-1(PQ_dc3/(G²k²)-1)-α （数３４）
と書ける。また、（数２２）式および（数２４）式を用いて以下の式を導出する。

PQ_dc2-PQ_dc1=G²k²{cos²(α+φ)-sin²(α+φ)}
=G²k²cos2・(α+φ)
∴cos2・(α+φ)=(PQ_dc2-PQ_dc1)/G²k²
∴φ=1/2cos^-1{(PQ_dc2-PQ_dc1)/(G²k²)}-α (数３５)
もしくは（数２２）式よりPQ_dc1=G²k²sin²(α+φ)より、
∴ φ=(1/2)cos^-1{1-(2・PQ_dc1/G²k²)}-α （数３５’）
または（数２４）式より
PQ_dc2=G²k²cos²(α+φ)
φ=(1/2)cos^-1[{(2・PQ_dc2)/G²k²}-1]-α （数３５’’）
（数３４）式および（数３５）式のｓｉｎ^−１およびｃｏｓ^−１の引数は、それぞれ（数３６）式、（数３７）式となる。

Aug₁=PQ_dc3/(G²k²)-1 （数３６）
Aug₂=(PQ_dc2-PQ_dc1)/(G²k²) （数３７）
（数３６）式および（数３７）式を計算して表１に従って象限を決定し、φを一意に導出する。

但し、この時、位相の表現には２通りあり、適切に設定しないと正しい計算結果が算出されない。例えば、πと−πは同一の位相を示しており、適切な表現を行う必要がある。そこで、αおよびφの計算式を２通り用意することによって、αおよびφの値の表現範囲を−９０°〜９０°に限定し問題解決を図る。

ここで、ＰＩ_ｄｃ１とＰＱ_ｄｃ１の大小は、実際のαとφの値によって変動する。図８にφ＝０°時の、αに対する領域を示す。α＝−４５°〜４５°、１３５°〜２２５°の領域ではＰＩ_ｄｃ１の方が大きくなり、逆に、α＝４５°〜１３５°、２２５°〜３１５°の領域ではＰＱ_ｄｃ１の方が大きくなる。この領域は図９のように、φが変動するにつれてφの値だけ角度が回転する。

そこで、ＰＩ_ｄｃ１≧ＰＱ_ｄｃ１の場合と、ＰＩ_ｄｃ１＜ＰＱ_ｄｃ１の場合に応じて、別々に計算を行う。ＰＩ_ｄｃ１≧ＰＱ_ｄｃ１の場合は、計算式（数２５）〜（数３７）を用いる。ＰＩ_ｄｃ１＜ＰＱ_ｄｃ１の場合は、α＝４５°〜１３５°または２２５°〜３１５°と仮定し、基準を９０°としてαの計算を行う。すなわち、α＝α’＋π／２を計算式（数１９）式および（数２０）に代入すると、
I’’_R(t)=kI_T(t)cos(α’+π/2)-kQ_T(t)sin(α’+π/2)
=-kI_T(t)sinα’-kQ_T(t)cosα’ （数３８）
Q’’_R(t)=GkI_T(t)sin(α’+π/2+φ)+GkQ_T(t)cos(α’+π/2+φ)
=GkI_T(t)cos(α’+φ)-GkQ_T(t)sin(α’+φ) (数３９)
となる。既知信号を入力した時の二乗平均値はそれぞれ
PI_dc1=k²sin²α’ （数４０）
PQ_dc1=k²G²cos²(α’+φ) （数４１）
PI_dc2=k²cos²α’ （数４２）
PQ_dc2=k²G²sin²(α’+φ) （数４３）
PI_dc3=k²(-sinα’-cosα’)²
=k²(1+sin2α’) （数４４）
PQ_dc3=G²k²(cos(α’+φ)-sin(α’+φ))²
=G²k²(1-sin2(α’+φ)) （数４５）
と算出される。したがって、
k²=PI_dc1+PI_dc2 (数４６)
G=sqrt((PQ_dc1+PQ_dc2)/k²) （数４７）
からｋ^２およびＧを求めることができる（（数２５）、（数２６）と同じ式）。

（数４４）式より、
α’=1/2sin^-1(PI_dc3/k²-1) （数４８）
（数４０）式より、
α’=1/2cos^-1(1-2・PI_dc1)/k² (数４９)
（数４５）式より、
φ=1/2sin^-1(1-PQ_dc3/G²・k²)-α’ (数５０)
（数４１）式、（数４３）式より、
φ=1/2cos^-1((PQ_dc1-PQ_dc2)/G²k²)-α’ （数５１）
が導出される。以下、（数４８）式および（数４９）式の引数からα’の象限を求め、一意にα’の値を導出することができる。同様に、（数５０）式および（数５１）からφを導出することができる。

なお、α、φを算出する際、象限を決定した後に、α、φともにｓｉｎ^−１演算、ｃｏｓ^−１演算をそれぞれ含む式のどちらの解を用いてもαの値を求めることができる。しかし、雑音やＡ／Ｄ変換器の誤差の影響などによってｓｉｎ^−１およびｃｏｓ^−１演算の引数の絶対値が１を超える場合、計算ができなくなるか復素数が出力され、正しい結果が出力されなくなる。また、ｓｉｎ^−１やｃｏｓ^−１演算は、引数の絶対値が大きくなるにつれて雑音や誤差による影響が大きくなり演算精度が悪化する。したがって、ｓｉｎ^−１およびｃｏｓ^−１演算の引数の絶対値を比較し、小さい方の演算結果を選択する。計算式（数２９）式および（数３０）式を基にした時の演算過程を装置化したα算出器の装置構成を図１０に示す。また、計算式（数３４）式および（数３５）式を基にした時のφ算出器の装置構成を図１１に示す。ｓｉｎ^−１演算回路とｃｏｓ^−１演算回路に入力される値の絶対値を比較し、小さい方の回路側ヘスイッチを切り替える。なお、図１０および図１１において、加算器１０１（図１１では減算器１１１）への入力として四角で囲った数字“１”は、例えば（数３０）式において括弧内の減算処理を実行する際の（２・ＰＩ_ｄｃ１／ｋ^２−１）減算数の“１”を示すものであり、乗算器１０２および除算器１０３（図１１では除算器１１２）への一方の入力の同じく四角で囲った数字２は、（数３０）の括弧内の乗数２と等号の直後にある分数の分母である２とを指すものである。

上記より求めたＧおよびφを基に振幅比・位相誤差補償器の設定を行った後、誤差の補償を行う。

すなわち、以上の手順で受信系統の直交復調器の誤差の補償を行うためには、図３に示す構成において送信系統のスイッチ３３と受信系統のスイッチ３５を切り換えて直交変調器と直交復調器とを接続し、送信系統が有している既知信号発生器３２の出力を受信系統に送信して、直交復調器の誤差の補償を行うことになる。

また、図３の装置において、送信系統の直交変調器または受信系統の直交復調器とが有する局部発振器を、スイッチを介して互いに共有し合う構成もある。この場合の装置構成を図１２に示す。図１２において、送信系統の直交変調器１２０１出力におけるＪ点と図１２における受信系統の直交復調器１２０２入力におけるＫ点とを接続している配線により上記局部発振器の共有がなされている。この場合の直交変調器を図１３に、直交復調器を図１４に示す。図１３において、局部発振器１３１の出力はＪ点を経由して受信系統の直交復調器１２０２に伝送される。この直交復調器は図１４に示す構成で、直交復調器内部にスイッチ１４２を有しており、直交変調器からの局部発振器出力はＫ点を経由してスイッチ１４２の端子Ｆに入力される。通常の通信時は端子Ｅに接続され、直交変調器１２０１、直交復調器１２０２においてそれぞれの局部発振器１３１および１４１の信号を用いる。直交復調器の誤差算出・補償を行う際は端子Ｆ側に接続され、直交復調器において直交変調器の局部発振器の信号を用いる。

上述の本発明による直交変調器と直交復調器において局部発振器を共有する構成は送信側においてベースバンド信号を直接、高周波（ＲＦ）信号に変換するシステムに適用できる。ＦＤＤ（Frequency Division Duplex）システムのように送信時と受信時で周波数が異なるシステムでは、直交変調器と直交復調器内にそれぞれ異なる周波数の信号を出力する局部発振器を有する装置がある。しかし、直交復調器の誤差算出・補償を行う場合、直交変調器と直交復調器内の局部発振器から出力される信号の周波数を等しくし、直交復調器からべースバンド信号として出力されなければならない。したがって、ＦＤＤのようなシステムでは直交復調器の誤差補償を行うことができないことになる。また、両方の局部発振器の周波数を厳密に合わせることは難しく、誤差補償時に局部発振器の周波数を変更することは現実的では無い。そこで、直交復調器の誤差補償時に、直交変調器および直交復調器において局部発振器を共有する手段を有し、一つの局部発振器からの信号を共有する本発明による構成が直交復調器の誤差補償を行う方法として有効となる。

また、図３は自端末中の送信系統から既知信号を発生させ、自端末中の直交復調器を補償する構成であるが、対向端末より発生された既知信号を用いて自端末中の直交復調器の振幅比・位相誤差を補償することが可能である。
図２３は本発明による既知信号発生器を搭載した対向端末（別の端末）の構成図であり、図２４は本発明による直交復調器の振幅比及び位相誤差を補償する装置を搭載した自端末の構成図である。対向端末において既知信号を発生させ送信する。自端末において送信された既知信号を受信し、直交復調器の振幅比・位相誤差を算出して、誤差の補償を行うことができる。

（実施例３）
前記実施例２において端末中に送信系統および受信系統の両系統を備える場合の、直交復調器における振幅比・位相誤差を補償する方法について述べたが、本実施例３においては直交変調器および直交復調器の補償を行う方法について説明する。この場合の装置構成を図１５に示す。すなわち、送信系統および受信系統を有する通信用装置において、送信系統は既知信号発生器１５０１、直交変調器１５０２、電力値測定器１５０３、直交変調器用振幅比・位相誤差算出器１５０４、直交変調器用振幅比・位相誤差補償器１５０５、スイッチ１５０６および１５０７から構成され、受信系統はスイッチ１５０８、１５１２および１５１８、直交復調器１５０９、Ａ／Ｄ変換器１５１０、平均値算出器１５１１、ＤＣオフセット除去器１５１３、二乗平均値算出器１５１４、直交復調器用振幅比・位相誤差算出器１５１５、直交復調器用振幅比・位相誤差補償器１５１６より構成されている。

通常、対向の通信用装置と通信を行っている場合、送信系統のスイッチ１５０６は端子Ａ側に、スイッチ１５１７は端子Ｇ側に、スイッチ１５０７は端子Ｃ側に、また受信系統のスイッチ１５０８は端子Ｃ’側に、スイッチ１５１２は端子Ｑ側に、スイッチ１５１８は端子Ｙ側に接続されている。送信系統の直交変調器１５０２の誤差補償を行う場合はスイッチ１５０６を端子Ｂ側に、スイッチ１５１７は端子Ｈ側に接続し、スイッチ１５０７は端子Ｃ側または端子Ｄ側の何れでも良い。また、受信系統の直交復調器１５０９の振幅比および位相誤差の補償を行う場合は、送信系統のスイッチ１５０６を端子Ｂ側に、スイッチ１５１７を端子Ｇ側に、スイッチ１５０７を端子Ｄ側に、スイッチ１５０８を端子Ｄ’側に接続する。ＤＣオフセットの算出はスイッチ１５１８を端子Ｘ側に接続し、振幅比Ｇと位相誤差φを算出するときはスイッチ１５１８を端子Ｙ側に、スイッチ１５１２は端子Ｐ側に接続する。

まず、送信系統の直交変調器１５０２の誤差補償を行う。実施例１で記述したように、スイッチ１５０６を端子Ｂ側につなげ、既知信号発生器１５０１から直交変調器１５０２へ３種類の既知信号を入力する。既知信号は前記同様とし、第１の既知信号は同相信号が１と−１を交互に繰り返し、直交信号が０を繰り返す信号、第２の既知信号は同相信号が０を繰り返し、直交信号が１と−１を交互に繰り返す信号、第３の既知信号は同相信号が１と−１を交互に繰り返し、直交信号が１と−１を交互に繰り返す信号とする。電力値測定器１５０３において、これら第１〜第３の既知信号の電力値Ｐ_ｄｃ１、Ｐ_ｄｃ２、Ｐ_ｄｃ３を測定し、直交変調器用振幅比・位相誤差算出器１５０４へ伝送する。

直交変調器用振幅比・位相誤差算出器１５０４では、伝送された既知信号の電力値Ｐ_ｄｃ１、Ｐ_ｄｃ２、Ｐ_ｄｃ３を用いて直交変調器１５０２の振幅比Ｇおよび位相誤差φを算出する。振幅比Ｇは前記（数１３）式より求めることができる。

G=sqrt(P_dc2/P_dc1)
また、位相誤差φは（数１５）式より求めることが出来る。

φ=sin^-1{(P_dc3-P_dc1-P_dc2)/(2k²G)}
これにより求めた振幅比Ｇおよび位相誤差φを基に直交変調器用振幅比・位相誤差補償器１５０５の設定を行い、直交変調器用振幅比・位相誤差補償器１５０５において誤差の補償を行う。

次に、実施例２で記述したように、スイッチ１５０６を端子Ｂ、スイッチ１５０７を端子Ｄ側に接続し、上述の第１〜第３の既知信号を直交変調器１５０２、スイッチ１５０６、１５０７および受信系統のスイッチ１５０８を通して受信系統の直交復調器１５０９へ入力する。直交復調器１５０９の出力はＡ／Ｄ変換器１５１０でＡ／Ｄ変換され、この信号から平均値算出器１５１１において振幅の平均値を算出し、ＤＣオフセット量を導出する。第１既知信号の同相信号の平均値を算出し、この値をＤＣオフセット量としてＤＣオフセット除去器１２１３で同相信号系列から差し引く。同様に、第２既知信号の直交信号の平均値を算出し、ＤＣオフセット量として直交信号系列から差し引く。

次に、二乗平均値算出器においてＤＣオフセットを除去した各系列の同相信号の二乗平均値ＰＩ_ｄｃ１、ＰＩ_ｄｃ２、ＰＩ_ｄｃ３および直交信号の二乗平均値ＰＱ_ｄｃ１、ＰＱ_ｄｃ２、ＰＱ_ｄｃ３を二乗平均値算出器１５１４において算出する。算出した各二乗平均値は直交復調器用振幅比・位相誤差算出器１５１５へ入力される。

直交復調器用振幅比・位相誤差算出器１５１５では定数ｋ^２、同相信号と直交信号の振幅比Ｇ、局部発振器の信号と受信信号の搬送波との位相差α、位相誤差φを算出する。この実施例においても、同相信号及び直交信号の電力ＰＩ_ｄｃ１とＰＱ_ｄｃ１の値を比較し、前述の計算式群セット１またはセット２の選択を行うが、本実施の形態においてはＰＩ_ｄｃ１の方が大きいものとし、以下、セット１を用いる場合について説明する。

次に、前記実施例２の場合と同様に、（数２５）より、ｋ^２を算出する。

k²=PI_dc1+PI_dc2 （数２５）
さらに、このｋ^２を用いて（数２６）よりＧを算出する。

G=sqrt((PQ_dc1+PQ_dc2)/k²) （数２６）
αを求めるためには、ｓｉｎの引数（数３２）およびｃｏｓの引数（数３３）を用いて２αが存在する象限を求める。

Aug₁=1-PI_dc3/k² （数３２）
Aug₂=2・PI_dc1/k²-1 （数３３）
象限を求めた後、Ａｕｇ_１とＡｕｇ_２の絶対値を比較し、Ａｕｇ_１の方が小さい場合は（数２９）を用いて解を算出する。

α=1/2sin^-1(1-PI_dc3/k²) （数２９）
逆に、Ａｕｇ_２の方が小さい場合は（数３０）を用いて解を算出する。

α=1/2cos^-1(2・PI_dc2/k²-1) （数３０）
ｓｉｎ^−１およびｃｏｓ^−１の引数から象限を決定し、解を一意に導出する。

次にφを求める。φも同様に、ｓｉｎの引数（数３４）およびｃｏｓの引数（数３５）を用いて、次式により２（α＋φ）が存在する象限を求める。

Aug₁=PQ_dc3/(G²k²-1) （数３６）
Aug₂=(PQ_dc2-PQ_dc1)/(G²k²) （数３７）
象限を求めた後、Ａｕｇ_１とＡｕｇ_２の絶対値を比較し、Ａｕｇ_１の方が小さい場合は（数３４）を用いて解を算出する。

φ=1/2sin^-1(PQ_dc3/(G²k²)-1)-α （数３４）
逆に、Ａｕｇ_２の方が小さい場合は（数３５）を用いて解を算出する。

φ=1/2cos^-1((PQ_dc2-PQ_dc1)/(G²k²))-α (数３５)
ｓｉｎ^−１およびｃｏｓ^−１の引数から象限を決定し、解を一意に決定する。算出された振幅比Ｇおよび位相誤差φを基に直交復調器用振幅比・位相誤差補償器の設定を行い、直交復調用振幅比・位相誤差補償器において誤差の補償を行う。

実施例１における送信装置の構成図。 実施例１で用いられた既知信号発生器の構成図。 実施例２における送信系統と受信系統とを搭載した場合の装置構成図。 実施例２における振幅比・位相誤差算出器の装置構成図。 振幅比・位相誤差算出処理の手順を示すフロー図。 直交復調器の構成図。 受信信号と局部発振信号との位相差算出を説明するＸ−Ｙ平面図。 位相誤差＝０°の場合における同相信号と直交信号の電力値の関係を示すＸ−Ｙ平面図。 位相誤差が０°でない場合における同相信号と直交信号の電力値の関係を示すＸ−Ｙ平面図。 実施例２における受信信号と局部発振信号との位相差算出器の装置構成図。 実施例２における位相誤差算出器の構成図。 実施例２における送信系統と受信系統とを搭載した場合の他の装置構成図。 図１２の装置構成に用いられる直交変調器の構成図。 図１２の装置構成に用いられる直交復調器の構成図。 実施例３における送信系統と受信系統とを搭載した場合の装置構成図。 従来用いられてきた直交変調器構成図。 同相／直交信号間の振幅比と誤り率の関係図。 位相誤差と誤り率の関係図。 ＤＣオフセットと誤り率の関係図。 従来の直交変調補償システムにおける送信装置の構成図。 従来の既知信号発生器の構成図。 従来の既知信号発生器の他の構成図。 従来の直交変調器補償システムに本発明を適用した場合の送信系統構成図。 従来の直交変調器補償システムに本発明を適用した場合の受信系統構成図。

符号の説明

１１、３２、１５０１、２０２、２３１：既知信号発生器
１２、１６、３３、３５、１４２、２０３、１５０６、１５０７、１５０８、１５１２、１５１７、１５１８：スイッチ
１３、２０５、３１１：振幅比・位相誤差補償器
１４、２０４、３１０、２４０１：振幅比・位相誤差算出器
１５、３１、１２０１、１５０２、２０１：直交変調器
１７、１５０３、２０６：電力値測定器
２１、２１１、２２１：テーブル
２２、２１３、２２３：ディジタル信号変換器
３４、１２０２、１５０９：直交復調器
３６、１５１０：Ａ／Ｄ変換器
３７、１５１１：平均値算出器
３８．１５１３：ＤＣオフセット除去器
３９、１５１４：二乗平均値算出器
６１、１３１、１４１、１６１：局部発振器
６２、１６２：ミキサ
６３：ローパスフィルタ
６４、１６４：９０°移相器
１０１、１１１、１６３：加算器
１０２：乗算器
１０３、１１２：除算器
１５０４：直交変調器用振幅比・位相誤差算出器
１５０５：直交変調器用振幅比・位相誤差補償器
１５１５：直交復調器用振幅比・位相誤差算出器
１５１６：直交復調器用振幅比・位相誤差補償器
２１２、２２２：振幅レベル可変器

Claims (5)

1. 同相および直交ベースバンド信号を高周波信号に変換する直交変調器を備えた送信装置において、
   予め定められた第１、第２、第３の既知信号を出力する既知信号発生器と、
   被変調波となる高周波信号の電力値を測定する電力測定器と、
   測定した電力値より同相信号と直交信号の振幅比および位相誤差を算出する振幅比・位相誤差算出器と、
   前記算出した振幅比および位相誤差を基に誤差を補償する振幅比・位相誤差補償器とを有し、
   同相信号がａと−ａ（ａは定数の振幅値）を交互に繰り返し、直交信号が０を繰り返す信号の系列を第１既知信号として前記直交変調器へ入力し、
   前記直交変調器から出力された信号を前記電力測定器に入力して第１の電力値Ｐ_ｄｃ１を求め、
   前記同相信号が０を繰り返し、直交信号がａと−ａを交互に繰り返す信号を第２既知信号として前記直交変調器へ入力し、
   前記直交変調器から出力された信号を前記電力測定器に入力して第２の電力値Ｐ_ｄｃ２を求め、
   同相信号がａと−ａを交互に繰り返し、直交信号もａと−ａを交互に繰り返す信号を第３既知信号として前記直交変調器へ入力し、
   前記直交変調器の出力を前記電力測定器に入力して第３の電力値Ｐ_ｄｃ３を求め、前記振幅比・位相誤差算出器において、前記第１の電力値Ｐ_ｄｃ１および前記第２の電力値Ｐ_ｄｃ２より前記振幅比Ｇを求め、前記第１の電力値Ｐ_ｄｃ１、前記第２の電力値Ｐ_ｄｃ２および前記第３の電力値Ｐ_ｄｃ３より位相誤差φを求め、前記振幅比・位相誤差補償器において前記振幅比Ｇおよび前記位相誤差φを補償することを特徴とする直交変調器の誤差補償装置。
2. 予め定められた既知信号を出力する既知信号発生器と同相および直交べースバンド信号を被変調波となる高周波信号に変換する直交変調器を備えた送信装置を有し、
   かつ、受信した高周波信号をベースバンド信号に変換して同相信号および直交信号を出力する直交復調器を備えた受信装置において、
   前記送信装置の直交変調器を介して前記受信装置の直交復調器に入力された第１、第２および第３既知信号に関し、前記受信装置側においては同相信号および直交信号の振幅平均値を算出する平均値算出器と、
   該算出した振幅平均値からＤＣオフセット量を導出して信号から差し引くことによってＤＣオフセットを除去するＤＣオフセット除去器と、
   前記ＤＣオフセットを除去した既知信号の振幅の二乗平均値を算出する二乗平均値算出器と、
   該算出した振幅の二乗平均値より同相信号と直交信号の振幅比および位相誤差を算出する振幅比・位相誤差算出器と、
   該算出した前記振幅比および前記位相誤差を基に誤差を補償する振幅比・位相誤差補償器とを有し、
   前記既知信号発生器からの同相信号がａと−ａ（ａは任意の定数）を交互に繰り返し、かつ等しい数で現れ、直交信号が０を繰り返す系列を前記第1既知信号とし、同相信号が０を繰り返し、直交信号がａと−ａを交互に繰り返し、かつ等しい数で現れる系列を前記第２既知信号とし、同相信号および直交信号が共にａと−ａを交互に繰り返し、かつ等しい数で現れる系列を第３既知信号とし、これら第１乃至第３既知信号の何れかを前記直交変調器を通して前記直交復調器に入力し、前記直交復調器からの前記同相出力信号および前記直交出力信号の平均値を前記平均値算出器により算出し、該算出値をＤＣオフセット量として前記ＤＣオフセット除去器において前記受信した信号から除去し、
   前記第１既知信号を前記直交変調器に入力し、前記直交変調器の出力を前記直交復調器に入力し、前記直交復調器の出力を前記二乗平均値算出器において前記ＤＣオフセット除去後の高周波信号から得られる同相信号の二乗平均値ＰＩ_ｄｃ１および直交信号の二乗平均値ＰＱ_ｄｃ１を求め、
   同様に、前記第２既知信号に対しても、前記直交変調器および前記直交復調器を経由して前記二乗平均値算出器において前記ＤＣオフセット除去後の信号から得られる同相信号の二乗平均値ＰＩ_ｄｃ２および直交信号の二乗平均値ＰＱ_ｄｃ２を求め、
   さらに、同様に前記第３既知信号に対しても、前記直交変調器および前記直交復調器を経由して前記二乗平均値算出器において前記ＤＣオフセット除去後の信号から得られる同相信号の二乗平均値ＰＩ_ｄｃ３および直交信号の二乗平均値ＰＱ_ｄｃ３を求め、
   前記振幅比・位相誤差算出器において、前記二乗平均値ＰＩ_ｄｃ１と前記二乗平均値ＰＱ_ｄｃ１の値の大きさを比較して算出方法を決定し、
   前記二乗平均値ＰＩ_ｄｃ１および前記二乗平均値ＰＩ_ｄｃ２より定数ｋ^２を求め、定数ｋ^２、二乗平均値ＰＱ_ｄｃ１および二乗平均値ＰＱ_ｄｃ２より前記同相信号と前記直交信号の振幅比Ｇを求め、
   定数ｋ^２と、二乗平均値ＰＩ_ｄｃ１または二乗平均値ＰＩ_ｄｃ２の何れかと、二乗平均値ＰＩ_ｄｃ３とより、もしくは、定数ｋ^２と、二乗平均値ＰＩ_ｄｃ１と、二乗平均値ＰＩ_ｄｃ２と、二乗平均値ＰＩ_ｄｃ３とより前記直交復調器に入力される受信信号の搬送波と局部発振器の信号との位相差αを求め、前記定数ｋ^２と、前記振幅比Ｇと、前記位相差αと、二乗平均値ＰＱ_ｄｃ１または二乗平均値ＰＱ_ｄｃ２の何れかと二乗平均値ＰＱ_ｄｃ３とより、もしくは、前記定数ｋ^２と、前記振幅比Ｇと、前記位相差αと、二乗平均値ＰＱ_ｄｃ１と、二乗平均値ＰＱ_ｄｃ２と、二乗平均値ＰＱ_ｄｃ３とより位相誤差φを求め、前記振幅比・位相誤差補償器において前記振幅比Ｇおよび前記位相誤差φを補償することを特徴とする直交復調器の誤差補償装置。
3. 送信系統および受信系統を有する通信用装置において、
   請求項２記載の直交復調器の誤差補償装置と、
   送信系統から受信系統へ伝送する回路およびスイッチとを有し、
   前記振幅比および前記位相誤差を算出する際に前記通信用装置の送信系統中の既知信号発生器から前記既知信号を発生させ、前記スイッチを切り替えることによって前記既知信号を受信系統へ伝送し、
   受信系統の直交復調器誤差を補償することを特徴とする直交復調器の誤差補償装置。
4. 請求項３記載の直交復調器の誤差補償装置において、
   前記直交変調器または前記直交復調器中の局部発振器を前記直交変調器および前記直交復調器で共有するスイッチを有し、
   前記直交復調器の誤差補償を行う際に前記スイッチを切り替えて前記直交変調器および前記直交復調器中のミキサヘ入力される前記局部発振器の信号を共有することを特徴とする直交復調器の誤差補償装置。
5. 同相および直交ベースバンド信号を高周波信号に変換する直交変調器を備えた送信装置および、請求項１記載の前記直交変調器の誤差補償装置を備え、受信した高周波信号をベースバンド信号に変換して同相信号および直交信号を出力する前記直交復調器を備えた受信装置において、
   請求項２乃至請求項４の何れかに記載の直交復調器の誤差補償装置を備え、前記既知信号発生器からの既知信号を用いて、まず前記直交変調器の誤差を算出して補償し、次に前記既知信号発生器からの既知信号を用いて前記直交復調器の誤差を算出し補償することを特徴とする直交変調器及び直交復調器の誤差補償装置。

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