JP2014179900A - 送信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高周波送信信号の電力を一定に制御し、更に、キャリアリーク及びイメージリークを抑制する。
【解決手段】二乗検波回路６は、電力増幅器３が増幅した高周波送信信号のうち方向性結合器４によって抽出された一部の高周波送信信号を二乗検波する。第１の調整回路は、二乗検波回路６の検波出力から直流成分を抽出し、抽出された直流成分に応じて、Ｉ／Ｑ信号発生回路１が生成するベースバンドのＩＱ信号の各振幅を調整する。第２の調整回路は、二乗検波回路６の検波出力から交流成分を抽出し、抽出された交流成分に応じて、Ｉ／Ｑ信号発生回路１が生成するベースバンドのＩＱ信号の各振幅及び各位相と各ＤＣオフセットとを調整する。
【選択図】図１

Description

本開示は、高周波信号を送信する送信装置に関する。

ミリ波帯を用いた無線通信分野におけるＲＦ（Radio Frequency）回路のＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）化が進められ、ＲＦ回路の商用化に向けて小型化、低消費電力化の検討が図られている。

ミリ波帯、例えば６０ＧＨｚ帯を用いた特定小電力無線では送信電波の強さが規定されている。高周波領域、例えばミリ波帯では、トランジスタのプロセス、温度、電源電圧の変動に対して特性が大きく変化し、高周波送信信号の電力制御が必要となる。即ち、高周波送信信号をモニタして電力を測定することで、高周波送信信号の電力を一定に制御する必要がある。

高周波送信信号の電力を制御する先行技術として、電力増幅器が増幅した高周波送信信号の電力を測定し、一定の所望電力を得るＴＤＭＡ送信機が知られている（例えば特許文献１参照）。

また、高周波送信信号を生成する直交変調器において同相信号（Ｉ信号：Inphase）及び直交信号（Ｑ信号：Quadrature）にＤＣオフセットがあると、高周波送信信号にキャリアリークが生じる。更に、高周波送信信号を生成する直交変調器においてＩＱ信号の振幅及び位相のアンバランスがあると、高周波送信信号にイメージリークが生じる。

直交変調器が生成した高周波送信信号の一部を検波した検波出力を用いてＩ信号及びＱ信号の各振幅及び位相を調整することで、高周波送信信号に生じるキャリアリーク及びイメージリークを低減する送信装置が知られている（例えば非特許文献１参照）。

特開２０００−１１４９９４号公報

C.Paul Lee, et al., ‘A Highly Linear Direct-Conversion Transmit Mixer Transconductance Stage with Local Oscillation Feedthrough and I/Q Imbalance Cancellation Scheme’, IEEE International Solid-State Circuits Conference, 2006

特許文献１では、高周波送信信号の一定の所望電力が得られるが、高周波送信信号に生じるキャリアリーク及びイメージリークを低減することは考慮されていない。同様に、非特許文献１では、高周波送信信号に生じるキャリアリーク及びイメージリークは低減できるが、高周波送信信号の一定の所望電力を得ることは考慮されていない。

このため、特許文献１及び非特許文献１では、高周波送信信号に生じるキャリアリーク及びイメージリークを低減すること、又は、高周波送信信号の一定の所望電力を得るために電力を制御することのどちらかしか択一的に対応できない。

このため、例えば高周波送信信号の一定の所望電力が得られても、高周波送信信号に生じるキャリアリーク及びイメージリークの低減が困難となるので、送信信号の変調精度特性を改善することが困難であるという課題がある。

また、高周波送信信号に生じるキャリアリーク及びイメージリークが低減できて送信信号の変調精度特性が改善しても、高周波送信信号の一定の所望電力が得られないという課題がある。

本開示は、上記した従来の課題を解決するために、高周波送信信号の電力を一定に制御し、更に、キャリアリーク及びイメージリークを抑制する送信装置を提供することを目的とする。

本開示は、局所発振信号を、ベースバンドの同相信号及び直交信号を用いて変調して高周波信号を生成する変調器と、生成された前記高周波信号を増幅する電力増幅器と、増幅された前記高周波信号から一部の高周波信号を抽出する結合器と、抽出された前記高周波信号を検波する検波回路と、前記検波回路の検波出力から直流成分を抽出し、抽出された前記直流成分に応じて、前記ベースバンドの同相信号及び直交信号の各振幅を調整する第１の調整回路と、前記検波回路の検波出力から交流成分を抽出し、抽出された前記交流成分に応じて、前記ベースバンドの同相信号及び直交信号の振幅及び位相とＤＣオフセットとを調整する第２の調整回路と、を備える、送信装置である。

本開示によれば、キャリアリーク及びイメージリークを抑制でき、高周波送信信号の電力を一定に制御することで、送信信号の変調精度特性を改善できる。

本実施形態の送信装置の回路構成の一例を示す図 （Ａ）電力増幅器が増幅した高周波送信信号のパワースペクトルを示す図、（Ｂ）二乗検波回路の二乗検波出力信号のパワースペクトルを示す図 本実施形態の二乗検波回路と増幅器との回路構成の一例を示す図 従来の送信装置の回路構成の一例を示す図 従来の送信装置の回路構成の他の一例を示す図 （Ａ）変調器の出力としての高周波送信信号のパワースペクトルを示す図、（Ｂ）二乗検波回路の出力信号のパワースペクトルを示す図

（各実施形態の内容に至る経緯）
先ず、本開示に係る送信装置の各実施形態を説明する前に、各実施形態の内容に至る経緯について図４〜図６を参照して説明する。図４は、従来の送信装置２０の回路構成の一例を示す図である（特許文献１参照）。

図４に示す送信装置２０は、電力増幅回路２１と、方向性結合器２２と、送信出力検波回路２３と、温度制御回路２４とを含む。温度制御回路２４は、信号発生回路３１と、Ａ／Ｄ変換器３２と、メモリ３３と、変換表３４と、演算回路３５と、送信出力制御回路３６とを含む。

電力増幅回路２１は、入力された高周波信号（ＲＦ信号）を増幅する。電力増幅回路２１が増幅したＲＦ信号は、不図示の送信アンテナを介して送信され、更に、方向性結合器２２により取り出されて送信出力検波回路２３に入力される。送信出力検波回路２３は、方向性結合器２２により取り出されたＲＦ信号を検波して検波結果をＡ／Ｄ変換器３２に出力する。温度制御回路２４は、送信出力検波回路２３の検波出力を基に、温度補償値を得て電力増幅回路２１を制御することで、送信信号の規定電力を得る。

図４に示す送信装置２０は、ＴＤＭＡ送信機であって、バースト信号停止時には、信号発生回路３１から測定信号を送信出力検波回路２３に出力し、送信出力検波回路２３の検波出力をＡ／Ｄ変換器３２を経てメモリ３３に保存する。送信装置２０は、予め登録されている変換表３４を基に演算回路３５において温度補正値を求める。

更に、送信装置２０は、バースト信号送信時に、送信出力検波回路２３の検波出力をＡ／Ｄ変換器３２において数値化し、バースト信号停止時に求められた温度補正値を用いて補正し補償検波値を得て、送信出力制御回路３６において補償検波値を用いて電力増幅回路２１を制御する。これにより、送信装置２０は、温度補償部品を用いずに補償検波値が得られ、周囲温度の変動に拘わらず、一定の送信出力（電力）が得られる。

図５は、従来の送信装置４０の回路構成の他の一例を示す図である（非特許文献１参照）。図５に示す送信装置４０は、可変利得増幅器４１ａ，４１ｂと、変調器４２と、電力増幅回路４３と、方向性結合器４４と、検波回路４５と、制御回路４６とを含む。

可変利得増幅器４１ａは、制御回路４６が生成した制御信号に応じて利得を変更し、入力されたベースバンドのＩ信号（周波数ＦＢＢ＿Ｉ）を増幅して変調器４２に出力する。可変利得増幅器４１ｂは、制御回路４６が生成した制御信号に応じて利得を変更し、入力されたベースバンドのＱ信号（周波数ＦＢＢ＿Ｑ）を増幅して変調器４２に出力する。なお、図５では、図面の複雑化を避けるために、制御回路４６から可変利得増幅器４１ａへの矢印の図示を省略している。

変調器４２は、可変利得増幅器４１ａが増幅したベースバンドのＩ信号と、可変利得増幅器４１ｂが増幅したベースバンドのＱ信号と、ローカル信号（周波数ＦＬＯ）とが入力され、ベースバンドのＩＱ信号を用いてローカル信号を直交変調することで、高周波送信信号を生成して電力増幅回路４３に出力する。

電力増幅回路４３は、変調器４２が生成した高周波送信信号を増幅する。電力増幅回路４３が増幅した高周波送信信号は、不図示の送信アンテナを介して送信され、更に、方向性結合器４４により取り出されて検波回路４５に入力される。検波回路４５は、方向性結合器４４により取り出された高周波送信信号を検波して検波結果を制御回路４６に出力する。

制御回路４６は、検波回路４５の検波結果を基に、ベースバンドのＩＱ信号の振幅及び位相のバランスとＩＱ信号のＤＣオフセットとを調整するための制御信号を生成して可変利得増幅器４１ａ，４１ｂに出力する。これにより、図５に示す送信装置４０は、高周波送信信号に生じるキャリアリーク及びイメージリークを低減できる。

ここで、図５に示す変調器４２に入力されるベースバンドのＩＱ信号の振幅及び位相のアンバランスとＩＱ信号のＤＣオフセットとがあると、送信信号の変調精度特性が劣化する。

具体的には、ＩＱ信号に振幅誤差又は位相誤差があると、ＩＱ信号の振幅又は位相にアンバランスが生じてしまい、変調器４２が生成した高周波送信信号にイメージリークが生じる。また、ＩＱ信号にＤＣオフセットがあると、変調器４２が生成した高周波送信信号にキャリアリークが生じる。このため、送信信号の変調精度特性が劣化する。

そこで、図５に示す送信装置５０では、制御回路４６は、電力増幅回路４３が増幅した高周波送信信号の検波結果を基に、ベースバンドのＩＱ信号の振幅及び位相とＤＣオフセットとを調整することで、高周波送信信号に生じるキャリアリーク及びイメージリークを低減する。

制御回路４６におけるベースバンドのＩＱ信号の振幅及び位相とＤＣオフセットとの調整について、図６を参照して説明する。図６（Ａ）は、変調器４２の出力としての高周波送信信号のパワースペクトルを示す図である。図６（Ｂ）は、検波回路４５として二乗検波回路を用いた場合の出力信号のパワースペクトルを示す図である。

例えば位相が９０度異なる２つのトーン信号のＩ信号（周波数ＦＢＢ＿Ｉ），Ｑ信号（周波数ＦＢＢ＿Ｑ）が変調器４２に入力された場合には、周波数（ＦＬＯ＋ＦＢＢ）に変調波としての高周波送信信号が現れる（図６（Ａ）参照）。更に、トーン信号のＩＱ信号のＤＣオフセットにより生じるキャリアリークが周波数ＦＬＯに現れ、トーン信号のＩＱ信号の振幅及び位相のアンバランスにより生じるイメージリークが周波数（ＦＬＯ−ＦＢＢ）に現れる（図６（Ａ）参照）。

検波回路４５として二乗検波回路を用いた場合、周波数ＦＢＢのパワースペクトルはキャリアリークのレベルを表す（図６（Ｂ）参照）。また、周波数２ＦＢＢのパワースペクトルは、イメージリークのレベルを表す。更に、ＤＣ成分（周波数０）のパワースペクトルと周波数２ＦＴＸのパワースペクトルも現れている（図６（Ｂ）参照）。なお、周波数ＦＴＸは図６（Ａ）に示す周波数「ＦＬＯ＋ＦＢＢ」である。

制御回路４６は、検波回路４５の検波結果、即ち図６（Ｂ）に示す周波数ＦＢＢのパワースペクトルのレベルが最小となるように、トーン信号のＩＱ信号のＤＣオフセットを調整するための制御信号を生成する。これにより、送信装置４０は、高周波送信信号に生じるキャリアリークのレベルを低減でき、変調精度特性を改善できる。

また、制御回路４６は、検波回路４５の検波結果、即ち図６（Ｂ）に示す周波数２ＦＢＢのパワースペクトルのレベルが最小となるように、トーン信号のＩＱ信号の位相及び振幅のバランスを調整するための制御信号を生成する。これにより、送信装置４０は、高周波送信信号に生じるイメージリークのレベルを低減でき、変調精度特性を改善できる。

特許文献１及び非特許文献１では、無線ＬＡＮ（Local Area Network）において用いられる送信装置の例が説明されているが、例えば６０ＧＨｚ帯のミリ波を用いた広帯域無線通信に適用する場合にも、同様に、高周波送信信号の電力制御と、ベースバンドのＩＱ信号の振幅及び位相のバランスとＩＱ信号のＤＣオフセットを調整する必要がある。

更に、図４又は図５に示す送信装置の構成を６０ＧＨｚ帯のミリ波を用いた広帯域無線通信に適用する場合には、方向性結合器と検波回路との間の接続における高周波送信信号のロスを最小化する必要がある。

例えばベースバンドのＩＱ信号の振幅及び位相、ＤＣオフセットを調整する場合でも、６０ＧＨｚのミリ波を用いた無線通信は広帯域となるので、ベースバンド信号の周波数も数１００ＭＨｚと高く設定する必要がある。このため、図５に示す制御回路４６は検波回路４５の検波結果を基に数１００ＭＨｚのＩＱ信号のバランスを調整するので、送信装置の消費電力が増加する。

そこで、以下の実施形態では、キャリアリーク及びイメージリークを抑制し、更に、高周波送信信号の電力を一定に制御する送信装置の例を説明する。

（本実施形態の説明）
図１は、本実施形態の送信装置ＴＸの回路構成の一例を示す図である。図１に示す送信装置ＴＸは、Ｉ／Ｑ信号発生回路１と、変調器２と、電力増幅器（ＰＡ：Power Amplifier）３と、送信アンテナＡｎｔと、方向性結合器４と、伝送線路５と、二乗検波回路６と、増幅器７と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）８と、Ａ／Ｄ変換器９と、制御回路１０と、コンデンサ１１と、可変利得増幅器１２と、Ａ／Ｄ変換器１３と、制御回路１４とを含む。

Ｉ／Ｑ信号発生回路１は、ベースバンドの同相信号（Ｉ信号）とベースバンドの直交信号（Ｑ信号）を生成して変調器２に出力する。また、Ｉ／Ｑ信号発生回路１は、後述する各制御回路１０，１４が生成した制御信号に応じて、ベースバンドの同相信号（Ｉ信号）とベースバンドの直交信号（Ｑ信号）を生成する。

変調器２は、例えば直交変調器であり、Ｉ／Ｑ信号発生回路１が生成したベースバンドのＩＱ信号と局所発振器（不図示）が生成した局所発振信号（ローカル信号：周波数ＦＬＯ）とが入力され、ローカル信号を、ベースバンドのＩＱ信号を用いて直交変調する。変調器２は、直交変調によって生成した高周波（例えば６０ＧＨｚ帯のミリ波帯）の送信信号を電力増幅器３に出力する。

電力増幅器３は、変調器２が生成した高周波送信信号を増幅して送信アンテナＡｎｔに出力する。電力増幅器３が増幅した高周波送信信号は、一部の高周波送信信号が結合器としての方向性結合器４によって抽出され、伝送線路５を介して、二乗検波回路６に入力される。即ち、伝送線路５は、方向性結合器４が抽出した（取り出した）高周波送信信号を二乗検波回路６に伝送する。

検波回路としての二乗検波回路６は、伝送線路５を介して伝送された高周波送信信号を二乗検波し、直流（ＤＣ）成分及び交流（ＡＣ）成分を含む二乗検波出力信号を、増幅器７とコンデンサ１１とに出力する。

即ち、本実施形態では、二乗検波回路６の二乗検波出力信号は２系統に分岐され、一方は増幅器７を含む第１の調整回路（後述参照）に入力され、他方はコンデンサ１１を含む第２の調整回路（後述参照）に入力される。なお、二乗検波回路６の回路構成については、図３を参照して後述する。

増幅器７は、二乗検波回路６の二乗検波出力信号を増幅してＬＰＦ８に出力する。なお、増幅器７の回路構成については、図３を参照して後述する。

フィルタとしてのＬＰＦ８は、増幅器７が増幅した二乗検波出力信号から高周波の交流成分を遮断して低周波（周波数０）の直流成分を抽出してＡ／Ｄ変換器９に出力する。

Ａ／Ｄ変換器９は、ＬＰＦ８の出力信号をサンプリング周波数Ｆｓ１によってＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換出力としての直流成分のデジタル値を制御回路１０に出力する。なお、Ａ／Ｄ変換器９のサンプリング周波数Ｆｓ１は、Ａ／Ｄ変換器１３のサンプリング周波数Ｆｓ２より低い。

制御回路１０は、Ａ／Ｄ変換器９におけるＡ／Ｄ変換出力としての直流成分のデジタル値に応じて、ベースバンドのＩＱ信号の振幅を所望値に調整するための制御信号Ｓ１を生成してＩ／Ｑ信号発生回路１に出力する。

これにより、Ｉ／Ｑ信号発生回路１は、制御回路１０が生成した制御信号Ｓ１に応じて、ベースバンドのＩＱ信号の振幅を所望値に調整できる。従って、本実施形態の送信装置ＴＸは、高周波送信信号に生じるキャリアリークを低減できる。

コンデンサ１１は、二乗検波回路６の二乗検波出力信号から低周波（周波数０）の直流成分を遮断して高周波の交流成分を抽出して可変利得増幅器１２に出力する。

可変利得増幅器１２は、出力信号と入力信号との比を表す利得を利得制御信号Ｓ３に応じて可変し、利得制御信号Ｓ３に応じた利得によって、コンデンサ１１が抽出した交流成分の二乗検波出力信号を増幅してＡ／Ｄ変換器１３に出力する。なお、利得制御信号Ｓ３は、図１に示す送信装置ＴＸの外部から入力されても良いし、例えば制御回路１４によって生成されて制御回路１４から入力されても良い。

Ａ／Ｄ変換器１３は、可変利得増幅器１２が増幅した二乗検波出力信号をサンプリング周波数Ｆｓ２によってＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換出力としての交流成分のデジタル値を制御回路１４に出力する。なお、Ａ／Ｄ変換器１３のサンプリング周波数Ｆｓ２は、Ａ／Ｄ変換器９のサンプリング周波数Ｆｓ１より高い。

制御回路１４は、Ａ／Ｄ変換器１３におけるＡ／Ｄ変換出力としての交流成分のデジタル値に応じて、ベースバンドのＩＱ信号の振幅及び位相のバランスを調整し、更にＩＱ信号のＤＣオフセットを低減するための制御信号Ｓ２を生成してＩ／Ｑ信号発生回路１に出力する。

これにより、Ｉ／Ｑ信号発生回路１は、制御回路１４が生成した制御信号Ｓ２に応じて、ベースバンドのＩＱ信号の振幅及び位相のバランスを調整でき、更に、ＩＱ信号のＤＣオフセットを低減できる。従って、本実施形態の送信装置ＴＸは、高周波送信信号に生じるイメージリークを低減できる。

本実施形態の送信装置ＴＸは、二乗検波回路６と、増幅器７と、ＬＰＦ８と、Ａ／Ｄ変換器９と制御回路１０とを含む第１の調整回路（図１の点線参照）において、変調器２が生成した高周波送信信号の電力を調整する。また、送信装置ＴＸは、二乗検波回路６と、コンデンサ１１と、可変利得増幅器１２と、Ａ／Ｄ変換器１３と、制御回路１４とを含む第２の調整回路（図１の一点鎖線参照）において、Ｉ／Ｑ信号発生回路１が生成するＩＱ信号の振幅及び位相のバランスとＤＣオフセットとを調整する。

なお、第１の調整回路及び第２の調整回路における調整動作は、二乗検波回路６の二乗検波出力信号の直流成分及び交流成分の異なるＩＱ信号が用いられるので、異なるタイミングにおいて実行される。

例えば、第１の調整回路がベースバンドのＩＱ信号の振幅を所望値に調整した後、第２の調整回路がベースバンドのＩＱ信号の振幅及び位相のバランスとＤＣオフセットとを調整する。又は、第２の調整回路がベースバンドのＩＱ信号の振幅及び位相のバランスとＤＣオフセットとを調整した後、第１の調整回路がベースバンドのＩＱ信号の振幅を所望値に調整する。

また、本実施形態の送信装置ＴＸでは、第２の調整回路がＩ／Ｑ信号発生回路１が生成するＩＱ信号の振幅及び位相のバランスとＤＣオフセットとを調整する場合に、二乗信号が用いられるので、電力増幅器３が増幅した高周波送信信号の検波回路として二乗検波回路６が用いられる。

これにより、送信装置ＴＸは、方向性結合器４と伝送線路５と二乗検波回路６とを、二乗検波出力信号を第１の調整回路及び第２の調整回路に入力させるためのパスとして共用でき、第１の調整回路及び第２の調整回路にそれぞれ入力させるための回路部品を設けることなく、高周波送信信号の伝送ロスを最小化できる。

また、二乗検波回路６の二乗検波出力信号は２系統に分岐されるが、６０ＧＨｚの周波数成分は二乗検波回路６において抑圧される（図３参照）。このため、二乗検波回路６の二乗検波出力信号の分岐による伝送ロスの影響は少ない。

また、二乗検波回路６の後段には、第１の調整回路用の信号経路と第２の調整回路用の信号経路とが設けられているので、２つのＡ／Ｄ変換器９，１３の各サンプリング周波数を同一とせずに個別に設定でき、不要な消費電力の増加を回避できる。

次に、送信装置ＴＸにおける高周波送信信号の電力の調整動作について、図２を参照して説明する。図２（Ａ）は、電力増幅器３が増幅した高周波送信信号のパワースペクトルを示す図である。図２（Ｂ）は、二乗検波回路６の二乗検波出力信号のパワースペクトルを示す図である。

図２（Ａ）に示すパワースペクトルの高周波送信信号（周波数ＦＴＸ）が二乗検波回路６において二乗検波されると、二乗検波出力信号は、直流成分（周波数０）と、高周波送信信号の２倍の周波数成分（周波数２ＦＴＸ）とが現れる（図２（Ｂ）参照）。

厳密には、二乗検波回路６における二乗検波出力信号は、直流成分（周波数０）と、高周波送信信号の２倍の周波数成分（周波数２ＦＴＸ）以外に、更に、ベースバンドの周波数ＦＢＢの周波数成分と、２ＦＢＢの周波数成分とが現れる（図６（Ｂ）参照）。

送信装置ＴＸにおける高周波送信信号の電力の調整動作時では、ＩＱ信号は無信号となる、即ちベースバンドのＩＱ信号の周波数は０（ゼロ）と考えることができる。従って、図２（Ｂ）では、ベースバンドの周波数ＦＢＢが例えば０（ゼロ）である場合のパワースペクトルが図示されている。

ＬＰＦ８は、２倍の周波数成分の高周波送信信号を抑圧し、直流成分の二乗検波出力信号をＡ／Ｄ変換器９に出力する。Ａ／Ｄ変換器９は、直流成分の二乗検波出力信号をＡ／Ｄ変換する。

これにより、Ａ／Ｄ変換器９には直流成分の二乗検波出力信号が入力されるので、Ａ／Ｄ変換器９のサンプリング周波数Ｆｓ１を十分に低くでき、Ａ／Ｄ変換器９の消費電力の低減が可能となる。

制御回路１０は、Ａ／Ｄ変換器９におけるＡ／Ｄ変換出力としての直流成分のデジタル値に応じて、制御回路１０に入力される直流成分のデジタル値を最小化するようにベースバンドのＩＱ信号の振幅を調整するための制御信号Ｓ１を生成してＩ／Ｑ信号発生回路１に出力する。これにより、制御回路１０は、送信装置ＴＸの周囲温度が変動した場合に高周波送信信号の電力が所望値から変動しても、高周波送信信号の電力を一定の所望値に制御できる。

次に、送信装置ＴＸにおけるベースバンドのＩＱ信号の振幅及び位相のバランスとＤＣオフセットとの調整動作について、図６（Ｂ）を参照して説明する。周波数ＦＢＢ（例えば数１００ＭＨｚ）であって位相が９０度異なるトーン信号ＦＢＢ＿Ｉ，ＦＢＢ＿ＱがＩ／Ｑ信号発生回路１から変調器２に入力された場合、二乗検波回路６の二乗検波出力信号は、図６（Ｂ）に示す各周波数成分の信号が現れる。

コンデンサ１１は二乗検波出力信号の直流（ＤＣ）成分を除去又は抑圧するので、周波数ＦＢＢの信号成分と周波数２ＦＢＢの信号成分とが可変利得増幅器１２に入力される。つまり、可変利得増幅器１２に入力される信号は周波数０から数１００ＭＨｚまでの広帯域ではない。これにより、可変利得増幅器１２の周波数特性を広帯域に設計する必要が無くなる。

Ａ／Ｄ変換器１３は、数１００ＭＨｚの信号をＡ／Ｄ変換するので、サンプリング周波数Ｆｓ２がサンプリング周波数Ｆｓ１より高くなって消費電力が増加するが、例えば入力ビット数を少なく設定することで、消費電力の増加は最低限に留めることができる。この場合、Ａ／Ｄ変換器１３のダイナミックレンジが狭くなるので、Ａ／Ｄ変換器１３の前段に設けられた可変利得増幅器１２は、Ａ／Ｄ変換器１３のダイナミックレンジに応じて、入力された信号の振幅を最適化する。これにより、二乗検波回路６の検波レンジが等価的に広くなる。

制御回路１４は、Ａ／Ｄ変換器１３におけるＡ／Ｄ変換出力としての交流成分のデジタル値の成分を高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）することで周波数軸上のパワースペクトルを算出する。制御回路１４は、算出された周波数ＦＢＢのパワースペクトルを最小化するように、周波数ＦＢＢ＿Ｉ，ＦＢＢ＿Ｑの各トーン信号のＤＣオフセットを調整する。これにより、制御回路１４は、高周波送信信号に生じるキャリアリークのレベルを低減できる。

更に、制御回路１４は、高速フーリエ変換の結果、算出された周波数２ＦＢＢのパワースペクトルを最小化するように、周波数ＦＢＢ＿Ｉ，ＦＢＢ＿Ｑの各トーン信号の振幅及び位相のバランスを調整する。これにより、制御回路１４は、高周波送信信号に生じるイメージリークのレベルを低減できる。

図３は、本実施形態の二乗検波回路６と増幅器７との回路構成の一例を示す図である。図３に示す二乗検波回路６は、コンデンサ６０と、伝送線路６１と、バイアス回路６２と、ソース接地トランジスタ６３と、伝送線路６４と、抵抗６５と、コンデンサ６６とを含む。また、図３に示す増幅器７は、ソース接地トランジスタ７０と、抵抗７１，７２とを含む。

伝送線路５から二乗検波回路６に入力された高周波送信信号は、コンデンサ６０及びＴ分岐の伝送線路６１を介して、ソース接地トランジスタ６３のゲート端子に入力される。ソース接地トランジスタ６３のＤＣゲートバイアスは、バイアス回路６２から供給されて、Ｔ分岐の伝送線路６１を介して、ソース接地トランジスタ６３のゲート端子に印加される。なお、バイアス回路６２は、ソース接地トランジスタ６３に二乗検波させるためのＤＣゲートバイアス電圧を、ソース接地トランジスタ６３のゲート端子に供給する。

ソース接地トランジスタ６３は、ドレイン端子がＴ分岐の伝送線路６４に接続され、バイアス回路６２から供給されたＤＣゲートバイアスに従って、二乗検波素子として動作する。

伝送線路６４の一端は、ソース接地トランジスタ６３によって二乗検波された二乗検波出力信号のレベル調整用の抵抗６５を介して電源Ｖｃｃに接続され、伝送線路６４の一端から二乗検波出力信号が出力される。

一方、伝送線路６４の他端は、コンデンサ６６を介して、高周波信号がＡＣ的に接地される。即ち、接地容量素子としてのコンデンサ６６は、ソース接地トランジスタ６３によって二乗検波された二乗検波出力信号のうち高域の特定周波数（例えば６０ＧＨｚ）の信号を遮断又は抑圧する。なお、ソース接地トランジスタ６３のドレイン端子には、二乗検波回路６に入力された高周波送信信号と同じ周波数成分（例えば６０ＧＨｚ帯）の信号が位相反転して出力されるが、コンデンサ６６により遮断又は抑圧される。

コンデンサ６６の容量値は、ソース接地トランジスタ６３によって二乗検波された二乗検波出力信号のうち高域の特定周波数（例えば６０ＧＨｚ）の信号が遮断又は抑圧可能なように予め定められた既定値である。これにより、二乗検波回路６の二乗検波出力信号から高周波（例えば６０ＧＨｚ帯）の信号が抑圧可能となる。

二乗検波回路６の二乗検波出力信号はコンデンサ１１と増幅器７とに分岐される。増幅器７に入力された二乗検波出力信号は、ソース接地トランジスタ７０のゲート端子に入力される。ソース接地トランジスタ７０のドレイン端子は、抵抗７１を介してゲート端子に接続され、ソース接地トランジスタによって増幅された信号のレベル調整用の抵抗７２を介して電源Ｖｃｃに接続される。ソース接地トランジスタ７０は、増幅器７の出力信号をドレイン端子からＬＰＦ８に出力する。

更に、増幅器７は、ソース接地トランジスタ７０のゲート端子とドレイン端子との間を抵抗７１によって負帰還させることで、増幅器７としての利得を低く設定できる。例えば、増幅器７の利得を１に設定できる。

ここで、増幅器７の後段に接続されるＡ／Ｄ変換器９のダイナミックレンジは既定値（例えば１Ｖ）であるため、増幅器７の利得が大きい場合にはＡ／Ｄ変換器９に入力される信号レベルが大きくなってしまう。Ａ／Ｄ変換器９のダイナミックレンジ外はデジタル変換できないので、等価的に二乗検波回路６の検波レンジが狭くなる。

しかし、本実施形態では、増幅器７の利得を低く設定できるので、Ａ／Ｄ変換器９に入力される信号レベルが大きくならず、Ａ／Ｄ変換器９のダイナミックレンジを有効に使えるため、二乗検波回路６の検波レンジを等価的に拡大できる。

以上により、本実施形態の送信装置ＴＸは、第１の調整回路において、高周波送信信号が入力された二乗検波回路６の二乗検波出力信号の直流成分を抽出し、直流成分に対するＡ／Ｄ変換器９のＡ／Ｄ変換出力に応じて、ベースバンドのＩＱ信号の振幅を所望値に調整する。

更に、送信装置ＴＸは、第２の調整回路において、高周波送信信号が入力された二乗検波回路６の二乗検波出力信号の交流成分を抽出し、交流成分に対するＡ／Ｄ変換器１３のＡ／Ｄ変換出力に応じて、ベースバンドのＩＱ信号の振幅及び位相のバランスとＤＣオフセットとを調整する。

これにより、送信装置ＴＸは、キャリアリーク及びイメージリークの各信号レベルを抑制（低減）できるので変調器２における送信信号の変調精度特性を改善でき、更に、高周波送信信号の電力を一定に制御できる。

以上、図面を参照して各種の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。

本開示は、高周波送信信号の電力を一定に制御し、更に、キャリアリーク及びイメージリークを抑制する送信装置として有用である。

１ Ｉ／Ｑ信号発生回路
２ 変調器
３ 電力増幅器
４ 方向性結合器
５ 伝送線路
６ 二乗検波回路
７ 増幅器
８ ＬＰＦ
９、１３ Ａ／Ｄ変換器
１０、１４ 制御回路
１１ コンデンサ
１２ 可変利得増幅器
Ａｎｔ 送信アンテナ
ＴＸ 送信装置

Claims (5)

1. 局所発振信号を、ベースバンドの同相信号及び直交信号を用いて変調して高周波信号を生成する変調器と、
   生成された前記高周波信号を増幅する電力増幅器と、
   増幅された前記高周波信号から一部の高周波信号を抽出する結合器と、
   抽出された前記高周波信号を検波する検波回路と、
   前記検波回路の検波出力から直流成分を抽出し、抽出された前記直流成分に応じて、前記ベースバンドの同相信号及び直交信号の各振幅を調整する第１の調整回路と、
   前記検波回路の検波出力から交流成分を抽出し、抽出された前記交流成分に応じて、前記ベースバンドの同相信号及び直交信号の振幅及び位相とＤＣオフセットとを調整する第２の調整回路と、を備える、
   送信装置。
2. 請求項１に記載の送信装置であって、
   前記第１の調整回路は、
   前記検波回路の検波出力を増幅する増幅器と、
   増幅された前記検波回路の検波出力から前記直流成分を抽出するフィルタと、
   前記フィルタの出力をＡ／Ｄ変換する第１のＡ／Ｄ変換器と、
   前記第１のＡ／Ｄ変換器の出力に応じて、前記ベースバンドの同相信号及び直交信号の振幅を調整する第１の制御回路と、を有し、
   前記第２の調整回路は、
   前記検波回路の検波出力から前記交流成分を抽出するコンデンサと、
   前記交流成分を増幅する可変利得増幅器と、
   増幅された前記交流成分をＡ／Ｄ変換する第２のＡ／Ｄ変換器と、
   前記第２のＡ／Ｄ変換器の出力に応じて、前記ベースバンドの同相信号及び直交信号の振幅及び位相とＤＣオフセットとを調整する第２の制御回路と、を有する、
   送信装置。
3. 請求項２に記載の送信装置であって、
   前記第１のＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数は、前記第２のＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数より低い、
   送信装置。
4. 請求項２又は３に記載の送信装置であって、
   前記検波回路は、
   抽出された前記高周波信号の直流成分を抑圧するコンデンサと、
   前記コンデンサにゲートが接続されるソース接地トランジスタと、
   前記ソース接地トランジスタのゲートに、抽出された前記高周波信号を二乗検波させる直流ゲートバイアス電圧を供給するバイアス回路と、
   前記ソース接地トランジスタのドレインに接続され、特定周波数の交流成分を抑圧する接地容量素子と、を有する、
   送信装置。
5. 請求項２〜４のうちいずれか一項に記載の送信装置であって、
   前記増幅器は、
   ソース接地トランジスタと、
   前記ソース接地トランジスタのゲートとドレインとを接続する抵抗と、を有する、
   送信装置。

Images