JP4845437B2 - Ｌｏ漏洩及び側波帯像の校正システム及び方法 - Google Patents

Description

本発明は、一般に、ワイヤレス通信の分野に係る。より詳細には、本発明は、ワイヤレス通信システム、特に、ＲＦ送信器のためのＬＯ漏洩及び側波帯像の校正に係る。

近年、ワイヤレスローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ）や、ホームワイヤレス制御システムや、ワイヤレスマルチメディアセンターのようなワイヤレス通信システムの需要が著しく増大した。この需要増大に伴い、より広い帯域巾、よりパワフルで且つより安価なチップへの関心が高まっている。例えば、８０２．１１ｂ規格により提示された最大１１Ｍｂ／ｓ帯域巾では、ほとんどのユーザの要求を満足できない。むしろ、８０２．１１ｇ又は１１ａ規格により提示される５４Ｍｂ／ｓチップのようなより広い帯域幅のチップが好ましい。この帯域巾において２０ＭＨｚ巾のチャンネルだけで送信するためには、より進歩した変調方法を採用しなければならない。８０２．１１ａ／ｇ規格のワイドエリアネットワークＬＡＮ（ＷＬＡＮ）システムでは、データが、２進位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）、又は直角位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）、或いは１６レベル又は６４レベルの直角振幅変調（１６−ａｒｙ ＱＡＭ又は６４−ａｒｙ ＱＡＭ）で変調され、そして更に、５２個のサブキャリアを伴う直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）信号へとマップされる。

広い帯域巾の利点を取り入れるために、精巧な変調方法を伴うＯＦＤＭベースのワイヤレスシステム及び無線波システムは、実施の上で著しい難題を課し、ＲＦトランシーバーチップの帯域内位相ノイズが低く、直線性が高く且つマッチングが正確であることを要求する。これらの中で、マッチングが最も複雑な問題である。というのは、デバイスのミスマッチから生じるからである。更に、チップのミスマッチに対する要求は、通常、非常に厳密である。例えば、デジタル変調信号のクオリティを指示するパラメータである３ｄＢの実施余裕をもつＷＬＡＮシステムの５４Ｍｂ／ｓモードに対して送信器エラーベクトル大きさ（ＥＶＭ）仕様を満足するために、システムのシミュレーションでは、Ｉ／Ｑミスマッチを１．５°／０．２ｄＢ未満にする必要があることが示される。又、ミスマッチにより導入される送信器ＬＯ漏洩が望ましからぬ信号として課せられ、従って、干渉やノイズの問題を低減するには、これをできるだけ小さくしなければならない。

ＲＦ送信器は、基本帯域信号変調、アップ変換及び電力増幅を実行する。ＲＦ受信器を実施するための種々の解決策に比して、送信器の実現には若干のアーキテクチャーしか現在利用できない。これは、ノイズ、干渉除去及び帯域選択が、ワイヤレス通信システムにおいて、送信器の方が受信器より緩和されているからである。

送信キャリア周波数が局部発信器（ＬＯ）周波数に等しい場合には、このようなアーキテクチャーを「直接変換」アーキテクチャーと称する。直接変換送信器アーキテクチャーに対応する図１に示されたように、信号変調とアップ変換が同じ回路で行われ、従って、その同じ回路は、ミクサ１１０及び局部発信器１２０に対応する。ミクサ１１０は、ＬＯ１２０からＬＯ信号を受信し、そしてそのＬＯ信号を、基本帯域フィルタ１０５により出力される基本帯域信号と混合する。ミクサ１１０の出力は、電力増幅器１４０へ供給され、これは、アンテナ（図示せず）へ転送される充分な電力を供給すると共に、非直線性から生じる帯域ずれした成分をフィルタ除去する。

しかしながら、ある望ましからぬ帯域内信号が、直角ＬＯ信号の振幅及び位相ミスマッチや、基本帯域信号の振幅及び位相ミスマッチや、デバイスミスマッチのような回路欠陥により導入される。これらの中で、ＬＯ漏洩及び側波帯変調像ミスマッチは、送信信号のクオリティを低下させる最も重要なもので、それらは、厳密なＬＯ周波数（ｆ_LO）と、直角ミスマッチにより導入される側波帯とにおける漏洩電力に各々対応する。それらは、両方とも、送信帯域に存在し、従って、電力増幅器１４０及びその後のバンドパスフィルタ（図示せず）ではそれらをフィルタ除去することができない。

基本帯域信号をＲＦ周波数へアップ変換するための別の解決策は、信号を２つ以上のステップで変調して、出力スペクトルが局部発信周波数から離れるようにし、周波数プリングに対する余裕度を周波数合成器に生じさせることである。図２は、２ステップ変換送信器アーキテクチャーを示し、基本帯域信号ＢＢＩが、中間周波（ＩＦ）と称される低い周波数において直角変調を受け、その結果を、バンドパスフィルタリング及び別のＬＯ周波数との混合により希望の周波数へアップ変換し、ＩＦ信号の高調波を抑制する。より詳細には、第１の局部発信器２２０が第１のＬＯ信号ＬＯ１を与え、これは、第１のミクサ２３０により、フィルタされた基本帯域信号（フィルタ２０５が基本帯域信号ＢＢＩをフィルタする）と混合される。ＩＦ帯域にある第１ミクサ２３０の出力は、オフチップフィルタ２４０へ送られ、これで第１ステップを完了する。オフチップフィルタ２４０の出力は、第２のミクサ２５０へ送られて、第２の局部発信器２５５により出力された第２のＬＯ信号ＬＯ２と混合され、ＲＦ信号を発生する。このＲＦ信号は、電力増幅器２６０により増幅され、出力ＲＦ信号ＲＦＯを発生する。

直接変換解決策に勝るこの２ステップアップ変換の効果は、変調が高い周波数（ＲＦ）ではなく低い周波数（ＩＦ）で実行されるので、信号直角ミスマッチが良好なことである。しかしながら、ミスマッチのために直角アップ変換により発生される望ましからぬ側波帯の除去が非常に厳密で、通常、５０から６０ｄＢである。又、連邦通信委員会（ＦＣＣ）の要求及び他の要求のために、ＬＯ漏洩を非常に低くすることが要求される。

どの送信器アーキテクチャーが使用されても、より複雑な変調技術の使用を許し且つ高い送信効率を与えるように、回路及び信号のミスマッチが小さいのが好ましい。しかしながら、デバイスミスマッチは常に存在し、完全に除去することができない。従って、送信器の性能を改善するためには正確な構成が必要とされる。

ワイヤレスシステムにおいて振幅及び位相校正を実行するためにＲＦ送信器のための多数の校正方法が存在し、それらは、検出及び校正位置に関して２つのカテゴリーに分割することができる。第１のカテゴリーでは、ミスマッチ検出及び校正の両方がデジタル基本帯域により実行される。図３に示すように、デジタル基本帯域回路３１０は、パイロットシーケンスをＲＦトランシーバー３２０へ送信し、これは、ＲＦトランシーバー３２０により高い周波数へ変調される。Ｄ／Ａ３４０及びＡ／Ｄ３５０は、これら２つの要素間でデジタル／アナログ信号変換を行う。校正中に、ＲＦトランシーバー３２０は、送信器の出力を受信器の入力に接続し、従って、デジタル基本帯域回路３１０は、復調された信号を同時に受け取ることができる。デジタル基本帯域回路３１０内のデジタル信号処理（ＤＳＰ）マシン（図示せず）は、ＲＦリンクの位相及び振幅ミスマッチを計算し、そして「エラー」信号を発生して、それを「完全」な（ミスマッチのない）通信チャンネルへと校正することが要求される。校正は、デジタルドメインにおいて制御することが比較的容易であるが、次のような多数の欠点を課する。１）ＤＳＰマシンは、希望の精度を得るのに長い計算時間を必要とする。２）受信器（ＲＦトランシーバー３２０の一部分）なしに機能することができない。３）受信器により導入されるミスマッチを考慮しなければならず、これは、送信器（ＲＦトランシーバー３２０の一部分）からのミスマッチと同等である。４）ハードウェアミスマッチは、そのままであり、二次相互変調のようなミスマッチにより導入される性能低下が依然として存在する。５）ＲＦトランシーバー３２０内の送信器と受信器との間の余計な接続が設計を複雑にする。

従来の校正方法の第２カテゴリーでは、デジタル基本帯域回路を使用して信号ミスマッチを検出する一方、ＲＦトランシーバー内の特定回路がデジタル基本帯域回路の制御のもとで校正を実行する。図４に示すように、ミスマッチは、図３に示す従来のケースと同様に、デジタル基本帯域回路４１０により検出されるが、ミスマッチは、デジタル基本帯域回路４１０により制御されるＲＦトランシーバー４２０内で校正される。この形式の校正の欠点は、次のとおりである。１）大きなアナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）がＤＳＰマシン（デジタル基本帯域回路４１０内の）と共に必要とされ、且つ長い計算時間を要する。２）ＲＦ受信器（ＲＦトランシーバー４２０の一部分）に依存する。３）受信器ミスマッチを導入する。４）ＲＦトランシーバー４２０内の送信器と受信器との間に必要とされる余計な接続が設計を複雑にする。

本発明の１つの態様は、ＲＦ送信器又はＲＦトランシーバーに対してＬＯ漏洩及び側波帯像の両方を校正するための校正制御システム及び方法を提供する。

本発明の別の態様は、校正中にデジタル基本帯域ユニットを使用しない校正制御システム及び方法を提供する。

本発明の第１の態様によれば、ＲＦ送信器のためのＬＯ漏洩及び側波帯像の校正を実行するシステムが提供される。このシステムは、ＲＦ送信器の出力のＬＯ漏洩量及び側波帯像量を感知するように構成されたＬＯ漏洩及び側波帯像センサを備えている。又、このシステムは、感知されたＬＯ漏洩量及び感知された側波帯像量を第１及び第２の感知された値に各々変換するように構成されたアナログ／デジタルコンバータも備えている。このシステムは、更に、第１及び第２の感知された値を受け取り、そして最初にＬＯ漏洩抑制のための校正を、次いで、側波帯像抑制のための校正を行うことにより、ＲＦ送信器における校正制御を実行するように構成された校正制御ロジックユニットも備えている。

本発明の別の態様によれば、ＲＦ送信器を校正する方法であって、ＲＦ送信器にテストトーンを入力するステップを備えた方法が提供される。又、この方法は、テストトーンが入力された状態でＲＦ送信器の出力においてＬＯ漏洩の校正を実行して、最小ＬＯ漏洩を決定するステップも備えている。更に、この方法は、その後、テストトーンが入力された状態でＲＦ送信器の出力において側波帯像の校正を実行して、最小側波帯像を決定するステップも備えている。なお更に、この方法は、検出された最小ＬＯ漏洩及び検出された最小側波帯像に基づいて、ＲＦ送信器の通常の動作モード中に使用されるべきＲＦ送信器の動作値を記憶するステップも備えている。

本発明の他の特徴及び効果は、以下の詳細な説明から当業者に明らかとなろう。しかしながら、この詳細な説明及び特定実施例は、本発明の好ましい実施形態を示すものであるが、本発明を単に例示するものに過ぎず、これに限定するものではないことを理解されたい。本発明の精神から逸脱せずに本発明の範囲内で多数の変更や修正がなされ、本発明は、このような全ての変更を包含する。

本発明の前記効果及び特徴は、以下の詳細な説明及び添付図面から容易に明らかとなろう。
本発明の少なくとも１つの実施形態は、ＬＯ漏洩及び側波帯像ミスマッチシステム及び方法に向けられる。図５は、本発明の第１の実施形態に基づき、ミスマッチにより導入される送信器のＬＯ漏洩及び側波帯像を校正するための校正システムを示す。校正中に、ＲＦ送信器５１０は、単一トーンＲＦＩＮを出力する。このＲＦＩＮは、例えば、ＲＦ送信器５１０の周波数合成器内のクリスタル発信回路により供給することができる。校正制御ロジックユニット５２０は、ＲＦ送信器５１０内の校正コードをセットし（ＲＦ送信器５１０に与えられる校正ビットにより）、これは、校正シーケンスを行うことができるようにする。ＬＯ漏洩及び側波帯センサ回路５３０は、ＲＦ送信器５１０の単一トーン出力ＲＦＩＮのＬＯ漏洩強度及び側波帯像強度の両方を測定する。

アナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）５４０は、ＬＯ漏洩及び側波帯センサ回路５３０により出力された後に感知増幅器５３５により増幅されたＬＯ漏洩及び側波帯像値をデジタル化する。例えば、これに限定されないが、これらの値は、ＬＯ漏洩については−４５ｄＢｃから−２０ｄＢｃ、そして側波帯像については−５０ｄＢｃから−２５ｄＢｃの範囲である。ＡＤＣ範囲は、例えば、各々−２５ｄＢｃ及び−４０ｄＢｃであるＬＯ漏洩及び側波帯像除去比に対するシステム要求をカバーするのが好ましい。これは、送信器チェーンにおける０．４ｄＢ差動ミスマッチ及び１°／０．２ｄＢ直角ミスマッチに対応する。ＡＤＣ５４０により与えられるＬＯ漏洩及び側波帯像に対するデジタル値で、デジタル比較器（図示されていないが、１つの考えられる実施形態では校正制御回路５２０の一部分でよい）は、この校正設定がシステムに対する最小ＬＯ漏洩及び側波帯像をサポートするかどうか決定する。

ＲＦ送信器５１０内のミスマッチソースの知識に基づき、校正制御ロジックユニット５２０によりスマートサーチアルゴリズムが使用されるが、これは、次のセクションで詳細に説明する。このスマートサーチアルゴリズムは、停止基準５５０を使用して、校正プロセスをいつ停止すべきか決定する。例えば、ＬＯ漏洩が−２５ｄＢｃより低く、そして側波帯像が−４０ｄＢｃより低いときに、校正が停止され、ＲＦ送信器５１０の通常動作が開始されてもよい。ミスマッチ校正は、ＲＦ送信器５１０内では、校正制御ロジックユニット５２０からそこに与えられた校正ビットに基づいてデジタルで行われる。

送信器のミスマッチ校正を実行するための従来のシステム及び方法に比して、第１の実施形態による校正システム及び方法は、次の効果を有する。１）ＲＦ受信器及び基本帯域ＤＳＰマシンを伴わないスタンドアローン校正回路である。２）校正回路により導入される送信回路への余計なミスマッチが小さい。３）送信器の最小ミスマットへと校正するための能力。４）小さなチップエリアコスト。５）校正が高速である。

１つの考えられる実施例では、図５の校正システムは、スタンドアローン送信器又は受信器チップの一部分でよい。ＬＯ漏洩及び側波帯像センサ回路５３０は、ＬＯ漏洩及び側波帯像の強度を測定し、これらの信号が、次いで、感知増幅器５３５により増幅される。第１の実施形態の１つの考えられる実施例では低い精度で且つ低い速度のものでよいＡＤＣ５４０は、増幅された強度を量子化し、そして校正制御ロジックユニット５２０がそれに応じてミスマッチ設定を更新する。ＬＯ漏洩及び側波帯像発生の原理に基づくサーチアルゴリズムは、校正制御ロジックユニット５２０内で実施され、従って、停止基準５５０は、校正をいつ停止すべきか決定するのに使用される。第１実施形態の全校正回路は小型であり、送信器のＲＦフロントエンドに埋め込むことができる。

ワイヤレスＲＦトランシーバーシステムでは、ＲＦ送信器が低周波数基本帯域入力信号をＬＯ信号で変調して、高周波数信号を形成すると共に、その高周波数信号を、電力増幅器を経て送出する。基本帯域信号が、それらの間に厳密に９０°の位相差をもつ状態で、直角ミクサを伴う送信器へ送信される場合には、変調された出力信号が単一側波帯信号である。しかしながら、ＲＦトランシーバー内にはミスマッチがあり且つ入力信号にもミスマッチがあるので、ＬＯ信号及び側波帯像を完全に打ち消すことはできず、送信出力に「望ましからぬ」信号として存在する。

送信器及び受信器の両方にホモダインアーキテクチャーが使用される場合には、ＬＯ漏洩及び側波帯像が帯域内信号となり、ＲＦ信号送信及び受信のクオリティを低下させる。ホモダインアーキテクチャーの送信信号スペクトルが図１に示されている。２ステップのアップ変換アーキテクチャーが、図２に示すように、送信器内に採用される場合には、第２のＬＯにより発生されるＬＯ漏洩及び側波帯像が希望のＲＦ帯域から遠く離れて受信に影響しないが、第１のＬＯ変調により導入されるＬＯ漏洩及び側波帯像が依然あって、帯域内信号に属する。更に、第２のＬＯ変調により発生されるＬＯ漏洩及び側波帯像に関して更に多くの問題があって、ＦＣＣ違反を招くことがある。多ＬＯ変調送信器アーキテクチャーにも、同じ問題が生じる。

ミスマッチは、ＬＯ、アップ変換ミクサ、電力増幅器及び低速基本帯域回路から発生し、従って、基本帯域回路は、通常、チャンネル選択フィルタ及び基本帯域可変利得増幅器（ＶＧＡ）を含む。

本出願の発明者は、ＬＯ漏洩及び側波帯像を導入するミスマッチソースが互いに著しく異なることが分かった。直角送信器では、回路及び信号の差動ミスマッチがＬＯ漏洩に貢献し、これは、入力基本帯域信号差動ミスマッチ、基本帯域回路差動ミスマッチ、ＬＯ信号差動ミスマッチ及びアップ変換ミクサ差動ミスマッチを含む。差動ミスマッチは、位相ミスマッチ及び振幅ミスマッチの両方を含む。側波帯像については、主として、直角システムのＩ岐路及びＱ岐路の信号及び回路間にミスマッチがあるためであり、これは、入力基本帯域信号直角ミスマッチ、基本帯域回路直角ミスマッチ、ＬＯ信号直角ミスマッチ、及びアップ変換直角ミスマッチを含み、これらも、振幅ミスマッチ及び位相ミスマッチで校正される。

単一トーン入力信号周波数がｆ_sで、ω_s＝２πｆ_sであり、単一アーム振幅がＡで、Ｉ岐路及びＱ岐路の差動振幅ミスマッチがａ_i1及びａ_q1に等しく、Ｉ岐路及びＱ岐路の差動位相ミスマッチがφ_i1及びφ_q1に等しく、且つ振幅及び位相直角ミスマッチが各々ａ_iq1及びφ_iq1であると仮定すれば、入力信号は、次のように表すことができる。
Ｉ岐路＝Ａｃｏｓω_sｔ＋Ａ（１＋ａ_i1）ｃｏｓ（ω_sｔ＋φ_i1）
Ｑ岐路＝Ａ（１＋ａ_iq1）ｓｉｎ（ω_sｔ＋φ_iq1）＋Ａ（１＋ａ_iq1）（１＋ａ_q1）ｓｉｎ（ω_sｔ＋φ_iq1＋φ_q1）

フィルタ及びＶＧＡを含む基本帯域回路が、利得Ｂ、差動利得ミスマッチａ_i2及びａ_q2、Ｉ及びＱ岐路に対する差動位相ミスマッチφ_i2及びφ_q2、並びにＩとＱとの間の直角振幅ミスマッチａ_iq2及びφ_iq2を有する場合には、基本帯域回路からの出力信号が次のようになる。
Ｉ岐路＝ＡＢｃｏｓω_sｔ＋ＡＢ（１＋ａ_i1）（１＋ａ_i2）ｃｏｓ（ω_sｔ＋φ_i1＋φ_i2）
Ｑ岐路＝ＡＢ（１＋ａ_iq1）（１＋ａ_iq2）ｓｉｎ（ω_sｔ＋φ_iq1＋φ_iq2）＋ＡＢ（１＋ａ_iq1）（１＋ａ_q1）（１＋ａ_iq2）（１＋ａ_q2）ｓｉｎ（ω_sｔ＋φ_iq1＋φ_iq2＋φ_q1＋φ_q2）

Ｉ岐路に対するＬＯ信号差動位相ミスマッチφ_i3、Ｑ岐路に対するφ_q3、及び直角位相ミスマッチφ_iq3について考えると、直角アップ変換ミクサは、ミクサＩ岐路に対するａ_i4、φ_i4ミスマッチ、Ｑ岐路に対するａ_q4、φ_q4ミスマッチ、Ｉ岐路とＱ岐路との間のａ_iq4、φ_iq4ミスマッチを有し、直角ミクサの出力は、次のように表すことができる。
［ＡＢｃｏｓω_sｔ＋ＡＢ（１＋ａ_i1）（１＋ａ_i2）（１＋ａ_i4）ｃｏｓ（ω_sｔ＋φ_i1＋φ_i2＋φ_i4）（ｓｉｎω_LOｔ＋ｓｉｎ（ω_LOｔ＋φ_i3））］＋ＡＢ（１＋ａ_iq1）（１＋ａ_iq2）（１＋ａ_iq4）ｓｉｎ（ω_sｔ＋φ_iq1＋φ_iq2＋φ_iq4）＋ＡＢ（１＋ａ_iq1）（１＋ａ_q1）（１＋ａ_iq2）（１＋ａ_q2）（１＋ａ_iq4）（１＋ａ_q4）ｓｉｎ（ω_sｔ＋φ_iq1＋φ_iq2＋φ_q1＋φ_q2＋φ_iq4＋φ_q4）（ｃｏｓ（ω_LOｔ＋φ_iq3）＋ｃｏｓ（ω_LOｔ＋φ_iq3＋φ_q3））］
但し、ω_LO＝２πｆ_LO、ｆ_LOは、ＬＯ信号の周波数である。

出力信号を３つの部分に分解する。

希望の信号は、２ＡＢ（１＋ε）ｓｉｎ（ω_LOｔ＋ω_sｔ）であり、但し、εは、ミスマッチにより導入される小さな量である。

ＬＯ漏洩は、次のように表すことができる。
４ＡＢ（ｆ_i（ａ_i1、ａ_i2、ａ_i4）ｃｏｓ（φ_i3／2）ｓｉｎ（φ_i1＋φ_i2＋φ_i4）ｓｉｎ（ω_LOｔ）＋ｆ_q（ａ_q1、ａ_q2、ａ_q4、ａ_iq1、ａ_iq2、ａ_iq4）ｃｏｓ（φ_q3／2）ｓｉｎ（φ_q1＋φ_q2＋φ_q4）ｃｏｓ（ω_LOｔ＋φ_iq3）
但し、関数ｆ_i及びｆ_qは、ほぼ１に等しい。

又、側波帯像トーンは、次のように表すことができる。

アップ変換ミクサ及びＰＡ前ドライバによる静的な位相遅延γがあることを考慮すれば、ＬＯ漏洩は、Ｃｓｉｎ（ω_LOｔ＋γ）＋Ｄｃｏｓ（ω_LOｔ＋φ_iq3＋γ）となり、側波帯像トーンは、Ｅｓｉｎ（ω_LOｔ−ω_sｔ＋γ）−Ｆｃｏｓ（ω_LOｔ−ω_sｔ＋γ）となる。但し、Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆは、ミスマッチの関数である。

前記分析に基づき、次の結論を導き出すことができる。ＬＯ漏洩については、１）各Ｉ及びＱ岐路の差動ミスマッチがＬＯ漏洩に貢献し、２）ＩとＱとの間の直角ミスマッチは、僅かな貢献しかせず、ＬＯ漏洩を増幅するだけであり、差動ミスマッチがない場合には、唯一の直角ミスマッチがＬＯ漏洩を発生することがなく、そして３）差動位相ミスマッチは、振幅ミスマッチより重要である。これらのミスマッチがない状態では、ＬＯ漏洩が生じない。

側波帯像については、１）直角ミスマッチ及び差動ミスマッチの両方が側波帯像の強度に貢献し、２）像トーンは、ＬＯ信号の位相ミスマッチに敏感であり、そして３）直角ミスマッチは、差動ミスマッチより重大である。

本出願の発明者によりなされた前記観察に基づき、ミスマッチ校正アルゴリズムが開発された。第１に、Ｉ及びＱ岐路内の差動ミスマッチが最小値に校正される。ＬＯ漏洩の強度は、直角ミスマッチに対して敏感でないので、差動ミスマッチのメトリックとして働くことができる。差動校正が行われると、直角ミスマッチ校正が、側波帯像トーンの強度に基づいて開始される。ＬＯ漏洩の校正後に差動ミスマッチがないと仮定すれば、側波帯像の強度は、Ｉ岐路とＱ岐路との間のミスマッチに関連しているだけである。

低周波数回路のミスマッチにより導入される位相ミスマッチは、高周波数の対応部により導入されるものより非常に小さいので、ＬＯ及びアップ変換ミクサの位相ミスマッチは、より重要な役割を演じるが、全ての振幅ミスマッチの貢献は、同様である。従って、送信器チップ内のＬＯ発生器及びアップ変換ミクサは、校正ブロックとして選択されるのが好ましい。

図６は、ＬＯ発生器６００の校正回路を示し、オリジナルＩ及びＱのＬＯ信号ＩＰ、ＩＮ、ＱＰ、ＱＮは、デジタル及びアナログの両ドメインにおいて制御できる新たな直角ＬＯ信号ＬＯＩＰ、ＬＯＩＮ、ＬＯＱＰ、ＬＯＱＮを発生するように補間される。ＬＯ発生器６００は、ミスマッチ状態の直角ＲＦ入力をある割合で重畳し、Ｉ／ＱのＬＯ信号を再構成する。再構成比は、デジタル又はアナログのいずれかで調整できる校正電流ソースＣＡＬ＿Ｉ及びＣＡＬ＿Ｑにより制御される。新たに発生されたＬＯ信号は、次のように表される。
Ｉ岐路ＬＯ ｓｉｎ（ω_LOｔ）＋αｃｏｓ（ω_LOｔ）≒ｓｉｎ（ω_LOｔ＋θ）
Ｑ岐路ＬＯ ｃｏｓ（ω_LOｔ）＋αｓｉｎ（ω_LOｔ）≒ｃｏｓ（ω_LOｔ−θ）

この位相補間を介して直角位相差を同調することができる。直角ＬＯ信号校正を行う別のやり方は、図７に示すように、直角ＬＯ信号発生器を同調することである。これは、直角ＬＯ信号発生器７００のＩ又はＱ岐路のバイアス電流を別々に増加又は減少することにより行われる。２で除算する回路が図７に示されており、Ｉ及びＱのＬＯ信号の位相及び振幅を変化させることができる。アップ変換ミクサ内のミスマッチについては、４つのデジタル制御されるバイアス電流ソースにより補正することができ、これは、図８において、ＣＡＬ＿ＩＰバイアス電流ソース、ＣＡＬ＿ＩＮバイアス電流ソース、ＣＡＬ＿ＱＮバイアス電流ソース及びＣＡＬ＿ＱＰバイアス電流ソースを有するアップ変換ミクサ８００に対して示されている。差動ミスマッチは、Ｉ又はＱ岐路自体の中のバイアス電流ソースのデジタル制御により打ち消され、そして直角の差は、Ｉ又はＱ岐路のいずれかにおけるバイアス電流ソースを増加又は減少することにより校正除去される。この形式の校正は、振幅ミスマッチ及び位相ミスマッチの両方に対して機能する。

図８の回路を使用するスマートサーチアルゴリズムについて以下に例示する。スマートサーチアルゴリズムは、図５の校正制御ロジックユニット５２０により実行される。第１に、ＬＯ漏洩校正が実行されて、ＣＡＬ＿ＱＰ、ＣＡＬ＿ＱＮ及びＣＡＬ＿ＩＮがそれらのオリジナル値を維持すると共に、ＣＡＬ＿ＩＰは、ＲＦ送信器の最小ＬＯ漏洩性能をサーチするように調整される。これが行われた後に、更に微細なサーチプロセスを次に任意に行うことができ、ＣＡＬ＿ＩＰが調整されたのと同様に、ＣＡＬ＿ＩＮ、ＣＡＬ＿ＱＰ及びＣＡＬ＿ＱＮが別々に調整される。或いは又、スマートサーチ校正プロセスを、微細なサーチなしに、次のステップである側波帯像校正まで行ってもよい。

像校正中に、ＣＡＬ＿ＱＰ及びＣＡＬ＿ＱＮは、それらのオリジナルの値を維持するが、ＣＡＬ＿ＩＰ及びＣＡＬ＿ＩＮは、同じレベルで一緒に調整されて、最小の側波帯像値をサーチする。これが完了すると、校正プロセスが行われて、側波帯像校正ステップの後に微細なサーチを任意に実行することができる。使用できる１つの考えられる微細サーチ方法は、ＱＰ及びＱＮ、又はＩＰ及びＩＮを一緒にグループとして調整する。

前記の例は、ＬＯ漏洩校正ステップ中にＣＡＬ＿ＩＰの値を変化させるものであったが、当業者であれば、他の３つのバイアス電流値のいずれかを調整しながら、他の３つのバイアス電流値を同じに維持できることも明らかであろう。又、前記の例は、ＣＡＬ＿ＱＰ及びＣＡＬ＿ＱＮ値をそれらのオリジナル値に維持しながら、ＣＡＬ＿ＩＰ及びＣＡＬ＿ＩＮ値を同じレベルで一緒に調整するものであったが、当業者であれば、ＣＡＬ＿ＩＰ及びＣＡＬ＿ＩＮ値をそれらのオリジナル値に維持しながらＣＡＬ＿ＱＰ及びＣＡＬ＿ＱＮを同じレベルで一緒に調整することもできるし、或いはＣＡＬ＿ＩＰ及びＣＡＬ＿ＩＮ値を第１レベルで一緒に調整しながら、ＣＡＬ＿ＱＰ及びＣＡＬ＿ＱＮ値を第２レベルで一緒に調整することも、本発明の範囲内で行い得ることが明らかであろう。

先に述べたように、センサ回路を使用して、ＬＯ漏洩強度及び側波帯像強度が測定される。基本帯域直角信号トーン入力がＲＦトランシーバーシステムに与えられる場合には、理想的な送信器出力は、ＲＦ周波数の単一トーンである。しかしながら、この出力は、通常、ＬＯ漏洩及び側波帯像トーンを有する。というのは、ＲＦトランシーバーシステムの回路にはミスマッチがあり、その強度は、一般に、校正しないと、−２０ｄＢｃ及び−３０ｄＢｃだからである。希望の信号出力強度が０ｄＢｍであると仮定すれば、ＬＯ漏洩及び側波帯像トーンの強度は、校正なしで、−２０ｄＢｍ及び−３０ｄＢｍである。必要なＬＯ漏洩及び側波帯像トーンは、例えば、−３０ｄＢｃ及び−４０ｄＢｃより低くてもよく、これは、出力電力が０ｄＢｍで且つ入力信号が直角単一トーンであるときには、−３０ｄＢｍのＬＯ漏洩トーン及び−４０ｄＢｍの側波帯像トーンに等しい。

ＬＯ漏洩及び側波帯像の強度をＲＦ周波数において正確に測定するのは困難であり、従って、センサ回路及びそれに対応する増幅器は、本出願の発明者により、基本帯域で測定を行うように設計されている。測定を正確に実行するために、ＬＯ漏洩及び側波帯像がミクサを介してＤＣ電圧に変換され、これは、位相変調／振幅変調（ＰＭ−ＡＭ）変換を回避するためにセンサ出力における他のトーンをフィルタ除去する。図９は、ＬＯ漏洩及び側波帯像の両方の感知を実行するセンサ回路９００の回路アーキテクチャーを示し、ここで、直角接続は、送信器アップ変換ミクサの接続と逆であり、そしてＲＦ入力は、オンチップ電力増幅器（ＰＡ）の出力から直接得られる。例えば、直角ＬＯ信号は、ｓｉｎ（ω_LOｔ）及びｃｏｓ（ω_LOｔ＋φ_iq3）であり、入力直角トーンは、ｓｉｎ（ω_sｔ）及び（１＋ａ_iq1）ｃｏｓ（ω_sｔ＋φ_iq1）であり、そして静的位相遅延はγである。信号出力がＡｓｉｎ（ω_LOｔ＋ω_sｔ＋γ）である場合には、ＬＯ漏洩は、次のように表すことができ、
Ｃｓｉｎ（ω_LOｔ＋γ）＋Ｄｃｏｓ（ω_LOｔ＋φ_iq3＋γ）
そして側波帯像トーンは、次のように表すことができる。
Ｅｓｉｎ（ω_LOｔ−ω_sｔ＋γ）−Ｆｃｏｓ（ω_LOｔ−ω_sｔ＋φ_iq3＋γ）
ＬＯ漏洩の強度測定を行うときには、入力ＳＩＰ、ＳＱＰが高レベルであり、ＳＩＮ及びＳＱＮが低レベルであり、そして直角ＬＯ信号が追加される。センサ回路の出力は、次のように表すことができる。
［Ａｓｉｎ（ω_LOｔ＋ω_sｔ＋γ）＋Ｃｓｉｎ（ω_LOｔ＋γ）＋Ｄｃｏｓ（ω_LOｔ＋φ_iq3＋γ）＋Ｅｓｉｎ（ω_LOｔ−ω_sｔ＋γ）−Ｆｃｏｓ（ω_LOｔ−ω_sｔ＋φ_iq3＋γ）］［ｓｉｎ（ω_LOｔ）−ｃｏｓ（ω_LOｔ＋φ_iq3）］＝（(C+D)／２）ｃｏｓ（γ）＋（Ａ／２）ｃｏｓ（ω_sｔ＋γ）−（Ａ／２）ｓｉｎ（ω_sｔ＋γ＋φ_iq3）＋（Ｅ／２）ｃｏｓ（ω_sｔ−γ）＋（Ｅ／２）ｓｉｎ（ω_sｔ−γ＋φ_iq3）＋（Ｆ／２）ｓｉｎ（ω_sｔ−γ）−（Ｆ／２）ｃｏｓ（ω_sｔ−γ）−（Ｃ／２）ｃｏｓ（２ω_LOｔ＋γ）−（Ｄ／２）ｃｏｓ（２ω_LOｔ＋γ）−（Ａ／２）ｃｏｓ（２ω_LOｔ＋ω_sｔ＋γ＋φ_iq3）−（Ａ／２）ｓｉｎ（２ω_LOｔ＋ω_sｔ＋γ＋φ_iq3）−（Ｅ／２）ｃｏｓ（２ω_LOｔ−ω_sｔ＋γ）−（Ｅ／２）ｓｉｎ（２ω_LOｔ−ω_sｔ＋γ＋φ_iq3）−（Ｆ／２）ｓｉｎ（２ω_LOｔ−ω_sｔ＋γ＋２φ_iq3）＋（Ｆ／２）ｃｏｓ（２ω_LOｔ−ω_sｔ＋γ＋２φ_iq3）

ＤＣ値（(Ｃ＋Ｄ)／２）ｃｏｓ（γ）は、ＬＯ漏洩の強度を意味する。側波帯像の測定を行うときには、テスト入力トーンを使用して直角差動信号が発生され、これは、全振れ巾を有すると共に、センサ回路への低周波数ＬＯ入力ＳＩＰ、ＳＩＮ、ＳＱＰ及びＳＱＮとして採用される。直角ＬＯ信号は依然として回路に供給される。これらの入力のもとでのセンサの出力は、次の通りである。
［Ａｓｉｎ（ω_LOｔ＋ω_sｔ＋γ）＋Ｃｓｉｎ（ω_LOｔ＋γ）＋Ｄｃｏｓ（ω_LOｔ＋φ_iq3＋γ）＋Ｅｃｏｓ（ω_LOｔ−ω_sｔ＋γ）−Ｆｃｏｓ（ω_LOｔ−ω_sｔ＋φ_iq3＋γ）］［ｓｉｎ（ω_LOｔ）ｃｏｓ（ω_sｔ）−ｃｏｓ（ω_LOｔ＋φ_iq3）ｓｉｎ（ω_sｔ）］≒［Ａｓｉｎ（ω_LOｔ＋ω_sｔ＋γ）＋Ｃｓｉｎ（ω_LOｔ＋γ）＋Ｄｃｏｓ（ω_LOｔ＋φ_iq3＋γ）＋Ｅｃｏｓ（ω_LOｔ−ω_sｔ＋γ）−Ｆｃｏｓ（ω_LOｔ−ω_sｔ＋φ_iq3＋γ）］ｓｉｎ（ω_LOｔ−ω_sｔ）＝（Ｅ／２）ｃｏｓγ＋（Ｆ／２）ｓｉｎ（φ_iq3＋γ）＋（Ａ／２）ｃｏｓ（２ω_LOｔ＋γ）＋（Ａ／２）ｃｏｓ（２ω_sｔ＋γ）＋（Ｃ／２）ｃｏｓ（２ω_LOｔ−ω_sｔ＋γ）＋（Ｃ／２）ｃｏｓ（ω_sｔ＋γ）＋（Ｄ／２）ｓｉｎ（２ω_LOｔ−ω_sｔ＋φ_iq3＋γ）−（Ｄ／２）ｓｉｎ（ω_sｔ−φ_iq3−γ）＋（Ｅ／２）ｃｏｓ（２ω_LOｔ−２ω_sｔ＋γ）−（Ｆ／２）ｓｉｎ（２ω_LOｔ−２ω_sｔ＋φ_iq3＋γ）

ＤＣ値（Ｅ／２）ｃｏｓγ＋（Ｆ／２）ｓｉｎ（φ_iq3＋γ）は、側波帯像トーンの強度である。ＬＯ漏洩及び側波帯像トーン強度を示すためにセンサ回路により発生されたＤＣ電圧は、アップ変換ミクサ及びＰＡ前ドライバの位相遅延γに基づいて変化される。又、位相遅延γは、校正が行われる周波数帯域として働き得る送信器のＲＦ同調ピーク周波数では大きなものでない。この状態のもとでは、センサ回路の測定されたＬＯ漏洩強度及び側波帯像トーン強度は、各々、(Ｃ＋Ｄ)／２、及び（Ｅ／２）＋（Ｆ／２）ｓｉｎ（φ_iq3＋）≒（Ｅ／２）である。

図１０は、本発明の少なくとも１つの実施形態に使用できるセンサ増幅回路１０００を示し、これは、テスト入力トーン周波数及びテスト入力トーンの２倍の周波数において発生される信号を、無視できる数値（例えば、ゼロ振幅値の付近）へと更に減衰する。センサ、センサ増幅器及びＡＤＣを含む全ての回路は、技術及びレイアウトにより決定されるある量のミスマッチを有する。しかしながら、これらのミスマッチは、校正回路の利得により減衰され、送信器自体のミスマッチより相当に小さくなり、従って、校正段階中にこのような要素を使用するＲＦ送信器の適切な校正に否定的に影響しない。

ＬＯ漏洩の強度は、主として、回路の差動ミスマッチに関係しており、そして側波帯像の強度は、主として、ＬＯ漏洩校正後の回路の直角ミスマッチに関係しているので、本出願の発明者により校正プロセスを促進（例えば、スピードアップ）するようにスマートサーチアルゴリズムが開発された。図１１のフローチャートに示されたように、校正がスタートするときに、ステップ１１１０において、テストトーンが送信器の回路に供給される。最初に、センサ回路は、ステップ１１２０において、ＬＯ漏洩を測定するようにセットされ、そして差動ミスマッチを制御するためのＩ岐路及びＱ岐路内の回路設定が、ステップ１１３０及び１１４０において、最小ＬＯ漏洩を得るようにサーチされる。ＬＯ漏洩校正が行われた後に、ステップ１１５０、１１６０及び１１７０において、Ｉ又はＱ岐路設定をグループとして増加又は減少して最小の側波帯像強度を得るように、側波帯像校正が実行される。徹底的なサーチアルゴリズム、スマートサーチアルゴリズム、又はフィードバック校正を使用することができ、使用すべき選択は、時間制約、処理パワー、等に基づいて行うことができる。又、チップ内には多数の同調ポイントがあるので、全てのものの中での区画を、異なる回路ブロックのミスマッチの貢献の知識に基づいて行わなければならない。ステップ１１８０において、校正設定が記憶されそして校正がディスエイブルされる。

図１２Ａ−１２Ｄは、本発明の実施形態に基づく校正回路１２００をもつＲＦ送信器の異なる設定を示す。特に、図１２Ａは、３極、双投スイッチ１２１０が、基本帯域Ｉユニット１２２０及び基本帯域Ｑユニット１２３０へ入力が与えられないようにセットされた、校正回路１２００をもつＲＦ送信器を示す。図１２Ｂは、ＬＯ漏洩校正の設定における校正回路１２００をもつＲＦ送信器を示し、スイッチ１２１０は、基本帯域Ｉユニット１２２０及び基本帯域Ｑユニット１２３０にプリセットＤＣ電圧が供給されるようにセットされる。プリセットＤＣ電圧は、Ｉ及びＱ基本帯域回路への入力として働き、これは、上述したようにＬＯ漏洩校正に影響しない（例えば、図９のＣＡＬ＿ＩＰバイアス電流ソースを増加又は減少するが、他の３つのバイアス電流ソースは同じレベルに維持する）。プリセットＤＣ電圧は、別の構成において、非ゼロ電圧値、ゼロ電圧値、又はナル値（ひいては、基本帯域回路に接続されない）にセットされてもよい。

図１２Ｃは、側波帯像校正のための設定において校正回路１２００をもつＲＦ送信器を示し、スイッチ１２１０は、基本帯域Ｉユニット１２２０及び基本帯域Ｑユニット１２３０に直角低周波数ＬＯ信号（ＬＯ１２５０により出力された）が供給されるようにセットされる。低周波数ＬＯ信号は、側波帯像校正中に「テストトーン」入力信号として働くように使用され、従って、側波帯像校正プロセス中には変化せず、又、側波帯像校正中に同じに保たれる所定の周波数値（ｆ_test）を有する。側波帯像校正中に、テストトーンを入力信号として与えるようにして実行される校正は、図９を参照して説明された通りである（バイアス電流ソースに対して、ＣＡＬ＿ＩＰ及びＣＡＬ＿ＩＮがグループとして調整され、ＣＡＬ＿ＱＰ及びＣＡＬ＿ＱＮに対応する他のグループがそのオリジナル値に保持されるか、又はその逆である）。ＲＦ送信器へのテストトーン入力から形成される側波帯像は、送信器ＬＯ漏洩のためのセンサ回路及び側波帯像センサ、例えば、図９に示すセンサ回路９００により測定される。

図１２Ｂ及び１２Ｃでは、ＬＯとの直接混合を使用することによりＬＯ漏洩及び側波帯像を感知して、ＬＯ漏洩をＤＣ電圧として抽出すると共に、直角低周波数ＬＯとして働く入力トーン周波数における信号及びＬＯとスライド混合して、側波帯像を別のＤＣ電圧として抽出することが示されている。「スライド混合」の概念は、本出願と同じ譲受人に譲渡された、参考としてここに援用する「RF RECEIVER MISMATCH CALIBRATION SYSTEM AND METHOD」と題する関連米国特許出願に詳細に説明されている。

図１２Ｄは、通常の動作モードにおける校正回路１２００をもつＲＦ送信器を示し、スイッチ１２１０は、基本帯域Ｉユニット１２２０及び基本帯域Ｑユニット１２３０に各々Ｉ及びＱ入力（例えば、図示されないＩ及びＱデータを出力する基本帯域ユニットからの）が供給されるようにセットされる。

図１２Ａ−１２Ｃでは、ＬＯ１２５０及びミクサ１２５５は、ミクサ１２６５（ＬＯ１２５０の出力と電力増幅器１２７０の出力を混合する）と、感知増幅器１２７５と、Ａ／Ｄ１２８５と、ミスマッチ制御ユニット１２９０とを含むフィードバック経路によりミスマッチ制御される。図１２Ａ−１２Ｃのフィードバック経路と図５に示すものを比較すると、ＬＯ１２５０、ミクサ１２５５及び電力増幅器１２７５は、図５のＲＦ送信器５１０に対応し、そして制御ロジック１２８５及びミスマッチ制御器１２９０は、図５の校正制御ロジックユニット５２０に対応する。

本発明の少なくとも１つの実施形態は、以下の効果の少なくとも１つを発揮する。Ａ）帯域内テストトーンを注入したときに送信器出力信号のＬＯ漏洩及び側波帯像検出による校正システム及び方法であって、デジタル基本帯域回路の助けによらずに送信器チップそれ自体によりサポートでき、更に、ワイヤレストランシーバーチップにも使用できるし又は送信器チップのみにも使用できる校正システム及び方法。Ｂ）ＬＯとの直接混合を使用してＬＯ漏洩をＤＣ電圧として抽出すると共に、低周波数ＬＯとして働く入力トーン周波数における信号及びＬＯとのスライド混合を行って、側波帯像を別のＤＣ電圧として抽出するＬＯ漏洩及び側波帯像センサアーキテクチャー。Ｃ）同じ形式の回路を別の技術で設計できるようなＣＭＯＳ製造プロセスにおけるセンサ回路実施。Ｄ）最初にＬＯ漏洩校正を行って回路の差動ミスマッチを先ず補償し、次いで、側波帯像校正を行って回路の直角ミスマッチを打ち消すという校正のフロー。Ｅ）ＬＯ漏洩及び側波帯像校正中の更新方法は、徹底的なサーチ方法、スマートサーチ方法、又はフィードバック方法により行うことができる。

以上、本発明の実施形態を詳細に説明した。本発明は、ここに開示された正確な形態に限定されるものではなく、上記教示に鑑みその変更及び修正が考えられ、又は本発明の実施から得られることが意図される。前記実施形態は、本発明の原理及びその実際の応用を説明するために選択されたものであり、当業者であれば、本発明を種々の実施形態に利用できると共に、特定の用途に適するように種々の変更をなすことができよう。

従来の直接変換ＲＦ送信器アーキテクチャーを示す図である。 従来の２ステップ変換ＲＦ送信器アーキテクチャーを示す図である。 ＲＦ送信器のための従来のデジタル基本帯域校正回路の第１の形式を示す図である。 ＲＦ送信器のための従来のデジタル基本帯域校正回路の第２の形式を示す図である。 本発明の第１の実施形態によるＲＦ送信器のための校正システムを示す図である。 本発明の実施形態による校正要素を伴うＬＯ発生器を示す図である。 本発明の実施形態による位相及び振幅同調制御を伴う２で除算する回路を示す図である。 本発明の実施形態による差動ミスマッチ校正及び側波帯像校正を実行するための校正要素を伴うミクサを示す図である。 本発明の第１の実施形態による校正システムに使用できる送信器ＬＯ漏洩及び側波帯像感知用のセンサ回路を示す図である。 本発明の第１の実施形態による校正システムに使用できるセンサ増幅器を示す図である。 本発明の第１の実施形態による校正システムに使用できる校正制御ロジックユニットにより実行できるステップを示すフローチャートである。 校正モードモードにおけるＲＦ送信器アーキテクチャーの構成を示す図である。 校正モードモードにおけるＲＦ送信器アーキテクチャーの構成を示す図である。 校正モードモードにおけるＲＦ送信器アーキテクチャーの構成を示す図である。 通常動作モードにおけるＲＦ送信器アーキテクチャーの構成を示す図である。

符号の説明

５１０：ＲＦ送信器
５２０：校正制御ロジックユニット
５３０：ＬＯ漏洩及び側波帯センサ回路
５４０：アナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）
５３５：感知増幅器
５５０：停止回路
６００：ＬＯ発生器
７００：ＬＯ信号発生器
９００：センサ回路
１０００：センサ増幅回路

Claims (4)

1. ＬＯ漏洩及び側波帯像を減少するように直角ミクサを校正するためのシステムであって、前記ミクサは、基本帯域差動Ｉチャンネル信号の非反転及び反転信号の対(ＢＢＩＰ、ＢＢＩＮ)、基本帯域差動Ｑチャンネル信号の非反転及び反転信号の対(ＢＢＱＰ、ＢＢＱＮ)、局部発信器の差動Ｉチャンネル信号の非反転及び反転信号の対（ＬＯＩＮ、ＬＯＩＰ）、及び局部発信器の差動Ｑチャンネル信号の非反転及び反転信号の対（ＬＯＱＮ、ＬＯＱＰ）を受信するように構成され、前記ミクサは、更に、前記基本帯域差動Ｉチャンネル信号の非反転及び反転信号(ＢＢＩＰ、ＢＢＩＮ)を受信するように構成された第１対のトランジスタと、前記基本帯域差動Ｑチャンネル信号の非反転及び反転信号の対(ＢＢＱＰ、ＢＢＱＮ)を受信するように構成された第２対のトランジスタと、前記局部発信器の差動Ｑチャンネル信号の非反転及び反転信号の対（ＬＯＱＮ、ＬＯＱＰ）を受信するように構成された４つのトランジスタからなるトランジスタの第１の組と、前記局部発信器の差動Ｉチャンネル信号の非反転及び反転信号の対（ＬＯＩＮ、ＬＯＩＰ）を受信するように構成された４つのトランジスタからなるトランジスタの第２の組と、を含むものであるシステムにおいて、
   前記第１対のトランジスタに結合された非反転Ｉチャンネルのバイアス電流源(ＣＡＬ ＩＰ)と、
   前記第１対のトランジスタに結合された反転Ｉチャンネルのバイアス電流源(ＣＡＬ ＩＮ)と、
   前記第２対のトランジスタに結合された非反転Ｑチャンネルのバイアス電流源(ＣＡＬ ＱＰ)と、
   前記第２対のトランジスタに結合された反転Ｑチャンネルのバイアス電流源(ＣＡＬ ＱＮ)と、
   前記ミクサの出力からのＬＯ漏洩及び側波帯像を計算するための手段と、
   ａ）前記４つのバイアス電流源の１つを第１の量だけ調整し、他の３つのバイアス電流源を各々第２の量だけ調整して、前記計算手段から最小ＬＯ漏洩値を計算し、そして
   ｂ）前記非反転Ｉチャンネルのバイアス電流源(ＣＡＬ＿ＩＰ)及び反転Ｉチャンネルのバイアス電流源(ＣＡＬ＿ＩＮ)の各々を第３の量だけ調整し、前記非反転Ｑチャンネルのバイアス電流源(ＣＡＬ＿ＱＰ)及び反転Ｑチャンネルのバイアス電流源(ＣＡＬ＿ＱＮ)の各々を第４の量だけ調整して、前記計算手段から最小側波帯像を計算するように、前記バイアス電流源を制御するよう構成されたバイアス制御ロジックユニットと、
   を備えたシステム。
2. 前記第４の量はゼロである、請求項１に記載のシステム。
3. ＬＯ漏洩及び側波帯像を減少するようにＲＦ送信器の直角ミクサを校正する方法において、前記ＲＦ送信器が、基本帯域Iユニット及び基本帯域Ｑユニット、及び局部発振器を更に含み、前記直角ミクサは、前記基本帯域Ｉユニットからの基本帯域差動Ｉチャンネル信号の非反転及び反転信号の対(ＢＢＩＰ、ＢＢＩＮ)、前記基本帯域Ｑユニットからの基本帯域差動Ｑチャンネル信号の非反転及び反転信号の対(ＢＢＱＰ、ＢＢＱＮ)、前記局部発信器の差動Ｉチャンネル信号の非反転及び反転信号の対（ＬＯＩＮ、ＬＯＩＰ）、及び前記局部発信器の差動Ｑチャンネル信号の非反転及び反転信号の対（ＬＯＱＮ、ＬＯＱＰ）を受信するように構成され、前記ミクサは、更に、前記基本帯域差動Ｉチャンネル信号の非反転及び反転信号(ＢＢＩＰ、ＢＢＩＮ)を受信するように構成された第１対のトランジスタと、前記基本帯域差動Ｑチャンネル信号の非反転及び反転信号の対(ＢＢＱＰ、ＢＢＱＮ)を受信するように構成された第２対のトランジスタと、前記局部発信器の差動Ｑチャンネル信号の非反転及び反転信号の対（ＬＯＱＮ、ＬＯＱＰ）を受信するように構成された４つのトランジスタからなるトランジスタの第1の組と、前記局部発信器の差動Ｉチャンネル信号の非反転及び反転信号の対（ＬＯＩＮ、ＬＯＩＰ）を受信するように構成された４つのトランジスタからなるトランジスタの第２の組と、前記第１対のトランジスタに結合された非反転Ｉチャンネルのバイアス電流源(ＣＡＬ＿ＩＰ)と、前記第１対のトランジスタに結合された反転Ｉチャンネルのバイアス電流源(ＣＡＬ＿ＩＮ)と、前記第２対のトランジスタに結合された非反転Ｑチャンネルのバイアス電流源(ＣＡＬ＿ＱＰ)と、前記第２対のトランジスタに結合された反転Ｑチャンネルのバイアス電流源(ＣＡＬ＿ＱＮ)と、を含み、前記方法が、
   前記ＲＦ送信器の基本帯域Ｉユニット及び基本帯域Ｑユニットに前記局部発振器からの信号を入力するステップと、
   前記局部発振器からの信号が入力された状態で前記ＲＦ送信器の出力においてＬＯ漏洩の校正を実行して、最小ＬＯ漏洩を決定するステップであって、このステップが、
   前記反転Ｉチャンネルのバイアス電流源(ＣＡＬ ＩＰ)と、前記反転Ｉチャンネルのバイアス電流源(ＣＡＬ ＩＮ)と、前記非反転Ｑチャンネルのバイアス電流源(ＣＡＬ ＱＰ)と、前記反転Ｑチャンネルのバイアス電流源(ＣＡＬ＿ＱＮ)とからなる４つの前記バイアス電流源の１つの値を変化させつつ、その他の３つのバイアス電流源を不変に維持する段階と、
   最小ＬＯ漏洩の検出を生じさせる４つのバイアス電流源の前記１つの値を決定する段階と、を含む最小ＬＯ漏洩を決定する前記ステップと、
   その後、前記局部発振器からの信号が入力された状態で前記ＲＦ送信器の出力において側波帯像の校正を実行して、最小側波帯像を決定するステップであって、このステップが、
   前記非反転Ｉチャンネルのバイアス電流源と前記反転Ｉチャンネルのバイアス電流源とからなるバイアス電流源の対と、前記非反転Ｑチャンネルのバイアス電流源と前記反転Ｑチャンネルのバイアス電流源とからなるバイアス電流源の対とからなるバイアス電流源の２つの対の内の一方の対を構成する２つのバイアス電流源の値を第１の量だけ変化させつつ、前記２つのバイアス電流源の対の内の他方の対を構成する２つのバイアス電流源の値を第２の量だけ変化させる段階と、
   最小側波帯像の検出を生じさせる前記バイアス電流源の２つの対の内の前記一方の対を構成する2つのバイアス電流源の値を決定する段階と、
   を含む、最小側波帯像を決定する前記ステップと、
   最小ＬＯ漏洩を決定する前記ステップ及び最小側波帯像を決定する前記ステップにおいて決定されたバイアス電流値を、前記ＲＦ送信器の通常の動作モード中に使用されるべき前記ＲＦ送信器の動作値として記憶するステップと、
   を備える方法。
4. 前記第２の量はゼロである、請求項３に記載の方法。

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