JP2011049874A - 送信回路 - Google Patents

Abstract

【課題】
直交変調回路のキャリアリークを抑制する。
【解決手段】
送信回路は，第１のベースバンド信号と発振信号とのいずれか一方を選択する第１のスイッチと，第２のベースバンド信号と発振信号とのいずれか一方を選択する第２のスイッチと，第１のスイッチが選択した信号と発振信号に基づく第１のローカル周波数信号とを乗算する第１の乗算器と，第２のスイッチが選択した信号と発振信号に基づく第２のローカル周波数信号とを乗算する第２の乗算器と，第１，第２の乗算器の出力を加算する加算器と，第１，第２のスイッチが発振信号を選択した場合に，加算器の出力のレベルに応じて第１，第２のベースバンド信号をそれぞれ補正する補正部とを有する。
【選択図】 図３

Description

本発明は，変調回路を有する送信回路に関する。

通信システムの送信回路は，Ｉ成分とＱ成分のベースバンド信号にπ／２の位相差を有するローカル周波数信号をそれぞれ乗算しそれらの乗算出力を加算して，中間周波数ＩＦまたは高周波数ＲＦの高周波信号を出力する直交変調回路を有する。

直交変調回路の出力信号には，キャリアリークが発生することが知られている。キャリアリークは，送信回路内の回路デバイス間の電圧のばらつきや，温度変化による乗算器の特性変化などが主な原因で発生する。このキャリアリークは，直交変調回路の出力信号に含まれるＤＣオフセット成分であり，ローカル周波数信号によりアップコンバートされることで直交変調回路の出力信号の周波数帯域内のうちローカル周波数の周波数帯に発生する。ローカル周波数がキャリア周波数に対応するため，キャリアリークと称される。

キャリアリークの発生は，送信側では無駄な信号を送信することになるので電力消費を増大させ，位相誤差の原因となることから受信側ではビットエラーレート（ＢＥＲ）の悪化の要因となる。

したがって，このキャリアリークを最小にするために，直交変調回路の出力信号をモニタして，出力信号のＤＣ成分に応じて直交変調回路の入力信号を補正することが提案されている。（例えば，特許文献１，２，３。）

特開２００６−４１６３１号公報 特開２００６−５０３３１号公報 特開２００３−１２５０１４号公報

従来のキャリアリークを調整する直交変調回路では，入力のＩ，Ｑ信号を無信号状態にして，出力信号のＤＣ成分を検出し，そのＤＣ成分に応じて入力のＩ，Ｑ信号のＤＣ成分を補正している。しかし，キャリアリークは，直交変調回路内の乗算器などの周波数特性にも依存しているので，Ｉ，Ｑ信号を無信号状態で測定したキャリアリークは，通常動作時の周波数特性を反映しておらず，補正の精度が低いという課題がある。

そこで，本発明の目的は，キャリアリークを高い精度で検出して補正する送信装置を提供することにある。

送信回路の第１の側面は，第１のベースバンド信号と発振信号とのいずれか一方を選択する第１のスイッチと，第２のベースバンド信号と前記発振信号とのいずれか一方を選択する第２のスイッチと，前記第１のスイッチが選択した信号と前記発振信号に基づく第１のローカル周波数信号とを乗算する第１の乗算器と，前記第２のスイッチが選択した信号と前記発振信号に基づく第２のローカル周波数信号とを乗算する第２の乗算器と，前記第１，第２の乗算器の出力を加算する加算器と，前記第１，第２のスイッチが前記発振信号を選択した場合に，前記加算器の出力のレベルに応じて前記第１，第２のベースバンド信号をそれぞれ補正する補正部とを有する。

第１の側面によれば，キャリアリークを適切に抑制することができる。

送信回路と受信回路の構成を示す図である。 送信回路の構成を示す図である。 第１の実施の形態における送信回路の構成図である。 図３の送信回路において補正部の構成を示す図である。 第２の実施の形態における送信回路の構成図である。 第１，第２の実施の形態における送信回路内の種々の信号の波形を示す図である。 第３の実施の形態における送信回路の構成図である。

図１は，送信回路と受信回路の構成を示す図である。送信回路は，送信データTXをエンコードするエンコーダ１０と，エンコードされたデータをＱ成分とＩ成分とにマッピングするマッピング回路１１と，Ｉ信号とＱ信号の波形を成形するフィルタ12A,12Bと，波形成形されたＩ信号とＱ信号をデジタルアナログ変換するDA変換器D/Aと，アナログのＩ信号とＱ信号にローカル周波数信号を乗算し加算する直交変調回路１４と，直交変調された送信信号の周波数をキャリア周波数にアップコンバートするRF/IF回路１５と，その出力を増幅する高パワーアンプHPAとを有する。増幅された送信信号はデュプレクサ１６を介してアンテナ１７から通信媒体に送出される。

一方，受信回路は，アンテナ１７で受信された受信信号がデュプレクサ１６を介して入力され，受信信号を増幅するローノイズアンプLNAと，それを中間周波数までダウンコンバートするRF/IF回路２５と，ダウンコンバートされた信号をローカル周波数信号により直交復調する直交復調回路２４と，復調されたＩ成分とＱ成分のベースバンド信号をそれぞれアナログデジタル変換するAD変換器A/Dと，オフセット校正回路22A,22Bと，Ｉ成分とＱ成分のベースバンド信号をデマッピングする復調回路２１と，復調回路の出力をデコードして受信データを抽出するデコード回路２０とを有する。

図２は，送信回路の構成を示す図である。図１の送信回路の一部を詳細に示している。ベースバンドＭＯＤＥＭ１００は，デジタル信号処理回路であり，図１のエンコード１０，マッピング回路１１，波形成形フィルタ１２Ａ，１２Ｂと，デコーダ２０，復調回路２１，オフセット校正回路２２Ａ，２２Ｂとを有する。デジタル信号処理回路１００からデジタルのＩ成分のベースバンド信号とＱ成分のベースバンド信号とが出力される。

このＩ成分のベースバンド信号とＱ成分のベースバンド信号はそれぞれ，デジタルアナログ変換器D/Aによりアナログ信号に変換され，ローパスフィルタLPFによりD/A変換によって生成される高周波の量子化雑音を除去する。

直交変調回路１４は，発振器OSCが生成するローカル周波数を有する発振信号LOの位相を９０度（π／２）シフトして第２のローカル周波数信号LO(π／２)を生成する位相シフタ１４０と，第１，第２の乗算器１４１，１４２と，加算器１４３と，増幅器１４４とを有する。第１の乗算器１４１は，Ｉ成分のベースバンド信号に発振信号LOと位相が同じ第１のローカル周波数信号LO(0)を乗算するミキサである。また，第２の乗算器１４２は，Ｑ成分のベースバンド信号に発振信号LOの位相をπ／２シフトさせた第２のローカル周波数信号LO(π／２)を乗算するミキサである。そして，加算器１４３は，第１，第２の乗算器１４１，１４２の出力を加算し，増幅器１４４はその出力を増幅して高周波の変調信号IF/RFを出力する。

発振器OSCのローカル周波数が中間周波数の場合は，変調信号IF/RFは中間周波数を有し，後段の図示しない回路でキャリア周波数にアップコンバートされアンテナから送信媒体に送出される。一方，発振器OSCのローカル周波数がキャリア周波数の場合は，変調信号IF/RFはキャリア周波数を有し，アンテナから送信媒体に送出される。

一般に，乗算器１４１，１４２の出力は，図示しないハイパスフィルタにより高周波成分のみが抽出される。

図２の送信回路において，ベースバンド信号処理回路１００と直交変調回路１４とが，異なるLSIによって構成されている場合，それらのLSI間の基準電圧にずれがある場合，変調信号にDCオフセット成分が生成される。あるいは，送信回路が携帯端末の小さな筐体内に収納された場合は，動作中に筐体内の温度が上昇し，乗算器などのミキサの特性が大きく変動し，望ましくないDCオフセット成分が生成される。このようなDCオフセット成分は，前述のとおりキャリアリークとなり，受信回路においてビットエラー率（BER）を高めてしまうなど好ましくない。

このようなキャリアリークを抑制するために，筐体内の直交変調回路１４の近傍に温度センサを設け，温度の変動分をＩ，Ｑ成分のベースバンド信号に対して補正することで，キャリアリークの発生を抑制することが提案されている。しかし，温度変動に対する画一的な補正では，デバイス毎に異なるキャリアリークを正確に補正することは困難である。

さらに，直交変調器１４の出力である直交変調信号IF/RFのDC成分をモニタし，検出したDC成分に対応してベースバンド信号を補正することが提案されている。たとえば，前述の特許文献１，２，３では，Ｉ成分とＱ成分のベースバンド信号を無信号状態にし，その時に直交変調回路１４の出力信号のＤＣレベルを図２のレベル検出回路１８により検出し，検出したＤＣレベルに応じてベースバンド信号補正している。Ｉ成分とＱ成分のベースバンド信号を無信号状態にすれば，直交変調回路の出力信号のＤＣレベルは０になるはずであるが，上記のデバイス間の基準電圧差や温度変動によりＤＣオフセットが発生するからである。このＤＣオフセットがキャリアリークに対応している。

しかし，Ｉ成分とＱ成分のベースバンド信号を無信号状態にすると乗算器１４１，１４２などの高周波特性に起因するキャリアリークを検出することができず，通常動作時に発生するキャリアリークの補正には不十分である。

あるいは，図２のレベル検出回路１８が，高周波の直交変調信号IF/RFをアナログデジタル変換可能なA/D変換器を有していれば，Ｉ成分とＱ成分のベースバンド信号を入力しながらキャリアリークを検出できる。しかし，高周波信号をアナログデジタル変換できるA/D変換器は高速サンプリングが必要であり，現実的ではない。

図３は，第１の実施の形態における送信回路の構成図である。図３の送信回路は，図２と同様に，デジタルのＩ成分とＱ成分のベースバンド信号を生成するベースバンド信号処理回路１００と，それをアナログ信号に変換するデジタルアナログ変換器D/Aと，それにより発生する高周波成分を除去するローパスフィルタ３０，３１と，直交変調回路１４とを有する。直交変調回路１４は，発振信号LOの位相を９０度（π／２）ずらして第２のローカル周波数信号LO（π／２）を生成する位相シフタ１４０と，第１，第２の乗算器またはミキサ１４１，１４２と，加算器１４３と，増幅器１４４とを有する。

そして，図３の送信回路は，さらに，ローパスフィルタ３０，３１の出力であるアナログのI成分のベースバンド信号と，ローカル発振器OSCの発振信号LOとのいずれかを選択する第１のスイッチSWiと，アナログのQ成分のベースバンド信号と発振信号LOとのいずれかを選択する第２のスイッチSWqと，Q信号側に設けられた位相シフタ１４５とを有する。

第１，第２のスイッチSWi,SWqは，通常動作モードではローパスフィルタ３０，３１の出力であるI成分とQ成分のベースバンド信号を選択し，補正動作モードでは発振信号LOを選択する。これらのスイッチSWi,SWqは，ベースバンド処理回路１００からのスイッチ制御信号SW_Ctrlに応じて制御される。さらに，位相シフタ１４５は，通常動作モードではQ成分のベースバンド信号をその位相をシフトせずに通過させ，補正動作モードでは発振信号LOをその位相を９０度シフトして出力する。位相シフタ１４５は，ベースバンド処理回路１００からの位相シフト制御信号PS_Ctrlにより位相シフトするか位相シフトしないかが制御される。

さらに，送信回路は，直交変調回路１４の出力IF/RFの高周波成分を除去するローパスフィルタ３２と，その出力をアナログデジタル変換するA/D変換器３３とを有する。A/D変換器３３のデジタル出力S33が，ベースバンド処理回路１００にフィードバックされ，DCオフセット成分の補正に使用される。

図３の送信回路の動作は次のとおりである。まず，通常動作モードでは，スイッチSWi,SWqは，スイッチ制御信号SW_Ctrlにより，いずれもローパスフィルタ３０，３１の出力であるI成分，Q成分のベースバンド信号を選択する。さらに，位相シフタ１４５は，位相シフトしないように制御される。その結果，第１，第２の乗算器１４１，１４２には，I成分，Q成分のベースバンド信号が入力される。そして，位相シフタ１４０は，発振信号LOの位相をシフトしないで第１のローカル周波数信号LO(0)を第１の乗算器１４１に出力し，発振信号LOの位相を９０度シフトした第２のローカル周波数信号LO(π／２)を第２の乗算器１４２に出力する。そして，加算器１４３が２つの乗算器１４１，１４２の出力を加算し，増幅器１４４が増幅し，直交変調出力信号IF/RFが出力される。この通常動作モードでは，通常の直交変調が行われる。

次に，補正動作モードでは，スイッチSWi,SWqは，スイッチ制御信号SW_Ctrlにより，いずれも発振信号LOを選択する。さらに，位相シフタ１４５は，位相シフト制御信号PS_Ctrlにより，発振信号LOを９０度位相シフトするように制御される。その結果，第１，第２の乗算器１４１，１４２には，発振信号LO(0)と，位相シフトされた発振信号LO(π／２)とが入力される。そして，位相シフタ１４０は通常動作モードと同じである。

その結果，発振信号LOをLO=sinXとすると，LO(0)=sinX，LO(π／２)=cosXであるので，第１の乗算器１４１の出力はsin²Xになり，第２の乗算器１４２の出力はcos²Xになり，それらを加算した直交変調回路の出力信号IF/RFは，
IF/RF＝cos²X＋sin²X＝１
になる。

この出力信号IF/RFの「１」は，発振信号LO＝sinXの振幅「１」に対応し，高周波成分が含まれていないDC成分のみの信号である。したがって，A/D変換器３３は，そのDC成分をデジタル信号S33に変換してベースバンド信号処理回路１００に供給することができる。しかも，直交変調回路１４内の乗算器１４１，１４２などは，通常動作モードと同様の高周波信号LO(π／２)を乗算しているので，より精度の高いDC成分として出力される。

図４は，図３の送信回路において補正部の構成を示す図である。図４の送信回路は，図３の送信回路とは，ベースバンド信号処理回路１００内の補正部の構成が示されていることが異なっていて，それ以外の構成は同じである。

補正動作モードにおいて，前述のとおり，直交変調回路１４の出力信号IF/RFは，DC成分のみの信号になっている。そして，A/D変換器３３のデジタル出力信号であるDC成分のデータS33が，補正回路１０１に入力される。補正回路１０１は，検出されたDC成分データS33を，振幅「１」に対応する規定値と比較し，その比較結果に基づいて，DC補正成分S34を加算器１０２，１０３に供給し，ベースバンド信号処理回路１００が生成するデジタルのI成分，Q成分のベースバンド信号のDC成分を補正する。この加算されるDC補正成分S34は，検出されたDC成分データS33が規定値に一致するように，すなわち，検出されたDC成分データS33と振幅「１」に対応する規定値との差分がゼロになるように，補正回路１０１により制御される。

図５は，第２の実施の形態における送信回路の構成図である。図５の送信回路は，図３，４と異なり，直交変調回路１４内の位相シフタ１４０が，位相シフト制御信号PS_Ctrlにより制御される。位相シフタ１４０は，補正動作モードでは，発振信号LOの位相のシフト動作を行わずに，発振信号LOをそのまま乗算器１４１，１４２に出力する。また，位相シフタ１４０は，通常動作モードでは，前述と同様に位相シフタ１４０が発振信号LOの位相を９０度シフトしてローカル周波数信号LO(π／２)を生成する。

この送信回路では，補正動作モードでは，位相シフタ１４０，１４５はいずれも入力信号の位相シフト動作を行わない。また，第１，第２のスイッチSWi,SWqは，補正動作モードでは発振信号LOを選択する。

そこで，発振信号LOをLO=sinXとすると，この発振信号LO(0)=sinXが第１，第２の乗算器の乗算値，被乗算値となるので，第１，第２の乗算器１４１，１４２の出力はともにsin²Xになり，それらを加算した直交変調回路の出力信号IF/RFは，
IF/RF＝sin²X＋sin²X＝１−cos2X
になる。

そして，出力信号IF/RFがローパスフィルタ３２を通過すると高周波成分のcos2Xが除去され，振幅「１」に対するDC成分を抽出することができる。そして，A/D変換器３３のDC成分データS33に基づいて，第１の実施の形態と同様に，デジタル信号処理回路１００内の補正部がI成分，Q成分のベースバンド信号のDC成分を補正する。

図５の第２の実施の形態における送信回路において，位相シフト制御信号PS_Ctrlにより，位相シフタ１４０，１４５の位相シフトの有無を制御することにより，図３，図４と同様の補正動作モード（第１の補正動作モード）と，上記の補正動作モード（第２の補正動作モード）の両方を有することが可能になる。

すなわち，第１の補正動作モードでは，直交変調回路の出力信号IF/RFを，
IF/RF＝cos²X＋sin²X＝１
にすることができる。さらに，第２の補正動作モードでは，直交変調回路の出力信号IF/RFを，
IF/RF＝sin²X＋sin²X＝１−cos2X
にすることができる。

そして，第１，第２の補正動作モードで検出された出力信号IF/RFのDC成分データS33の平均値に基づいて，デジタル信号処理回路１００内の補正部が出力信号IF/RFのDCオフセットをなくすように補正を行う。第１，第２の補正動作モードで検出したDC成分データの平均値を利用することで，直交変調回路１４が異なる信号を変調処理したときに生成されるDC成分データを補正処理に反映することができ，通常動作モードで発生するキャリアリーク成分の除去をより適切に行うことができる。

あるいは，第１，第２の補正動作モードのいずれかで検出された出力信号IF/RFのDC成分データS33に基づいて，デジタル信号処理回路１００内の補正部が出力信号IF/RFのDCオフセットをなくすように補正を行ってもよい。

図６は，第１，第２の実施の形態における送信回路内の種々の信号の波形を示す図である。横軸は時間，縦軸は電圧に対応し，縦軸の「１」が発振信号LOの振幅「１」に対応している。図６中には，発振信号LO=sinXに対して，信号cosX，cos²X，sin²X，cos²X＋sin²X＝１，sin²X＋sin²X＝１−cos2Xが示されている。補正動作モードでの出力信号cos²X＋sin²X＝１，sin²X＋sin²X＝１−cos2XがDC成分として振幅「１」を有することが理解できる。

図７は，第３の実施の形態における送信回路の構成図である。この送信回路は，図５の送信回路とは，位相シフタ１４６がI成分側に設けられ，位相シフタ１４０の補正動作モードでの動作が以下に説明するとおり異なる。それ以外は，図５の送信回路と同じである。

そして，通常動作モードでは，第１，第２のスイッチSWi,SWqがローパスフィルタ３０，３１が出力するI成分，Q成分のベースバンド信号を選択し，位相シフタ１４６は位相シフトせず，位相シフタ１４０は，発振信号LOを位相シフトせずに第１の乗算器１４１に出力し，発振信号LOを９０度位相シフトして第２の乗算器１４１に出力する。

一方，補正動作モードでは，前述と同様に，第１，第２の補正動作モードを有する。まず，補正動作モードでは，第１，第２のスイッチSWi,SWqが発振信号LOを選択する。そして，第１の補正動作モードでは，位相シフタ１４６が発振信号LOの位相を９０度ずらして第１の乗算器１４１に出力し，位相シフタ１４０が発振信号LOの位相を９０ずらして第１の乗算器１４１に出力し，発振信号LOの位相をずらさずに第２の乗算器１４２に出力する。その結果，発振信号LOをLO=sinXとすると，第１の乗算器１４１の出力はcos²Xになり，第２の乗算器１４２の出力はsin²Xになり，それらを加算した直交変調回路の出力信号IF/RFは，
IF/RF＝cos²X＋sin²X＝１
になる。

一方，第２の補正動作モードでは，位相シフタ１４６は位相をずらさずに第１の乗算器１４１に発振信号LOを出力し，位相シフタ１４０も位相をずらさずに発振信号LOを第２の乗算器１４２に出力する。その結果，発振信号LOをLO=sinXとすると，第１，第２の乗算器１４１，１４２の出力は共にsin²Xになり，それらを加算した直交変調回路の出力信号IF/RFは，
IF/RF＝sin²X＋sin²X＝１−cos2X
になる。

そこで，第１，第２の補正動作モードで検出された出力信号IF/RFのDC成分データS33の平均値に基づいて，デジタル信号処理回路１００内の補正部が出力信号IF/RFのDCオフセットをなくすように補正を行う。

あるいは，第１，第２の補正動作モードのいずれかで検出された出力信号IF/RFのDC成分データS33に基づいて，デジタル信号処理回路１００内の補正部が出力信号IF/RFのDCオフセットをなくすように補正を行ってもよい。

図５，図７のように，位相シフタ１４５，１４６は，Q成分側に設けても良く，I成分側に設けても良い。また，直交変調回路１４内の位相シフタ１４０は，補正動作モードで通常動作モードとは異なる位相シフト動作をすることが求められる。ただし，図３の第１の実施の形態の場合は，直交変調回路１４内の位相シフタ１４０は，通常動作モードと補正動作モードとでは同じである。

以上の通り，本実施の形態では，少なくとも，第１，第２のスイッチSWi,SWqと，位相シフタ１４５，１４７を設けることで，それ以上の複雑な回路を設けずに，直交変調回路１４を高周波動作させた状態の出力信号のDCオフセットを検出することができ，キャリアリークを抑制する補正を行うことができる。

以上の実施の形態をまとめると，次の付記のとおりである。

（付記１）
第１のベースバンド信号と発振信号とのいずれか一方を選択する第１のスイッチと，
第２のベースバンド信号と前記発振信号とのいずれか一方を選択する第２のスイッチと，
前記第１のスイッチが選択した信号と前記発振信号に基づく第１のローカル周波数信号とを乗算する第１の乗算器と，
前記第２のスイッチが選択した信号と前記発振信号に基づく第２のローカル周波数信号とを乗算する第２の乗算器と，
前記第１，第２の乗算器の出力を加算する加算器と，
前記第１，第２のスイッチが前記発振信号を選択した場合に，前記加算器の出力のレベルに応じて前記第１，第２のベースバンド信号をそれぞれ補正する補正部とを有する送信回路。

（付記２）
付記１において，
さらに，前記加算器の出力が入力されるローパスフィルタと，
前記ローパスフィルタの出力をアナログデジタル変換するＡＤコンバータとを有し，
前記補正部は，前記第１，第２のスイッチが前記発振信号を選択した場合の前記ＡＤコンバータの出力レベルと基準レベルとの差分に基づいて，前記第１，第２のベースバンド信号をそれぞれ補正する補正信号を出力する送信回路。

（付記３）
付記１または２において，
前記発振信号の位相を９０度シフトして前記第２のローカル周波数信号を出力する第１の位相シフタと，
前記第１，第２のスイッチが前記発振信号を選択した場合に，前記第２のスイッチが選択した発振信号の位相を９０度シフトして前記第２の乗算器に出力する第２の位相シフタとを有する送信回路。

（付記４）
付記１または２において，
前記第１，第２のスイッチがそれぞれ前記第１，第２のベースバンド信号を選択した場合に，前記発振信号の位相を９０度シフトさせて前記第２のローカル周波数信号として出力し，前記第１，第２のスイッチが前記発振信号を選択した場合に，前記発振信号の位相をシフトせずに前記第２のローカル周波数信号として出力する第１の位相シフタを有する送信回路。

（付記５）
付記１乃至４のいずれかにおいて，
前記送信回路は，通常動作モードと補正動作モードとを有し，
前記通常動作モードでは，前記第１，第２のスイッチはそれぞれ前記第１，第２のベースバンド信号を選択し，前記補正動作モードでは，前記第１，第２のスイッチはそれぞれ前記発振信号を選択する送信回路。

（付記６）
Ｉ成分またはＱ成分のいずれかを有する第１，第２のベースバンド信号を変調する送信回路において，
ローカル周波数を有する発振信号の位相を９０度シフトした第１の位相シフト発振信号を生成する第１の位相シフタと，
前記第１のベースバンド信号に前記発振信号を乗算する第１の乗算器と，
前記第２のベースバンド信号に前記第１の位相シフト発振信号を乗算する第２の乗算器と，
前記第１，第２の乗算器の出力を加算して直交変調信号を出力する加算器とを有し，
第１の補正動作モードでは，前記第１のベースバンド信号に代えて前記発振信号が前記第１の乗算器に入力され，前記第２のベースバンド信号に代えて前記発振信号の位相を９０度シフトした第２の位相シフト発振信号が前記第２の乗算器に供給され，前記発振信号をsinXとした場合に前記直交変調信号としてsin²X＋cos²Xが生成され，
さらに，前記第１の補正動作モードで，前記直交変調信号のレベルに応じて，当該レベルを抑制するように前記第１，第２のベースバンド信号を補正する補正部を有する送信回路。

（付記７）
Ｉ成分またはＱ成分のいずれかを有する第１，第２のベースバンド信号を変調する送信回路において，
ローカル周波数を有する発振信号の位相を９０度シフトした第１の位相シフト発振信号を生成する第１の位相シフタと，
前記第１のベースバンド信号に前記発振信号を乗算する第１の乗算器と，
前記第２のベースバンド信号に前記第１の位相シフト発振信号を乗算する第２の乗算器と，
前記第１，第２の乗算器の出力を加算して直交変調信号を出力する加算器とを有し，
第２の補正動作モードでは，前記第１のベースバンド信号に代えて前記発振信号が前記第１の乗算器に入力され，前記第２のベースバンド信号に代えて前記発振信号が前記第１の位相シフト発振信号に代えて前記発振信号がそれぞれ前記第２の乗算器に供給され，前記発振信号をsinXとした場合に前記直交変調信号としてsin²X＋sin²Xが生成され，
さらに，前記第２の補正動作モードで，前記直交変調信号の低周波成分の信号レベルに応じて，当該信号レベルを抑制するように前記第１，第２のベースバンド信号を補正する補正部を有する送信回路。

（付記８）
付記７において，
第１の補正動作モードでは，前記第１のベースバンド信号に代えて前記発振信号が前記第１の乗算器に入力され，前記第２のベースバンド信号に代えて前記発振信号の位相を９０度シフトした第２の位相シフト発振信号が前記第２の乗算器に供給され，前記発振信号をsinXとした場合に前記直交変調信号としてsin²X＋cos²Xが生成され，
前記補正部は，前記第１の補正動作モードで，前記直交変調信号のレベルに応じて，当該レベルを抑制するように前記第１，第２のベースバンド信号を補正する送信回路。

（付記９）
付記８において，
前記補正部は，前記第１，第２の補正動作モードでの直交変調信号の平均値に基づいて，前記第１，第２のベースバンド信号の直流成分を補正する送信回路。

（付記１０）
付記６，７または８において，
電源起動時に前記第１，第２の補正動作モードのいずれかまたは両方が実行される送信回路。

（付記１１）
付記６，７または８において，
電源起動後であって送信動作停止中に前記第１，第２の補正動作モードのいずれかまたは両方が実行される送信回路。

（付記１２）
付記６，７または８において，
前記第１のベースバンド信号と前記発振信号とのいずれか一方を選択する第１のスイッチと，
前記第２のベースバンド信号と前記発振信号とのいずれか一方を選択する第２のスイッチとを有し，
通常動作時に，前記第１，第２のスイッチは前記第１，第２のベースバンド信号を選択し，
前記第１または第２の補正動作モードのときに，前記第１，第２のスイッチは前記発振信号を選択する送信回路。

（付記１３）
付記６，７または８において，
前記補正部は，前記直交変調信号の低周波成分を抽出するローパスフィルタと，前記ローパスフィルタの出力信号レベルと規定値との差分を有する補正信号を生成する補正信号生成部と，前記補正信号を前記ベースバンド信号生成ユニットが生成する第１，第２のベースバンド信号に加算する補正加算器とを有する送信回路。

（付記１４）
付記６，７または８において，
前記補正部は，前記直交変調信号の低周波成分を抽出するローパスフィルタと，前記ローパスフィルタの出力信号レベルと規定値との差分を有する補正信号を生成する補正信号生成部とを有し，
前記補正信号に基づいて前記第１，第２のベースバンド信号の直流成分が補正される送信回路。

（付記１５）
Ｉ成分またはＱ成分のいずれかを有する第１，第２のベースバンド信号を変調する送信回路において，
ローカル周波数を有する発振信号の位相を９０度シフトした第１の位相シフト発振信号を生成する第１の位相シフタと，
前記第１のベースバンド信号に前記発振信号を乗算する第１の乗算器と，
前記第２のベースバンド信号に前記第１の位相シフト発振信号を乗算する第２の乗算器と，
前記第１，第２の乗算器の出力を加算して直交変調信号を出力する加算器とを有し，
補正動作モードでは，前記第１のベースバンド信号に代えて前記発振信号が前記第１の乗算器に供給され，前記第２のベースバンド信号に代えて前記発振信号が前記第２の乗算器に供給され，前記発振信号をsinXとした場合に前記直交変調信号としてsin²X＋cos²Xまたはsin²X＋sin²Xが生成され，
さらに，前記補正動作モードで，前記直交変調信号のレベルに応じて，当該レベルを抑制するように前記第１，第２のベースバンド信号を補正する補正部を有する送信回路。

I,Q:I成分，Q成分のベースバンド信号
SWi,SWq：第１，第２のスイッチ １４５：位相シフタ
１４：直交変調回路 １４１，１４２：第１，第２の乗算器
１４０：位相シフタ １４３：加算器
OSC:発振器 LO:発振信号
LO(0):第１のローカル周波数信号 LO(π／２)：第２のローカル周波数信号
３２：ローパスフィルタ ３３：A/D変換器
S33：出力信号のDC成分データ

Claims (10)

1. 第１のベースバンド信号と発振信号とのいずれか一方を選択する第１のスイッチと，
   第２のベースバンド信号と前記発振信号とのいずれか一方を選択する第２のスイッチと，
   前記第１のスイッチが選択した信号と前記発振信号に基づく第１のローカル周波数信号とを乗算する第１の乗算器と，
   前記第２のスイッチが選択した信号と前記発振信号に基づく第２のローカル周波数信号とを乗算する第２の乗算器と，
   前記第１，第２の乗算器の出力を加算する加算器と，
   前記第１，第２のスイッチが前記発振信号を選択した場合に，前記加算器の出力のレベルに応じて前記第１，第２のベースバンド信号をそれぞれ補正する補正部とを有する送信回路。
2. 請求項１において，
   さらに，前記加算器の出力が入力されるローパスフィルタと，
   前記ローパスフィルタの出力をアナログデジタル変換するＡＤコンバータとを有し，
   前記補正部は，前記第１，第２のスイッチが前記発振信号を選択した場合の前記ＡＤコンバータの出力レベルと基準レベルとの差分に基づいて，前記第１，第２のベースバンド信号をそれぞれ補正する補正信号を出力する送信回路。
3. 請求項１または２において，
   前記発振信号の位相を９０度シフトして前記第２のローカル周波数信号を出力する第１の位相シフタと，
   前記第１，第２のスイッチが前記発振信号を選択した場合に，前記第２のスイッチが選択した発振信号の位相を９０度シフトして前記第２の乗算器に出力する第２の位相シフタとを有する送信回路。
4. 請求項１または２において，
   前記第１，第２のスイッチがそれぞれ前記第１，第２のベースバンド信号を選択した場合に，前記発振信号の位相を９０度シフトさせて前記第２のローカル周波数信号として出力し，前記第１，第２のスイッチが前記発振信号を選択した場合に，前記発振信号の位相をシフトせずに前記第２のローカル周波数信号として出力する第１の位相シフタを有する送信回路。
5. 請求項１乃至４のいずれかにおいて，
   前記送信回路は，通常動作モードと補正動作モードとを有し，
   前記通常動作モードでは，前記第１，第２のスイッチはそれぞれ前記第１，第２のベースバンド信号を選択し，前記補正動作モードでは，前記第１，第２のスイッチはそれぞれ前記発振信号を選択する送信回路。
6. Ｉ成分またはＱ成分のいずれかを有する第１，第２のベースバンド信号を変調する送信回路において，
   ローカル周波数を有する発振信号の位相を９０度シフトした第１の位相シフト発振信号を生成する第１の位相シフタと，
   前記第１のベースバンド信号に前記発振信号を乗算する第１の乗算器と，
   前記第２のベースバンド信号に前記第１の位相シフト発振信号を乗算する第２の乗算器と，
   前記第１，第２の乗算器の出力を加算して直交変調信号を出力する加算器とを有し，
   第１の補正動作モードでは，前記第１のベースバンド信号に代えて前記発振信号が前記第１の乗算器に入力され，前記第２のベースバンド信号に代えて前記発振信号の位相を９０度シフトした第２の位相シフト発振信号が前記第２の乗算器に供給され，前記発振信号をsinXとした場合に前記直交変調信号としてsin²X＋cos²Xが生成され，
   さらに，前記第１の補正動作モードで，前記直交変調信号のレベルに応じて，当該レベルを抑制するように前記第１，第２のベースバンド信号を補正する補正部を有する送信回路。
7. Ｉ成分またはＱ成分のいずれかを有する第１，第２のベースバンド信号を変調する送信回路において，
   ローカル周波数を有する発振信号の位相を９０度シフトした第１の位相シフト発振信号を生成する第１の位相シフタと，
   前記第１のベースバンド信号に前記発振信号を乗算する第１の乗算器と，
   前記第２のベースバンド信号に前記第１の位相シフト発振信号を乗算する第２の乗算器と，
   前記第１，第２の乗算器の出力を加算して直交変調信号を出力する加算器とを有し，
   第２の補正動作モードでは，前記第１のベースバンド信号に代えて前記発振信号が前記第１の乗算器に入力され，前記第２のベースバンド信号に代えて前記発振信号が前記第１の位相シフト発振信号に代えて前記発振信号がそれぞれ前記第２の乗算器に供給され，前記発振信号をsinXとした場合に前記直交変調信号としてsin²X＋sin²Xが生成され，
   さらに，前記第２の補正動作モードで，前記直交変調信号の低周波成分の信号レベルに応じて，当該信号レベルを抑制するように前記第１，第２のベースバンド信号を補正する補正部を有する送信回路。
8. 請求項７において，
   第１の補正動作モードでは，前記第１のベースバンド信号に代えて前記発振信号が前記第１の乗算器に入力され，前記第２のベースバンド信号に代えて前記発振信号の位相を９０度シフトした第２の位相シフト発振信号が前記第２の乗算器に供給され，前記発振信号をsinXとした場合に前記直交変調信号としてsin²X＋cos²Xが生成され，
   前記補正部は，前記第１の補正動作モードで，前記直交変調信号のレベルに応じて，当該レベルを抑制するように前記第１，第２のベースバンド信号を補正する送信回路。
9. 請求項６，７または８において，
   前記第１のベースバンド信号と前記発振信号とのいずれか一方を選択する第１のスイッチと，
   前記第２のベースバンド信号と前記発振信号とのいずれか一方を選択する第２のスイッチとを有し，
   通常動作時に，前記第１，第２のスイッチは前記第１，第２のベースバンド信号を選択し，
   前記第１または第２の補正動作モードのときに，前記第１，第２のスイッチは前記発振信号を選択する送信回路。
10. Ｉ成分またはＱ成分のいずれかを有する第１，第２のベースバンド信号を変調する送信回路において，
    ローカル周波数を有する発振信号の位相を９０度シフトした第１の位相シフト発振信号を生成する第１の位相シフタと，
    前記第１のベースバンド信号に前記発振信号を乗算する第１の乗算器と，
    前記第２のベースバンド信号に前記第１の位相シフト発振信号を乗算する第２の乗算器と，
    前記第１，第２の乗算器の出力を加算して直交変調信号を出力する加算器とを有し，
    補正動作モードでは，前記第１のベースバンド信号に代えて前記発振信号が前記第１の乗算器に供給され，前記第２のベースバンド信号に代えて前記発振信号が前記第２の乗算器に供給され，前記発振信号をsinXとした場合に前記直交変調信号としてsin²X＋cos²Xまたはsin²X＋sin²Xが生成され，
    さらに，前記補正動作モードで，前記直交変調信号のレベルに応じて，当該レベルを抑制するように前記第１，第２のベースバンド信号を補正する補正部を有する送信回路。

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