JP4141973B2 - 直交変調器および直交復調器の誤差補償装置 - Google Patents
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Description
=k{IT(t)+GQT(t)sinφ}cosωt+k{GQT(t)cosφ}sinωt (数1)
ここで、kは定数、ωは角周波数、IT(t)、QT(t)は時刻tで送信された同相信号成分および直交信号成分としている。三角関数の合成式より、
S(t)=sqrt[k2{IT(t)+GQT(t)sinφ}2+k2{GQT(t)cosφ}2]
・sin[ωt+tan-1{k(IT(t)+GQT(t)sinφ)/kGQT(t)cosφ}]
=sqrt[k2{IT 2(t)+G2QT 2(t)+2GIT(t)QT(t)sinφ}]
・sin[ωt+tan-1{k(IT(t)+GQT(t)sinφ)/kGQT(t)cosφ}] (数2)
と書ける。ここでsqrtは平方根を表す。したがって、S(t)の電力値Pは以下のように書ける。
ここで、既知信号発生器202において、下記のように同相成分が1を繰り返す既知信号ref1および直交成分が1を繰り返すref2を発生させ、直交変調器201へ入力する。
ref2 IT(t)=[0,0,0,…,0,0] QT(t)=[1,1,1,…,1]
ref1を入力した時の平均電力値Pdc1およびref2を入力した時の平均電力値Pdc2は、
Pdc1=k2
(数4)
Pdc2=k2G2 (数5)
となる。したがって、同相出力信号と直交出力信号との振幅比Gは以下のように算出できる。
また、位相誤差は、(数3)式においてQT=1とした時に、PはIT_min=−=−Gsinφの時に最小になることから、Pが最小になる時のIT_minを求めた後、
φ=sin-1(-IT_min/G) (数7)
によってφを求めることができる。したがって、既知信号発生器202より振幅レベルを細かく変化させた既知信号を発生させていき、出力電力Pが最小になる振幅レベルをIT_minとして、(数7)から算出する。
Pdc3=k2(2+2sinφ) (数8)
となる。また、IT=sqrt(2)、QT=0を繰り返す既知信号ref4を入力した時の電力値は、
Pdc4=2k2 (数9)
となる。したがって、位相誤差φは、
φ=sin-1(Pdc3/Pdc4-1) (数10)
で算出できる。このように、ref1〜ref4の既知信号の電力値から振幅比および位相誤差を算出する。
該算出した前記振幅比および前記位相誤差を基に誤差を補償する振幅比・位相誤差補償器とを有し、前記既知信号発生器からの同相信号がaと−a(aは任意の定数)を交互に繰り返し、かつ等しい数で現れ、直交信号が0を繰り返す系列を前記第1既知信号とし、同相信号が0を繰り返し、直交信号がaと−aを交互に繰り返し、かつ等しい数で現れる系列を前記第2既知信号とし、同相信号および直交信号が共にaと−aを交互に繰り返し、かつ等しい数で現れる系列を第3既知信号とし、これら第1乃至第3既知信号の何れかを前記直交変調器を通して前記直交復調器に入力し、前記直交復調器からの前記同相出力信号および前記直交出力信号の平均値を前記平均値算出器により算出し、該算出値をDCオフセット量として前記DCオフセット除去器において前記受信した信号から除去し、前記第1既知信号を前記直交変調器に入力し、前記直交変調器の出力を前記直交復調器に入力し、前記直交復調器の出力を前記二乗平均値算出器において前記DCオフセット除去後の信号から得られる同相信号の二乗平均値PIdc1および直交信号の二乗平均値PQdc1を求め、同様に、前記第2既知信号に対しても、前記直交変調器および前記直交復調器を経由して前記二乗平均値算出器において前記DCオフセット除去後の信号から得られる同相信号の二乗平均値PIdc2および直交信号の二乗平均値PQdc2を求め、さらに、どうように前記第3既知信号に対しても、前記直交変調器および前記直交復調器を経由して前記二乗平均値算出器において前記DCオフセット除去後の信号から得られる同相信号の二乗平均値PIdc3および直交信号の二乗平均値PQdc3を求め、前記振幅比・位相誤差算出器において、前記二乗平均値PIdc1と前記二乗平均値PQdc1の値の大きさを比較して算出方法を決定し、前記二乗平均値PIdc1および前記二乗平均値PIdc2より定数k2を求め、定数k2、二乗平均値PQdc1および二乗平均値PQdc2より前記同相信号と前記直交信号の振幅比Gを求め、
定数k2と、二乗平均値PIdc1または二乗平均値PIdc2の何れかと、二乗平均値PIdc3とより、もしくは、定数k2と、二乗平均値PIdc1と、二乗平均値PIdc2と、二乗平均値PIdc3とより前記直交復調器に入力される受信信号の搬送波と局部発振器の信号との位相差αを求め、前記定数k2と、前記振幅比Gと、前記位相差αと、二乗平均値PQdc1または二乗平均値PQdc2の何れかと二乗平均値PQdc3とより、もしくは、前記定数k2と、前記振幅比Gと、前記位相差αと、二乗平均値PQdc1と、二乗平均値PQdc2と、二乗平均値PQdc3とより位相誤差φを求め、前記振幅比・位相誤差補償器において前記振幅比Gおよび前記位相誤差φを補償する装置について規定している。
さらに、直交変調器および直交復調器それぞれの振幅比Gおよび位相誤差φを、共通の3種類の既知信号を用いて算出することができ、既知信号発生器の復雑化を抑えることができる。
先ず、送信装置における直交変調器の振幅比・位相誤差を補償する装置の構成を示す。本実施の形態で使用する装置構成を図1に示す。すなわち、既知信号発生器11、スイッチ12、振幅比・位相誤差補償器13、振幅比・位相誤差算出器14、ディジタル信号を入力とする直交変調器15、電力測定器17より構成される。既知信号発生器11の構成は図2に示すように、テーブル21から既知信号を読み出し、その信号をディジタル信号変換部22でディジタル信号に変換して出力する。
ref2 IT(t)=[0,0,0,…,0,0] QT(t)=[1,-1,1,-1,1,…,1,-1]
ref3 IT(t)=[1,-1,1,-1,1,…,1,-1] QT(t)=[1,-1,1,-1,1,…,1,-1]
ref1およびref2に対する電力値Pdc1,Pdc2は(数11)式および(数12)式のように書ける。
Pdc2=k2G2 (数12)
振幅比Gは、(数13)式から求められる。
ref3に対する電力値Pdc3は以下のように書ける。
=k2+k2G2+2k2Gsinφ
=Pdc1+Pdc2+2k2Gsinφ
したがって、位相誤差φは、
φ=sin-1{(Pdc3-Pdc1-Pdc2)/(2k2G)} (数15)
によって求めることができる。
次に、受信機系統における直交復調器の振幅比・位相誤差を補償する手順について、図3に示す送信系統と受信系統とを有する携帯端末における装置構成により説明する。すなわち、送信系統においては直交変調器31、既知信号発生器32およびスイッチ33を有しており、受信系統においては直交復調器34、スイッチ35、A/D変換器36、平均値算出器37、DCオフセット除去器38、二乗平均値算出器39、振幅比・位相誤差算出器310、振幅比・位相誤差補償器311を有して構成される。
振幅比・位相誤差計算では、定数k2、同相信号と直交信号の振幅比G、局部発振器の信号と受信信号の搬送波との位相差α、位相誤差φを算出する。図5はこの手順を示すフローチャートで、先ず、PIdc1とPQdc1の値を比較する。PIdc1の方が大きい場合は以下の数式群でセット1(後述の数25、数26、数29、数30、数32〜数37)を使用し、逆に小さい場合はセット2(数46〜51)を使用する。本実施例ではPIdc1の方が大きいものとして、以下セット1を用いるものとする。
(数16)で与えられる信号S(t)を受信し、図6で示した構成の直交復調器を通過後の信号は、同相出力信号(数17)式および直交出力信号(数18)式で表すことができる。
QR(t)=GkIT(t)sin(α+φ)+GkQT(t)cos(α+φ)+δQ (数18)
ここで、kは定数、δI、δQはDCオフセットを示す。また、Gは直交復調器における同相出力信号と直交出力信号の振幅比、αは受信した信号の搬送波と復調器内蔵の局部発振器とから出力された両信号間の位相差、φは直交復調器出力の位相誤差を示す。
ここで、送信系統の既知信号発生器32より、3種類の既知信号を送信する。第1の既知信号はIT(t)が1と−1を繰り返し、QT(t)は0を繰り返す系列である。第2の既知信号はIT(t)が0を繰り返し、QT(t)は1と−1を繰り返す系列である。第3の既知信号はIT(t)、QT(t)ともに1と−1を繰り返す系列である。但し、各系列とも1と−1の出現回数は同じである。すなわち、
ref1 IT(t)=[1,-1,1,-1,…,1,-1] QT(t)=[0,0,0,…,0,0]
ref2 IT(t)=[0,0,0,…,0,0] QT(t)=[1,-1,1,-1,…,1,-1]
ref3 IT(t)=[1,-1,1,…,1,-1] QT(t)=[1,-1,1,-1,…,1,-1]
これらの既知信号を用いて、未知のパラメータδI、δQ、k、α、G、φを求める。
Q’R(t)=GkIT(t)sin(α+φ)+GkQT(t)cos(α+φ) (数20)
次に、上記既知信号の各系列を入力した時の二乗平均値を求める。ref1を入力した時のIR(t)、QR(t)の二乗平均値をPIdc1、PQdc1とすると、
PIdc1=k2cos2α (数21)
PQdc1=G2k2sin2(α+φ) (数22)
となる。ref2に対するI’R(t)、Q’R(t)の二乗平均値をPIdc2、PQdc2は、
PIdc2=k2sin2α (数23)
PQdc2=G2k2cos2(α+φ) (数24)
となる。ref2に対するI’R(t)、Q’R(t)の二乗平均値をPIdc2、PQdc2は、
(数21)+(数23)=k2(cos2α+sin2α)=k2より
k2=PIdc1+PIdc2 (数25)
が導出される。また、(数22)+(数24)=G2k2(sin2(α+φ)+cos2(α+φ)=G2k2より、
G=sqrt((PQdc1+PQdc2)/k2) (数26)
が導出される。これらの式より定数kおよび振幅比Gを求めることができる。
PIdc3=(kcosα-ksinα)2=k2(1-sin2α) (数27)
PQdc3=(Gksin(α+φ)+Gkcos(α+φ))2=G2k2(1+sin2(α+φ)) (数28)
となる。したがって、(数27)式より、
α=1/2sin-1(1-PIdc3/k2) (数29)
と書ける。
=k2(1+cos2α)/2
∴α=1/2cos-1(2・PIdc1/k2-1) (数30)
なお、cosの逆関数を含んだ式は、(数23)式を用いても導出可能である。
=k2(1-cos2α)/2
∴ α=1/2cos-1(1-2・PIdc2/k2) (数31)
もしくは
PIdc1-PIdc2=k2cos2α-k2sin2α
=k2cos2α
∴ α=(1/2)cos-1{(PIdc1-PIdc2)/k2} (数31’)
このように、sinおよびcosの逆関数を含んだ式が少なくとも1式ずつあれば、図7のように一意にαを求めることができる。sin−1およびcos−1の引数(それぞれAug1,Aug2)を計算して表1を基に2αが存在する象限を求める。
Aug2=2・PIdc1/k2-1 (数33)
したがって、(数29)式、(数30)式(あるいは、(数31)式)によって求められた2つの解のうち、上記で求めた象限に位置する解を選択し、2分の1を乗算することによって一意にαを導出することができる。
φ=1/2sin-1(PQdc3/(G2k2)-1)-α (数34)
と書ける。また、(数22)式および(数24)式を用いて以下の式を導出する。
=G2k2cos2・(α+φ)
∴cos2・(α+φ)=(PQdc2-PQdc1)/G2k2
∴φ=1/2cos-1{(PQdc2-PQdc1)/(G2k2)}-α (数35)
もしくは(数22)式よりPQdc1=G2k2sin2(α+φ)より、
∴ φ=(1/2)cos-1{1-(2・PQdc1/G2k2)}-α (数35’)
または(数24)式より
PQdc2=G2k2cos2(α+φ)
φ=(1/2)cos-1[{(2・PQdc2)/G2k2}-1]-α (数35’’)
(数34)式および(数35)式のsin−1およびcos−1の引数は、それぞれ(数36)式、(数37)式となる。
Aug2=(PQdc2-PQdc1)/(G2k2) (数37)
(数36)式および(数37)式を計算して表1に従って象限を決定し、φを一意に導出する。
I’’R(t)=kIT(t)cos(α’+π/2)-kQT(t)sin(α’+π/2)
=-kIT(t)sinα’-kQT(t)cosα’ (数38)
Q’’R(t)=GkIT(t)sin(α’+π/2+φ)+GkQT(t)cos(α’+π/2+φ)
=GkIT(t)cos(α’+φ)-GkQT(t)sin(α’+φ) (数39)
となる。既知信号を入力した時の二乗平均値はそれぞれ
PIdc1=k2sin2α’ (数40)
PQdc1=k2G2cos2(α’+φ) (数41)
PIdc2=k2cos2α’ (数42)
PQdc2=k2G2sin2(α’+φ) (数43)
PIdc3=k2(-sinα’-cosα’)2
=k2(1+sin2α’) (数44)
PQdc3=G2k2(cos(α’+φ)-sin(α’+φ))2
=G2k2(1-sin2(α’+φ)) (数45)
と算出される。したがって、
k2=PIdc1+PIdc2 (数46)
G=sqrt((PQdc1+PQdc2)/k2) (数47)
からk2およびGを求めることができる((数25)、(数26)と同じ式)。
α’=1/2sin-1(PIdc3/k2-1) (数48)
(数40)式より、
α’=1/2cos-1(1-2・PIdc1)/k2 (数49)
(数45)式より、
φ=1/2sin-1(1-PQdc3/G2・k2)-α’ (数50)
(数41)式、(数43)式より、
φ=1/2cos-1((PQdc1-PQdc2)/G2k2)-α’ (数51)
が導出される。以下、(数48)式および(数49)式の引数からα’の象限を求め、一意にα’の値を導出することができる。同様に、(数50)式および(数51)からφを導出することができる。
図23は本発明による既知信号発生器を搭載した対向端末(別の端末)の構成図であり、図24は本発明による直交復調器の振幅比及び位相誤差を補償する装置を搭載した自端末の構成図である。対向端末において既知信号を発生させ送信する。自端末において送信された既知信号を受信し、直交復調器の振幅比・位相誤差を算出して、誤差の補償を行うことができる。
前記実施例2において端末中に送信系統および受信系統の両系統を備える場合の、直交復調器における振幅比・位相誤差を補償する方法について述べたが、本実施例3においては直交変調器および直交復調器の補償を行う方法について説明する。この場合の装置構成を図15に示す。すなわち、送信系統および受信系統を有する通信用装置において、送信系統は既知信号発生器1501、直交変調器1502、電力値測定器1503、直交変調器用振幅比・位相誤差算出器1504、直交変調器用振幅比・位相誤差補償器1505、スイッチ1506および1507から構成され、受信系統はスイッチ1508、1512および1518、直交復調器1509、A/D変換器1510、平均値算出器1511、DCオフセット除去器1513、二乗平均値算出器1514、直交復調器用振幅比・位相誤差算出器1515、直交復調器用振幅比・位相誤差補償器1516より構成されている。
また、位相誤差φは(数15)式より求めることが出来る。
これにより求めた振幅比Gおよび位相誤差φを基に直交変調器用振幅比・位相誤差補償器1505の設定を行い、直交変調器用振幅比・位相誤差補償器1505において誤差の補償を行う。
さらに、このk2を用いて(数26)よりGを算出する。
αを求めるためには、sinの引数(数32)およびcosの引数(数33)を用いて2αが存在する象限を求める。
Aug2=2・PIdc1/k2-1 (数33)
象限を求めた後、Aug1とAug2の絶対値を比較し、Aug1の方が小さい場合は(数29)を用いて解を算出する。
逆に、Aug2の方が小さい場合は(数30)を用いて解を算出する。
sin−1およびcos−1の引数から象限を決定し、解を一意に導出する。
Aug2=(PQdc2-PQdc1)/(G2k2) (数37)
象限を求めた後、Aug1とAug2の絶対値を比較し、Aug1の方が小さい場合は(数34)を用いて解を算出する。
逆に、Aug2の方が小さい場合は(数35)を用いて解を算出する。
sin−1およびcos−1の引数から象限を決定し、解を一意に決定する。算出された振幅比Gおよび位相誤差φを基に直交復調器用振幅比・位相誤差補償器の設定を行い、直交復調用振幅比・位相誤差補償器において誤差の補償を行う。
12、16、33、35、142、203、1506、1507、1508、1512、1517、1518:スイッチ
13、205、311:振幅比・位相誤差補償器
14、204、310、2401:振幅比・位相誤差算出器
15、31、1201、1502、201:直交変調器
17、1503、206:電力値測定器
21、211、221:テーブル
22、213、223:ディジタル信号変換器
34、1202、1509:直交復調器
36、1510:A/D変換器
37、1511:平均値算出器
38.1513:DCオフセット除去器
39、1514:二乗平均値算出器
61、131、141、161:局部発振器
62、162:ミキサ
63:ローパスフィルタ
64、164:90°移相器
101、111、163:加算器
102:乗算器
103、112:除算器
1504:直交変調器用振幅比・位相誤差算出器
1505:直交変調器用振幅比・位相誤差補償器
1515:直交復調器用振幅比・位相誤差算出器
1516:直交復調器用振幅比・位相誤差補償器
212、222:振幅レベル可変器
Claims (5)
- 同相および直交ベースバンド信号を高周波信号に変換する直交変調器を備えた送信装置において、
予め定められた第1、第2、第3の既知信号を出力する既知信号発生器と、
被変調波となる高周波信号の電力値を測定する電力測定器と、
測定した電力値より同相信号と直交信号の振幅比および位相誤差を算出する振幅比・位相誤差算出器と、
前記算出した振幅比および位相誤差を基に誤差を補償する振幅比・位相誤差補償器とを有し、
同相信号がaと−a(aは定数の振幅値)を交互に繰り返し、直交信号が0を繰り返す信号の系列を第1既知信号として前記直交変調器へ入力し、
前記直交変調器から出力された信号を前記電力測定器に入力して第1の電力値Pdc1を求め、
前記同相信号が0を繰り返し、直交信号がaと−aを交互に繰り返す信号を第2既知信号として前記直交変調器へ入力し、
前記直交変調器から出力された信号を前記電力測定器に入力して第2の電力値Pdc2を求め、
同相信号がaと−aを交互に繰り返し、直交信号もaと−aを交互に繰り返す信号を第3既知信号として前記直交変調器へ入力し、
前記直交変調器の出力を前記電力測定器に入力して第3の電力値Pdc3を求め、前記振幅比・位相誤差算出器において、前記第1の電力値Pdc1および前記第2の電力値Pdc2より前記振幅比Gを求め、前記第1の電力値Pdc1、前記第2の電力値Pdc2および前記第3の電力値Pdc3より位相誤差φを求め、前記振幅比・位相誤差補償器において前記振幅比Gおよび前記位相誤差φを補償することを特徴とする直交変調器の誤差補償装置。 - 予め定められた既知信号を出力する既知信号発生器と同相および直交べースバンド信号を被変調波となる高周波信号に変換する直交変調器を備えた送信装置を有し、
かつ、受信した高周波信号をベースバンド信号に変換して同相信号および直交信号を出力する直交復調器を備えた受信装置において、
前記送信装置の直交変調器を介して前記受信装置の直交復調器に入力された第1、第2および第3既知信号に関し、前記受信装置側においては同相信号および直交信号の振幅平均値を算出する平均値算出器と、
該算出した振幅平均値からDCオフセット量を導出して信号から差し引くことによってDCオフセットを除去するDCオフセット除去器と、
前記DCオフセットを除去した既知信号の振幅の二乗平均値を算出する二乗平均値算出器と、
該算出した振幅の二乗平均値より同相信号と直交信号の振幅比および位相誤差を算出する振幅比・位相誤差算出器と、
該算出した前記振幅比および前記位相誤差を基に誤差を補償する振幅比・位相誤差補償器とを有し、
前記既知信号発生器からの同相信号がaと−a(aは任意の定数)を交互に繰り返し、かつ等しい数で現れ、直交信号が0を繰り返す系列を前記第1既知信号とし、同相信号が0を繰り返し、直交信号がaと−aを交互に繰り返し、かつ等しい数で現れる系列を前記第2既知信号とし、同相信号および直交信号が共にaと−aを交互に繰り返し、かつ等しい数で現れる系列を第3既知信号とし、これら第1乃至第3既知信号の何れかを前記直交変調器を通して前記直交復調器に入力し、前記直交復調器からの前記同相出力信号および前記直交出力信号の平均値を前記平均値算出器により算出し、該算出値をDCオフセット量として前記DCオフセット除去器において前記受信した信号から除去し、
前記第1既知信号を前記直交変調器に入力し、前記直交変調器の出力を前記直交復調器に入力し、前記直交復調器の出力を前記二乗平均値算出器において前記DCオフセット除去後の高周波信号から得られる同相信号の二乗平均値PIdc1および直交信号の二乗平均値PQdc1を求め、
同様に、前記第2既知信号に対しても、前記直交変調器および前記直交復調器を経由して前記二乗平均値算出器において前記DCオフセット除去後の信号から得られる同相信号の二乗平均値PIdc2および直交信号の二乗平均値PQdc2を求め、
さらに、同様に前記第3既知信号に対しても、前記直交変調器および前記直交復調器を経由して前記二乗平均値算出器において前記DCオフセット除去後の信号から得られる同相信号の二乗平均値PIdc3および直交信号の二乗平均値PQdc3を求め、
前記振幅比・位相誤差算出器において、前記二乗平均値PIdc1と前記二乗平均値PQdc1の値の大きさを比較して算出方法を決定し、
前記二乗平均値PIdc1および前記二乗平均値PIdc2より定数k2を求め、定数k2、二乗平均値PQdc1および二乗平均値PQdc2より前記同相信号と前記直交信号の振幅比Gを求め、
定数k2と、二乗平均値PIdc1または二乗平均値PIdc2の何れかと、二乗平均値PIdc3とより、もしくは、定数k2と、二乗平均値PIdc1と、二乗平均値PIdc2と、二乗平均値PIdc3とより前記直交復調器に入力される受信信号の搬送波と局部発振器の信号との位相差αを求め、前記定数k2と、前記振幅比Gと、前記位相差αと、二乗平均値PQdc1または二乗平均値PQdc2の何れかと二乗平均値PQdc3とより、もしくは、前記定数k2と、前記振幅比Gと、前記位相差αと、二乗平均値PQdc1と、二乗平均値PQdc2と、二乗平均値PQdc3とより位相誤差φを求め、前記振幅比・位相誤差補償器において前記振幅比Gおよび前記位相誤差φを補償することを特徴とする直交復調器の誤差補償装置。 - 送信系統および受信系統を有する通信用装置において、
請求項2記載の直交復調器の誤差補償装置と、
送信系統から受信系統へ伝送する回路およびスイッチとを有し、
前記振幅比および前記位相誤差を算出する際に前記通信用装置の送信系統中の既知信号発生器から前記既知信号を発生させ、前記スイッチを切り替えることによって前記既知信号を受信系統へ伝送し、
受信系統の直交復調器誤差を補償することを特徴とする直交復調器の誤差補償装置。 - 請求項3記載の直交復調器の誤差補償装置において、
前記直交変調器または前記直交復調器中の局部発振器を前記直交変調器および前記直交復調器で共有するスイッチを有し、
前記直交復調器の誤差補償を行う際に前記スイッチを切り替えて前記直交変調器および前記直交復調器中のミキサヘ入力される前記局部発振器の信号を共有することを特徴とする直交復調器の誤差補償装置。 - 同相および直交ベースバンド信号を高周波信号に変換する直交変調器を備えた送信装置および、請求項1記載の前記直交変調器の誤差補償装置を備え、受信した高周波信号をベースバンド信号に変換して同相信号および直交信号を出力する前記直交復調器を備えた受信装置において、
請求項2乃至請求項4の何れかに記載の直交復調器の誤差補償装置を備え、前記既知信号発生器からの既知信号を用いて、まず前記直交変調器の誤差を算出して補償し、次に前記既知信号発生器からの既知信号を用いて前記直交復調器の誤差を算出し補償することを特徴とする直交変調器及び直交復調器の誤差補償装置。
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